WO2017017768A1 - 無線電力伝送装置および制御装置 - Google Patents

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WO2017017768A1
WO2017017768A1 PCT/JP2015/071276 JP2015071276W WO2017017768A1 WO 2017017768 A1 WO2017017768 A1 WO 2017017768A1 JP 2015071276 W JP2015071276 W JP 2015071276W WO 2017017768 A1 WO2017017768 A1 WO 2017017768A1
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power transmission
coil
current
circuits
voltage
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PCT/JP2015/071276
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大舘　紀章
徹 司城
寛明 石原
正俊 鈴木
石田　正明
Original Assignee
株式会社 東芝
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Definitions

  • Embodiments described herein relate generally to a wireless power transmission device and a control device.
  • a wireless power transmission device that wirelessly transmits high-frequency energy from a coil on the power transmission side to a coil on the power reception side is known. Since energy can be supplied wirelessly from the power transmission side to the power reception side, convenience is improved, and there is an advantage that contact failure that becomes a problem in the case of wired communication is eliminated. In addition, when used in the vicinity of a passage where people are coming and going, people do not trip over the cable, so safety is also improved.
  • a method of reducing the magnetic field strength leaking to the surroundings by exciting a plurality of coils in opposite phases is known.
  • the leakage magnetic field intensity at the observation point is reduced by establishing a relationship in which the radiated magnetic fields from a plurality of coils cancel each other at the observation point. Reduction of the leakage magnetic field may be necessary for reducing electromagnetic interference with other devices.
  • the current amplitude and the current phase flowing through the plurality of coils vary depending on manufacturing variations and the positional relationship between the transmission and reception coils.
  • the current amplitude and current phase flowing through the plurality of coils may deviate from their respective desired values, and the effect of reducing the leakage magnetic field at the observation point may be reduced.
  • the embodiment of the present invention aims to reduce the leakage magnetic field with a simple configuration.
  • a wireless power transmission device includes a plurality of coil units each including at least one coil, a plurality of power transmission circuits that supply power to the plurality of coil units, and the plurality of coil units.
  • a measurement unit that measures a physical quantity according to a sum of flowing currents and a control circuit that controls at least one of the plurality of power transmission circuits according to the physical quantity measured by the measurement unit.
  • the block diagram of the power transmission apparatus in the wireless power transmission apparatus which concerns on embodiment of this invention The figure which shows the specific example of a coil part. The figure which shows the example of arrangement
  • the block diagram of the power transmission apparatus in the wireless power transmission apparatus which concerns on 2nd Embodiment.
  • the block diagram of the power transmission apparatus in the wireless power transmission apparatus which concerns on 3rd Embodiment.
  • FIG. 9 illustrates a configuration example of a power receiving circuit.
  • FIG. 1 shows a wireless power transmission apparatus according to this embodiment.
  • the wireless power transmission device includes a power transmission device that wirelessly transmits power to the power receiving device.
  • the power transmission device is connected to the AC power supply device.
  • the power transmission device includes N (N is an arbitrary positive number equal to or greater than 2) power transmission circuits 1 to N (101-1, 101-2,..., 101-N) and N coil units. 1 to N (102-1, 102-2,... 102-N), N first electric wires 1 to N (103-1, 103-2,... 103-N), and N wires Second electric wires 1 to N (104-1, 104-2,..., 104-N), a current probe 105 as a measurement unit, and a control circuit 106.
  • high-frequency current is supplied from the power transmission circuits 101-1 to 101-N to the coil units 102-1 to 102-N, and the magnetic fields generated in the coil units 102-1 to 102-N are arranged to face each other.
  • power is transmitted wirelessly.
  • the power transmission circuits 101-1 to 101-N generate an alternating current based on a constant alternating voltage supplied from an alternating current power supply device 111 such as a commercial power supply, and supply the alternating current to the coil units 102-1 to 102-N. To do.
  • Each of the power transmission circuits 1 to N may be supplied with an AC voltage from a separate AC power source, or may be supplied with an AC voltage from the same common AC power source.
  • the AC power supply device 111 in the figure includes any of these forms.
  • the power transmission circuits 101-1 to 101-N include a high-frequency current output plus-side terminal and a minus-side terminal. In the present embodiment, the alternating current is a high-frequency current.
  • the alternating current may not be called a high-frequency current.
  • the frequency of the high frequency current output from each power transmission circuit is the same or substantially the same.
  • At least one of the amplitude and phase of the high-frequency current generated by each power transmission circuit is controlled by the control circuit 106.
  • the coil units 102-1 to 102-N each include at least one coil.
  • the coil portion is sometimes called a resonator.
  • the coil unit may be the coil itself or may include elements other than the coil.
  • a capacitor 282 may be connected in series to one end side of the coil 292.
  • the capacitor 282 may be connected in series to the opposite side of FIG. 2A, that is, the other end side of the coil 292.
  • Capacitors 282a and 282b may be connected to both sides of the coil 292 as shown in FIG. 2B, or a plurality of coils 292a and 292b are connected in series as shown in FIG.
  • the capacitor 282a may be connected in series.
  • the coils 292, 292a, and 292b may be wound around the magnetic core. Configurations other than those described here may be used.
  • As the coil shape a coil having an arbitrary winding method capable of magnetic field coupling such as spiral winding or solenoid winding may be used. In the following description, it is assumed that the coil portion includes one coil for the sake of explanation, but the present invention is not limited to this.
  • the first electric wires 103-1, 103-2,... 103-N and the second electric wires 104-1, 104-2,... 104-N are connected to the power transmission circuits 101-1 to 101-N.
  • the first electric wire is connected to a plus-side terminal of the high-frequency current output of the power transmission circuit and a terminal on the winding start side of the coil in the coil portion.
  • the second electric wire is connected to the negative terminal of the high-frequency current output on the power transmission circuit side and the terminal on the winding end side of the coil in the coil portion.
  • FIGS. 3A and 3B show examples of arrangement of the power transmission side coil unit and the power reception side coil unit.
  • two coil parts are arranged on both the power transmission side and the power reception side.
  • the coil part on the power transmission side and the coil part on the power reception side those obtained by winding a coil around a magnetic core are used.
  • the opening surface of the coil portion on the power transmission side may be arranged to face the opening surface of the coil portion on the power reception side.
  • the side surface of the power transmission side coil unit and the side surface of the power reception side coil unit may be arranged to face each other.
  • 3C shows an example in which two coils (spiral coils) wound in a planar shape are arranged on the power transmission side and the power reception side, respectively, and these coils are arranged so that the opening surfaces face each other.
  • power is transmitted wirelessly by magnetic field coupling between the power transmitting and receiving coil portions.
  • the current probe 105 in FIG. 1 is a measurement unit that measures a physical quantity according to the sum of currents flowing through the coil units 102-1 to 102-N. Since the current flowing through the first electric wires 104-1 to 104-N flows to the coil sections 102-1 to 102-N, measuring the sum of the current flowing through the first electric wires 104-1 to 104-N is not possible. This is equivalent to measuring the sum of currents flowing through the coil sections 102-1 to 102-N.
  • the current probe 105 is a total of the induced currents generated in the conductive loop according to the current flowing through the coil units 102-1 to 102-N as a physical quantity corresponding to the sum of the currents flowing through the coil units 102-1 to 102-N. Measure.
