JP2010166693A - 非接触給電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】給電トランスの相互インダクタンスが変化する用途においても効率的な電力供給を行うことができる非接触給電装置を提供する。
【解決手段】制御装置３０の周波数制御器３１において、給電トランスＴｆの送電コイル１４と受電コイル２１間の相互インダクタンスＭの変化に応じた電流の共振周波数を探索し、電圧型インバータ部１３の出力電圧を制御するための電圧指令の周波数が電流の周波数に応じた値となるように周波数制御を行う。
【選択図】図５

Description

本発明は、給電トランスを用いて非接触で負荷に対して電力を供給する非接触給電装置に関する。

従来、この種の非接触給電装置において、高周波電源部から出力される高周波電力の力率をほぼ「１」近くにして効率的な電力供給を行えるようにするために、抵抗検出回路により負荷の抵抗成分を検出し、検出された負荷の抵抗成分に応じて高周波電源部が生成する高周波電力の周波数を制御するという技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

特開２００２−２７２１３４号公報

しかしながら、特許文献１に記載されている従来の技術では、負荷の抵抗成分を検出して検出した負荷の抵抗成分に応じて周波数を可変するようにしているが、給電トランスの相互インダクタンスの変化については考慮していないため、例えば、地上に設置された送電コイル（１次コイル）と車両に設置された受電コイル（２次コイル）との間で非接触で電力を伝送して車両に電力供給する場合など、送受電コイル間の相対距離が必ずしも一定とならない用途で使用する場合には、相互インダクタンスの変化により力率が低下して、効率的な電力供給ができなくなるという問題がある。

本発明は、以上のような従来技術の問題点を解消すべく創案されたものであって、給電トランスの相互インダクタンスが変化する用途においても効率的な電力供給を行うことができる非接触給電装置を提供することを目的としている。

本発明に係る非接触給電装置は、複数のコイルおよび共振素子による共振によって複数コイル間で非接触に電力を伝送する給電トランスと、給電トランスに高周波電流を通電する電力変換器と、電力変換器の出力電圧を制御する制御装置とを備える。そして、制御装置が、給電トランスの相互インダクタンスの変化に応じた共振電流の周波数値を探索する周波数探索手段と、探索した周波数値に応じて電力変換器の出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成手段とを有し、周波数探索手段により探索した共振電流の周波数値に基づいて、電力変換器の出力電圧指令の周波数値を共振電流の周波数値に応じた値とすることで、上記の課題を解決する。

本発明に係る非接触給電装置によれば、給電トランスの送受電コイル間の相互インダクタンスの変化に応じて電流の周波数を探索し、電圧周波数を電流周波数に合わせるようにしているので、給電トランスの送受電コイル間の相互インダクタンスが変化した場合であっても効率的な電力供給を行うことができる。

第１の実施形態に係る非接触給電装置の構成図である。 第１の実施形態に係る非接触給電装置の変形例を示す構成図である。 第１の実施形態に係る非接触給電装置の他の変形例を示す構成図である。 第１の実施形態に係る非接触給電装置のさらに他の変形例を示す構成図である。 第１の実施形態に係る非接触給電装置の制御装置の構成図である。 アナログ制御でキャリアを生成する手法を説明する図である。 デジタル制御でキャリアを生成する手法を説明する図である。 電圧型インバータ部の各スイッチに対するスイッチングパルスを生成する手法を説明する図である。 電圧型インバータ部の各スイッチに対するスイッチングパルスを生成する手法を説明する図である。 図１における回路Ａの力率の周波数特性と、電圧型インバータ部の出力電流と出力電圧との位相差の周波数特性を示す図である。 電圧型インバータ部の出力電流と出力電圧との位相差に応じた電圧・電流波形を示す図である。 送電コイルと受電コイルの平面横方向のずれＸにより相互インダクタンスＭが変化することを示す特性図である。 送電コイルと受電コイルのコイル間のギャップＺに対する相互インダクタンスＭの変化を示す特性図である。 送電コイルと受電コイルとの相対位置変化により図１における回路Ａの共振周波数が変化して力率の周波数特性が変化することを示す図である。 周波数制御器における周波数指令生成部の具体的構成を示す図である。 周波数指令生成部において周波数探索が行われる様子を示す模式図である。 周波数制御器における周波数制御の制御ロジックを示すフローチャートである。 送電コイルと受電コイルの相対距離と初期周波数との関係を定めた対応テーブルの示す図である。 第２の実施形態に係る非接触給電装置の構成図である。 第２の実施形態に係る非接触給電装置の制御装置の構成図である。 ＤＣＤＣコンバータ部のスイッチに対するスイッチングパルスを生成する手法を説明する図である。 ＤＣＤＣ制御部による電圧制御および周波数制御器による周波数制御の制御ロジックを示すフローチャートである。 第３の実施形態に係る非接触給電装置の制御装置の構成図である。 電流判定部による判定も含めた周波数制御器による周波数制御の制御ロジックを示すフローチャートである。 電圧型インバータ部の駆動周波数と出力電流との関係を示す図である。 第３の実施形態に係る非接触給電装置の制御装置の変形例を示す構成図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る非接触給電装置の構成図である。本実施形態の非接触給電装置は、給電側回路１０（１次側）と受電側回路２０（２次側）と制御装置３０とで構成され、給電側回路１０の１次コイルと受電側回路２０の２次コイルからなる給電トランスＴｆでの電磁誘導作用により、給電側回路１０から受電側回路２０へと非接触で電力供給するものである。

