JPWO2012081424A1 - ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Abstract

ワイヤレス給電装置１１６は、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の磁場共振現象に基づき、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３にワイヤレス給電する。送電制御回路２００は、駆動周波数ｆｏにて交流電流を給電コイルＬ２に供給する。給電コイルＬ２は給電側の回路要素とは実質的に非共振の状態のまま交流電力を出力する。そして、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３の磁場共振により、受電コイル回路１３０に電力が供給される。

Description

本発明は、ワイヤレス給電に関し、特に、そのパワー制御に関する。

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、距離を大きくすると電力伝送効率が急激に低下してしまうため数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、遠距離で使えるが電力が小さいという課題がある。磁場共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の中距離でも高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。ワイヤレスであるため完全に絶縁されたシステム構成が可能であり、特に、雨天時の給電に効果的であると考えられる。以下、タイプ（Ｃ）を「磁場共振型」とよぶ。

磁場共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献１参照）。磁場共振型においては、給電側と受電側それぞれに共振回路（ＬＣ回路）が形成される。ここで、給電側共振回路の共振周波数と受電側共振回路の共振周波数を一致させておく。給電側共振回路を共振周波数ｆｒ１で共振させると、受電側共振回路も共振周波数ｆｒ１で共振する。このとき、最大の電力伝送効率にて交流電力を送電できる（特許文献６参照）。
米国公開２００８／０２７８２６４号公報 特開２００６−２３００３２号公報 国際公開２００６／０２２３６５号公報 米国公開２００９／００７２６２９号公報 米国公開２００９／００１５０７５号公報 米国特許７７４１７３４号公報

しかし、本発明者の検証の結果、給電側共振回路は、共振周波数ｆｒ１だけでなく、別の共振周波数ｆｒ２でも共振することが判明した。給電側共振回路（ＬＣ回路）と受電側共振回路（ＬＣ回路）が磁場成分による結合（磁場結合）することにより、給電コイルと受電コイルの間に相互インダクタンスＭが形成される。そして、この相互インダクタンスＭ、給電側共振回路および受電側共振回路により形成される新たな共振回路が、共振周波数ｆｒ１とは異なる共振周波数ｆｒ２を持つためではないかと考えられる。

給電コイルと受電コイルの距離（以下、「コイル間距離」とよぶ）を大きくするとｆｒ１とｆｒ２が接近する。したがって、給電側共振回路に供給される交流電力の駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させようとする場合、駆動周波数ｆｏが本来のターゲットである共振周波数ｆｒ１ではなく共振周波数ｆｒ２の方に追随してしまう可能性がある。共振周波数ｆｒ２はワイヤレス給電の副作用として発生した望まざる共振点であるため、除去することが望ましい。もちろん、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ２に追随させてもよいが、その場合には共振周波数ｆｒ１が不要となる。

また、共振周波数ｆｒ１を低周波数帯に設定する場合には、給電側共振回路（ＬＣ回路）に含まれるキャパシタの静電容量を大きくする必要がある。しかし、静電容量を大きくするとキャパシタのサイズが大きくなってしまう。また、キャパシタが大きくなれば誘電損失が大きくなるというデメリットがある。

本発明におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電する。この装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、実質的に非共振の状態のまま給電コイルから交流電力を給電させる送電制御回路と、を備える。

このワイヤレス給電装置は、給電コイルを実質的に非共振の状態で交流電力を給電する。ここでいう「実質的に非共振」とは、給電コイルの共振をワイヤレス給電の必須構成要件としないことを意味する。給電コイルがなんらかの回路要素と偶発的に共振することまでも排除する意味ではない。また、「給電コイルと受電コイルの磁場共振現象」とは、給電コイルが発生させる交流磁場に基づく受電コイル回路の共振現象を意味する。給電コイルに駆動周波数の交流電流を供給すると、給電コイルは駆動周波数の交流磁場を発生させる。この交流磁場により、給電コイルおよび受電コイルを主として磁場成分により結合（磁場結合）させることにより受電コイル回路を共振させる。このとき、受電コイルに大きな交流電流が流れる。受電コイル回路の共振周波数に駆動周波数を一致させれば、給電コイル自体が共振しなくても、高効率の磁場共振型ワイヤレス給電が可能であることがわかった。送電制御回路は、受電コイル回路の共振周波数にて交流電流を給電コイルに供給してもよい。

この装置は、給電コイルへの第１の方向からの電流の供給を制御する第１のスイッチと、給電コイルへの第２の方向からの電流の供給を制御する第２のスイッチを備えてもよい。送電制御回路は、第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより給電コイルに交流電流を供給してもよい。

第１および第２のスイッチを流れる電流は、結合トランスを介することなく給電コイルに直接的に供給されてもよい。給電コイルにより共振回路を形成する必要がないので、給電コイルに高電圧を印加しやすくなるためである。

この装置は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路を備えてもよい。また、交流電力が発生させる磁場により誘導電流を発生させる検出コイルを備えてもよい。位相検出回路は、誘導電流の位相を計測することにより、交流電力の電流位相を計測してもよい。

送電制御回路は、検出された位相差が減少するように駆動周波数を調整してもよい。これにより、駆動周波数を受電コイル回路の共振周波数に追随させてもよい。

給電コイルは受電コイルと対向する位置に設けられてもよい。そして、給電コイルの非対向面には、磁性体板や電界遮蔽板が取り付けられてもよい。

本発明の別側面におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電する。この装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、給電コイルから交流電力を給電させる送電制御回路を備える。給電コイルは、給電側の回路要素とは、受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しない。