  • FIG. 4 shows a configuration example of the current probe.
  • the current probe includes a conductive loop and conductive wiring.
  • the conductive wiring connects the conductive loop and the control circuit.
  • the current probe may be composed of a Rogowski coil. When a Rogowski coil is used, a current probe that is resistant to disturbance can be configured.
  • the first electric wires 1 to N (104-1 to 104-N) are bundled in the loop, and electromagnetic induction occurs in the loop according to the current flowing through the first electric wires 1 to N (104-1 to 104-N). Current flows.
  • an induced electromotive force is generated that is proportional to the speed of change of the magnetic flux passing through the loop, and a current corresponding to the induced electromotive force and the resistance of the loop flows as the induced current.
  • the sum of the induced currents as the physical quantity
  • the sum of the currents flowing through the first electric wires 104-1 to 104-N that is, the currents flowing through the coil portions 1 to N (102-1 to 102-N)
  • the sum can be measured. That is, the value of the induction current and the sum of the currents flowing through the first electric wires 1 to N (104-1 to 104-N) have a constant relationship according to the relational expression of electromagnetic induction such as Faraday's law. Therefore, measuring the value of the induced current can be said to be equivalent to measuring the sum of the currents flowing through the first electric wires 1 to N (104-1 to 104-N).
  • the control circuit 106 controls the power transmission circuits 1 to N (101-1 to 101-N) based on the amplitude of the current measured by the current probe 105.
  • all of the power transmission circuits 1 to N (101-1 to 101-N) are controlled, but a configuration in which at least one or more of these power transmission circuits are controlled is also possible. is there.
  • the control circuit 106 performs control using the current amplitude of the output current, and information on the phase of the output current is not necessary here. Specifically, the control circuit 106 transmits the power transmission circuits 1 to N (101-1 to 101-) so as to minimize the amplitude of the output current, to be equal to or less than a threshold value, or to be within a certain range. N) is controlled.
  • the control circuit 106 determines the amplitude and / or phase of the high-frequency current output from each power transmission circuit, and outputs the determined amplitude and / or phase instructions to each power transmission circuit.
  • Each power transmission circuit generates and outputs a high-frequency current with an amplitude and / or a phase in accordance with an instruction from the control circuit 106.
  • the strength of the magnetic field generated from the coil is proportional to the amplitude of the current flowing through the coil. Therefore, if the sum of currents flowing through the plurality of coils is minimized, the combined strength of the magnetic fields generated from these coils is also minimized. As described above, in this embodiment, a physical quantity (total of induced currents generated in the conductive loop) corresponding to the sum of currents flowing through the coil units 1 to N (102-1 to 102-N) is measured.
  • the sum of the magnetic field strengths generated from the coil units 1 to N (102-1 to 102-N) is also minimized, and is less than the desired value. Or, it is controlled within a desired range.
  • the winding direction of the coil in each coil portion is different, the relationship described above, that is, the relationship in which the sum of the magnetic field strengths becomes smaller as the sum of the current strengths becomes smaller is not established.
  • the same arrangement configuration means, for example, that the winding direction, the number of windings, and the relative positions of the winding start and winding end are equal.
  • FIG. 5 shows the amplitude and phase of the currents I 1 , I 2 , I 3 , and I 4 flowing through the first electric wires 1 to N.
  • the amplitudes of the currents flowing through the four first electric wires 1 to N are equal, and the phase difference is different by 90 degrees.
  • the combined current of the currents flowing through the first electric wires 1 to N is zero. Therefore, it can be said that the combined magnetic field intensity generated from the coil portions 1 to 4 is also zero.
  • the control circuit 106 measures the current of the current probe 105 in the initial state (that is, measures the combined current of the coil portions 1 to N).
  • the current amplitude from the second power transmission circuit is changed so that the measured current value of the current probe 105 is minimized.
  • the measured current value of the current probe 105 is minimized (the current sum of the two coil portions is minimized).
  • control circuit 106 controls the two power transmission circuits, thereby minimizing the current sum of the two coil portions. As a result, the combined magnetic field strength leaking from the two coil portions is also minimized.
  • a lower limit threshold and an upper limit threshold for the current amplitude to be set are given in advance. The amplitude value of the rated current may be used as the upper threshold value.
  • 625 ⁇ 625 390625 combinations of current amplitude and current phase can be set between the four power transmission circuits. From this combination, the control circuit 106 may select a combination that minimizes the measured current value of the current probe (the current sum of the four coil portions is minimum).
  • the method for minimizing the current sum of the plurality of coil portions is not limited to the above example, and any method can be used. Also, the number of coil portions may be three, or five or more.
  • the physical quantity corresponding to the sum of the currents of the plurality of coil units is measured using one current probe, and the amplitude or phase of the output current of each power transmission circuit or the By controlling both of these, the combined strength of the leakage magnetic fields from the plurality of coil portions can be reduced. Since it is not necessary to arrange a current probe for each coil part (for each first electric wire), the configuration can be simplified and the cost can be reduced. Further, since it is not necessary to compare the output values of the current probes measured for each coil part, it is possible to use a probe with low current amplitude measurement accuracy. In addition, there is an advantage that the control is performed using only the amplitude of the output value of one current probe, and the phase measurement of the current of each coil part is unnecessary.
  • the control circuit adjusts both the current amplitude and the current phase output from each power transmission circuit, but a configuration in which only one of them is controlled is also possible. In this case, there is an advantage that the configuration of the power transmission circuit is simplified. On the other hand, there may be a case where the leakage magnetic field strength cannot be minimized. However, in this case as well, the present embodiment is effective when the target value for reducing the leakage magnetic field strength is small.
  • FIG. 7 shows a configuration example of the power transmission circuit.
  • the power transmission circuit includes a converter (AC-DC conversion circuit) 501, a step-up / down circuit 502, and an inverter circuit 503. With this configuration, the current amplitude and current phase of the output of the power transmission circuit can be changed.
  • Converter (AC-DC conversion circuit) 501 receives, for example, AC voltage 100V or AC voltage 200V from commercial AC power supply 500 as an input.
  • the converter 501 converts the AC voltage into a constant DC voltage.
  • the converter of each power transmission circuit may be supplied with an AC voltage from a separate AC power supply, or may be supplied with an AC voltage from a common AC power supply.
  • the step-up / step-down circuit 502 is a DC-DC conversion circuit that receives a DC voltage having a constant voltage value as input, converts the voltage to a voltage higher than the input voltage, the same voltage, or a lower voltage and outputs the converted voltage.
  • the inverter circuit 503 is a circuit that outputs a high frequency voltage using the output voltage of the step-up / down circuit 502 as an input. This high frequency voltage is supplied to the coil section.
  • the voltage conversion ratio of the step-up / step-down circuit 502 can be controlled by the control circuit 106 of FIG. That is, since the output voltage of the converter 501 is constant, the output voltage of the buck-boost circuit 502 can be controlled by controlling the conversion ratio. Since the output voltage of the inverter circuit 503 is proportional to the input voltage of the inverter circuit 503, the input voltage of the inverter circuit 503 is changed by controlling the voltage conversion ratio of the step-up / step-down circuit 502. The output voltage also changes. When the output voltage of the inverter circuit 503 changes, the output current of the inverter circuit 503 also changes according to Ohm's law.
