JP2014207796A - 非接触給電装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することが可能な非接触給電装置及びその制御方法を提供する。【解決手段】非接触給電装置１は、少なくとも磁気的結合によって第１のコイルＬ１を有する給電側回路１０と第２のコイルＬ２を有する受電側回路２０との間で、非接触で電力を送電又は受電すると共に、送受電時において第１のコイルＬ１の磁極方向が第２のコイルＬ２の磁極方向と反対となるものであって、上記給電側回路１０は、第１のコイルＬ１に供給する高周波電力を生成すべくインバータ１４を駆動する電力制御部１５を備えている。電力制御部１５は、受電側回路２０の共振周波数よりも低く、且つ、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との合成アンペアターンが、受電側回路２０の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択してインバータ１４を駆動する。【選択図】図１

Description

本発明は、非接触給電装置及びその制御方法に関する。

従来、非接触にてバッテリ等の負荷を充電する非接触給電装置が知られている。このような非接触給電装置は、電力供給側のコイルと充電側のコイルとを備え、電磁誘導作用により高周波電力の送電及び充電を行う構成となっている。また、非接触給電装置は、送電側の１次コンデンサが負荷を含む２次側のインダクタンス成分と同じ共振周波数で共振するように設定され、力率を「１」とするようにされている。

また、非接触給電装置には、効率的な電力伝送を行うべく、負荷の抵抗成分に応じて高周波電力の周波数を制御するものが提案されている。この非接触給電装置では、負荷の抵抗成分が変化してしまっても、高周波電力の周波数を制御するため、供給する電力の力率を「１」とすることができる（特許文献１参照）。

特開２００２−２７２１３４号公報

しかし、特許文献１に記載の非接触給電装置では、コイルから発生する磁界が大きくなってしまうため、放射電界強度が大きくなってしまうという問題があった。そこで、放射電界強度を抑えるべく磁界を低減する構造部材を備えた場合には、放射電界強度を抑えることができるものの装置自体が大型化してしまうという問題が生じてしまう。

本発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することが可能な非接触給電装置及びその制御方法を提供することにある。

本発明は、送受電時における第１のコイルの磁極方向が第２のコイルの磁極方向と反対となる場合において、受電側回路の共振周波数よりも低く、且つ、第１のコイルと第２のコイルとの合成アンペアターンが、受電側回路の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択してインバータを駆動する。

なお、上記合成アンペアターンは、合成アンペアターンからターン数の概念を除いた合成電流を含む概念であるとする。

本発明によれば、上記範囲内の周波数を選択してインバータを駆動するため、周波数の選択によって合成アンペアターンを小さくでき、構造部材を備える必要が無く放射電界強度を低減することができる。従って、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができる。

第１実施形態に係る非接触給電装置を示す構成図である。 第１のコイルと第２のコイルとがディスク型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。 第１のコイルと第２のコイルとがソレノイド型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。 負荷電力を一定とした時のインバータの駆動周波数とディスク型コイルにおける合成アンペアターンとの相関を示す図である。 負荷電力を一定とした時のインバータの駆動周波数とソレノイド型コイルにおける合成アンペアターンとの相関を示す図である。 図１に示した駆動周波数選択部による駆動周波数の選択の様子を示す図である。 周波数とインバータ１４の出力位相とを示す相関図である。 コイルに流れる電流による磁束を示す波形図であり、（ａ）は第１の例を示し、（ｂ）は第２の例を示し、（ｃ）は第３の例を示している。 第１実施形態に係る非接触給電装置の制御方法を示すフローチャートである。 第２実施形態に係る非接触給電装置を示す構成図である。 第２実施形態に係るデューティ比による調整手法を説明する図であり、（ａ）は調整前を示し、（ｂ）は調整後を示している。 第２実施形態に係る非接触給電装置の制御方法を示すフローチャートである。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１実施形態に係る非接触給電装置を示す構成図である。図１に示すように、非接触給電装置１は、例えば車両に搭載される負荷２４の充電に用いられるものであって、給電側回路１０と、受電側回路２０とから構成されている。なお、非接触給電装置１が車両バッテリ（負荷２４の一例）の充電に用いられる場合、給電側回路１０が地上側に設けられ、受電側回路２０が車両側に設けられる。

給電側回路１０は、受電側回路２０に対して高周波電力を送電するものであって、商用電源１１と、整流部１２と、力率改善昇圧部１３と、インバータ１４と、第１コンデンサＣ１と、第１のコイルＬ１とを備えている。