給電コイルは、ワイヤレス給電装置に含まれるその他の回路要素とは共振回路を形成しないように構成されればよい。少なくとも、受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路は給電側において形成されない。

本発明の更に別側面におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置である。この装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、給電コイルから交流電力を給電させる送電制御回路を備える。ここで給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成となっている。

本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、ワイヤレス給電装置とワイヤレス受電装置を備える。ワイヤレス給電装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、実質的に非共振の状態のまま給電コイルから受電コイルに交流電力を給電させる送電制御回路を含む。ワイヤレス受電装置は、受電コイルと、受電コイルと磁気結合し、受電コイルが給電コイルから受電した交流電力を供給されるロードコイルを含む。ワイヤレス受電装置は、受電コイルと共振回路を形成するキャパシタを含んでもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

一般的なワイヤレス電力伝送システムの原理図である。 一般的なワイヤレス電力伝送システムにおける駆動周波数と出力電力の関係を示すグラフである。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの原理図である。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムの模式図である。 第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 給電コイル、受電コイルおよびロードコイルの側断面図である。 受電ＬＣ共振回路のインピーダンスと駆動周波数の関係を示すグラフである。 駆動周波数と共振周波数が一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 駆動周波数が共振周波数よりも大きい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 駆動周波数が共振周波数よりも小さい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 位相検出回路へ入力される各種電圧の変化過程を示すタイムチャートである。 位相差指示電圧と駆動周波数の関係を示すグラフである。 第１実施形態における駆動周波数と出力電力の関係を示すグラフである。 コイル間距離と出力電力効率の関係を示すグラフである。 第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第４実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。

図１は、一般的なワイヤレス電力伝送システム３０８の原理図である。具体的には、図１は、特許文献６に開示されるワイヤレス電力伝送システムの原理を模式的に示すものである。ワイヤレス電力伝送システム３０８は、ワイヤレス給電装置３１０とワイヤレス受電装置３１２を含む。ワイヤレス給電装置３１０は給電ＬＣ共振回路３００を含む。ワイヤレス受電装置３１２は受電ＬＣ共振回路３０２を含む。給電ＬＣ共振回路３００は、給電キャパシタＣＳと給電コイルＬＳを含む。受電ＬＣ共振回路３０２は、受電キャパシタＣＲと受電コイルＬＲを含む。給電コイルＬＳと受電コイルＬＲの磁場結合を無視できるほど両者が充分に離れた状態において給電ＬＣ共振回路３００および受電ＬＣ共振回路３０２それぞれの共振周波数が同一となるように、給電キャパシタＣＳ、給電コイルＬＳ、受電キャパシタＣＲ、受電コイルＬＲが設定される。この共通の共振周波数をｆｒ０とする。

給電コイルＬＳと受電コイルＬＲを充分に磁場結合できる程度に近づけた状態では、給電ＬＣ共振回路３００、受電ＬＣ共振回路３０２およびその間に発生する相互インダクタンスＭにより新たな共振回路が形成される。ワイヤレス給電装置３１０においては、給電源ＶＧからこの新共振回路の共振周波数ｆｒ１にて交流電力が給電ＬＣ共振回路３００に供給される。新共振回路の一部である給電ＬＣ共振回路３００は共振点１（共振周波数ｆｒ１）で共振する。給電ＬＣ共振回路３００が共振すると、給電コイルＬＳは共振周波数ｆｒ１の交流磁場を発生させる。同じく新共振回路の一部である受電ＬＣ共振回路３０２もこの交流磁場により共振する。給電ＬＣ共振回路３００と受電ＬＣ共振回路３０２が同一の共振周波数ｆｒ１にて共振するとき、給電コイルＬＳから受電コイルＬＲに最大の電力伝送効率にてワイヤレス給電がなされる。ワイヤレス受電装置３１２の負荷ＬＤから受電電力が出力電力として取り出される。

新共振回路は、給電ＬＣ共振回路３００と受電ＬＣ共振回路３０２それぞれの共振周波数ｆｒ０よりも低い上記共振周波数ｆｒ１だけでなく、共振周波数ｆｒ０よりも高い共振周波数ｆｒ２も発生する。すなわち、給電コイルＬＳと受電コイルＬＲとが磁場結合することにより、給電コイルＬＳと受電コイルＬＲとの間に相互インダクタンスＭが生じ、給電ＬＣ共振回路３００と受電ＬＣ共振回路３０２、相互インダクタンスＭとから構成される新共振回路が形成される。新共振回路は、共振点１（共振周波数ｆｒ１）だけでなく共振点２（共振周波数ｆｒ２）でも共振する。共振周波数ｆｒ１により電力伝送する場合でも、本来の目的である共振点１（共振周波数ｆｒ１）だけでなく、不要な共振点２（共振周波数ｆｒ２）が生じてしまうことになる。

また、当然ながら、給電キャパシタＣＳは誘電損失を発生させる。特に、共振周波数ｆｒ１が低周波数帯にあるときには誘電損失が大きくなる。低周波数帯では給電キャパシタＣＳのサイズも大きくなりやすい。

図２は、一般的なワイヤレス電力伝送システム３０８における駆動周波数と出力電力の関係を示すグラフである。給電源ＶＧは、駆動周波数ｆｏの交流電流を給電ＬＣ共振回路３００に流す。給電源ＶＧは、駆動周波数ｆｏを調整して、共振周波数ｆｒ１に一致させる機能を備えるものとする。もっとも、完全に一致させることが望ましいが、少なくとも、完全一致するように駆動周波数ｆｏを調整することが重要であるため、厳密には常に完全一致するとは限らないことはいうまでもない。

