JP2016111902A

JP2016111902A - 送電装置

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Publication number: JP2016111902A
Application number: JP2015009581A
Authority: JP
Inventors: 崇弘三澤; Takahiro Misawa
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2014-11-28
Filing date: 2015-01-21
Publication date: 2016-06-20
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Abstract

【課題】ダイオードにリカバリ電流が流れないようにして、送電装置の異常発熱や故障を抑制する。【解決手段】インバータの出力電流の位相θが出力電圧に対して進角しているのを検知したときには、インバータの出力インピーダンスＺｓに基づいて結合係数ｋを求め（Ｓ１２０〜Ｓ１４０）、結合係数ｋに基づいて電流位相θの進角が小さくなる方向にインバータの出力電圧の周波数を調整する（Ｓ１５０、Ｓ１６０）。これにより、電流位相θの進角を解消し、インバータのスイッチング素子がオンとなるタイミングにおいてダイオードにリカバリ電流が流れないようにする。スイッチング素子がオンとなるタイミングにおけるダイオードのリカバリ電流は短絡電流となるから、これを解消することにより、短絡電流に起因する送電装置の異常発熱や故障などを抑制することができる。【選択図】図４

Description

本発明は、送電装置に関し、詳しくは、受電装置に非接触で電力を送電する送電装置に関する。

従来、この種の技術としては、送電装置から受電装置に非接触で電力を送電するシステムにおいて、規格化送電電流に基づいて送電装置の電源周波数を制御するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。規格化送電電流は、第１の送電電流の最大値に対する第２の送電電流として定義されている。第１の送電電流は、送電装置と受電装置とが無結合の状態における送電装置の送電電流として定義されており、第２の送電電流は、送電装置と受電装置とが誘導結合した状態における送電装置の送電電流として定義されている。そして、規格化送電電流が１／２以上のときには電源周波数を共振周波数に設定し、規格化送電電流が１／２未満のときには電源周波数を規格化周波数が１／２になるように可変制御する。このように制御することにより、送電装置の電源周波数の制御のみで受電電力を大きくし電力効率を最大限にすることができる、としている。

特開２０１４−１０３７５４号公報

非接触送電システムにおける送電装置では、送電用の交流電力の周波数と電力を調整するためにパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御により駆動するインバータを備える場合が多い。この場合、インバータは、一般的に、図８に示されるように、４つのスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４と、このスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４に逆方向に並列接続された４つのダイオードＤ９１〜Ｄ９４とにより構成される。スイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４は、それぞれ正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるよう２個ずつペアで配置されており、対となるスイッチング素子同士の接続点の各々に送電用コイルの両端子が接続される。

こうしたインバータを備える送電装置では、ＰＷＭ制御による交番電圧に対して電流の位相が進む（進角する）場合がある。図９にスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４のオンオフ状態とインバータの出力電圧，電流の状態との関係の一例を示す。図の「インバータ出力電圧，電流」において、実線の折れ線は出力電圧を示し、実線のサインカーブは電圧位相に対して電流位相が進角しているときの電流を示している。いま、スイッチング素子Ｑ９１がオフの状態からオンの状態に移行するときを考える。スイッチング素子Ｑ９１がオフの状態の時間Ｔ１では、インバータ出力電圧は値０であるが、電流は位相が進んでいるから正の値となる。このとき、電流は、図１０（ａ）に示すように、送電用コイル側の下の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ９４，オン状態のスイッチング素子Ｑ９３およびダイオードＤ９３，送電用コイル側の上の電力ラインの順に流れる。スイッチング素子Ｑ９１をオンした直後の時間Ｔ２では、インバータ出力電圧は正の値となり、電流は正の値を保持している。このとき、電流は、図１０（ｂ）に示すように、正極母線（上側の母線）からオン状態のスイッチング素子Ｑ９１を介して送電用コイル側の上の電力ラインに流れると共に、送電用コイル側の下の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ９４を介して負極母線（下側の母線）に流れる。ダイオードＤ９３には、スイッチング素子Ｑ９１をオフ状態の時間Ｔ１では順バイアスが与えられており、スイッチング素子Ｑ９１がオンした直後の時間Ｔ２では逆バイアスが与えられることになる。このため、ダイオードのリカバリ特性により、ダイオードＤ９３には図１０（ｂ）の太矢印に示すようにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流は短絡電流であるため、送電装置の異常発熱や故障の要因となる場合が生じる。