  • the output current amplitude of the inverter circuit 503 by controlling the voltage conversion ratio of the step-up / down circuit 502. Whether the output current amplitude is reduced or increased when the conversion ratio is increased or decreased can be any configuration depending on the circuit configuration.
  • the conversion ratio is defined as the output voltage of the buck-boost circuit 502 / the input voltage of the buck-boost circuit 502, but is not limited thereto. “/” Means division.
  • the inverter circuit 503 includes a plurality of switches, and an AC voltage waveform is output by switching these switches. By controlling the switching timing of these switches, the frequency of the output voltage waveform can be controlled. Therefore, the phase of the output AC voltage waveform can be made different by changing the timing of the switching timing among the plurality of inverter circuits. For example, if the switching timing is the same in each inverter circuit of two power transmission circuits, the phases of the outputs are the same. If the switching timing differs by a quarter of the AC cycle, the output phase difference is 90 degrees. Similarly, if the switching timing is different by a half of the AC cycle, the output phase difference is 180 degrees.
  • the output frequency of the inverter circuit of each power transmission circuit is the same or substantially the same.
  • the phase of the output voltage can be changed by controlling the switching timing of the inverter circuit.
  • the phase of the output current of the inverter circuit also changes, thereby making it possible to change the output current phase of the power transmission circuit.
  • FIG. 8 is a block diagram of a power transmission device according to the second embodiment.
  • the current probe measures a physical quantity (total of induced currents generated in the conductive loop) according to the sum of the currents of the first electric wires 1 to N, but the current probe 651 of FIG.
  • the sum of currents of the first electric wire 1 (103-1) and the second electric wire 2 (104-1) is measured as the physical quantity.
  • the control circuit 652 controls at least one of the amplitude and the phase of the output current of the power transmission circuits 1 and 2 so that the current amplitude measured by the current probe 651 is maximized, is equal to or greater than a threshold value, or falls within a certain range. As a result, the combined strength of leakage magnetic fields from the coil portions 1 and 2 is reduced.
  • the first electric wire 1 and the second electric wire 2 are passed through the loop of the current probe 651.
  • the currents flowing through the first electric wire 1 and the second electric wire 2 are in opposite directions. Therefore, when the sum of the current flowing through the first electric wire 1 and the current flowing through the second electric wire 2 is maximized, the combined strength of the leakage magnetic fields from the coil portions 1 and 2 is minimized.
  • the current of the current probe can take zero or a value close to zero, so that it is required to be able to detect the value.
  • the current probe only needs to detect the value Imax corresponding to the maximum current that can be output by at least one power transmission circuit. Therefore, since the ratio between Imax and the value close to zero is very large, a current probe having a large sensitivity range is required.
  • the leakage magnetic field strength can be reduced by controlling the current phase of each power transmission circuit so as to maximize the current measured by the current probe.
  • FIG. 9 is a block diagram of a power transmission device according to the third embodiment.
  • the current probe (measurement unit) 105 measures the sum of the induced currents generated in the conductive loop as a physical quantity corresponding to the current sum of the plurality of coil units, but in this embodiment, the measurement unit 109 However, as the physical quantity, a voltage of a predetermined path across the first electric wires 1 to N is measured.
  • the control circuit 110 controls the amplitude, phase, or both of the output currents of the power transmission circuits 1 to N so that the voltage measured by the measurement unit 109 is minimum, below the threshold value, or within a predetermined range. .
  • Resistance elements R1 to RN are disposed on the first electric wires 1 to N.
  • One terminal of the resistance element R1 (terminal on the coil part side) and a terminal opposite to the one terminal of the resistance element R1 of the resistance element R2 (terminal on the power transmission circuit side) are connected by the wiring H1.
  • the other terminal (terminal on the coil portion) of the resistor element R2 and a terminal opposite to the other terminal (terminal on the power transmission circuit) side of the resistor element R2 of the resistor element R3 (not shown) are wires H2. Connected (when N is 3 or more).
  • one terminal of the resistance element of the Xth (X is an integer less than or equal to 1 and less than N) first electric wire and the resistance of the (X + 1) th first electric wire.
  • the one terminal of the element and the terminal on the opposite side are connected by a wiring X.
  • the measuring unit 109 measures the voltage between the other terminal of the resistance element R1 (terminal opposite to the side where the wiring is connected) and the terminal opposite to the side where the wiring of the resistance element RN is connected. taking measurement. Thereby, the voltage of the predetermined path
  • the control circuit 110 controls the amplitude, phase, or both of the output currents of the power transmission circuits 1 to N so that the voltage measured by the measurement unit 109 is minimum, below the threshold value, or within a predetermined range. .
  • N 2.
  • the voltage measured by the measurement unit 109 is minimized, the voltage is, for example, zero.
  • the phase difference between the currents flowing through the first electric wire 1 and the first electric wire 2 is 180 degrees.
  • the amplitude of the current is the same.
  • the detailed operation of the control circuit 110 is basically the same as that in the first embodiment in which the sum of currents is minimized, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 10 shows a wireless power transmission apparatus according to the fourth embodiment.
  • the wireless power transmission device includes a power receiving device that wirelessly receives power from the power transmitting device.
  • the power receiving device is connected to the load device 611.
  • the power receiving apparatus includes N power receiving circuits 1, 2,... N (601-1, 601-2,..., 601-N), where N is an arbitrary positive number equal to or greater than 2.
  • This power receiving device includes coil portions 1 to N (602-1, 602-2,... 602-N), and coil portions 1 to N (102-1 to 102-N) of the power transmitting device arranged to face each other (FIG. 1) and magnetic field coupling.
  • an electromotive force (voltage) is generated in the coil portions 1 to N (602-1, 602-2,... 602-N), and a high-frequency current corresponding to the electromotive force flows.
  • the high-frequency current generated in each coil is supplied to the power receiving circuits 1 to N (601-1 to 601-N) and converted into direct current.
  • the converted direct current is supplied to the subsequent load device 611.
  • the load device 611 may be a resistor (electronic device or the like) that consumes power, or a storage battery that charges power.
  • the combined strength of the magnetic fields leaking from the coil units 1 to N that receive the power transmitted from the power transmission device is reduced.
  • the power receiving circuits 1 to N are connected to the same load device, but the power receiving circuits may be connected to different load devices for each power receiving circuit.
  • the current probe 605 measures the sum of the induced currents generated in the conductive loop as a physical quantity corresponding to the sum of currents flowing through the first electric wires 1 to N, as in the first embodiment.
  • the configuration of FIG. 4 can be used for the current probe 605.
  • a Rogowski coil may be used as the current probe 605.
  • a current probe that is resistant to disturbance can be configured.
  • the control circuit 606 controls the power receiving circuits 1 to N so that the current measured by the current probe 605 is the minimum, below the threshold, or within a predetermined range. Thereby, the combined strength of the leakage magnetic field generated from each coil part is reduced. For example, when the current measured by the current probe 605 is minimized, the combined strength of the leakage magnetic field is minimized.
  • FIG. 11 shows a configuration example of the power receiving circuit.
  • the power receiving circuit includes a rectifier circuit 701 and a step-up / step-down circuit (DC-DC conversion circuit) 702.