中距離特性３０４は、コイル間距離Ｄが小さいときの駆動周波数ｆｏと出力電力の関係を示す。中距離特性３０４の場合、相互インダクタンスＭの影響により、２つの共振点（共振周波数ｆｒ１，ｆｒ２）は互いに離れている。したがって、共振周波数ｆｒ１の近辺に駆動周波数ｆｏの制御範囲を限定しておけば、共振点１（共振周波数ｆｒ１）を検出して、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１に一致させやすくなる。

遠距離特性３０６は、コイル間距離Ｄが大きくなったときの駆動周波数ｆｏと出力電力の関係を示す。相互インダクタンスＭの影響が小さくなるため２つの共振点（共振周波数ｆｒ１，ｆｒ２）は接近する。この場合、駆動周波数ｆｏは、共振周波数ｆｒ１ではなく共振周波数ｆｒ２の方に一致してしまう可能性がある。あるいは、共振周波数ｆｒ１と共振周波数ｆｒ２の間で追随目標が揺れてしまう可能性がある。

コイル間距離Ｄが更に大きくなれば、相互インダクタンスＭの影響をほとんど無視できるため共振周波数ｆｒ１と共振周波数ｆｒ２はほぼ同一となる。すなわち、共振周波数ｆｒ１と共振周波数ｆｒ２は、どちらも共振周波数ｆｒ０に近づく。

［第１実施形態］
図３は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の原理図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置１１６とワイヤレス受電装置１１８を含む。ワイヤレス受電装置１１８は受電ＬＣ共振回路３０２を含むが、ワイヤレス給電装置１１６は給電ＬＣ共振回路３００を含まない。すなわち、給電コイルＬＳは、ＬＣ共振回路の一部とはなっていない。より具体的には、給電コイルＬＳは、ワイヤレス給電装置１１６に含まれる他の回路要素とは共振回路を形成しない。給電コイルＬＳに対しては、直列・並列のいずれにもキャパシタが挿入されない。したがって、電力を伝送するときの周波数においては、給電コイルＬＳは非共振となる。

給電源ＶＧは、共振周波数ｆｒ１の交流電流を給電コイルＬＳに供給する。ここでいう共振周波数ｆｒ１は、給電コイルＬＳおよび受電ＬＣ共振回路３０２により形成される新たな共振回路の共振周波数である。給電コイルＬＳは共振しないが、共振周波数ｆｒ１の交流磁場を発生させる。受電ＬＣ共振回路３０２は、この交流磁場により図１に示したワイヤレス受電装置３１２と同様共振する。この結果、受電ＬＣ共振回路３０２には大きな交流電流が流れる。本発明者による検証の結果、給電コイルＬＳの共振はワイヤレス給電の必須要件ではないことが判明した。給電コイルＬＳは、給電ＬＣ共振回路の一部ではないため、ワイヤレス給電装置１１６としては共振周波数ｆｒ１にて共振状態には移らない。一般的には、磁場共振型のワイヤレス給電は、給電側と受電側双方に共振回路を形成し、それぞれの共振回路を同一の共振周波数ｆｒ１で共振させることにより、大電力の送電が可能となると解釈されている。しかし、給電ＬＣ共振回路３００を含まないワイヤレス給電装置１１６であっても、ワイヤレス受電装置１１８が受電ＬＣ共振回路３０２を含んでさえいれば、磁場共振型のワイヤレス給電を実現可能であることがわかった。

給電コイルＬＳと受電側コイルＬＲが磁場結合しても、給電キャパシタＣＳが省略されているため新たな共振回路が形成されない。この場合、電力を伝送するときの周波数では給電コイルＬＳは非共振となるので、磁場結合により２つ目の共振点を生じることがなくなる。給電キャパシタＣＳが不要であるためサイズやコスト面でも有利となる。

図４は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００の模式図である。ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator）２０２は、駆動周波数ｆｏの交流電流を増幅回路２０６に供給する。増幅回路２０６は、交流電流を増幅して給電コイルＬ２に供給する。電流検出回路２０４は、給電コイルＬ２に流れる交流電流の電流位相を計測する。位相比較回路１５０は、ＶＣＯ２０２が発生させる電圧Ｖｏの電圧位相と電流検出回路２０４により検出される電流位相を比較する。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１と一致していれば、電流位相と電圧位相も一致する。電流位相と電圧位相のずれ（位相差）を検出することにより、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１のずれを検出し、周波数のずれが解消されるようにＶＣＯ２０２の駆動周波数ｆｏを調整する。このような構成により、ワイヤレス給電装置１１６は駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させる。

ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。受電コイル回路１３０においては、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３により受電ＬＣ共振回路３０２が形成される。受電コイル回路１３０とロード回路１４０の詳細については次の図５に関連して説明する。

図５は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス給電装置１１６は、基本構成として、送電制御回路２００、給電コイル回路１２０および位相検出回路１１４を含む。送電制御回路２００は、増幅回路２０６とＶＣＯ２０２を含む。ワイヤレス受電装置１１８は、受電コイル回路１３０とロード回路１４０を含む。