給電側回路１０は、固定設備として設けられ、商用周波数の交流電源部１１と、交流電源部１１から給電される交流電圧を直流電圧に変換する直流電源部１２と、直流電源部１２から出力される直流電圧を１〜５０ｋＨｚ程度の高周波電力に逆変換する電圧型インバータ部１３と、電圧型インバータ部１３から出力される高周波電力を受電側回路２０に非接触で供給する送電コイル（１次コイル）１４と、送電コイル１４と直列に設けられて給電側の共振回路を構成する１次コンデンサ１５とを有する。電圧型インバータ部１３は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と逆接続ダイオードと直流電圧の平滑コンデンサとから構成され、制御装置３０からのスイッチ指令に従ってスイッチＳＷ１〜ＳＷ４のオン／オフが切り替えられることにより、直流電源部１２から出力される直流電圧を１〜５０ｋＨｚ程度の高周波電力に逆変換する
一方、受電側回路２０は、例えば車両などの移動体に設けられ、給電側回路１０の送電コイル１４から電磁誘導作用により非接触状態で高周波電力を受電する受電コイル（２次コイル）２１と、受電コイル２１に並列に設けられて受電側の共振回路を構成する２次コンデンサ２２と、受電コイル２１で受電した高周波電力を整流する整流部２３と、負荷２４とを有する。

なお、図１に示した例では、１次コンデンサ１５は送電コイル１４に対して直列に接続され、２次コンデンサ２２は受電コイル２１に対して並列に接続されているが、図２に示すように、１次コンデンサ１５と２次コンデンサ２２の双方を並列接続する構成としてもよいし、また、図３に示すように、１次コンデンサ１５と２次コンデンサ２２の双方を直列接続する構成としてもよい。

また、図４に示すように、電圧型インバータ部１３と１次コンデンサ１５との間に絶縁トランスＴｉを設け、絶縁トランスＴｉの一次側に直列に共振回路を構成するコンデンサ１６を接続した構成としてもよい。また、コンデンサ１６は絶縁トランスＴｉの一次側に対して並列に接続してもよい。

図５は、本実施形態の非接触給電装置における制御装置３０の構成図である。この制御装置３０は、上述した給電側回路１０の電圧型インバータ部１３を制御するものであり、電圧型インバータ部１３の出力電圧の周波数を制御する周波数制御器３１と、電圧型インバータ部１３の出力電圧のパルス幅を制御し、スイッチングパルスを生成する電圧指令生成部３２とから構成される。

周波数制御器３１は本発明の主要な部分であり、周波数指令生成部３１１とキャリア生成部３１２とから構成される。

周波数指令生成部３１１は、電圧型インバータ部１３の出力電流の検出値ｉ_ｉｎｖを入力し、この電圧型インバータ部１３の出力電流ｉ_ｉｎｖをもとに、電圧型インバータ部１３が出力する電力の力率を「１」とするような周波数指令ｆ_ｒｅｆを演算する。なお、この周波数指令値ｆ_ｒｅｆの演算方法については詳細は後述する。

キャリア生成部３１２は、周波数指令生成部３１１で演算した周波数指令値ｆ_ｒｅｆに基づいてキャリアの振幅Ｖ_ｘを演算し、キャリアを生成する。例えば、アナログ制御でキャリアを生成する場合は、図６に示すように、キャリアの傾きをｄｖ／ｄｔとすると、
Ｖ_ｘ＝ｄｖ／ｄｔ・１／ｆ_ｒｅｆ
によりキャリアの振幅Ｖ_ｘを求める。また、デジタル制御の場合は、デジタル発振周波数をｆ_ｃ[Hz]として１カウントづつ増加することでキャリアを生成するとすると、図７に示すように、
Ｖ_ｘ＝ｆ_ｃ／ｆ_ｒｅｆ
によりキャリアの振幅Ｖ_ｘを求める。ただし、Ｖ_ｘは整数である。

電圧指令生成部３２は、電圧型インバータ部１３の出力電圧振幅指令Ｖ_ｒｅｆを生成する電圧振幅指令生成部３２１と、電圧振幅指令生成部３２１で生成した出力電圧振幅指令Ｖ_ｒｅｆと周波数制御器３１のキャリア生成部３１２で生成したキャリアとの比較を行ってスイッチングパルスを生成するＳＷパルス生成部３２２とから構成される。

電圧指令生成部３２１は、外部から与えられる電力指令Ｐ_ｒｅｆから、実験や計算などにより予め求められたマップ等を参照して、電圧型インバータ部１３の出力電圧振幅指令Ｖ_ｒｅｆを求める。