  • the rectifier circuit 701 receives a high-frequency current generated in the coil unit and converts the high-frequency current into a direct current. As a result, a constant DC voltage is output from the rectifier circuit 701.
  • the step-up / down circuit 702 receives the constant DC voltage output from the rectifier circuit 701 as an input, and outputs a voltage that is higher, the same as, or lower than the input voltage.
  • a load device is connected to the subsequent stage of the step-up / down circuit 702.
  • the voltage conversion ratio of the step-up / step-down circuit 702 can be controlled by the control circuit 606 of FIG. 10, and the current amplitude of the coil section can be controlled by changing the voltage conversion ratio. That is, when the conversion ratio is changed, the ratio of the voltage and current supplied to the load device is changed. This is equivalent to a change in the value of the load when viewed from the coil part, and the impedance of the coil part from the load side is changed. For this reason, the amplitude of the current flowing through the coil section can be changed (the amplitude of the current output from the power transmission circuit also changes accordingly). With this configuration, the current amplitude flowing from the control circuit 606 to the coil portion can be changed.
  • the conversion ratio is defined as the output voltage of the buck-boost circuit 702 / the input voltage of the buck-boost circuit 702, but is not limited thereto. “/” Means division.
  • the combined strength of magnetic fields leaking from the plurality of coil portions on the power receiving side can be reduced by control on the power receiving side.
  • FIG. 12 shows an induction heating cooking apparatus according to the fifth embodiment. Elements similar to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
  • This device has the same configuration as that of the power transmission device of FIG. 1, but does not wirelessly transmit power to the power receiving side, but rather a metal cooking pot 801 via a cooking table 811 so as to face each coil unit. -1, 801-2,... 801-N are arranged, and these cooking pans are induction-heated. Magnetic field lines generated in response to the high-frequency current flowing in each coil section pass through each cooking pan, and an eddy current flows on the surface of the metal material of the cooking pan, whereby the cooking pan generates heat.
  • the control circuit 106 operates in the same manner as the control circuit of the power transmission device in FIG. Thereby, the intensity
  • each embodiment can be used even when the shapes of the coils are different from each other. is there.
  • N 2 in the power transmission device.
  • the first coil has a number of turns 1
  • the second coil has a number of turns 2.
  • the conditions other than the number of turns are the same. Since the magnetic field strength is proportional to the number of turns of the coil, when currents of the same magnitude flow through the coils 1 and 2, the magnetic field strengths generated from the coils 1 and 2 are twice different. Therefore, under this condition, the current sum of these coils may be measured with a current probe, with the measurement sensitivity of the first coil being doubled and the measurement sensitivity of the second coil being doubled.
  • the physical quantity corresponding to the current sum of these coils is measured with the current probe while the electric wire of the first coil is wound around the current probe twice and the electric wire of the second coil is passed through the current probe once. Then, the current sum of these coils may be minimized. Thereby, even when the shape of each coil differs, the leakage magnetic field strength can be reduced.