商用電源１１は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流電源である。整流部１２は、商用電源１１からの交流電圧１２を整流するものである。力率改善昇圧部１３は、昇圧型のＰＦＣ回路であって、スイッチング素子Ｓ_０をスイッチングすることにより、整流部１２にて整流された交流電流による高調波電流の発生を抑え、力率を「１」に近づけるものである。

インバータ１４は、平滑コンデンサやスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４を備え、スイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４がスイッチングされることにより、高周波の交流電力を発生させるものである。ここで、発生した高周波電流が第１コンデンサＣ１と第１のコイルＬ１とからなる共振回路に供給されることとなる。なお、第１コンデンサＣ１と第１のコイルＬ１とは直列接続されているが、これに限らず、並列接続されていてもよい。

受電側回路２０は、給電側回路１０から高周波電力を受電するものであって、第２のコイルＬ２と、第２コンデンサＣ２と、整流部２１と、フィルタ部２２と、リレー２３と、負荷２４とを備えている。

第２のコイルＬ２は、第１のコイルＬ１との間で電磁誘導作用により高周波電力を受電するものであり、第２コンデンサＣ２と共に共振回路を構成している。なお、第２コンデ
ンサＣ２と第２のコイルＬ２とは直列接続されているが、これに限らず、並列接続されていてもよい。

整流部２１は、共振回路からの高周波電力を直流に整流する整流回路である。フィルタ２２は、電圧変動を抑える平滑コンデンサにより構成されている。リレー２３は、オンオフが切り替えられるリレースイッチにより構成されている。負荷２４は、バッテリであって、充電対象となるものである。

さらに、図１に示すように、受電側回路２０は、コントローラ２５を備えている。このコントローラ２５は、負荷電力検出部（電力検出手段）２５ａと、負荷制御部（指令値算出手段）２５ｂと、結合係数検出部２５ｃとを備えている。負荷電力検出部２５ａは、充電対象となる負荷２４に供給された電力を検出するものである。負荷制御部２５ｂは、負荷２４に供給する電力の指令値を算出するものである。

結合係数検出部２５ｃは、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との結合度合いを表わす結合係数を検出するものである。この結合係数検出部２５ｃは、例えばリレー２３を開いて給電側回路１０のみに電流を流したときに発生する受電側回路２０側の誘起電圧から求めることができるが、結合係数の検出方法はこれに限られるものではない。

なお、コントローラ２５は、１つのコントロールユニット内に上記の機能を搭載しても良いし、複数のコントロールユニット内に上記の機能を分散させて搭載しても良い。例えば、負荷２４としてのバッテリを制御するバッテリコントロールユニット内に負荷電力検出部２５ａと負荷制御部２５ｂを備え、給電側回路１０と受電側回路２０との間の無線通信の制御や、バッテリコントロールユニットとの通信を行う非接触給電コントロールユニット内に結合係数検出部２５ｃを備えるように構成しても良い。

さらに、給電側回路１０は、電力制御部（駆動手段）１５を備えている。この電力制御部１５は、第１のコイルＬ１に供給する高周波電力を生成すべくインバータ１４を駆動するものであって、デューティ生成部１５ａと、駆動周波数選択部１５ｂと、パルス生成部１５ｃとを備えている。

デューティ生成部１５ａは、負荷電力検出部２５ａにより検出された現在の電力Ｐｏｕｔが、負荷制御部２５ｂにより検出された電力の指令値Ｐｒｅｆとなるようなデューティ比を生成するものであり、例えばＰＩ制御が行われる。駆動周波数選択部１５ｂは、インバータ１４の駆動周波数を生成するものである。

パルス生成部１５ｃは、駆動周波数選択部１５ｂにて生成された周波数、且つ、デューティ生成部１５ａにより生成されたデューティ比となるパルスを生成するものである。このパルスにより、インバータ１４のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４が駆動されることとなる。

特に、第１実施形態に係る非接触給電装置１において、第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２がソレノイド型コイルとなっており、駆動周波数選択部１５ｂは、受電側回路２０の共振周波数よりも低く、且つ、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との合成アンペアターンが、受電側回路２０の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択する。これにより、第１実施形態では、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができる。以下、この点について詳細に説明する。

図２は、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２とがディスク型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。なお、図２において第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２
との巻き方向は同じである。また、図２においては、負荷２４を便宜上抵抗Ｒ_Ｌと示すものとする。