ＳＷパルス生成部３２２は、図８に示すように、キャリアと出力電圧振幅指令Ｖ_ｒｅｆおよび振幅Ｖ_ｘとの比較から、電圧型インバータ部１３の各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対するスイッチングパルスを以下のように決定する。
スイッチＳＷ１：キャリア≦Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
キャリア＞Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
スイッチＳＷ２：キャリア≦Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
キャリア＞Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
スイッチＳＷ３：キャリア≧Ｖ_ｒｅｆ、かつ、キャリア≦Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
キャリア＜Ｖ_ｒｅｆ、または、キャリア＞Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
スイッチＳＷ４：キャリア≧Ｖ_ｒｅｆ、かつ、キャリア≦Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＦＦ
キャリア＜Ｖ_ｒｅｆ、または、キャリア＞Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｘ／２のときＯＮ
また、ＳＷパルス生成部３２２は、スイッチＳＷ１，ＳＷ３およびスイッチＳＷ２，ＳＷ４で、正負極間のアーム短絡が発生しないよう、デッドタイムを生成する。このようにして、図８のタイムチャートの下段に示すように、電圧型インバータ部１３の出力線間電圧Ｖ_ｉｎｖの正電圧（＋Ｖ_ｄｃ）と負電圧（−Ｖ_ｄｃ）のパルス幅を制御することができる。また、Ｖ_ｒｅｆ＝Ｖ_ｘ／２の場合には、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対するスイッチングパルスは図９に示すようになり、電圧型インバータ部１３の出力線間電圧Ｖ_ｉｎｖは最大出力状態となって、出力電圧の利用率が最大となるため効率がよい。

次に、本発明の主要部分となる周波数制御器３１の周波数指令生成部３１１の構成と動作について、さらに詳しく説明する。

まず、本実施形態の非接触給電装置における回路の共振周波数と力率、および位相の関係について、図１０および図１１を用いて説明する。図１０は、図１における電圧型インバータ部１３から右の回路（以下、これを回路Ａとする。）の力率の周波数特性と、電流ｉ_ｉｎｖと電圧Ｖ_ｉｎｖとの位相差の周波数特性を示す図である。なお、図中の実線で示すグラフが力率の周波数特性を示し、一点鎖線で示すグラフが電流ｉ_ｉｎｖと電圧Ｖ_ｉｎｖとの位相差の周波数特性を示している。また、位相差の定義は、電圧位相に対して電流位相が遅れた場合を正とする。

ここで、回路Ａはコイルとコンデンサから構成されているため、共振現象が発生する。この共振周波数をｆ_０として位相差を見てみると、電圧型インバータ部１３の駆動周波数（インバータ駆動周波数）がｆ_０より低い領域では進み位相（位相差が負）となり、ｆ_０より高い領域では遅れ位相（位相差が正）となる。これは、インバータ駆動周波数が低い領域では回路Ａは容量性の特性を示し、逆に、インバータ駆動周波数が高い領域では回路Ａは誘導性の特性を示すからである。このとき、進み位相の場合の電圧・電流波形は図１１（ａ）のようになり、時刻ｔ点において電圧を切り替えた場合の電流値は負となる。これに対して、遅れ位相の場合の電圧・電流波形は図１１（ｃ）のようになり、時刻ｔ点において電圧を切り替えた場合の電流値は正となる。また、共振周波数ｆ_０と電圧パルスの周波数が一致した場合は、図１１（ｂ）のように電圧・電流の位相差が零となり、時刻ｔにおける電流は零となり零電流スイッチングができる。

次に、力率について説明する。力率は電流と電圧の位相差のコサインを取ったものであるから、位相差が零であるとき力率は最も高くなる。一般に、単相交流の電力は力率と電流、電圧の実効値の積から求められるため、力率が高いほど電流の実効値を低く抑えることができ、効率よく電力を伝送できるようになる。このように、インバータ駆動周波数を共振周波数ｆ_０に一致させることにより、力率を「１」とし、電圧型インバータ部１３が零電流スイッチングするため、高効率な運転が可能となる。

次に、相互インダクタンスと共振周波数ｆ_０の変化について、図１２乃至図１４を用いて説明する。共振周波数ｆ_０は、回路Ａを構成する受動素子、主に、１次コンデンサ１５の容量Ｃ_２、送電コイル１４の自己インダクタンスＬ_１、送電コイル１４と受電コイル２１間の相互インダクタンスＭなどによって決定される。ここで、例えば送電コイル１４を地上に設置し、受電コイル２１を車両に搭載して非接触で車両のバッテリ（負荷２４）を充電するような場合を考えると、車両の停止状態や車高によって送電コイル１４と受電コイル２１の相互インダクタンスＭは大きく変化する。図１２および図１３はその変化の様子を示しており、図１２は送電コイル１４と受電コイル２１の平面横方向のずれ（Ｘ）により相互インダクタンスＭが変化することを示す特性図、図１３は送電コイル１４と受電コイル２１のコイル間のギャップ（Ｚ）に対する相互インダクタンスＭの変化を示す特性図である。これら図１２および図１３に示すように、送電コイル１４と受電コイル２１との相対位置が変化すると、共振周波数が例えば図１４のｆ_０からｆ_１のように変化し、力率の周波数特性が変化する。このような共振周波数の変化は、相互インダクタンスＭの変化に応じた値となる。従って、インバータ駆動周波数と共振周波数とが一致していた動作点から相互インダクタンスＭが変化すると、進み位相、あるいは遅れ位相のいずれかの状態となり、いずれにしても力率は低い値となる。

以上のように、送電コイル１４と受電コイル２１との相対位置が変化し相互インダクタンスＭが変化すると、力率が低くなり効率が低下することになる。そこで、本実施形態の非接触給電装置では、制御装置３０の周波数制御器３１において、前述の送電コイル１４と受電コイル２１間の相互インダクタンスＭが変化したときの力率の低下を補償するように周波数制御を行うことで、高効率な運転を維持できるようにしている。具体的には、周波数制御器３１の周波数指令生成部３１１を、図１５に示すように、電圧型インバータ部１３の出力電流検出値ｉ_ｉｎｖから周波数増減量Δｆを求める周波数加減算テーブル３１１ａと、初期周波数ｆの更新を行う更新部３１１ｂと、初期周波数ｆと周波数増減量Δｆとを加算して周波数指令ｆ_ｒｅｆを求める加算器３１１ｃとを備えた構成とする。