  • a high-frequency current (high-frequency energy) is generated from the power transmission circuit.
  • harmonics are generated in addition to the fundamental frequency with respect to the frequency characteristics of the high-frequency current.
  • focusing on the current at the fundamental frequency in the output current of the current probe it is assumed that the magnetic field strength at the fundamental frequency is reduced. This can be done by extracting the fundamental frequency component from the measurement current of the current probe and measuring the amplitude of the extracted component.
  • the power transmission circuit or the power reception circuit may be controlled such that the power transmission side control circuit or the power reception side control circuit minimizes the amplitude of the harmonic current in the output current of the current probe.
  • the physical quantity corresponding to the current sum of each coil part is measured with one current probe.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
  • various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment.
  • constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
  • 101-N power transmission circuits 102-1, 102-2,... 102-N: coil sections 103-1, 103-2,... 103-N: No. , 104-N: second electric wire 105, 651: current probe (measurement unit)
  • 106 Control circuit (control device) 109: Measuring unit 111: AC power supply devices 282, 282a, 282b: Capacitors 292, 292a, 292b: Coil 500: AC power supply 501: Converter 502: Buck-boost circuit 503: Inverter circuits R1 to RN: Resistance elements H1 to HN: Wiring 601-1, 601-2,..., 601-N: power receiving circuits 602-1, 602-2,... 602-N: coil units 603-1, 603-2,.
  • 604-N second wire
  • 605 current probe (measuring unit)
  • 606 Control circuit (control device)
  • 701 Rectifier circuit
  • 702 Buck-boost circuit 811: Cooking table 801-1, 801-2, ... 801-N: Cooking pan

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Abstract

【課題】簡易な構成で漏洩磁界を低減する。 【解決手段】本発明の実施形態に従った無線電力伝送装置は、それぞれが少なくとも１つのコイルを含む複数のコイル部と、前記複数のコイル部に電力を供給する複数の送電回路と、前記複数のコイル部を流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部と、前記測定部で測定された前記物理量に応じて、前記複数の送電回路の少なくとも１つを制御する制御回路とを備える。

Description

無線電力伝送装置および制御装置
　本発明の実施形態は、無線電力伝送装置および制御装置に関する。
　送電側のコイルから受電側のコイルへ、高周波エネルギーを無線で伝送する無線電力伝送装置が知られている。送電側から受電側へ無線でエネルギーを供給できるため、利便性が向上し、有線の場合に問題となる接触不良がなくなる利点がある。また、人の往来のある通路付近で用いる場合には、ケーブルで人がつまずくことがなくなるため、安全性も向上する。
　従来の無線電力伝送装置において、複数のコイルを逆位相で励振することで、周囲に漏洩する磁界強度を低減する方法が知られている。この方法は、複数のコイルからの放射磁界が観測点で打ち消し合う関係とすることで、観測点における漏洩磁界強度を小さくするものである。漏洩磁界の低減は、他機器への電磁干渉低減のために必要な場合がある。
特許登録第５１３９４６９号
　しかしながら、複数のコイルに別々の送電回路で電力を供給した場合、製造ばらつきや、送受のコイルの位置関係に応じて、複数のコイルに流れる電流振幅および電流位相が変化する。その結果、複数のコイルに流れる電流振幅および電流位相が、それぞれの所望値からずれてしまい、観測点における漏洩磁界の低減効果が低くなってしまう場合がある。
　この場合、複数のコイルに流れる電流振幅および電流位相を調整することが考えられる。このためには、各コイルに流れる電流を観測する必要があるが、この場合、コイル毎に電流を計測する電流プローブが必要になり、多数の電流プローブが必要となる問題がある。
　本発明の実施形態は、簡易な構成で漏洩磁界を低減することを目的とする。
　本発明の実施形態に従った無線電力伝送装置は、それぞれが少なくとも１つのコイルを含む複数のコイル部と、前記複数のコイル部に電力を供給する複数の送電回路と、前記複数のコイル部を流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部と、前記測定部で測定された前記物理量に応じて、前記複数の送電回路の少なくとも１つを制御する制御回路とを備える。
本発明の実施形態に係る無線電力伝送装置における送電装置のブロック図。 コイル部の具体例を示す図。 送電側のコイル部と、受電側のコイル部との配置例を示す図。 電流プローブの構成例を示す図。 ４つの電流の電流和の例を説明するための図。 ４つの電流の電流和の別の例を説明するための図。 送電回路の構成例を示す図。 第２の実施形態に係る無線電力伝送装置における送電装置のブロック図。 第３の実施形態に係る無線電力伝送装置における送電装置のブロック図。 第４の実施形態に係る無線電力伝送装置における受電装置のブロック図。 受電回路の構成例を示す図。 第５の実施形態に係る誘導加熱調理装置のブロック図。
　以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。
（第１の実施形態）
　図１は、本実施形態に係る無線電力伝送装置を示す。この無線電力伝送装置は、受電装置に無線で電力を送電する送電装置を備える。送電装置は交流電源装置に接続されている。
　送電装置は、Ｎ（Ｎは、２以上の任意の正数である）個の送電回路１～Ｎ（１０１－１、１０１－２、・・・、１０１－Ｎ）と、Ｎ個のコイル部１～Ｎ（１０２－１、１０２－２、・・１０２－Ｎ）と、Ｎ本の第１の電線１～Ｎ（１０３－１、１０３－２、・・・１０３－Ｎ）と、Ｎ本の第２の電線１～Ｎ（１０４－１、１０４－２、・・・、１０４－Ｎ）と、測定部である電流プローブ１０５と、制御回路１０６とを備えている。この送電装置は、送電回路１０１－１～１０１－Ｎからコイル部１０２－１～１０２－Ｎに高周波電流を供給し、コイル部１０２－１～１０２－Ｎで発生する磁界を、対向配置された受電装置の複数のコイル部に結合させることで、無線で電力を伝送する。