本発明の送電装置は、ダイオードにリカバリ電流が流れないようにして、送電装置の異常発熱や故障を抑制することを主目的とする。

本発明の送電装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の送電装置は、
受電装置に非接触で電力を送電する送電装置であって、
複数のスイッチング素子と複数のダイオードとを有し、外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータからの交流電力を前記受電装置の受電部に送電する送電部と、
前記インバータの複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより前記交流電力を調整する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記インバータから前記送電部への出力電流の電流位相が出力電圧に対して進角しているのを検知したときには前記電流位相の進角が小さくなる方向に前記交流電力の周波数を調整する手段である、
ことを特徴とする。

この本発明の送電装置では、インバータから送電部への電流位相が出力電圧に対して進角しているのを検知したときには、電流位相の進角が小さくなる方向にインバータからの交流電力の周波数を調整する。こうした調整を１回または複数回行なうことにより、電流位相の出力電圧に対する進角が解消される。電流位相が出力電圧に対して進角していると、「発明が解決しようとする課題」で詳述したように、スイッチング素子をオンするタイミングにおいてダイオードにリカバリ電流（短絡電流）が流れ、送電装置の異常発熱や故障の要因となる場合が生じる。電流位相の出力電圧に対する進角を解消すると、スイッチング素子をオンするタイミングにおいてダイオードにリカバリ電流（短絡電流）が流れないようにすることができる。この結果、リカバリ電流（短絡電流）に起因する送電装置の異常発熱や故障を抑制することができる。なお、前記制御手段は、前記電流位相の進角が解消するように前記交流電力の周波数を調整する手段であるものとすることもできる。

こうした本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記受電部と前記送電部との結合係数と前記交流電力の周波数と前記電圧位相に対する前記電流位相との関係を定めたマップを有し、前記受電部と前記送電部との結合係数を演算し、該演算した結合係数と前記マップとを用いて前記電流位相の進角が小さくなる方向に前記交流電力の周波数を調整する手段であるものとすることもできる。交流電力における電流の周波数・位相特性は、結合係数によって異なるものとなることに基づく。なお、マップは、実験などにより結合係数を順次変更しながらその周波数と電流位相との関係を求めて三次元マップとして作成することができる。このように、結合係数とマップとを用いて周波数を調整するから、より適正に電流位相の進角を解消することができる。この場合、前記制御手段は、前記結合係数と前記マップとから周波数の調整量を求めて前記交流電力の周波数を調整する手段であるものとすることもできる。

この結合係数とマップとを用いて周波数を調整する態様の本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記インバータの出力インピーダンスに基づいて前記結合係数を演算する手段であるものとすることもできる。インバータの出力インピーダンスは結合係数の関数とみなすことができるからである。この場合、前記制御手段は、前記出力インピーダンスが前記送電部の自己インダクタンスと前記受電部の自己インダクタンスと前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスと前記結合係数との関数であるとして前記結合係数を演算する手段であるものとすることもできる。ここで、一般的に、結合係数を算出する手法としては、受電電力と送電電力とから算出するものを挙げることができるが、この手法では、受電電力に関する情報を送電装置側に送信する必要が生じる。その一方で、インバータの出力インピーダンスは、送電装置内の情報のみで算出することができる。その結果、受電装置との間の通信が不要となる。更に、この場合、前記制御手段は、前記受電部の自己インダクタンスと前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスとを定数として扱って前記結合係数を演算する手段であるものとしてもよい。受電装置が規格化されており、受電部の自己インダクタンスや受電部を除く受電装置のインピーダンスが変化しないに等しい場合には、これらを定数として扱うことができるからである。ここで、受電部を除く受電装置のインピーダンスは、受電部より後方のインピーダンスを意味している。また、前記制御手段は、前記受電部の自己インダクタンスおよび前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンス、または、前記受電部の自己インダクタンスと前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスとの比、を前記受電装置から取得して前記結合係数を演算する手段であるものとしてもよい。こうすれば、受電装置が規格化されていない場合でも、出力インピーダンスをより正確に演算することができ、結合係数をより正確に演算することができる。なお、受電部の自己インダクタンスと受電部を除く受電装置のインピーダンスとの比を取得する場合でもよいのは、出力インピーダンスは受電部の自己インダクタンスに比例すると共に受電部を除く受電装置のインピーダンスに反比例する関係を有するからである。