電圧型インバータ部１３の出力電流ｉ_ｉｎｖの検出は、図１１に示した時刻ｔ点のように、電圧型インバータ部１３の出力線間電圧Ｖ_ｉｎｖが正から負に切り替わるタイミングでサンプリングする。周波数加算テーブル３１１ａは、この検出した電流値ｉ_ｉｎｖの正、負に基づき、周波数増減量Δｆを以下のように決定する。
検出した電流値ｉ_ｉｎｖが負の場合：Δｆ ＝ ＋ａ[Hz]
検出した電流値ｉ_ｉｎｖが正の場合：Δｆ ＝ −ａ[Hz]
ここで、ａの値は大きくするほど周波数探索速度が向上し、小さくするほど探索精度が向上することを加味して、適切な値を選定する。

次に、加算器３１１ｃにて初期周波数ｆと周波数増減量ΔＦとを加算することにより、周波数指令ｆ_ｒｅｆを求める。

図１６は、以上のように構成される周波数指令生成部３１１において周波数探索が行われる様子を示す模式図である。図１６（ａ）の上段のように、時刻ｔ_２にて電圧Ｖ_ｉｎｖが正から負にが切り替わる状態で検出電流ｉ_ｉｎｖが負だった場合は、パルス幅を狭く（つまり、周波数を高く）し、電圧切り替えのタイミングを時刻ｔ_１のタイミングとすることで、図１６（ａ）の下段に示すように、力率「１」と零電流スイッチングを実現することができる。また、時刻ｔ_２における検出電流ｉ_ｉｎｖが正だった場合は、逆にパルス幅を太く（つまり、周波数を低く）すればよい。また、図１６（ｂ）の上段に示すように、共振電流の周波数と駆動周波数が異なる場合においても、図１６（ａ）の場合と同じロジックで駆動周波数を決定することにより、図１６（ｂ）の下段に示すように零電流スイッチングを実現することができる。

図１７は、周波数制御器３１における周波数制御の制御ロジックを示すフローチャートである。本ロジックは、検出電流ｉ_ｉｎｖの平均値が零近傍となるように周波数を制御するロジックである。

具体的には、まず、ステップＳ１０１において電流値ｉ_ｉｎｖを検出した後、ステップＳ１０２において複数回の電圧切替時の電流平均値を算出する。次に、ステップＳ１０３において、ステップＳ１０２で算出した電流平均値の絶対値が所定値ｂを下回っているか否かを判定する。ここで、所定値ｂとしては零近傍の値が用いられる。

ステップＳ１０３での判定の結果、電流平均値の絶対値が所定値ｂを下回っている場合には、電流平均値は零近傍であるとしてステップＳ１０４にて周波数探索を停止し、周波数増減量Δｆを零とする。これにより、周波数指令生成部３１１は、最後に更新された周波数を周波数指令ｆ_ｒｅｆとして出力し続ける。

一方、ステップＳ１０３での判定の結果、電流平均値の絶対値が所定値ｂ以上の場合には、ステップＳ１０５にて周波数加減算テーブル３１１ａを参照して周波数増減量Δｆを演算し、ステップＳ１０６に移行して加算器３１１ｃにて初期周波数ｆと周波数増減量Δｆとの和を求め、周波数指令ｆ_ｒｅｆを算出する。そして、ステップＳ１０７では、ステップＳ６で算出した周波数指令ｆ_ｒｅｆに基づき、キャリア生成部３１２にてキャリアを生成する。また、ステップＳ１０８では、初期周波数ｆをステップＳ１０６で算出した周波数指令ｆ_ｒｅｆに更新する。このようにして、初期周波数ｆに周波数増減量Δｆを加算して更新していくことで、周波数指令ｆ_ｒｅｆは徐々に共振周波数に近づいていく。

なお、制御開始時における初期周波数は、例えば、送電コイル１４と受電コイル２１間の相互インダクタンスＭが最大の場合における共振周波数より高い値に設定しておく。この相互インダクタンスＭの最大時における共振周波数は、予め実験や計算などにより求めておくとよい。また、初期周波数は、電圧型インバータ部１３の駆動できる最大の周波数としてもよく、また、送電コイル１４と受電コイル２１の相対距離Ｄをセンサにて測定し、その測定結果に基づいて、例えば図１８に示すような、実験や計算により予め求められた距離Ｄと初期周波数との対応テーブルを参照することによって、初期周波数を求めるようにしてもよい。