まず、ディスク型コイルとは、図２に示すようにコイルＬ１，Ｌ２の軸方向が車両上下方向となっているものである。この場合、電力の送受電時において磁界が以下のようになる。すなわち、給電側回路１０に対して交流電圧Ｖ１を印加した場合に、第１のコイルＬ１に対して電圧ｅ_１及び電流Ｉ_１が発生したとする。また、受電側回路２０では、ｅ_１・Ｉ_１＝ｅ_２・Ｉ_２の式に基づいて、第２のコイルＬ２に電圧ｅ_２及び電流Ｉ_２が発生する。

このとき、第１のコイルＬ１にて磁束φ_１が発生する。この磁束φ_１から明らかなように、第１のコイルＬ１の一端（図２において上側）が磁石でいうところのＮ極に相当し、第１のコイルＬ１の他端（図２において下側）が磁石でいうところのＳ極に相当する。

同様に、第２のコイルＬ２にて磁束φ_２が発生する。この磁束φ_２から明らかなように、第２のコイルＬ２の一端（図２において上側）が磁石でいうところのＮ極に相当し、第２のコイルＬ２の他端（図２において下側）が磁石でいうところのＳ極に相当する。

このため、図２に示す例において第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との磁極方向は同じとなっている。そして、図２に示す例における全体の磁束φ_Totalは、φ_Total＝φ_１＋φ_２となる。

すなわち、図２に示すように、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との軸方向が車両上下方向となっている場合、第１のコイルＬ１にて発生する磁束φ_１と第２のコイルＬ２にて発生する磁束φ_２とは同方向となり、全体の磁束φ_Totalはそれぞれの磁束φ_１，φ
_２を加算したものとなる。なお、図２においてφｍとは、磁束φ_１，φ_２の合成磁束である。

図３は、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２とがソレノイド型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。なお、図３において第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との巻き方向は同じである。また、図３においては、負荷２４を便宜上抵抗Ｒ_Ｌと示すものとする。

ソレノイド型コイルとは、図３に示すようにコイルＬ１，Ｌ２の軸方向が車両平面方向となっているものである。この場合、電力の送受電時において磁界が以下のようになる。すなわち、給電側回路１０に対して交流電圧Ｖ１を印加した場合に、第１のコイルＬ１に対して電圧ｅ_１及び電流Ｉ_１が発生したとする。また、受電側回路２０では、ｅ_１・Ｉ_１＝ｅ_２・Ｉ_２の式に基づいて、第２のコイルＬ２に電圧ｅ_２及び電流Ｉ_２が発生する。

このとき、第１のコイルＬ１にて磁束φ_１が発生する。この磁束φ_１から明らかなように、第１のコイルＬ１の一端（図３において右側）が磁石でいうところのＮ極に相当し、第１のコイルＬ１の他端（図３において左側）が磁石でいうところのＳ極に相当する。

同様に、第２のコイルＬ２にて磁束φ_２が発生する。この磁束φ_２から明らかなように、第２のコイルＬ２の一端（図３において右側）が磁石でいうところのＳ極に相当し、第２のコイルＬ２の他端（図３において左側）が磁石でいうところのＮ極に相当する。

このため、図３に示す例において第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との磁極方向は反対となっている。そして、図３に示す例における全体の磁束φ_Totalは、φ_Total＝φ_１−φ_２となる。

すなわち、図３に示すように、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との軸方向が車両平面方向となっている場合、第１のコイルＬ１にて発生する磁束φ_１と第２のコイルＬ２にて発生する磁束φ_２とは逆方向となり、全体の磁束φ_Totalは磁束φ_１から磁束φ_２を
減算したものとなる。なお、図３においてφｍとは、磁束φ_１，φ_２の合成磁束である。

次に、電波の大きさ（放射電界強度）は第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２の磁束の大きさに依存する。ここで、磁束の大きさＢは、ディスク型コイルにおいて以下の式（１）により表わすことができ、ソレノイド型コイルにおいて以下の式（２）により表わすことができる。

なお、Ｎ_１は第１のコイルＬ１のターン数であり、Ｓ_１は第１のコイルＬ１の内側面積である。また、Ｎ_２は第２のコイルＬ２のターン数であり、Ｓ_２は第２のコイルＬ２の内側面積である。さらに、Ｘは第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との距離である。