本発明の送電装置において、前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のうちの何れかのスイッチング素子のオンまたはオフのタイミングにおける電流値に基づいて前記電流位相の進角を検知する手段であるものとすることもできるし、前記制御手段は、前記インバータから前記送電部への電流の符号が変化したタイミングにおける前記交流電力の電圧に基づいて前記電流位相の進角を検知する手段であるものとすることもできる。

実施例の送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。実施例の送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。インバータ１４２の構成の一例を示す構成図である。送電ＥＣＵ１７０により実行される周波数調整処理の一例を示すフローチャートである。インバータ１４２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ状態とインバータ１４２の出力電圧や出力電流の時間変化の一例を示す説明図である。周波数調整用マップの一例を示す説明図である。図５の時間Ｔ１，Ｔ２のときにインバータに流れる電流を示す説明図である。従来例のインバータの構成の一例を示す構成図である。従来例のインバータのスイッチング素子Ｑ９１〜Ｑ９４のオンオフ状態とインバータ出力電圧・電流の時間変化の一例を示す説明図である。図９の時間Ｔ１，Ｔ２のときにインバータに流れる電流を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１および図２は本発明の一実施例としての送電装置１３０を備える非接触送受電システム１０の構成の概略を示す構成図である。実施例の非接触送受電システム１０は、図１，図２に示すように、駐車場などに設置された送電装置１３０と、送電装置１３０から非接触で受電可能な受電装置３０とを搭載する自動車２０と、を備える。

送電装置１３０は、家庭用電源（例えば２００Ｖ，５０Ｈｚなど）などの交流電源１９０に接続される送電ユニット１３１と、送電ユニット１３１を制御する送電用電子制御ユニット（以下、「送電ＥＣＵ」という）１７０と、を備える。また、送電装置１３０は、送電ＥＣＵ１７０と通信すると共に自動車２０の通信ユニット８０（後述）と無線通信を行なう通信ユニット１８０と、を備える。

送電ユニット１３１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０と、インバータ１４２と、フィルタ１４４と、送電用共振回路１３２と、を備える。ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０は、交流電源１９０からの交流電力を任意の電圧の直流電力に変換する周知のＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。インバータ１４２は、図３に例示するように、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、このスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆方向に並列接続された４つのダイオードＤ１〜Ｄ４と、平滑コンデンサＣとにより構成されている。４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としては、例えばＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタの一種：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を用いることができる。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれ正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるよう２個ずつペアで配置されており、対となるスイッチング素子同士の接続点の各々に送電用コイルの両端子が接続されている。インバータ１４２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング制御するパルス幅変調（ＰＷＭ：pulse width modulation）制御により、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０からの直流電力を所望の周波数の交流電力に変換する。フィルタ１４４は、コンデンサとインダクタによる高周波ノイズを除去する周知のフィルタとして構成されており、インバータ１４２からの交流電力の高周波ノイズを除去する。

送電用共振回路１３２は、例えば駐車場の床面などに設置された送電用コイル１３４と、送電用コイル１３４に直列に接続されたコンデンサ１３６と、を有する。この送電用共振回路１３２は、共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔ（数十〜数百ｋＨｚ程度）となるように設計されている。したがって、インバータ１４２では、基本的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０からの直流電力を所定周波数Ｆｓｅｔの交流電力に変換する。