給電コイル回路１２０が有する給電コイルＬ２と、受電コイル回路１３０が有する受電コイルＬ３の間には０．０２〜１．０ｍ程度の距離（コイル間距離）がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態においては共振周波数ｆｒ１＝１００ｋＨｚであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。低周波数帯には、スイッチングトランジスタ（後述）のコストおよびスイッチング損失を抑制しやすい、電波法の規制が緩いといったメリットがある。

給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ２とトランスＴ２二次コイルＬｉが直列接続された回路である。トランスＴ２二次コイルＬｉは、トランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により送電制御回路２００から交流電力を供給される。給電コイルＬ２の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、給電コイルＬ２自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。図５では、わかりやすさのため、給電コイルＬ２を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図５に示す各コイルの材質はいずれも銅である。コイルは、アルミニウムなどの他の材質により形成されてもよい。給電コイル回路１２０には交流電流Ｉ２が流れる。

受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３が直列接続されたＬＣ共振回路である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は互いに向かい合っている。受電コイルＬ３の巻き数は７回、導体直径は５ｍｍ、受電コイルＬ３自体の形状は２８０ｍｍ×２８０ｍｍの正方形である。受電コイル回路１３０単体の共振周波数ｆｒ０が１００ｋＨｚとなるように、受電コイルＬ３とキャパシタＣ３それぞれの値が設定されている。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ２が周波数ｆｒ＝１００ｋＨｚにて交流磁場を発生させると、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３が磁場結合し、受電コイル回路１３０に大きな電流Ｉ３が流れる。このとき、給電コイルＬ２が発生させる交流磁場によって受電コイル回路１３０も共振する。

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ４と負荷ＬＤが直列接続された回路である。受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は互いに向かい合っている。図６に関連して詳述するように、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４の距離はゼロである。このため、受電コイルＬ３とロードコイルＬ４は電磁的に強く結合（電磁誘導による結合）している。ロードコイルＬ４の巻き数は１回、導体直径は５ｍｍ、ロードコイルＬ４自体の形状は３００ｍｍ×３００ｍｍである。受電コイルＬ３に電流Ｉ３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に交流電流Ｉ４が流れる。交流電流Ｉ４は負荷ＬＤを流れる。

ワイヤレス給電装置１１６の給電コイルＬ２から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置１１８の受電コイルＬ３により受電され、負荷ＬＤから取り出される。

負荷ＬＤを受電コイル回路１３０に直接接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の中心線を揃えることが好ましい。

次に、送電制御回路２００の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスＴ１の一次側にＶＣＯ２０２が接続される。ＶＣＯ２０２は、駆動周波数ｆｏの交流電圧Ｖｏを発生させる「オシレータ」として機能する。交流電圧Ｖｏの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波（デジタル波形）であるとして説明する。交流電圧Ｖｏにより、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｆ、トランスＴ１二次コイルＬｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｆとトランスＴ１二次コイルＬｇにも正負の両方向に交互に電流が流れる。

本実施形態におけるＶＣＯ２０２は、モトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニットを利用している。ＶＣＯ２０２は、位相比較回路１５０から出力される位相差指示電圧ＳＣ（後述）に基づいて駆動周波数ｆｏを動的に変化させる機能も備える。

送電制御回路２００の電源となるのは、直流電源Ｖｄｄにより充電されるキャパシタＣＡ、ＣＢである。キャパシタＣＡは図１に示す点Ｃと点Ｅの間、キャパシタＣＢは点Ｅと点Ｄの間に設けられる。キャパシタＣＡの電圧（ＣＥ間の電圧）をＶＡ、キャパシタＣＢの電圧（ＥＤ間の電圧）をＶＢとすると、ＶＡ＋ＶＢ（ＣＤ間の電圧）が入力電圧となる。キャパシタＣＡおよびＣＢは直流電圧源として機能する。

トランスＴ１二次コイルＬｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ２のソースと接続される。ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを発生させると、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が駆動周波数ｆｏにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は駆動周波数ｆｏにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ１とスイッチングトランジスタＱ２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、バイポーラ・トランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。

スイッチングトランジスタＱ１のドレインは、キャパシタＣＡの正極に接続される。キャパシタＣＡの負極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介してスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続される。スイッチングトランジスタＱ２のソースは、キャパシタＣＢの負極に接続される。キャパシタＣＢの正極は、トランスＴ２一次コイルＬｂを介して、スイッチングトランジスタＱ２のドレインに接続される。

スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧ＶＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流ＩＤＳ２とする。ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第１電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＡの正極から点Ｃ、スイッチングトランジスタＱ１、トランスＴ２一次コイルＬｂ、点Ｅを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路（以下、「第２電流経路」とよぶ）は、キャパシタＣＢの正極から点Ｅ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、スイッチングトランジスタＱ２、点Ｄを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

送電制御回路２００においてトランスＴ２一次コイルＬｂを流れる電流を「電流ＩＳ」とよぶ。電流ＩＳは交流電流であり、第１電流経路を流れるときを正方向、第２電流経路を流れるときを負方向とよぶ。

ＶＣＯ２０２が駆動周波数ｆｏにて交流電圧Ｖｏを供給すると、第１電流経路と第２電流経路が駆動周波数ｆｏにて交互に切り替わる。駆動周波数ｆｏの交流電流ＩＳがトランスＴ２一次コイルＬｂを流れるため、給電コイル回路１２０にも駆動周波数ｆｏにて交流電流Ｉ２が流れる。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１に近いほど、電力伝送効率は高くなる。駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒ１であれば、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は強く磁場結合する。このとき、電力伝送効率は最大となる。