　送電回路１０１－１～１０１－Ｎは、商用電源等の交流電源装置１１１から供給される一定の交流電圧に基づき交流電流を生成し、コイル部１０２－１～１０２－Ｎへ、交流電流を供給する。送電回路１～Ｎはそれぞれ別個の交流電源から交流電圧を供給されてもよいし、共通の同じ交流電源から交流電圧を供給されてもよい。図の交流電源装置１１１は、これらのいずれの形態も含む。送電回路１０１－１～１０１－Ｎは、高周波電流出力のプラス側端子とマイナス側端子とを備える。本実施形態では、交流電流は、高周波電流であるが、交流電流である限り、高周波電流と呼ばれるものでなくてもかまわない。各送電回路から出力される高周波電流の周波数は同一または略同一である。各送電回路が生成する高周波電流の振幅および位相の少なくとも一方は、制御回路１０６により制御される。
　コイル部１０２－１～１０２－Ｎは、それぞれ少なくとも１つのコイルを含む。コイル部は、共振子と呼ばれることもある。コイル部は、コイルそのものものでもよいし、コイル以外の要素を含んでもよい。例えば、図２（Ａ）に示すように、コイル２９２の一端側に容量２８２を直列に接続してもよい。容量２８２を、図２（Ａ）とは反対側、すなわち、コイル２９２の他端側に直列接続してもよい。図２（Ｂ）に示すように、コイル２９２の両側に容量２８２ａ、２８２ｂを接続してもよいし、図２（Ｃ）に示すように、複数のコイル２９２ａ、２９２ｂを直列に接続し、さらに容量２８２ａを直列に接続してもよい。また、コイル２９２、２９２ａ、２９２ｂは、磁性体コアに巻き付けてもよい。ここで説明した以外の構成でもよい。コイル形状としては、スパイラル巻、ソレノイド巻など、磁界結合が可能な任意の巻き方のコイルを用いてよい。以下では説明のためコイル部は、１つのコイルを含むことを想定するが、これに限定されるものではない。
　第１の電線１０３－１、１０３－２、・・・１０３－Ｎ、および第２の電線１０４－１、１０４－２、・・・１０４－Ｎは、送電回路１０１－１～１０１－Ｎとコイル部１０２－１～１０２－Ｎ間を接続する電線である。第１の電線は、送電回路の高周波電流出力のプラス側端子と、コイル部におけるコイルの巻はじめ側の端子とに接続されている。第２の電線は、送電回路側の高周波電流出力のマイナス側端子と、コイル部におけるコイルの巻終わり側の端子に接続されている。
　図３（Ａ）および図３（Ｂ）に、送電側のコイル部と、受電側のコイル部との配置例を示す。ここでは、送電側および受電側ともコイル部を２つ配置している。送電側のコイル部および受電側のコイル部として、磁性体コアにコイルを巻き付けたものを用いている。図３（Ａ）のように、送電側のコイル部の開口面を、受電側のコイル部の開口面と対向させるように配置してもよい。または、図３（Ｂ）のように、送電側のコイル部の側面と、受電側のコイル部の側面が互いに対向するように配置してもよい。図３（Ｃ）には、平面状に巻いた２つのコイル（スパイラルコイル）を送電側および受電側にそれぞれ配置し、開口面が対向するようにこれらのコイルを配置した場合の例を示す。いずれの場合も、図示の破線で示すように、送受電コイル部間で磁界結合することにより、無線で電力が伝送される。
　図１の電流プローブ１０５は、コイル部１０２－１～１０２－Ｎを流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部である。第１の電線１０４－１～１０４－Ｎに流れる電流は、コイル部１０２－１～１０２－Ｎへ流れるので、第１の電線１０４－１～１０４－Ｎに流れる電流の和を測定することは、コイル部１０２－１～１０２－Ｎに流れる電流和を測定することに等しい。電流プローブ１０５は、コイル部１０２－１～１０２－Ｎを流れる電流の和に応じた物理量として、コイル部１０２－１～１０２－Ｎを流れる電流に応じて導電性ループに発生する誘導電流の合計を測定する。
　図４に電流プローブの構成例を示す。電流プローブは導電性のループと、導電性の配線とを含む。導電性の配線は、導電性のループと制御回路とを接続する。一例として、電流プローブは、ロゴスキーコイルで構成されていてもよい。ロゴスキーコイルを用いた場合、外乱に強い電流プローブを構成できる。
　第１の電線１～Ｎ（１０４－１～１０４－Ｎ）は、ループ内に束ねられ、第１の電線１～Ｎ（１０４－１～１０４－Ｎ）を流れる電流に応じてループに電磁誘導で電流が流れる。すなわち、ループを貫通する磁束の変化の速さに比例する誘導起電力が発生し、当該誘導起電力とループの抵抗とに応じた電流が誘導電流として流れる。この誘導電流の合計を上記物理量として測定することで、第１の電線１０４－１～１０４－Ｎに流れる電流の和、すなわち、コイル部１～Ｎ（１０２－１～１０２－Ｎ）に流れる電流和を測定できる。つまり、誘導電流の値と、第１の電線１～Ｎ（１０４－１～１０４－Ｎ）に流れる電流の和の値は、ファラデーの法則等の電磁誘導の関係式に応じて一定の関係にあるため、誘導電流の値を測定することは、第１の電線１～Ｎ（１０４－１～１０４－Ｎ）に流れる電流の和を測定することと等価であるといえる。
　制御回路１０６は、電流プローブ１０５により測定された電流の振幅に基づき、送電回路１～Ｎ（１０１－１～１０１－Ｎ）を制御する。本例では、送電回路１～Ｎ（１０１－１～１０１－Ｎ）のすべてを制御対象とするが、これらの送電回路のうちの少なくとも１つ、または、複数を制御対象とする構成も可能である。制御回路１０６は、当該出力電流の電流振幅を利用して制御を行い、ここでは、出力電流の位相の情報は必要ない。具体的に、制御回路１０６は、出力電流の振幅を最小化するように、または、閾値以下にするように、または一定の範囲に収めるように、送電回路１～Ｎ（１０１－１～１０１－Ｎ）を制御する。制御回路１０６は、各送電回路が出力する高周波電流の振幅または位相またはこれらの両方を決定し、決定した振幅または位相またはこれらの両方の指示を各送電回路に出力する。各送電回路は、制御回路１０６からの指示に応じた振幅または位相またはこれらの両方で高周波電流を生成および出力する。これにより、各コイル部を流れる電流の和の値を最小、または所望値以下、または所望の範囲に収めることができ、漏洩磁界の強度を低減できる。
　漏洩磁界の強度を低減できることについてさらに詳細に説明する。コイルから発生する磁界強度は、コイルに流れる電流の振幅に比例する。したがって、複数のコイルに流れる電流和が最小となれば、これらのコイルからの発生する磁界の合成強度も最小化される。上述したように、本実施形態では、コイル部１～Ｎ（１０２－１～１０２－Ｎ）に流れる電流和に応じた物理量（導電性ループで発生する誘導電流の合計）を測定する。この測定される電流を最小化、閾値以下、または所定の範囲に制御するので、コイル部１～Ｎ（１０２－１～１０２－Ｎ）から発生する磁界強度の和も最小化、所望値以下、または所望の範囲内に制御される。
　ここで、各コイル部におけるコイルの巻方向が異なると、上述した関係、すなわち、電流強度の和が小さくなるほど、磁界強度の和が小さくなる関係は成立しない。このため、本実施形態では、各コイル部におけるコイルは同一の配置構成を有するとする。同一の配置構成とは、例えば巻方向、巻き数、巻はじめおよび巻終わりの相対位置が等しいことを意味する。
　図５を用いて、Ｎ＝４の場合の電流和の例を説明する。図５は、第１の電線１～Ｎに流れる電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４の振幅と位相を示す。４つの第１の電線１～Ｎに流れる電流の振幅がそれぞれ等しく、位相差が９０度ずつ異なっている。この場合、第１の電線１～Ｎに流れる電流の合成電流は０となる。したがって、コイル部１～４から発生する合成磁界強度も０になると言える。
　図６は、図５と同様にＮ＝４の場合であるが、図５の例と異なり、４つの第１の電線１～Ｎに流れる電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４の振幅が異なっている。また、位相差のずれが９０度ずつではない。この場合、電流プローブ１０５で測定される電流の振幅は０ではなく、ある有限の値となる。本実施形態では、このような場合に、制御回路で電流プローブの測定電流を最小化するように、送電回路１～Ｎを制御する。これにより、第１の電線１～Ｎに流れる電流の振幅および位相またはこれらの両方を調整でき、この結果、合成電流を最小化できる。
　ここで、コイル部１～Ｎを流れる電流和を最小化する場合の制御回路１０６の動作例を示す。Ｎ＝２の場合と、Ｎ＝４の場合とで説明する。