面積Ｓ_１，Ｓ_２が固定であるとした場合、磁束Ｂは、第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２と、第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２に依存する。ここで、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２及び電流Ｉ_１，Ｉ_２の大きさから定まる第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２の合成アンペアターンＡＴは、ディスク型コイルにおいて以下の式（３）により表わすことができ、ソレノイド型コイルにおいて以下の式（４）により表わすことができる。

なお、Ｖ_２は負荷２４の電圧であり、Ｌ_２は第２のコイルＬ２のインダクタンスであり、ωはインバータ１４の駆動周波数である。また、Ｃ_２は第２コンデンサＣ２の容量であり、Ｍは結合係数に依存して変化する数である。

図４は、負荷電力を一定とした時のインバータ１４の駆動周波数とディスク型コイルにおける合成アンペアターンＡＴとの相関を示す図である。式（１）（３）から明らかなよ
うに、合成アンペアターンＡＴが小さくなればなるほど磁束Ｂは小さくなり、放射電界強度を抑えることができる。図４に示すように、本件発明者らは、ディスク型コイルの場合、既知の値である受電側回路２０の共振周波数ω１よりも高い周波数において、合成アンペアターンＡＴが小さくなることを見出した。このように、負荷電力が一定であっても、周波数の取り方によって最適な合成アンペアターンＡＴを得ることができる。

図５は、負荷電力を一定とした時のインバータ１４の駆動周波数とソレノイド型コイルにおける合成アンペアターンＡＴとの相関を示す図である。一方、本件発明者らは、図５及び式（２）（４）に示されるように、ソレノイド型コイルの場合、既知の値である受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数において、合成アンペアターンＡＴが小さくなることを見出した。このように、負荷電力が一定であっても、周波数の取り方によって最適な合成アンペアターンＡＴを得ることができる。

よって、第１実施形態に係る非接触給電装置１はコイルＬ１，Ｌ２の軸方向が車両平面方向となるソレノイド型コイルであるため、駆動周波数選択部１５ｂは、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数を選択し、この周波数でインバータ１４を駆動することとなる。図６は、図１に示した駆動周波数選択部１５ｂによる駆動周波数の選択の様子を示す図である。図６に示すように、指令値Ｐｒｅｆを満たす周波数は、ω２〜ω５の４つが存在することとなる。現在電力Ｐｏｕｔにおける現在の周波数がｆｒｅｆである場合において、駆動周波数選択部１５ｂは、順次周波数を上げていき、図６に示す現在の電力Ｐｏｕｔと指令値Ｐｒｅｆとが一致する周波数ω２，ω３のいずれか一方を選択する。なお、周波数ω４，ω５については、共振周波数ω１以上の周波数であることから選択しないこととなる。

そして、パルス生成部１５ｃは、上記のようにして、駆動周波数選択部１５ｂにより選択された周波数に応じたパルスを生成して、インバータ１４を駆動することとなる。

ここで、第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２についても予め同数としておくことにより、式（４）は以下のように簡略化される。第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同数の場合における合成電流Ａは以下の式（５）により表わすことができる。

このように、第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同じである場合には、上記式（２）（５）から明らかなように、合成電流Ａが小さくなればなるほど磁束Ｂは小さくなり、放射電界強度を抑えることができる。また、合成電流Ａについても図５に示す合成アンペアターンＡＴと同様になり、既知の値である受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数において、合成電流Ａが小さくなる。よって、第１実施形態に係る駆動周波数選択部１５ｂは、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同じである場合、合成電流Ａに基づいて、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数を選択し、この周波数でインバータ１４を駆動してもよい。

なお、上記及び以下の説明において、合成電流Ａは、合成アンペアターンＡＴからターン数Ｎ_１，Ｎ_２の概念を除いたものであるため、合成アンペアターンＡＴの一種であると
し、合成アンペアターンＡＴの概念に含まれるものとする。

さらに、本件発明者らは、図５に示すように、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数域において、周波数が低過ぎると合成アンペアターンＡＴが受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも大きくなることを見出した。また、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも大きくなる周波数は、結合係数によって異なることも見出した。このため、結合係数に基づいて、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる周波数を選択することで、より確実に放射電界強度を低減することができる。

具体的に説明すると、図５に示すように結合係数ｋが０．３である場合、合成アンペアターンＡＴは、共振周波数ω１より低くなると低下する傾向にあり、周波数ω６にて最小値となる。さらに、周波数が低くなると、合成アンペアターンＡＴは、周波数ω７において共振周波数ω１時と同じ値となる。以後、周波数が低くなると合成アンペアターンＡＴは、さらに高くなる。