共振周波数ｆｒ１は、受電コイル回路１３０の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。受電コイル回路１３０を交換した場合にも共振周波数ｆｒ１は変化する。あるいは、キャパシタＣ３の静電容量を可変とすることにより共振周波数ｆｒ１を積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。また、本発明者の実験により、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３のコイル間距離Ｄをある程度近づけると共振周波数ｆｒ０に比べて共振周波数ｆｒ１が上昇し始めることがわかっている。共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏの差が変化すると電力伝送効率が変化する。電力伝送効率が変化すると、負荷ＬＤの電圧（出力電圧）が変化する。したがって、負荷ＬＤの出力電圧を最大化・安定化するためには、共振周波数ｆｒ１が変化したときでも、共振周波数ｆｒ１に駆動周波数ｆｏを追随させる必要がある。

給電コイル回路１２０には検出コイルＬＳＳが設けられる。検出コイルＬＳＳは、貫通孔を有するコア１５４（トロイダルコア）にＮｓ回巻き付けられたコイルである。コア１５４の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイ（permalloy）等の既知材料である。本実施形態における検出コイルＬＳＳの巻き数Ｎｓは１００回である。

給電コイル回路１２０の電流経路の一部もコア１５４の貫通孔を貫通している。これは、コア１５４に対する給電コイル回路１２０の巻き数Ｎｐが１回であることを意味する。このような構成により、検出コイルＬＳＳと給電コイルＬ２は結合トランスを形成する。給電コイルＬ２の交流電流Ｉ２が発生させる交流磁場により、検出コイルＬＳＳには同相の誘導電流ＩＳＳが流れる。等アンペア・ターンの法則により、誘導電流ＩＳＳの大きさは、Ｉ２・（Ｎｐ／Ｎｓ）となる。

検出コイルＬＳＳの両端には抵抗Ｒ４が接続される。抵抗Ｒ４の一端Ｂは接地され、他端Ａの電位ＶＳＳはコンパレータ１４２を介して位相比較回路１５０に接続される。

電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によって２値化され、Ｓ０信号となる。コンパレータ１４２は電位ＶＳＳが所定の閾値、たとえば、０．１（Ｖ）より大きくなると飽和電圧３．０（Ｖ）を出力する。電位ＶＳＳは、コンパレータ１４２によってデジタル波形のＳ０信号に変換される。電流Ｉ２と誘導電流ＩＳＳは同相であり、誘導電流ＩＳＳと電位ＶＳＳ（Ｓ０信号）は同相である。また、送電制御回路２００を流れる交流電流ＩＳは電流Ｉ２と同相である。したがって、Ｓ０信号の波形を観察することにより交流電流ＩＳの電流位相を計測できる。

検出コイルＬＳＳ、抵抗Ｒ４およびコンパレータ１４２は、図４の電流検出回路２０４に相当する。

共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏが一致するときには電流位相と電圧位相も一致する。共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏのずれは、電流位相と電圧位相の位相差から計測できる。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、この位相差に基づいて、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏのずれを計測することにより、共振周波数ｆｒ１の変化に対して駆動周波数ｆｏを自動的に追随させる。

位相検出回路１１４は、位相比較回路１５０とローパスフィルタ１５２を含む。ローパスフィルタ１５２は、抵抗Ｒ３とキャパシタＣ４を含む既知の回路であり、位相差指示電圧ＳＣの高周波数成分をカットするために挿入される。本実施形態における位相比較回路１５０は、ＶＣＯ２０２と同じくモトローラ社：製品番号ＭＣ１４０４６Ｂの内蔵ユニット（Phase Comparator）を利用している。したがって、位相比較回路１５０とＶＣＯ２０２は、ワンチップにて実現可能である。

電流位相を示すＳ０信号は位相比較回路１５０に入力される。また、ＶＣＯ２０２が発生させる交流電圧Ｖｏも、電圧位相を示すＳ２信号として位相比較回路１５０に入力される。位相比較回路１５０は、Ｓ０、Ｓ２信号から電流位相と電圧位相のずれ（位相差）を検出し、位相差の大きさを示す位相差指示電圧ＳＣを生成する。位相差の検出により、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏのずれの大きさを検出する。位相差指示電圧ＳＣにしたがって駆動周波数ｆｏを制御することにより、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に追随させることができる。

たとえば、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１が乖離すると位相差が大きくなるため、位相比較回路１５０はこの位相差を小さくするように位相差指示電圧ＳＣを発生させればよい。したがって、共振周波数ｆｒ１が変化しても、電力伝送効率を一定に保ち、負荷ＬＤの出力電圧を安定させることができる。

図６は、給電コイルＬ２、受電コイルＬ３およびロードコイルＬ４の側断面図である。給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は、互いに対向するように設置される。給電コイルＬ２の非対向面側には磁性体板２０８および電界遮蔽板２１２が設けられる。また、受電コイルＬ３の外縁にロードコイルＬ４が設けられる。そして、受電コイルＬ３、ロードコイルＬ４にも、非対向面側に磁性体板２１０、電界遮蔽板２１４が設けられる。

本実施形態における磁性体板２０８，２１０の材質はフェライトである。磁性体板２０８，２１０は、給電コイルＬ２や受電コイルＬ３が発生させる磁束を集約するために設けられる。磁束集約により、電力伝送効率を高めている。本実施形態における電界遮蔽板２１２，２１４の材質はアルミニウムである。電界遮蔽板２１２，２１４は、給電コイルＬ２等による不要な電界放射を防ぐために設けられる。