送電ＥＣＵ１７０は、図示しないが、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポート，通信ポートを備える。送電ＥＣＵ１７０には、以下の電流および電圧が入力ポートを介して入力されている。インバータ１４２によって変換された交流電力の電流（出力電流）Ｉｓを検出する電流センサ１５０からの出力電流Ｉｓ。インバータ１４２からの交流電圧を直流電圧に変換して検出する電圧検出ユニット１５２からの電圧Ｖｓ。送電用共振回路１３２に流れる交流電流を検出する電流センサ１５４からの送電用共振回路１３２の電流Ｉｔｒ。送電用共振回路１３２の端子間の交流電圧を直流電圧に変換して検出する電圧検出ユニット１５６からの送電用共振回路１３２の端子間電圧（送電電圧）Ｖｔｒ。なお、電圧検出ユニット１５２，１５６は、整流回路と電圧センサとを有する。また、送電ＥＣＵ１７０からは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１４０への制御信号やインバータ１４２への制御信号などが出力ポートを介して出力されている。

自動車２０は、電気自動車として構成されており、走行用のモータ２２と、モータ２２を駆動するためのインバータ２４と、インバータ２４を介してモータ２２と電力をやりとりするバッテリ２６と、を備える。インバータ２４とバッテリ２６との間にはシステムメインリレー２８が設けられている。また、自動車２０は、バッテリ２６に接続される受電ユニット３１と、車両全体を制御する車両用電子制御ユニット（以下、「車両ＥＣＵ」という）７０と、車両ＥＣＵ７０と通信すると共に送電装置１３０の通信ユニット１８０と無線通信を行なう通信ユニット８０と、を備える。

受電ユニット３１は、受電用共振回路３２と、フィルタ４２と、整流器４４と、を備える。受電用共振回路３２は、例えば車体底面（フロアパネル）などに設置された受電用コイル３４と、受電用コイル３４に直列に接続されたコンデンサ３６と、を有する。この受電用共振回路３２は、共振周波数が上述の所定周波数Ｆｓｅｔ（送電用共振回路１３２の共振周波数）付近の周波数（理想的には所定周波数Ｆｓｅｔ）となるように設計されている。フィルタ４２は、コンデンサとインダクタによる１段或いは２段の高周波ノイズを除去する周知のフィルタとして構成されており、受電用共振回路３２により受電した交流電力の高周波ノイズを除去する。整流器４４は、例えば、４つのダイオードを用いた周知の整流回路として構成されており、受電用共振回路３２により受電しフィルタ４２により高周波ノイズが除去された交流電力を直流電力に変換する。なお、受電ユニット３１はリレー４８によりバッテリ２６から切り離すことができるようになっている。

車両ＥＣＵ７０は、図示しないが、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポート，通信ポートを備える。車両ＥＣＵ７０には、モータ２２の駆動制御に必要なデータが入力ポートを介して入力されている。また、車両ＥＣＵ７０には、整流器４４により整流された直流電力の電流（受電電流）Ｉｒｅを検出する電流センサ５０からの受電電流Ｉｒｅや、この直流電力の電圧（受電電圧）Ｖｒｅを検出する電圧センサ５２からの受電電圧Ｖｒｅなどが入力ポートを介して入力されている。車両ＥＣＵ７０からは、モータ２２を駆動するためにインバータ２４の図示しないスイッチング素子をスイッチング制御するための制御信号や、システムメインリレー２８へのオンオフ信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、車両ＥＣＵ７０は、バッテリ２６に取り付けられた図示しない電流センサにより検出された電池電流Ｉｂやバッテリ２６に取り付けられた図示しない電圧センサにより検出された電池電圧Ｖｂに基づいてバッテリ２６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。

次に、こうして構成された非接触送受電システム１０における送電装置１３０の動作、特にインバータ１４２の周波数調整の際の動作について説明する。図４は、送電ＥＣＵ１７０により実行される周波数調整処理の一例を示すフローチャートである。この処理は所定時間毎（例えば、数１００ｍｓｅｃ毎）に繰り返し実行される。なお、インバータ１４２からの交流電力の周波数は、初期値として共振周波数となる所定周波数Ｆｓｅｔが設定されており、インバータ１４２から所定周波数Ｆｓｅｔの交流電力が出力されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング制御される。