以上、具体的な例を挙げながら詳細に説明したように、本実施形態の非接触給電装置によれば、制御装置３０が給電トランスＴｆの送電コイル１４と受電コイル２１間の相互インダクタンスＭの変化に応じた電流の共振周波数を探索し、電圧型インバータ部１３の出力電圧を制御するための電圧指令の周波数が電流の周波数に応じた値となるように周波数制御を行うようにしているので、例えば電圧と電流の位相差を零として力率を「１」近傍に維持した状態での運転（以下、力率１運転という。）を実現することができ、効率的な電力供給が可能となる。特に、例えば送電コイル１４を地上に設置し、受電コイル２１を車両に搭載して非接触で車両のバッテリを充電する場合のように、相互インダクタンスＭが変化し、共振周波数が変化する場合であっても、効率の良い運転が可能となる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、力率１運転をすることによって負荷有効電力を得るために必要な皮相電力を最小化することができるため、電圧型インバータ部１３の電流容量を小さくすることができ、コストを低減できる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、電圧型インバータ部１３の電圧指令の周波数が共振周波数とは異なる値となった場合においても、例えば共振電流の零近傍で電圧型インバータ部１３の出力電圧の切り替えを行うことによってスイッチング損失を低減できるため、効率を高めることができる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、制御装置３０による周波数制御によって電圧型インバータ部１３の駆動周波数を共振電流の周波数と一致させることにより、力率を「１」にして運転ができるため、さらに効率の良い電力供給を行うことができる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、制御装置３０が、電圧型インバータ部１３の出力電流の検出値が零となるようなタイミングで出力電圧が切り替わるように周波数制御を行うことで、電圧型インバータ部１３が零電流スイッチングを行うこととなるため、スイッチング損失を低減できる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、制御装置３０が、初期周波数に対して周波数増減量を加算することで共振周波数を探索し、それに合わせて電圧型インバータ部１３の駆動周波数を設定するようにしているので、給電トランスＴｆの相互インダクタンスＭが変化した場合であっても、効率の良い運転点に動作点を移動させることができる。

また、その際の初期周波数を、給電トランスＴｆの相互インダクタンスＭが最も高い場合の共振周波数以上としておけば、周波数を低下させる方向で周波数の探索が行われるので、例えば初期周波数に対して共振周波数が２倍以上高い場合などに発生する力率１以外の運転点での周波数収束を防止でき、確実に力率１で運転できるため、安定性を高めることができる。

また、初期周波数を電圧型インバータ部１３の出力できる最も高い周波数に設定した場合も同様に、例えば初期周波数に対して共振周波数が２倍以上高い場合などに発生する力率１以外の運転点での周波数収束を防止でき、確実に力率１で運転できるため、安定性を高めることができる。

さらに、給電トランスＴｆの送電コイル１４と受電コイル２１の相対距離Ｄをセンサにて測定して、その測定結果に応じて初期周波数を設定するようした場合も同様に、例えば初期周波数に対して共振周波数が２倍以上高い場合などに発生する力率１以外の運転点での周波数収束を防止でき、確実に力率１で運転できるため、安定性を高めることができる。また、この場合には、予め実験や計算により求めたコイル間の相対距離Ｄと初期周波数との対応関係をテーブルとして記憶させておき、このテーブルを参照してセンサで測定したコイル間の相対距離Ｄに対応する初期周波数を求めるようにすれば、処理の速度を高めて迅速な処理が可能となる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、制御装置３０が、電圧型インバータ部１３の出力電圧の切り替えのタイミングで出力電流を検出するようにしているので、共振周波数を探索して電圧型インバータ部１３の出力電圧の周波数が変化している場合であっても、制御に必要な安定したタイミングで電流を検出することができる。

また、制御装置３０が、電圧型インバータ部１３の出力電圧の切り替えのタイミングで検出した出力電流を零に近づけるように、初期周波数に対して増減周波数を加算することで、力率１運転や零電流スイッチングを実現することができる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、制御装置３０が、電圧型インバータ部１３の出力電圧の切り替えのタイミングで検出した出力電流の平均値に基づいて周波数探索を継続するか停止するかを決定するようにしているので、周波数探索が力率１などの狙った運転点以外で停止してしまうことを防止することができ、安定した周波数探索を実現できる。また、検出した出力電流の平均値が零近傍となった場合、つまり高効率で運転が行われている場合には周波数探索を停止することで、常に周波数探索をし続ける場合に比べて、周波数探索中の不要な周波数成分をカットでき、さらに効率を高めることができる。

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本実施形態は、低い直流電圧で周波数探索を行った後に直流電圧を最適値に制御するようにした例である。

図１９は、本発明の第２の実施形態に係る非接触給電装置の構成図である。本実施形態の非接触給電装置においては、給電側回路１０の直流電源部１２と電圧型インバータ部１３との間に、ＤＣＤＣコンバータ部１７が付加されている。ＤＣＤＣコンバータ部１７は、制御装置３０からのスイッチ指令に従ってスイッチＳＷ５のオン／オフが切り替えられることにより、直流電源部１２から電圧型インバータ部１３に出力される直流電圧を昇降する。なお、本実施形態の非接触給電装置におけるその他の構成および基本的な動作は第１の実施形態と同様であるので、第１の実施形態と共通若しくは対応する構成要素については、同一の符号を付して重複した説明を省略する。

図２０は、本実施形態の非接触給電装置における制御装置３０の構成図である。この制御装置３０は、図５に示した第１の実施形態における制御装置３０に対して、給電側回路１０のＤＣＤＣコンバータ部１７を制御するためのＤＣＤＣ制御部３３を付加した構成となっている。

ＤＣＤＣ制御部３３は、ＤＣＤＣコンバータ部１７での昇降圧に応じたデューティ比を決定するＤｕｔｙ指令生成部３３１と、Ｄｕｔｙ指令生成部３３１で決定したデューティ比に基づいてＤＣＤＣコンバータ部１７のスイッチＳＷ５に対するスイッチングパルスを生成するＳＷ指令生成部３３２とから構成される。