図７は、受電ＬＣ共振回路３０２のインピーダンスＺと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。縦軸は、受電コイル回路１３０（キャパシタＣ３と受電コイルＬ３の直列回路）のインピーダンスＺを示す。横軸は駆動周波数ｆｏを示す。インピーダンスＺは、共振時において最低値Ｚｍｉｎとなる。共振時にＺｍｉｎ＝０となるのが理想であるが、受電コイル回路１３０には若干の抵抗成分が含まれるため、Ｚｍｉｎは通常ゼロとはならない。

図７においては、駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒ１となるとき、インピーダンスＺは最低となり、受電コイル回路１３０は共振状態となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１がずれると、インピーダンスＺにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスＺも大きくなる。

駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１と一致するとき、給電コイルＬ２には共振周波数ｆｒ１にて交流電流Ｉ２が流れ、受電コイル回路１３０にも共振周波数ｆｒ１にて交流電流Ｉ３が流れる。受電コイル回路１３０の受電コイルＬ３およびキャパシタＣ３は、共振周波数ｆｒ１にて共振するため、給電コイルＬ２から受電コイルＬ３への電力伝送効率は最大となる。

駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１がずれると、給電コイルＬ２には非・共振周波数の交流電流Ｉ２が流れる。このため、給電コイルＬ２と受電コイルＬ３は磁気的に共振できなくなるため、電力伝送効率は急速に悪化する。

図８は、駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１が一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間である。時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオン、スイッチングトランジスタＱ２がオフとなる期間、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ１がオフ、スイッチングトランジスタＱ２がオンとなる期間であるとする。

スイッチングトランジスタＱ１のゲート・ソース電圧ＶＧＳ１が所定の閾値Ｖｘを超えたとき、スイッチングトランジスタＱ１は飽和状態となる。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０にスイッチングトランジスタＱ１がオン（導通）となると、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１が流れ始める。いいかえれば、正方向（第１電流経路）に電流ＩＳが流れ始める。

第２期間の開始タイミングである時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＱ１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１は流れなくなる。代わりに、スイッチングトランジスタＱ２がオン（導通）となり、ソース・ドレイン電流ＩＤＳ２が流れはじめる。すなわち、負方向（第２電流経路）に電流ＩＳが流れ始める。

電流ＩＳと誘導電流ＩＳＳは同相であり、Ｓ０信号は誘導電流ＩＳＳと同相である。このため、電流ＩＳの電流波形とＳ０信号の電圧波形は同期する。Ｓ０信号を観察することにより、電流ＩＳ（ソース・ドレイン電流ＩＤＳ１、ＩＤＳ２）の電流位相を計測できる。第３期間、第４期間以降は、第１期間、第２期間と同様の波形を繰り返す。

図９は、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも大きい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも大きい場合、受電コイル回路１３０のインピーダンスＺには誘導性リアクタンス成分が現れ、交流電流ＩＳの電流位相は電圧位相に対して遅れる。上述のように、電流ＩＳとＳ０信号は同相であるから、Ｓ０信号とＳ２信号の電圧波形を比較すれば、供給電力における電流位相と電圧位相の位相差ｔｄを検出できる。

図８に示したように、駆動周波数ｆｏ＝共振周波数ｆｒ１のときには、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ０から電流ＩＳが流れ始めＶＳＳ＞０となる。この場合には、位相差ｔｄ＝０である。駆動周波数ｆｏ＞共振周波数ｆｒ１の場合、電流ＩＳＳは時刻ｔ０よりも遅い時刻ｔ５から流れ始めＶＳＳ＞０となるため、位相差ｔｄ＝ｔ０−ｔ５＜０となる。駆動周波数ｆｏと共振周波数ｆｒ１がずれると、電力伝送効率が悪化し、電流ＩＳやＶＳＳの振幅は共振時に比べて小さくなる。

図１０は、駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも小さい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数ｆｏが共振周波数ｆｒ１よりも小さい場合、インピーダンスＺに容量性リアクタンス成分が現れ、電流ＩＳの電流位相は電圧位相に対して進む。電流ＩＳは時刻ｔ０よりも早い時刻ｔ６から流れ始めるため、位相差ｔｄ＝ｔ０−ｔ６＞０となる。電流ＩＳやＶＳＳの振幅は共振時に比べて小さくなる。

図１１は、位相検出回路１５０へ入力される各種電圧の変化過程を示すタイムチャートである。Ｓ２信号はＶＣＯ２０２の交流電圧Ｖｏに同期して変化する。第１期間と第３期間においてＶｏ＞０となる。コンパレータ１４２は、電位ＶＳＳが所定値、たとえば、０．１（Ｖ）以上となると３．０（Ｖ）に飽和する。このため、電位ＶＳＳがアナログ波形となる場合にも、コンパレータ１４２はデジタル波形のＳ０信号を生成できる。

電位ＶＳＳは、電流ＩＳに同期して変化する。図１１では、駆動周波数ｆｏ＜共振周波数ｆｒ１の場合の波形を示している。したがって、電流位相が電圧位相よりも進んでいる。

位相検出回路１５０は、Ｓ２信号（駆動電圧Ｖｏ）の立ち上がりエッジ時刻ｔ０と、Ｓ０信号の立ち上がりエッジ時刻ｔ６を比較し、ｔ０−ｔ６により位相差ｔｄを求める。コンパレータ１４２がＶＳＳをデジタル波形に変換（整形）するため、位相検出回路１５０は位相差ｔｄを検出しやすくなる。もちろん、位相検出回路１５０は、ＶＳＳとＶｏを直接比較して位相差ｔｄを検出してもよい。