　まず、Ｎ＝２の場合の動作例を説明する。初めに、制御回路１０６は、初期状態で電流プローブ１０５の電流を測定（すなわちコイル部１～Ｎの合成電流を測定）する。次に２つの送電回路の電流振幅をそれぞれ固定にしたまま、２番目の送電回路の電流位相のみを変え、電流プローブ１０５の電流が最小となるような位相を決定する。Ｎ＝２のため、電流位相差は１８０度または略１８０度に設定されることになる。
　次に、２つの送電回路の電流位相差を固定したまま、２番目の送電回路からの電流振幅のみを変え、電流プローブ１０５の測定電流値が最小になるようにする。２番目の送電回路からの電流振幅が、１番目の送電回路からの電流振幅に一致または略一致すると、電流プローブ１０５の測定電流値が最小化（２つのコイル部の電流和が最小化）される。
　以上のように、制御回路１０６が、２つの送電回路を制御することで、２つのコイル部の電流和が最小化される。その結果、２つのコイル部から漏洩する合成磁界強度も最小化される。
　次にＮ＝４の場合で、複数のコイル部の電流和を最小化するときの制御回路１０６の動作例を説明する。なお、当然ながら、当該電流和を最小化する場合に、各送電回路の電流振幅が全て０とならない条件で制御する必要がある。これは、各送電回路の電流振幅がすべて０となると、無線電力伝送が行われないためである。本動作例では、設定する電流振幅の下限閾値と上限閾値を予め与える。上限閾値として、定格電流の振幅値を用いてもよい。
　制御回路１０６は、各送電回路に設定する電流振幅を、下限閾値と上限閾値の範囲内で複数設定する。例えば、送電回路ごとに、下限閾値と上限閾値との間で、５つの電流振幅を設定する。これにより、Ｎ＝４の場合は、５４＝６２５通りの電流振幅の組み合わせが得られる。また、位相については、図５の例のように、各送電回路で９０度ずつ位相差がずれることを目標とする。この場合には、９０度ずつ位相差がずれる位相設定値の前後に例えば、－１０度、－５度、＋５度、＋１０度の４つの位相値を設定する。つまり、送電回路ごとに、－１０度、－５度、０度、＋５度、＋１０度の５つの位相が設定される。Ｎ＝４のため、５４＝６２５通りの電流位相の組み合わせが得られる。
　電流振幅の組み合わせ６２５通り、電流位相の組み合わせ６２５通りなので、４つの送電回路間で、６２５×６２５＝３９０６２５通りの、電流振幅と電流位相の組み合わせが設定できる。この組み合わせの中から、電流プローブの測定電流値が最小（４つのコイル部の電流和が最小）となる組み合わせを、制御回路１０６が選択すればよい。
　複数のコイル部の電流和を最小化する方法は、上記の例に限定されず、どのような方法を用いても問題ない。またコイル部の個数も、３つ、あるいは５以上でも可能である。
　以上、本実施形態によれば、１つの電流プローブを用いて、複数のコイル部の電流の和に応じた物理量を測定し、測定した値に応じて各送電回路の出力電流の振幅または位相またはこれらの両方を制御することにより、複数のコイル部からの漏洩磁界の合成強度を低減できる。コイル部ごと（第１の電線ごと）に電流プローブを配置する必要はないため、構成を簡単にでき、低コスト化も可能になる。またコイル部ごとに測定した電流プローブの出力値を比較する必要はないため、電流振幅の測定精度の低いプローブを用いることができる。また、１つの電流プローブの出力値の振幅のみを用いて制御し、各コイル部の電流の位相測定は不要である利点もある。
　なお、上述した制御回路１０６の動作例の説明では、制御回路は各送電回路から出力される電流振幅と電流位相の両方を調整したが、いずれか一方のみを制御する構成も可能である。この場合には、送電回路の構成が簡単になる利点があるが、その一方、漏洩磁界強度を最小化できない場合も生じ得る。ただし、この場合も、漏洩磁界強度の低減目標値が小さい場合には、本実施形態は有効となる。
　図７は、送電回路の構成例を示す。前述した送電回路１～Ｎは、いずれも図７の構成を有することができる。送電回路は、コンバータ（ＡＣ－ＤＣ変換回路）５０１と、昇降圧回路５０２と、インバータ回路５０３とを備える。この構成により、送電回路の出力の電流振幅と電流位相を変えることができる。
　コンバータ（ＡＣ－ＤＣ変換回路）５０１は、商用の交流電源５００から、例えば交流電圧１００Ｖあるいは交流電圧２００Ｖを入力として受ける。コンバータ５０１は、当該交流電圧を、一定値の直流電圧へ変換する。なお各送電回路のコンバータはそれぞれ別の交流電源から交流電圧が供給されてもよいし、共通の１つの交流電源から交流電圧をそれぞれ供給されてもよい。
　昇降圧回路５０２は、一定の電圧値の直流電圧を入力とし、入力電圧よりも高い電圧、あるいは、同じ電圧、あるいは、低い電圧に変換して出力する、ＤＣ－ＤＣ変換回路である。
　インバータ回路５０３は、昇降圧回路５０２の出力電圧を入力として、高周波電圧を出力する回路である。この高周波電圧はコイル部へ供給される。
　なお、各回路の動作を、電圧を用いて説明したが、電流の場合も同様の説明となるので、説明を省略する。
　昇降圧回路５０２の電圧の変換比は、図１の制御回路１０６によって制御可能である。つまり、コンバータ５０１の出力電圧は一定であるため、変換比を制御することで、昇降圧回路５０２の出力電圧は制御可能である。インバータ回路５０３の出力電圧は、インバータ回路５０３の入力電圧に比例するため、昇降圧回路５０２の電圧変換比を制御することで、インバータ回路５０３の入力電圧が変化し、その結果、インバータ回路５０３の出力電圧も変化する。インバータ回路５０３の出力電圧が変化すると、インバータ回路５０３の出力電流もオームの法則に従って変化する。よって、昇降圧回路５０２の電圧の変換比を制御することで、インバータ回路５０３の出力電流振幅を変えることが可能となっている。変換比を大きくまたは小さくすると、出力電流振幅が小さくなるか大きくなるかは、回路構成に応じていずれの構成も可能である。変換比は、一例として、昇降圧回路５０２の出力電圧／昇降圧回路５０２の入力電圧として定義されるが、これに限定されない。「／」は除算を意味する。
　また、インバータ回路５０３は複数のスイッチを備えており、これらのスイッチを切り換えることで交流の電圧波形を出力している。これらのスイッチの切り替えタイミングを制御することで、出力する電圧波形の周波数を制御できる。よって、複数のインバータ回路間で、スイッチングのタイミングの時刻を異ならせることで、出力される交流電圧波形の位相を異ならせることができる。例えば、２つの送電回路の各々のインバータ回路で、このスイッチングタイミングが同じであれば、各々の出力の位相は同位相となる。スイッチングタイミングが交流周期の４分の１異なっていると、出力の位相差は９０度となる。同様にスイッチングタイミングが交流周期の２分の１異なっていると、出力の位相差は１８０度となる。なお、本実施形態では各送電回路のインバータ回路の出力周波数は同一または略同一であるとする。
　このように、インバータ回路のスイッチングタイミングを制御することで、出力電圧の位相を変えることが可能となる。出力電圧を変えることで、インバータ回路の出力電流の位相も変化し、これにより、送電回路の出力電流位相を変えることが可能となる。
（第２の実施形態）
　図８は、第２の実施形態に係る送電装置のブロック図である。ここでは、Ｎ＝２の場合の構成を示す。図１の構成では、電流プローブは、第１の電線１～Ｎの電流の和に応じた物理量（導電性ループに発生する誘導電流の合計）を測定したが、図８の電流プローブ６５１は、第１の電線１（１０３－１）と、第２の電線２（１０４－１）の電流の和を上記物理量として測定する。制御回路６５２は、電流プローブ６５１で測定される電流振幅を最大化、または閾値以上、または一定の範囲に収めるように、送電回路１、２の出力電流の振幅および位相の少なくとも一方を制御する。これによりコイル部１、２からの漏洩磁界の合成強度を低減する。ここではＮ＝２の場合の構成を示したが、Ｎ＝４の場合など、Ｎが他の値の場合も同様に実施可能である。
　電流プローブ６５１のループ内には第１の電線１と第２の電線２が通されている。第１の電線１と第２の電線２に流れる電流は逆向きである。したがって、第１の電線１に流れる電流と第２の電線２に流れる電流の和は最大になるとき、コイル部１、２からの漏洩磁界の合成強度が最小となる。電流の和を最大にする（すなわち電流プローブ６５１で測定される電流を最大にする）には、２つの送電回路１、２の少なくとも１つの出力電流位相を調整すればよい。なお、送電回路１、２の出力電流振幅を大きくすればするほど電流和は大きくなるため、送電回路１、２の出力電流振幅は事前に固定しておけばよい。