Ｄｕｔｙ指令生成部３３１は、周波数制御器３１において低い直流電圧で周波数探索を行った後に電力を増大するように、ＤＣＤＣコンバータ部１７での昇降圧を制御するためのデューティ比を決定する。

ＳＷ指令生成部３３２は、Ｄｕｔｙ指令生成部３３１からのＤｕｔｙ指令に基づき、例えば図２１に示すようなキャリアとデューティ指令との大小比較により、ＤＣＤＣコンバータ部１７のスイッチＳＷ５に対するスイッチングパルスを生成する。

図２２は、ＤＣＤＣ制御部３３による電圧制御および周波数制御器３１による周波数制御の制御ロジックを示すフローチャートである。本ロジックは、図１７に示した第１の実施形態における周波数制御の制御ロジックに、ＤＣＤＣコンバータ部１７を制御するためのロジックを組み込んだものとなっている。

具体的には、まず、ステップＳ２０１において、ＤＣＤＣ制御部３３により第一Ｄｕｔｙ指令を生成し、これに応じたスイッチングパルスをＤＣＤＣコンバータ部１７に指令して、電圧型インバータ部１３に出力される電圧を制御する。第一Ｄｕｔｙ指令は、周波数制御器３１で周波数探索をするための指令値であり、電圧型インバータ部１３に出力される電圧を通常動作時の最適値よりも低い値にするための指令値である。

本実施形態では、以上のように電圧型インバータ部１３に出力される電圧を制御した後に、第１の実施形態と同様の周波数探索ループにより周波数制御器３１による周波数探索が行われる。すなわち、ステップＳ２０２において、電圧型インバータ部１３の出力電流の電流値ｉ_ｉｎｖを検出し、その後、ステップＳ２０３において複数回の電圧切替時の電流平均値を算出する。次に、ステップＳ２０４において、ステップＳ２０３で算出した電流平均値の絶対値が所定値ｂを下回っているか否かを判定する。

ステップＳ２０４での判定の結果、電流平均値の絶対値が所定値ｂを下回っている場合には、ステップＳ２０５にて周波数探索を停止する。また、本実施形態では、周波数制御器３１が周波数探索を終了した場合、周波数制御器３１からＤＣＤＣ制御部３３に対して周波数探索停止信号が送られる。この周波数制御器３１からの周波数停止信号を受け、ＤＣＤＣ制御部３３は、ステップＳ２０６において、外部から与えられる電力指令値Ｐ_ｒｅｆに基づいて第二Ｄｕｔｙ指令を生成し、これに応じたスイッチングパルスをＤＣＤＣコンバータ部１７に指令して、電圧型インバータ部１３に出力される電圧を制御する。第二Ｄｕｔｙ指令は、実際に負荷２４への電力供給を行う際の最適電圧に制御する指令値であり、例えば実験や計算により予め求められた電力指令値Ｐ_ｒｅｆと最適電圧との関係を示すマップなどを参照することで求められる。

一方、ステップＳ２０４での判定の結果、電流平均値の絶対値が所定値ｂ以上の場合には、第１の実施形態と同様に、ステップＳ２０７において周波数加減算テーブル３１１ａに基づき周波数増減量Δｆが演算され、ステップＳ２０８において、初期周波数ｆに周波数増減量Δｆを加算することで周波数指令ｆ_ｒｅｆが算出される。そして、ステップＳ２０９において、ステップＳ２０８で算出された周波数指令ｆ_ｒｅｆに基づき、電圧型インバータ部１３のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対するスイッチングパルスを生成するためのキャリアが生成される。また、ステップＳ２１０において、初期周波数ｆがステップＳ２０８で算出された周波数指令ｆ_ｒｅｆに更新され、その後、ステップＳ２０２以降の制御シーケンスが繰り返される。

以上、具体的な例を挙げながら詳細に説明したように、本実施形態の非接触給電装置によれば、直流電源部１２から電圧型インバータ部１３に出力される直流電圧を昇降するＤＣＤＣコンバータ部１７が給電側回路１０に付加され、制御装置３０が、低電圧の状態で周波数探索を行った後に直流電圧を最適値に昇圧させるようにしているので、いかなる電力指令であっても直流電圧を制御することで最適な電圧パルスを生成することができ、効率をさらに高めることができる。

［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態は、電圧型インバータ部１３の出力電流が最大となる点で周波数探索を停止するように制御を行うようにした例である。

図２３は、本実施形態の非接触給電装置における制御装置３０の構成図である。本実施形態の非接触給電装置では、制御装置３０が、第１の実施形態で説明したように電圧型インバータ回路１３の出力電圧が切り替わるタイミングで出力電流を検出するだけでなく、それとは別に、電圧型インバータ回路１３の出力電流を常時検出するようにしている。また、本実施形態の制御装置３０には、図５に示した第１の実施形態における制御装置３０の構成に加えて、常時検出している電圧型インバータ回路１３の出力電流（以下、常時検出電流という。）に基づいて周波数探索停止指令を生成する電流判定部３４が付加されている。なお、非接触給電装置におけるその他の構成および基本的な動作は第１の実施形態と同様であるので、第１の実施形態と共通若しくは対応する構成要素については、同一の符号を付して重複した説明を省略する。