よって、第１実施形態において駆動周波数選択部１５ｂは、係合係数ｋが０．３である場合、ω７＜インバータ１４の駆動周波数＜ω１とする。これにより、第１実施形態に係る非接触給電装置１は、より確実に放射電界強度を低減するようにしている。

また、第１実施形態において駆動周波数選択部１５ｂは、上記範囲内の周波数のうち、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択する。これにより、インバータ１４におけるスイッチング損失を低減することとしている。以下、詳細に説明する。

一般的に共振回路の共振周波数より高い周波数によってインバータを駆動した場合、インバータを駆動したときの出力の位相は遅相となる。これに対して、共振回路の共振周波数より低い周波数によってインバータを駆動した場合、インバータを駆動したときの出力の位相は進相となる。そして、出力位相が進相となる場合には、インバータにおけるスイッチング損失が大きくなってしまう。このため、通常インバータは共振回路の共振周波数より高い周波数によって駆動される。

しかし、本実施形態に係る非接触給電装置１はソレノイド型コイルを備えるため、受電回路側２０の共振周波数ω１よりも低い周波数にてインバータ１４を駆動することとなり、インバータ１４の出力位相が遅相となる周波数範囲がディスク型コイルに比べると非常に狭い。故に、駆動周波数選択部１５ｂが、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、且つ、合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる範囲内の周波数を選択するにあたり、進相領域であるか遅相領域であるかを考慮しないとすると、選択した周波数が進相領域の周波数に該当してしまいスイッチング損失が大きくなってしまう可能性がある。

そこで、本実施形態において駆動周波数選択部１５ｂは、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、且つ、合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる範囲内の周波数を選択するにあたり、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択する。

図７は、周波数とインバータ１４の出力位相とを示す相関図である。図７に示すように、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも高い領域では遅相領域が広いが、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い領域では遅相領域が狭い。このため、電力制御部１５は、予め図７に示すようなデータを記憶しておく。そして、駆動周波数選択部１５ｂは、記憶
データに基づいて受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い領域においてインバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択する。

なお、図７から明らかなように、インバータ１４の出力位相曲線は結合係数により異なる。よって、駆動周波数選択部１５ｂは、結合係数に基づいてインバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択することとなる。すなわち、結合係数ｋ＝Ｘ_１である場合、遅相となる周波数範囲はω８より高くω９より低い範囲となる。また、結合係数ｋ＝Ｘ_２（＞Ｘ_１）である場合、遅相となる周波数範囲はω１０より高くω９より低い範囲となる。

従って、駆動周波数選択部１５ｂは、まず、結合係数から、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、且つ、合成アンペアターンＡＴが受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる周波数範囲を求める。次いで、駆動周波数選択部１５ｂは、結合係数から、上記の如く、遅相となる周波数範囲を決定する。そして、駆動周波数選択部１５ｂは、これら２つの範囲内に属する周波数を選択することとなる。

さらに、電力制御部１５は、一層放射電界強度を抑えるべく、第１のコイルＬ１の電流と第２のコイルＬ２の電流との位相差を９０度よりも大きくすることとしている。より詳細に電力制御部１５は、第１のコイルＬ１の電流と第２のコイルＬ２の電流との位相差を９０度よりも大きく２７０度よりも小さくすることとしている。

図８は、コイルＬ１，Ｌ２に流れる電流による磁束を示す波形図であり、（ａ）は第１の例を示し、（ｂ）は第２の例を示し、（ｃ）は第３の例を示している。図８（ａ）に示すように、電流位相が同相に近い場合、第１のコイルＬ１による磁界Ｂ１と第２のコイルＬ２による磁界Ｂ２とは互いに強めあって全体の磁束φ_Totalは大きくなってしまう。こ
れに対して、位相差を９０度よりも大きく２７０度よりも小さくすることにより、図８（ｂ）に示すように、両磁束Ｂ１，Ｂ２を互いに打ち消すように作用させることができ、全体の磁束φ_Totalを小さくして、放射電界強度を抑えることができる。なお、位相差は、
受電側回路２０側のインピーダンス又は周波数を調整することにより、設定可能である。

なお、図８（ｃ）に示すように、互いの振幅の差が大きい場合には、上記位相差であっても両磁束Ｂ１，Ｂ２を互いに打ち消す効果が小さくなってしまう。このため、第１実施形態において電力制御部１５は、互いの振幅についても調整することが好ましい。その点、合成アンペアターンＡＴは、コイルＬ１，Ｌ２を流れる電流の、互いの振幅差と位相差から成る評価指標であり、合成アンペアターンＡＴを小さくする周波数を選択すれば、個別に振幅と位相を調整しなくても、振幅、位相が全体として最適化されることになる。