周波数調整処理が実行されると、送電ＥＣＵ１７０は、まず、インバータ１４２から出力電流Ｉｓの位相（電流位相）θが出力電圧に対して進角しているか否かを検知する（ステップＳ１００）。電流位相θが進角しているか否かの検知は、例えば、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングにおけるインバータ１４２の出力電流Ｉｓに基づいて検知することにより行なうことができる。図５に、インバータ１４２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ状態とインバータ１４２の出力電圧や出力電流の時間変化の一例を示す。図中の「インバータ出力電圧，電流」において、実線の折れ線は出力電圧を示し、実線のサインカーブは出力電圧に対して電流位相θが進角しているときの電流を示し、破線のサインカーブは出力電圧に対して電流位相θが遅角しているときの電流を示している。図示するように、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングの時間Ｔ２では、出力電圧に対して電流位相θが進角しているときには出力電流Ｉｓは正の値となり、出力電圧に対して電流位相θが遅角しているときには出力電流Ｉｓは負の値となる。したがって、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングにおけるインバータ１４２の出力電流Ｉｓが正の値のときに電流位相θが進角しているのを検知することができる。なお、図５から解るように、電流位相θが進角していることの検知は、スイッチング素子Ｑ１をオフするタイミングにおけるインバータ１４２の出力電流Ｉｓが負の値であることによっても行なうことができる。また、スイッチング素子Ｑ３のオンオフはスイッチング素子Ｑ１は反転するから、電流位相θが進角していることの検知は、スイッチング素子Ｑ３をオフするタイミングやスイッチング素子Ｑ３をオンするタイミングで行なうこともできる。さらに、電流位相θが進角していることの検知は、出力電流Ｉｓの符号が変化するとき（正から負へ或いは負から正へ変化するとき）の出力電圧が値０であるか否かによっても行なうことができる。或いは、電流位相θが進角していることの検知は、力率の値とダイオードＤ３の発熱状況に基づいて行なうこともできる。

ここで、インバータ１４２から出力電流の位相θが出力電圧に対して進角したり遅角したりする理由について説明する。送電装置１３０の送電用共振回路１３２は共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔとなるように設計されており、自動車２０に搭載された受電装置３０の受電用共振回路３２も共振周波数が所定周波数Ｆｓｅｔとなるように設計されている。このため、部品の製造誤差がなく、且つ、送受電時の送電用共振回路１３２と受電用共振回路３２とが設計上の位置に正確にあれば、電流位相θは、出力電圧に対して進角することも遅角することもない。しかし、送電用共振回路１３２や受電用共振回路３２の部品には製造誤差があり、周波数・位相特性が個体によって変化する。このため、出力電圧に対して出力電流Ｉｓの位相θが進角したり遅角したりする。また、送受電時の送電用共振回路１３２と受電用共振回路３２との位置は、自動車２０の駐車によって定まるため、設計上の位置にはならない場合が多い。送受電時の送電用共振回路１３２と受電用共振回路３２との位置がずれると、結合係数ｋやインダクタンスが変化し、周波数・位相特性が変化する。このため、出力電圧に対して出力電流Ｉｓの位相θが進角したり遅角したりする。さらに、インバータ１４２をパルス幅変調制御により交流電力に変換している場合には、デューティ比の変更によって出力電圧の立ち上がりタイミングが変化するから、これにより、電流波形は何ら変化していないのに出力電圧に対して電流位相θが進角した状態になってしまう場合も生じる。

インバータ１４２から出力電流の位相θが出力電圧に対して進角している場合の不都合については、本明細書の「発明が解決しようとする課題」で詳述したように、インバータ１４２を構成するダイオードＤ３にリカバリ電流が流れ、これが短絡電流となるために送電装置１３０の異常発熱や故障の要因となる場合が生じることである。

ステップＳ１００の電流位相θが出力電圧に対して進角しているか否かの検知により電流位相θが出力電圧に対して進角しているのを検知できなかった場合には、周波数を調整する必要がないと判断して（ステップＳ１１０）、本処理を終了する。一方、電流位相θが出力電圧に対して進角しているのを検知した場合には、以下の処理により周波数調整を行なう。