図１２は、位相差指示電圧ＳＣと駆動周波数ｆｏの関係を示すグラフである。図１２に示す関係は、ＶＣＯ２０２において設定されている。位相差ｔｄの大きさは、共振周波数ｆｒ１の変化量に比例する。そこで、位相検出回路１５０は、位相差ｔｄに応じて位相差指示電圧ＳＣの変化量を決定し、その変化量に応じて駆動周波数ｆｏを決定する。

まず、初期状態では共振周波数ｆｒ１（＝ｆｒ０）＝１００ｋＨｚなので、駆動周波数ｆｏ＝１００ｋＨｚに設定される。位相差指示電圧ＳＣ＝３．０（Ｖ）に初期設定される。共振周波数ｆｒ１が１００ｋＨｚから９０ｋＨｚに変化した場合を想定する。駆動周波数ｆｏ（＝１００ｋＨｚ）＞共振周波数ｆｒ１（＝９０ｋＨｚ）となるため、位相差ｔｄ＜０となる。位相差ｔｄは、共振周波数ｆｒ１の変化量（−１０ｋＨｚ）に比例する。位相検出回路１５０は、位相差ｔｄに応じて位相差指示電圧ＳＣの変化量を決定する。上記設例では、位相検出回路１５０は位相差指示電圧ＳＣの変化量を−１（Ｖ）とし、新たな位相差指示電圧ＳＣ＝２（Ｖ）を出力する。ＶＣＯ２０２は、図１２のグラフに示す関係にしたがって、位相差指示電圧ＳＣ＝２．０（Ｖ）に対応する駆動周波数ｆｏ＝９０ｋＨｚを出力する。このような処理により、共振周波数ｆｒ１が変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができる。

図１３は、第１実施形態における駆動周波数ｆｏと出力電力の関係を示すグラフである。コイル間距離Ｄが短いほど、共振点（共振周波数ｆｒ１）は高くなる。給電コイル回路１２０が給電キャパシタＣＳを含まない非共振回路であるため、共振点は１つだけとなる。なお、図１３は、受電コイル回路１３０の共振周波数ｆｒ０を７０ｋＨｚに設定した場合を示している。

図１４は、コイル間距離Ｄと出力電力効率の関係を示すグラフである。非共振型特性２１６は、第１実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００におけるコイル間距離Ｄと出力電力効率の関係を示す。共振型特性２１８は、給電ＬＣ共振回路３００を含むワイヤレス電力伝送システム３０８におけるコイル間距離Ｄと出力電力効率の関係を示す。いずれも、駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ１に自動追随させている。ここでいう出力電力効率とは、理論上最大の電力伝送効率に対して実際に達成された電力伝送効率の割合を示す。

図１４によれば、従来の共振型特性２１８よりも第１実施形態における非共振型特性２１６の方が高い出力電力効率を達成できている。これは、給電ＬＣ共振回路３００に含まれる給電キャパシタＣＳの誘電損失が存在しないためではないかと考えられる。

［第２実施形態］
図１５は、第２実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。変形例における給電コイルＬ２は、結合トランスＴ２を介することなく、送電制御回路２００と直接接続されている。いいかえれば、給電コイルＬ２は、実質的には送電制御回路２００の一部となっている。このため、交流電流ＩＳと交流電流Ｉ２は同一となる。

給電コイル回路１２０がＬＣ共振回路である場合、給電コイル回路１２０には低電圧・大電流にて電力を供給することが望ましい。そのためには結合トランスＴ２により、電圧および電流を調整する必要がある。しかし、第１、第２実施形態におけるワイヤレス給電装置１１６の場合、給電コイルＬ２を共振させる必要がないため、給電コイルＬ２に大電圧を印加可能である。この結果、結合トランスＴ２を不要化できるため、ワイヤレス給電装置１１６をいっそう省サイズ化できる。

［第３実施形態］
図１６は、第３実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。全般的な構成は第１実施形態と同様であるが、増幅回路２０６の構成が異なる。第１実施形態における増幅回路２０６は、いわゆるハーフブリッジ回路として構成されるが、第３実施形態における増幅回路２０６はプッシュプル回路として構成されている。

ＶＣＯ２０２により、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬｆ、Ｌｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬｆ、Ｌｇには交互に電流が流れ、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２は交互にオン・オフする。トランスＴ１の二次コイルは中点接地される。

スイッチングトランジスタＱ１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから平滑用のインダクタＬａ、トランスＴ２一次コイルＬｄ、スイッチングトランジスタＱ１を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから平滑用のインダクタＬａ、トランスＴ２一次コイルＬｂ、スイッチングトランジスタＱ２を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

給電コイル回路１２０は、増幅回路２０６からトランスＴ２二次コイルＬｉを介して交流電力を供給される。トランスＴ２二次コイルＬｉは、増幅回路２０６のトランスＴ２一次コイルＬｄおよびトランスＴ２一次コイルＬｂと共に結合トランスＴ２を形成し、電磁誘導により交流電力を供給される。

なお、ＶＣＯ２０２が生成する交流電圧Ｖｏの代わりに、トランスＴ１二次コイルＬｆ、Ｌｇの両端の電圧から電圧位相を計測してもよい。あるいは、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のソース・ドレイン間の電圧を計測することにより、交流電力の電圧位相を計測してもよい。