次に、第１実施形態に係る非接触給電装置１の制御方法について説明する。図９は、第１実施形態に係る非接触給電装置１の制御方法を示すフローチャートである。図９に示すように、まず電力制御部１５は、負荷電力検出部２５ａにより検出された現在電力Ｐｏｕｔ、及び、負荷制御部２５ｂにより算出された指令値Ｐｒｅｆを入力する（Ｓ１）。

次いで、電力制御部１５は、結合係数検出部２５ｃにより検出された結合係数ｋを入力する（Ｓ２）。その後、電力制御部１５のデューティ生成部１５ａは、負荷電力検出部２５ａにより検出された現在電力Ｐｏｕｔと、負荷制御部２５ｂにより算出された指令値Ｐｒｅｆとから、デューティ比を決定する（Ｓ３）。

次に、電力制御部１５の駆動周波数選択部１５ｂは、インバータ１４の駆動周波数を選択する（Ｓ４）。このとき、駆動周波数選択部１５ｂは、上記した理論に示すように、受
電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、且つ、合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなり、且つ、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択する。より具体的に、駆動周波数選択部１５ｂは、ステップＳ２にて入力した結合係数ｋから、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、且つ、合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる周波数の範囲を決定する。例えば図５に示すように、結合係数ｋが０．３である場合、下限値はω７となり、上限値はω１となる。すなわち、駆動周波数選択部１５ｂは、周波数の範囲をω７＜インバータ１４の駆動周波数＜ω１と決定する。次いで、駆動周波数選択部１５ｂは、上記の周波数の範囲のうち、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数の範囲を決定する。例えば図７に示すように、結合係数ｋがＸ_１（なお、この段落のみ、Ｘ_１＝０．３とする）である場合、下限値はω８となり、上限値はω９となる。そして、駆動周波数選択部１５ｂは、下限値であるω７，ω８のうち高い方から順次周波数を上げていき、周波数が共振周波数ω１，ω９のうち低い方の周波数以上とならない範囲でＰｒｅｆ＝Ｐｏｕｔとなる周波数を選択することとなる。

その後、電力制御部１５のパルス生成部１５ｃは、ステップＳ３にて決定したデューティ比とステップＳ４にて選択された周波数とからパルスを生成し、このパルスによりスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４をスイッチングすることによりインバータ１４を駆動する（Ｓ５）。これにより、上記式（２）（４）（５）を参照して説明したように、放射電界強度を抑えることができる。

その後、非接触給電装置１は充電が完了であるか否かを判断する（Ｓ６）。この際、非接触給電装置１は、負荷２４であるバッテリの残容量が所定値を超えた場合に、充電が完了であると判断する。

充電が完了していないと判断した場合（Ｓ６：ＮＯ）、処理はステップＳ１に移行する。一方、充電が完了したと判断した場合（Ｓ６：ＹＥＳ）、図８に示す処理は終了することとなる。

このようにして、第１実施形態に係る非接触給電装置１及びその制御方法によれば、周波数の選択によって合成アンペアターンＡＴを小さくでき、構造部材を極力用いることなく放射電界強度を低減することができる。詳細に本件発明者らは、電波の大きさが第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２及びそれらに流れる電流に依存し、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２及び電流の大きさから定まる第１及び第２のコイルＬ１，Ｌ２の合成アンペアターンＡＴが、ソレノイド型コイルの場合、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数で小さくなることを見出した。また、本件発明者らは、ソレノイド型コイルの場合、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数域において、周波数が低過ぎると合成アンペアターンＡＴが受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴよりも大きくなることを見出した。このため、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低い周波数、且つ、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴよりも小さくなる周波数を選択することで、放射電界強度を低減できる。また、放射電界強度の低減には、磁界を低減する構造部材を極力用いることなく、周波数の選択により実現することができる。従って、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができる。

さらに、上記範囲内の周波数のうち、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択するため、インバータ１４におけるスイッチング損失についても低減することができる。すなわち、上記範囲内の周波数においては、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数範囲が狭く、進相領域であるか遅相領域である
かを考慮しないとすると、選択した周波数が進相領域の周波数に該当し、スイッチング損失が大きくなってしまう可能性がある。しかし、第１実施形態では、遅相領域となる周波数範囲を決定のうえ選択するため、ソレノイド型コイルの場合にスイッチング損失が大きくなり易いという課題を解決することができる。