まず、電流センサ１５０からのインバータ１４２の出力電流Ｉｓと電圧検出ユニット１５２からの電圧Ｖｓとを入力し（ステップＳ１２０）、出力電流Ｉｓと出力電圧Ｖｓとに基づいてインバータ１４２からの出力インピーダンスＺｓを計算する（ステップＳ１３０）。ここで、インピーダンスＺｓを計算する際の出力電流Ｉｓとしては実効値を用いる。そして、出力インピーダンスＺｓに基づいて結合係数ｋを求める（ステップＳ１４０）。出力インピーダンスＺｓは次式（１）に示すように、結合係数ｋの関数として表わすことができる。式（１）中、「ω」は角周波数、「Ｌ１」は送電用コイル１３４の自己インダクタンス、「Ｌ２」は受電用コイル３４の自己インダクタンス、「ＲＬ」は受電用共振回路３２より後方（フィルタ４２側）のインピーダンス、即ち受電用共振回路３２を除く受電装置３０のインピーダンスである。ここで、受電用コイル３４の自己インダクタンスＬ２と受電用共振回路３２より後方（フィルタ４２側）のインピーダンスＲＬについては定数として扱うことができる。受電装置３０は自動車２０に搭載されるため、その仕様を異なるものとすることもできるが、送受電の効率を良好に保つためには一定の規格の受電装置３０とする必要がある。このため、規格化された受電装置３０を考えると、自己インダクタンスＬ２とインピーダンスＲＬは定数として扱うことができるのである。なお、実施例の非接触送受電システム１０では、受電装置３０と送電装置１３０は通信ユニット８０と通信ユニット１８０とにより通信しているから、送電装置１３０は、自己インダクタンスＬ２およびインピーダンスＲＬ（或いは自己インダクタンスＬ２とインピーダンスＲＬとの比（Ｌ２／ＲＬ））を、通信により自動車２０から取得するものとしてもよい。

結合係数ｋを求めると、結合係数ｋに基づいて周波数の調整方向と調整量とを決定する（ステップＳ１５０）。周波数の調整方向は、電流位相θの出力電圧に対する進角が小さくなる方向、即ち、電流位相θを遅角させる方向である。周波数の調整方向と調整量の決定は、実施例では、結合係数ｋと周波数と電流位相θとの関係を実験などにより予め調べて周波数調整用マップとして記憶しておき、結合係数ｋが与えられると、周波数の調整方向と調整量とが導出されることにより行なうものとした。周波数調整用マップの一例を図６に示す。図中、電流位相θは、正の値のときが出力電圧に対して遅角している場合であり、負の値のときが進角している場合である。図６に示すように、結合係数ｋが大きいときには、インバータ１４２の出力電圧の周波数を小さくすると電流位相θが遅角し、周波数を大きくすると電流位相θが進角する。そして、結合係数ｋが大きいときには、周波数の調整量を比較的大きくしても電流位相θの進角量や遅角量は小さい。一方、結合係数ｋが小さいときには、インバータ１４２の出力電圧の周波数を小さくすると電流位相θが進角し、周波数を大きくすると電流位相θが遅角する。そして、結合係数ｋが小さいときには、周波数の調整量が小さくても電流位相θの進角量や遅角量は大きい。ステップＳ１５０では、結合係数ｋにより周波数と電流位相θとの関係が定まるから、周波数の調整方向としては電流位相θの出力電圧に対する進角が小さくなる方向、即ち電流位相θを遅角させる方向に決定することができる。また、調整量としては所定遅角量（例えば遅角量が５度や７度など）となるように決定することができる。例えば、図６のマップの「ｋ＝小」のときには、周波数の調整方向は周波数を大きくする方向となり、調整量は僅かな量（例えば、０．２ｋＨｚや０．５ｋＨｚなど）となる。また、図６のマップの「ｋ＝大」のときには、周波数の調整方向は周波数を小さくする方向となり、調整量は比較的大きな量（例えば、２ｋＨｚや５ｋＨｚなど）となる。図６のマップの「ｋ＝中」のときには、周波数の調整方向は周波数を大きくする方向となり、調整量は中間的な量（例えば、１ｋＨｚや１．５ｋＨｚなど）となる。

こうして周波数の調整方向と調整量と決定すると、決定した周波数の調整方向と調整量とを用いてインバータ１４２の出力電圧の周波数を調整し（ステップＳ１６０）、本処理を終了する。インバータ１４２の出力電圧の周波数の調整は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング制御の周期を変更することにより行なうことができる。