また、検出コイルＬＳＳに流れる誘導電流ＩＳＳの変わりに、スイッチングトランジスタＱ１またはスイッチングトランジスタＱ２のソース・ドレイン間の通過電流を計測することにより、交流電力の電流位相を計測してもよい。例えば、スイッチングトランジスタＱ１のソースとグランドとの間、またはスイッチングトランジスタＱ２のソースとグランドとの間に抵抗を直列接続し、その抵抗に印加される電圧の変化から電流位相を計測してもよい。

［第４実施形態］
図１７は、第４実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。全般的な構成は第２実施形態と同様であるが、増幅回路２０６の構成が異なる。第２実施形態における増幅回路２０６は、いわゆるハーフブリッジ回路として構成されるが、第４実施形態における増幅回路２０６はフルブリッジ回路として構成されている。

ＶＣＯ２０２により、トランスＴ１一次コイルＬｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬｈとトランスＴ１二次コイルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬａ、ＬｄのグループとトランスＴ１二次コイルＬｂ、Ｌｃのグループには交互に電流が流れる。トランスＴ１二次コイルＬａ、Ｌｄは、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ４を制御し、トランスＴ１二次コイルＬｂ、Ｌｃは、スイッチングトランジスタＱ２、Ｑ３を制御する。

スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ４が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ２、Ｑ３は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから、スイッチングトランジスタＱ１、給電コイルＬ２、スイッチングトランジスタＱ４を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ４は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

スイッチングトランジスタＱ２、Ｑ３が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ４は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄから、スイッチングトランジスタＱ３、給電コイルＬ２、スイッチングトランジスタＱ２を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタＱ２、Ｑ３は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

なお、ＶＣＯ２０２が生成する交流電圧Ｖｏの代わりに、トランスＴ１二次コイルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃ、Ｌｄの両端の電圧から電圧位相を計測してもよい。あるいは、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のソース・ドレイン間の電圧を計測することにより、交流電力の電圧位相を計測してもよい。

以上、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００について説明した。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、磁場共振型のワイヤレス給電において暗黙の前提とされてきたワイヤレス給電装置１１６の共振を不要化している。これにより、不要な共振点を除去できる。また、給電キャパシタＣＳの不要化により、低周波数化や低コスト化、省サイズ化が可能となる。図１４に関連して説明したように、出力電力効率の向上というメリットもある。

磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数ｆｒ１と駆動周波数ｆｏの一致度が電力伝送効率に大きく影響する。位相検出回路１５０やＶＣＯ２０２等を設ければ、共振周波数ｆｒ１が変化しても駆動周波数ｆｏを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を最大値に維持しやすくなる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。

ワイヤレス電力伝送システム１００において伝送される「交流電力」は、エネルギーに限らず、信号として伝送されてもよい。アナログ信号やデジタル信号をワイヤレスにて送電する場合にも、本発明におけるワイヤレス電力伝送方法を適用可能である。

Claims (13)

1. 給電コイルと、
   駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、前記給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、かつ、前記給電コイルが実質的に非共振の状態で、前記給電コイルから前記受電コイルに交流電力をワイヤレス給電させる送電制御回路と、を備えることを特徴とするワイヤレス給電装置。
2. 前記給電コイルへの第１の方向からの電流の供給を制御する第１のスイッチと、
   前記給電コイルへの第２の方向からの電流の供給を制御する第２のスイッチと、を備え、
   前記送電制御回路は、前記第１および第２のスイッチを交互に導通させることにより前記給電コイルに交流電流を供給することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
3. 前記第１および第２のスイッチを流れる電流は、結合トランスを介することなく前記給電コイルに直接的に供給されることを特徴とする請求項２に記載のワイヤレス給電装置。
4. 前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を更に備えることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
5. 前記交流電力が発生させる磁場により誘導電流を発生させる検出コイル、を更に備え、
   前記位相検出回路は、前記誘導電流の位相を計測することにより、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とする請求項４に記載のワイヤレス給電装置。
6. 前記送電制御回路は、前記検出された位相差が減少するように前記駆動周波数を調整することを特徴とする請求項４に記載のワイヤレス給電装置。
7. 前記給電コイルは前記受電コイルと対向する位置に設けられ、
   前記給電コイルの非対向面には、磁性体板が取り付けられることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
8. 前記給電コイルの非対向面には、更に、電界遮蔽板が取り付けられることを特徴とする請求項７に記載のワイヤレス給電装置。
9. 前記送電制御回路は、前記受電コイルの共振周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
10. 給電コイルと、
    駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、前記給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルから前記受電コイルに交流電力をワイヤレス給電させる送電制御回路と、を備え、
    前記給電コイルは、給電側の回路要素とは、前記受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しないことを特徴とするワイヤレス給電装置。
11. 給電コイルと、
    駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、前記給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルから前記受電コイルに交流電力をワイヤレス給電させる送電制御回路と、を備え、
    前記給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成であることを特徴とするワイヤレス給電装置。
12. ワイヤレス給電装置とワイヤレス受電装置を備え、
    前記ワイヤレス給電装置は、
    給電コイルと、
    駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、実質的に非共振の状態のまま前記給電コイルから受電コイルに交流電力を給電させる送電制御回路と、を含み、
    前記ワイヤレス受電装置は、
    前記受電コイルと、
    前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した交流電力を供給されるロードコイルと、を含むことを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
13. 前記ワイヤレス受電装置は、
    前記受電コイルと共振回路を形成するキャパシタ、を更に含むことを特徴とする請求項１２に記載のワイヤレス電力伝送システム。

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