常時検出電流は、例えばアナログ回路によって検出する。制御装置３０の電流判定部３４は、電圧型インバータ部１３が出力できる最大電流からマージンを取った値を電流判定閾値Ｉ_ｓとし、常時検出電流をこの電流判定閾値Ｉ_ｓと比較して、常時検出電流が電流判定閾値Ｉ_ｓを超えたところで周波数探索停止指令を周波数制御器３１の周波数指令生成部３１１に対して出力する。

図２４は、電流判定部３４による判定も含めた周波数制御器３１による周波数制御の制御ロジックを示すフローチャートである。本ロジックは、図１７に示した第１の実施形態における周波数制御の制御ロジックに、電流判定部３４による電流判定の処理を追加したものとなっている。

具体的には、第１の実施形態と同様に、まず、ステップＳ３０１において、電圧型インバータ回路１３の出力電圧Ｖ_ｉｎｖが切り替わるタイミングで出力電流ｉ_ｉｎｖを検出した後、ステップＳ３０２において複数回の電圧切替時の電流平均値を算出する。そして、ステップＳ３０３において、ステップＳ３０２で算出した電流平均値の絶対値が所定値ｂを下回っているか否かを判定する。

ステップＳ３０３での判定の結果、電流平均値の絶対値が所定値ｂを下回っている場合には、ステップＳ３０４にて周波数探索を停止する。また、本実施形態では、電流判定部３４が常時検出電流を入力して（ステップＳ３０５）、常時検出電流と電流判定閾値Ｉ_ｓとの比較を行っており（ステップＳ３０６）、常時検出電流が電流判定閾値Ｉ_ｓを超えると電流判定部３４から周波数制御器３１の周波数指令生成部３１１に対して周波数探索停止指令が出力され、ステップＳ３０４において周波数探索が停止される。

一方、ステップＳ３０３での判定の結果、電流平均値の絶対値が所定値ｂ以上の場合には、第１の実施形態と同様に、ステップＳ３０７において周波数加減算テーブル３１１ａに基づき周波数増減量Δｆが演算され、ステップＳ３０８において、初期周波数ｆに周波数増減量Δｆを加算することで周波数指令ｆ_ｒｅｆが算出される。そして、ステップＳ３０９において、ステップＳ３０８で算出された周波数指令ｆ_ｒｅｆに基づき、電圧型インバータ部１３のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４に対するスイッチングパルスを生成するためのキャリアが生成される。また、ステップＳ３１０において、初期周波数ｆがステップＳ３０８で算出された周波数指令ｆ_ｒｅｆに更新され、その後、ステップＳ３０１以降の制御シーケンスが繰り返される。

図２５は、電圧型インバータ部１３の駆動周波数と出力電流との関係を示す図である。本実施形態では、電圧型インバータ部１３が出力できる最大電流Ｉ_ｍａｘからマージンを取った値Ｉ_ｓで周波数制御を停止させるようにしているので、最大電流Ｉ_ｍａｘからに近い周波数ｆ_２，ｆ_３にまで周波数探索が進む前の、周波数ｆ_１，ｆ_４で周波数探索が停止することになる。したがって、電圧型インバータ部１３の電流容量（出力可能な最大電流Ｉ_ｍａｘ）を小さく設定した場合であっても、電圧型インバータ部１３の電流容量の範囲で適切に周波数探索を行うことができる。

なお、常時検出電流は、例えば図２６に示すように、１次コンデンサ１５の両端電圧を検出して、これを常時検出電流演算部３５において電流に換算することによって求めるようにしてもよい。この場合、常時検出電流演算部３５は、一次コンデンサ１５の容量Ｃ_２と周波数指令値ｆ_ｒｅｆと一次コンデンサ１５の両端電圧検出値Ｖ_ｃとから、常時検出電流＝２π・ｆ_ｒｅｆ・Ｃ_２・Ｖ_ｃとして常時検出電流を求めるようにすればよい。

以上、具体的な例を挙げながら詳細に説明したように、本実施形態の非接触給電装置によれば、電圧型インバータ部１３の出力電流を常時検出して、出力電流が最大電流を超えない範囲で周波数探索を行うようにしているので、電圧型インバータ部１３の電流容量を大きくした設計にする必要がなく、電圧型インバータ部１３を低コストで構成することができる。また、電圧型インバータ部１３の出力電流が最大値近傍となったら周波数探索を停止することによって、電圧型インバータ部１３の電流容量が小さい場合においても最大出力付近で動作させることができるため、効率の良い運転を実現できる。

また、本実施形態の非接触給電装置によれば、電圧型インバータ部１３の出力電流をアナログ検出値から求めることにより、確実に電圧型インバータ部１３の出力電流を常時検出できるので、電圧型インバータ部１３の出力電流の最大値を正確に判断することができ、信頼性の高い制御を実現できる。また、電圧型インバータ部１３の出力電流を一次コンデンサ１５の両端電圧と一次コンデンサ１５のインピーダンス値から求めるようにした場合には、安価な構成で電圧型インバータ部１３の出力電流を検出することができる。

なお、以上説明した本発明の実施形態は、本発明の一適用例を例示的に示したものであり、本発明の技術的範囲が上記の実施形態として開示した内容に限定されることを意図するものではない。つまり、本発明の技術的範囲は、上記の実施形態で開示した具体的な技術事項に限らず、この開示から容易に導きうる様々な変形、変更、代替技術なども含むものである。