こうした周波数調整処理を行なってもインバータ１４２の出力電流Ｉｓの位相θの出力電圧に対する進角が解消されないときには、再び周波数調整処理が実行されるから、出力電流Ｉｓの位相θの出力電圧に対する進角が解消される。即ち、電流位相θは出力電圧に対して遅角するようになる。電流位相θが出力電圧に対して進角しているとき（図５の実線のサインカーブのとき）には、本明細書の「発明が解決しようとする課題」で図１０を用いて説明したように電流が流れる。即ち、図５においてスイッチング素子Ｑ１（図１０ではＱ９１）がオンとなる直前の時間Ｔ１では図１０（ａ）に示すように電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１（図１０ではＱ９１）がオンとなった直後の時間Ｔ２では図１０（ｂ）に示すように電流が流れる。ダイオードＤ３（図１０ではＤ９３）には、スイッチング素子Ｑ１をオンする直前の時間Ｔ１では順バイアスが与えられており、スイッチング素子Ｑ１がオンした直後の時間Ｔ２では逆バイアスが与えられることになる。このため、ダイオードのリカバリ特性により、ダイオードＤ３（図１０ではＤ９３）には図１０（ｂ）の太矢印に示すようにリカバリ電流が流れる。電流位相θが出力電圧に対して遅角しているとき（図５の破線のサインカーブのとき）には、以下のように電流が流れる。図５においてスイッチング素子Ｑ１がオンとなる直前の時間Ｔ１では、電流は、図７（ａ）に示すように、送電用コイル側の上の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ３，オン状態のスイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４を介して送電用コイル側の下の電力ラインに流れる。図５においてスイッチング素子Ｑ１がオンとなった直後の時間Ｔ２では、電流は、図７（ｂ）に示すように、送電用コイル側の上の電力ラインからオン状態のスイッチング素子Ｑ１を介して電源側の正極母線に流れると共に電源側の負極母線からオン状態のスイッチング素子Ｑ４およびダイオードＤ４を介して送電用コイル側の下の電力ラインに流れる。ダイオードＤ３には、スイッチング素子Ｑ１をオンする直前の時間Ｔ１でもスイッチング素子Ｑ１がオンした直後の時間Ｔ２でも逆バイアスが与えられるから、リカバリ電流は流れない。したがって、電流位相θが出力電圧に対して進角しているときに、周波数調整処理を行なって電流位相θの出力電圧に対する進角を解消することにより、ダイオードＤ３にリカバリ電流が流れないようにすることができる。上述したように、スイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングにダイオードＤ３に流れるリカバリ電流は、短絡電流となるため、周波数調整処理を行なうことにより、短絡電流が流れないようにすることができる。

以上説明した実施例の非接触送受電システム１０における送電装置１３０では、インバータ１４２の出力電流Ｉｓの位相θが出力電圧に対して進角しているのを検知したときには、インバータ１４２の出力インピーダンスＺｓを計算し、出力インピーダンスＺｓに基づいて結合係数ｋを求める。そして、結合係数ｋに基づいて電流位相θの進角が小さくなる方向にインバータ１４２の出力電圧の周波数を調整する。これにより、電流位相θの進角を解消し、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるタイミングにおいてダイオードＤ３にリカバリ電流が流れないようにすることができる。スイッチング素子Ｑ１がオンとなるタイミングにおけるダイオードＤ３のリカバリ電流は短絡電流となるから、これを解消することにより、短絡電流に起因する送電装置１３０の異常発熱や故障などを抑制することができる。

実施例の送電装置１３０では、周波数の調整量として所定遅角量だけ調整するものとしたが、周波数の調整量として所定周波数（例えば０．５ｋＨｚや１ｋＨｚなど）だけ調整するものとしてもよい。また、結合係数ｋに基づいて調整量の所定周波数を変更して用いてもよい。例えば、図６の「ｋ＝大」のときには調整量として２ｋＨｚを用い、図６の「ｋ＝小」のときには調整量として０．１ｋＨｚを用いるものとしてもよい。