また、第１のコイルＬ１の電流と第２のコイルＬ２の電流との位相差は９０度よりも大きいため、発生する磁束を互いに打ち消すこととなり、より一層放射電界強度を低減することができる。

次に、本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態に係る非接触給電装置及びその制御方法は、第１実施形態と同様であるが、構成及び処理内容が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。

図１０は、第２実施形態に係る非接触給電装置２を示す構成図である。図１０に示すように、第２実施形態に係る非接触給電装置２において、駆動周波数選択部１５ｂは、結合係数検出部２５ｃからの結合係数ｋに基づいて周波数を選択する。具体的に駆動周波数選択部１５ｂは、図９に示すような結合係数ｋと周波数との相関関係を示すマップを記憶しており、結合係数検出部２５ｃからの結合係数ｋを入力すると、マップを参照して周波数を決定する。

ここで、駆動周波数選択部１５ｂにより選択される周波数は、図５に示す合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数となっている。よって、放射電界強度を最大限に抑えることができる。ここで、選択される周波数は、図４に示すように、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる周波数の範囲であり、且つ、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数の範囲であって、これらの範囲内において合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数となっていることがより望ましい。これによって、スイッチング損失を低減できるからである。なお、以下の説明では、駆動周波数選択部１５ｂにより選択される周波数が図５に示す合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数であるものとして説明するが、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数の範囲を考慮すると更に望ましいことは言うまでもない。

また、駆動周波数選択部１５ｂは、マップに代えて、以下の式（６）又は式（７）を記憶していてもよい。

式（６）によっても合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数を決定することができるからである。また、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同じである場合には、式（７）により合成電流Ａが最小となる周波数を決定することができるからである。

ここで、第２実施形態では結合係数ｋにより周波数が一義的に決まってしまうことから、Ｐｏｕｔ＝Ｐｒｅｆとする制御に支障をきたす可能性がある。そこで、第２実施形態で
は、デューティ比を制御することにより、Ｐｏｕｔ＝Ｐｒｅｆを実現するようにしている。

図１１は、第２実施形態に係るデューティ比による調整手法を説明する図であり、（ａ）は調整前を示し、（ｂ）は調整後を示している。図１１（ａ）に示すように、合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数がω６である場合、Ｐｏｕｔ＞Ｐｒｅｆとなってしまう。そこで、デューティ生成部１５ａは、デューティ比を小さくする。これにより、図１１（ｂ）に示すように、出力電力を図中の下方向にシフトさせ、周波数がω６においてＰｏｕｔ＝Ｐｒｅｆを実現する。

なお、図１１では、デューティ比を小さくする場合を例に説明したが、合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数においてＰｏｕｔ＜Ｐｒｅｆとなっている場合には、デューティ比を大きくすることとなる。

さらに、第２実施形態ではデューティ比を制御することにより、合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数においてＰｏｕｔ＝Ｐｒｅｆを実現するようにしているが、これに限らず、スイッチング素子Ｓ_０のデューティ比を算出して力率改善昇圧部１３の昇圧比を変更するようにしてもよい。これによっても、デューティ比の制御と同等に、合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数においてＰｏｕｔ＝Ｐｒｅｆを実現することができるからである。

次に、第２実施形態に係る非接触給電装置２の制御方法を説明する。図１２は、第２実施形態に係る非接触給電装置１の制御方法を示すフローチャートである。なお、図９に示す処理と同一の処理には、同一の符号を付して説明を省略する。

結合係数ｋを入力した後（Ｓ２の後）、駆動周波数選択部１５ｂは、マップ、又は式（６）及び式（７）から、合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数を選択する（Ｓ７）。次いで、デューティ制御部１５ａは、ステップＳ７にて選択された周波数において、Ｐｏｕｔ＝Ｐｒｅｆとなるように、デューティ比（又は昇圧比）を選択する（Ｓ８）。

その後、図９に示したステップＳ５，Ｓ６と同様の処理が実行され、図１２に示す処理は終了することとなる。

このようにして、第２実施形態に係る非接触給電装置２及びその制御方法によれば、第１実施形態と同様に、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができ、磁束を打ち消すことにより、より一層放射電界強度を低減することができる。