１０ 給電側回路
１１ 交流電源部
１２ 直流電源部
１３ 電圧型インバータ部
１４ 送電コイル
１５ １次コンデンサ
１７ ＤＣＤＣコンバータ部
２０ 受電側回路
２１ 受電コイル
２２ ２次コンデンサ
２３ 整流部
２４ 負荷
３０ 制御装置
３１ 周波数制御器
３２ 電圧指令生成部
３３ ＤＣＤＣ制御部
３４ 電流判定部
Ｔｆ 給電トランス

Claims (17)

1. 複数のコイルおよび共振素子による共振によって複数コイル間で非接触に電力を伝送する給電トランスと、
   前記給電トランスに高周波電流を通電する電力変換器と、
   前記電力変換器の出力電圧を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記給電トランスの相互インダクタンスの変化に応じた共振電流の周波数値を探索する周波数探索手段と、
   探索した周波数値に応じて前記電力変換器の出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成手段とを有し、
   前記周波数探索手段により探索した共振電流の周波数値に基づいて、前記出力電圧指令の周波数値を、前記共振電流の周波数値に応じた値とすることを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記制御装置は、前記出力電圧指令の周波数値を前記共振電流の周波数値に等しい値に設定することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
3. 前記制御装置は、前記電力変換器の出力電圧が切り替わるときの出力電流の値が零となるように、前記出力電圧指令を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の非接触給電装置。
4. 前記周波数探索手段は、初期周波数設定手段と周波数増減手段とを有し、
   前記周波数増減手段が前記初期周波数設定手段の設定した初期周波数値から周波数値を増減することで、前記給電トランスの相互インダクタンスの変化に応じた共振電流の周波数値を探索することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
5. 前記初期周波数設定手段は、前記給電トランスの相互インダクタンスが最大の場合の共振周波数値より高い値を初期周波数に設定することを特徴とする請求項４に記載の非接触給電装置。
6. 前記初期周波数設定手段は、前記電力変換器が出力可能な最大の周波数値を初期周波数値に設定することを特徴とする請求項４に記載の非接触給電装置。
7. 前記給電トランスの複数コイル間の相対距離を測定する距離センサを備え、
   前記初期周波数設定手段は、前記距離センサで測定された相対距離から初期周波数を求めることを特徴とする請求項４に記載の非接触給電装置。
8. 前記初期周波数設定手段は、前記給電トランスの複数コイル間の相対距離と初期周波数との対応関係を示すテーブルを有し、前記距離センサで測定された相対距離と前記テーブルとに基づいて初期周波数を求めることを特徴とする請求項７に記載の非接触給電装置。
9. 前記制御装置は、前記電力変換器の出力電流を検出する電流検出手段を備え、前記電力変換器の出力電圧が切り替わるタイミングで前記電流検出手段による瞬時電流検出を行うことを特徴とする請求項４乃至８のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
10. 前記周波数探索手段は、前記電力変換器の出力電圧が正から負へ切り替わる場合の検出電流値が正の場合は初期周波数値から周波数値を減少させ、前記電力変換器の出力電圧が正から負へ切り替わる場合の検出電流値が負の場合は初期周波数値から周波数を増加させ、前記電力変換器の出力電圧が負から正へ切り替わる場合の検出電流値が正の場合は初期周波数値から周波数を増加させ、前記電力変換器の出力電圧が負から正へ切り替わる場合の検出電流値が負の場合は初期周波数値から周波数を減少させることを特徴とする請求項９に記載の非接触給電装置。
11. 前記周波数探索手段は、前記瞬時電流検出値の平均値に基づいて周波数探索を継続するか停止するかを決定することを特徴とする請求項９又は１０に記載の非接触給電装置。
12. 前記周波数探索手段は、前記瞬時電流検出値の平均値が零近傍となった場合に周波数探索を停止することを特徴とする請求項１１に記載の非接触給電装置。
13. 前記電力変換器は、交流電圧を整流して直流電圧を生成する直流電圧生成手段と、当該直流電圧生成手段が出力する直流電圧から交流を生成する交流電圧生成手段とを有し、
    前記制御装置は、前記直流電圧生成手段が出力する直流電圧の電圧値を制御し、前記直流電圧生成手段が第１の電圧値の直流電圧を出力している状態で、前記周波数探索手段による周波数探索を行い、前記周波数探索手段による周波数探索が終了した後に、前記直流電圧生成手段が出力する直流電圧の電圧値を前記第１の電圧値よりも高い値である第２の電圧値に上昇させることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
14. 前記制御装置は、前記電力変換器の出力電流を常時検出する常時電流検出手段を備え、当該常時電流検出手段の検出電流値に基づいて、前記電力変換器の出力可能な最大電流を超えない範囲で前記周波数探索手段による周波数探索を行うことを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
15. 前記周波数探索手段は、前記常時電流検出手段の検出電流値が前記電力変換器の出力可能な最大電流値近傍となったところで周波数探索を停止することを特徴とする請求項１４に記載の非接触給電装置。
16. 前記常時電流検出手段は、前記電力変換器の出力電流をアナログ値として検出することを特徴とする請求項１４又は１５に記載の非接触給電装置。
17. 前記常時電流検出手段は、前記給電トランスのコイルと共振回路を構成する共振素子の両端電圧と、前記共振素子のインピーダンス値と、前記出力電圧指令の周波数値とに基づいて、前記電力変換器の出力電流を演算により求めることを特徴とする請求項１４乃至１６のいずれか一項に記載の非接触給電装置。

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