実施例では、自動車２０に搭載された受電装置３０と送電装置１３０とを有する非接触送受電システム１０における送電装置１３０として説明したが、自動車以外の車両や移動体に搭載された受電装置と送電装置とを有する非接触送受電システムにおける送電装置の形態としたり、移動体以外の設備に組み込まれた受電装置と送電装置とを有する非接触送受電システムにおける送電装置の形態としてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、受電装置３０が「受電装置」に相当し、送電装置１３０が「送電装置」に相当し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が「複数のスイッチング素子」に相当し、ダイオードＤ１〜Ｄ４が「複数のダイオード」に相当し、インバータ１４２が「インバータ」に相当し、受電用共振回路３２が「受電部」に相当し、送電用共振回路１３２が「送電部」に相当し、送電ＥＣＵ１７０が「制御手段」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、非接触送受電システムの送電装置の製造産業などに利用可能である。

１０非接触送受電システム、２０自動車、２２モータ、２４インバータ、２６バッテリ、２８システムメインリレー、３０受電装置、３１受電ユニット、３２受電用共振回路、３４受電用コイル、３６コンデンサ、４２フィルタ、４４整流器、４８リレー、５０電流センサ、５２電圧センサ、７０車両用電子制御ユニット（車両ＥＣＵ）、８０通信ユニット、１３０送電装置、１３１送電ユニット、１３２送電用共振回路、１３４送電用コイル、１３６コンデンサ、１４０ＡＣ／ＤＣコンバータ、１４２インバータ、１４４フィルタ、１５０電流センサ、１５２電圧検出ユニット、１５４電流センサ、１５６電圧検出ユニット、１７０送電用電子制御ユニット（送電ＥＣＵ）、１８０通信ユニット、１９０交流電源、Ｃコンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４，Ｄ９１〜Ｄ９４ダイオード、Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ９１〜Ｑ９４スイッチング素子。

Claims

受電装置に非接触で電力を送電する送電装置であって、
複数のスイッチング素子と複数のダイオードとを有し、外部電源起因の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータからの交流電力を前記受電装置の受電部に送電する送電部と、
前記インバータの複数のスイッチング素子をスイッチング制御することにより前記交流電力を調整する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記インバータから前記送電部への出力電流の電流位相が出力電圧に対して進角しているのを検知したときには前記電流位相の進角が小さくなる方向に前記交流電力の周波数を調整する手段である、
ことを特徴とする送電装置。
請求項１記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記電流位相の進角が解消するように前記交流電力の周波数を調整する手段である、
送電装置。
請求項１または２記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記受電部と前記送電部との結合係数と前記交流電力の周波数と前記電圧位相に対する前記電流位相との関係を定めたマップを有し、前記受電部と前記送電部との結合係数を演算し、該演算した結合係数と前記マップとを用いて前記電流位相の進角が小さくなる方向に前記交流電力の周波数を調整する手段である、
送電装置。
請求項３記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記結合係数と前記マップとから周波数の調整量を求めて前記交流電力の周波数を調整する手段である、
送電装置。
請求項３または４記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記インバータの出力インピーダンスに基づいて前記結合係数を演算する手段である、
送電装置。
請求項５記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記出力インピーダンスが前記送電部の自己インダクタンスと前記受電部の自己インダクタンスと前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスと前記結合係数との関数であるとして前記結合係数を演算する手段である、
送電装置。
請求項６記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記受電部の自己インダクタンスおよび前記受電装置の前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスを定数として扱って前記結合係数を演算する手段である、
送電装置。
請求項７記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記受電部の自己インダクタンスおよび前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンス、または、前記受電部の自己インダクタンスと前記受電装置の前記受電部を除く前記受電装置のインピーダンスとの比、を前記受電装置から取得して前記結合係数を演算する手段である、
送電装置。
請求項１ないし８のうちのいずれか１つの請求項に記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記複数のスイッチング素子のうちの何れかのスイッチング素子のオンまたはオフのタイミングにおける電流値に基づいて前記電流位相の進角を検知する手段である、
送電装置。
請求項１ないし８のうちのいずれか１つの請求項に記載の送電装置であって、
前記制御手段は、前記インバータから前記送電部への電流の符号が変化したタイミングにおける前記交流電力の電圧に基づいて前記電流位相の進角を検知する手段である、
送電装置。