また、合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数を選択するため、より一層放射電界強度を低減することができる。さらに、最小となる周波数を選択したことにより、現在電力Ｐｏｕｔ＝指令値Ｐｒｅｆとならなくなった場合には、デューティ比及び昇圧比の少なくとも一方の比率を調整することで、現在電力Ｐｏｕｔ＝指令値Ｐｒｅｆとすることができる。従って、充電電力に影響を与えることなく、より一層放射電界強度を低減することができる。

加えて、受電側回路２０の共振周波数ω１よりも低く、合成アンペアターンＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる周波数の範囲であり、且つ、インバータ１４を駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数の範囲であって、これらの範囲内において合成アンペアターンＡＴが最小となる周波数を選択する場合には、一層放射電界強度を低減しつつもスイッチング損失を低減することができる。

以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものでは無く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよいし、各実施形態を組み合わせてもよい。

例えば上記実施形態に係る非接触給電装置１，２は、図示した回路構成に限るものではなく、例えば給電側回路１０に絶縁トランスを備えるなど、種々の変更が可能である。

また、上記実施形態において非接触給電装置１，２は、結合係数検出部２５ｃを備えているが、これに代えて、結合係数ｋのデータを予め記憶しておいてもよい。例えば、非接触給電装置１，２が特定の乗用車専用に用いられ、給電側回路１０と受電側回路２０の距離が既に分かっている場合などには、結合係数ｋのデータを電力制御部１５が記憶しておき、この結合係数ｋに基づいて周波数を選択するようにしてもよい。

さらに、非接触給電装置１，２が車両バッテリの充電に用いられる場合、車高に基づく給電側回路１０と受電側回路２０との距離が予想できることから、車両側に結合係数ｋのデータを記憶させておき、充電時に電力制御部１５に送信する構成であってもよい。

１，２…非接触給電装置
１０…給電側回路
１１…商用電源
１２…整流部
１３…力率改善昇圧部
１４…インバータ
１５…電力制御部（駆動手段）
２０…受電側回路
２１…整流部
２２…フィルタ部
２３…リレー
２４…負荷
２５…バッテリコントローラ
２５ａ…負荷電力検出部（電力検出手段）
２５ｂ…負荷制御部（指令値算出手段）
２５ｃ…結合係数検出部
Ｃ１…第１コンデンサ
Ｌ１…第１のコイル
Ｃ２…第２コンデンサ
Ｌ２…第２のコイル

Claims (5)

1. 少なくとも磁気的結合によって第１のコイルを有する給電側回路と第２のコイルを有する受電側回路との間で、非接触で電力を送電又は受電すると共に、送受電時において前記第１のコイルの磁極方向が前記第２のコイルの磁極方向と反対となる非接触給電装置において、
   前記給電側回路は、前記第１のコイルに供給する高周波電力を生成すべくインバータを駆動する駆動手段を備え、
   前記駆動手段は、前記受電側回路の共振周波数よりも低く、且つ、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの合成アンペアターンが、前記受電側回路の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択して前記インバータを駆動する
   ことを特徴とする非接触給電装置。
2. 前記駆動手段は、前記範囲内の周波数のうち、前記インバータを駆動したときの出力の位相が遅相となる周波数を選択する
   ことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。
3. 前記受電側回路は、充電対象となる負荷に供給された電力を検出する電力検出手段と、前記負荷に供給する電力の指令値を算出する指令値算出手段と、を備え、
   前記駆動手段は、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの合成アンペアターンが、最小となる周波数を選択し、前記電力検出手段により検出された電力が前記指令値算出手段により算出された電力の指令値に合致するようにデューティ比及び昇圧比の少なくとも一方の比率を決定する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の非接触給電装置。
4. 第１のコイルの電流と第２のコイルの電流との位相差は、９０度よりも大きい
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の非接触給電装置。
5. 少なくとも磁気的結合によって第１のコイルを有する給電側回路と第２のコイルを有する受電側回路との間で、非接触で電力を送電又は受電すると共に、送受電時において前記第１のコイルの磁極方向が前記第２のコイルの磁極方向と反対となる非接触給電装置の制御方法において、
   前記第１のコイルに供給する高周波電力を生成すべくインバータを駆動する駆動工程を備え、
   前記駆動工程では、前記受電側回路の共振周波数よりも低く、且つ、前記第１のコイルと前記第２のコイルとの合成アンペアターンが、前記受電側回路の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択して前記インバータを駆動する
   ことを特徴とする非接触給電装置の制御方法。

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