　このように電流プローブの測定電流を最大化等することにより、感度の幅が小さい電流プローブを使用することも可能となる。例えば図１のように測定電流を最小化等する場合、電流プローブの電流は、ゼロまたはゼロに近い値を取り得るため、当該値を検出できることが要求される。また、測定電流を最小化等する目的のため、電流プローブでは、高々１つの送電回路が出力可能な最大の電流に応じた値Ｉｍａｘを検出できればよいと考えられる。よってＩｍａｘと上記のゼロに近い値との比は、非常に大きなものとなるため、感度の幅が大きい電流プローブが要求される。一方、第２の実施形態のように測定電流を最大化等する場合は、検出が要求される最大値としてＩｍａｘ×Ｎ（図８の例ではＮ＝２）を検出できる必要があり、最小値としては上記のＩｍａｘが検出できればよいと考えられる。Ｉｍａｘ×Ｎと、Ｉｍａｘの比はＮ（図３の例ではＮ＝２）である。よって、電流和を最大化するために用いる電流プローブとして、感度の幅が小さなものを用いることができる。
　図８ではＮ＝２の場合を示したが、Ｎ＝４の場合は、例えば第１の電線３と第２の電線４（図１参照）を追加で電流プローブ６５１に通せばよい。ここで述べた以外の方法で、送電回路毎に電流ブローブ６５１を通す電線を選択することも可能である。
　以上、本実施形態によれば、電流プローブで測定される電流を最大化するように各送電回路の電流位相を制御することで、漏洩磁界強度を低減できる。
（第３の実施形態）
　図９は、第３の実施形態に係る送電装置のブロック図である。第１の実施形態では電流プローブ（測定部）１０５が、複数のコイル部の電流和に応じた物理量として、導電性ループに発生する誘導電流の和を測定したが、本実施形態では測定部１０９が、当該物理量として、第１の電線１～Ｎ間に渡る所定経路の電圧を測定する。制御回路１１０は、測定部１０９で測定される電圧が最小、閾値以下、または所定の範囲に収まるように、各送電回路１～Ｎの出力電流の振幅、位相、または、これらの両方を制御する。
　第１の電線１～Ｎ上には、抵抗素子Ｒ１～ＲＮが配置されている。抵抗素子Ｒ１の一方の端子（コイル部側の端子）と、抵抗素子Ｒ２の抵抗素子Ｒ１の当該一方の端子と反対側の端子（送電回路側の端子）とが配線Ｈ１で接続されている。抵抗素子Ｒ２の他方の端子（コイル部側の端子）と、抵抗素子Ｒ３（図示せず）の抵抗素子Ｒ２の当該他方の端子と反対側の端子（送電回路側の端子）とが配線Ｈ２で接続されている（Ｎが３以上の場合）。より一般的に、第１～第Ｎの第１電線間で、第Ｘ（Ｘは１以上Ｎ未満の整数）の第１電線の抵抗素子の一方の端子と、第Ｘ＋１の第１電線の抵抗素子の当該一方の端子と反対側の端子とが配線Ｘで接続されている。
　測定部１０９は、抵抗素子Ｒ１の他方の端子（上記配線が接続された側と反対側の端子）と、抵抗素子ＲＮの上記配線が接続された側と反対側の端子との間の電圧を測定する。これにより、複数の第１の電線１間で、各第１電線上の抵抗素子を介した所定の経路の電圧が測定される。
　制御回路１１０は、測定部１０９で測定される電圧が最小、閾値以下、または所定の範囲に収まるように、各送電回路１～Ｎの出力電流の振幅、位相、または、これらの両方を制御する。例えばＮ＝２の場合を考える。このとき、測定部１０９で測定される電圧が最小化されるとき、当該電圧は例えばゼロであり、このとき、第１の電線１と第１の電線２を流れる電流の位相差が１８０度で、電流の振幅は同じである。制御回路１１０の詳細な動作は、基本的に、電流の和を最小化する場合の第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。
（第４の実施形態）
　図１０は第４の実施形態に係る無線電力伝送装置を示す。この無線電力伝送装置は、送電装置から無線で電力を受電する受電装置を備える。受電装置は、負荷装置６１１に接続されている。
　受電装置は、Ｎ（Ｎは、２以上の任意の正数である）個の受電回路１、２、・・・Ｎ（６０１－１、６０１－２、・・・、６０１－Ｎ）と、Ｎ個のコイル部１、２、・・・Ｎ（６０２－１、６０２－２、・・６０２－Ｎ）と、Ｎ本の第１の電線１、２、・・・Ｎ（６０３－１、６０３－２、・・・６０３－Ｎ）と、Ｎ本の第２の電線１、２、・・・Ｎ（６０４－１、６０４－２、・・・、６０４－Ｎ）と、電流プローブ６０５と、制御回路６０６とを備えている。図１の送電回路が受電回路に変更された以外は、各要素間の接続関係は、図１の送電装置と同様である。
　この受電装置は、コイル部１～Ｎ（６０２－１、６０２－２、・・６０２－Ｎ）で、対向配置された送電装置のコイル部１～Ｎ（１０２－１～１０２－Ｎ）（図１参照）と磁界結合する。この磁界結合により、コイル部１～Ｎ（６０２－１、６０２－２、・・６０２－Ｎ）に起電力（電圧）が発生し、起電力に応じた高周波電流が流れる。これにより送電装置から無線で電力を受電する。各コイル部で発生した高周波電流は、受電回路１～Ｎ（６０１－１～６０１－Ｎ）へ供給され、直流へ変換される。変換後の直流電流が、後段の負荷装置６１１へ供給される。負荷装置６１１は、電力を消費する抵抗体（電子機器等）でもよいし、電力を充電する蓄電池でもよい。本実施形態では、送電装置から伝送される電力を受電するコイル部１～Ｎから漏洩する磁界の合成強度を低減する。なお図１０では、受電回路１～Ｎが同じ負荷装置に接続されているが、受電回路ごとに異なる負荷装置に接続される構成でもよい。
　電流プローブ６０５は、第１の実施形態と同様に、第１の電線１～Ｎに流れる電流和に応じた物理量として、導電性ループに発生する誘導電流の和を測定する。電流プローブ６０５は、第１の実施形態と同様、例えば図４の構成を用いることができる。例えば、電流プローブ６０５として、ロゴスキーコイルを用いてもよい。ロゴスキーコイルを用いた場合、外乱に強い電流プローブを構成できる。
　制御回路６０６は、電流プローブ６０５で測定される電流が最小、閾値以下、または所定の範囲内になるように、受電回路１～Ｎを制御する。これにより、各コイル部から発生する漏洩磁界の合成強度を低減する。例えば電流プローブ６０５で測定される電流が最小となるとき、漏洩磁界の合成強度が最小になる。
　図１１は、受電回路の構成例を示す。前述した受電回路１～Ｎは、いずれも図１１の構成を有することができる。受電回路は、整流回路７０１と、昇降圧回路（ＤＣ－ＤＣ変換回路）７０２とを備える。整流回路７０１は、コイル部で発生した高周波電流を入力とし、高周波電流を直流電流に変換する。これにより整流回路７０１からは一定の直流電圧が出力される。昇降圧回路７０２は、整流回路７０１から出力される一定の直流電圧を入力として、入力電圧よりも高い、あるいは、同一、あるいは、低い電圧を出力する。昇降圧回路７０２の後段には、負荷装置が接続される。
　昇降圧回路７０２の電圧の変換比は、図１０の制御回路６０６によって制御可能であり、電圧の変換比を変えることで、コイル部の電流振幅を制御できる。すなわち、当該変換比を変えると、負荷装置に供給される電圧と電流の比が変わる。これは、コイル部から見ると、負荷の値が変わったことと等価であり、コイル部から負荷側を見込んだインピーダンスが変わる。このため、コイル部に流れる電流の振幅を変えることができる（なお、これに応じて送電回路から出力される電流の振幅も変わる）。この構成により、制御回路６０６から、コイル部に流れる電流振幅を変えることができる。変換比を大きくまたは小さくすると、電流振幅が小さくなるか大きくなるかは、回路構成に応じていずれの構成も可能である。変換比は、一例として、昇降圧回路７０２の出力電圧／昇降圧回路７０２の入力電圧として定義されるが、これに限定されない。「／」は除算を意味する。
　以上、本実施形態によれば、受電側の複数のコイル部から漏洩する磁界の合成強度を、受電側の制御で低減できる。
（第５の実施形態）
　図１２は、第５の実施形態に係る誘導加熱調理装置を示す。図１と同様の要素には同一の符号を付して、説明は省略する。この装置は、図１の送電装置と同様の構成を有するが、受電側に電力を無線伝送するのではなく、各コイル部に対向するように、調理台８１１を介して金属製の調理鍋８０１－１、８０１－２、・・・８０１－Ｎを配置し、これらの調理鍋を誘導加熱するものである。各コイル部に流れる高周波電流に応じて発生する磁力線が、各調理鍋を通過し、調理鍋の金属材料の表面に渦電流が流れ、これにより調理鍋が発熱する。制御回路１０６は、図１の送電装置の制御回路と同様に動作する。これにより誘導加熱調理装置の周囲に漏洩する磁界の強度を低減できる。よって、本実施形態に係る制御装置は、無線電力伝送装置の制御回路としても、誘導加熱調理装置の制御回路としても適用できる。
（その他）
　上述した各実施形態では、各コイル部のコイルは同一形状で、同一の方向に巻回される場合を想定していたが、各コイルの形状が互いに異なる場合にも、各実施形態は可能である。例えば、送電装置において、Ｎ＝２の場合を想定する。１つ目のコイルが巻き数１、２つ目のコイルが巻き数２とする。巻き数以外の条件は同一とする。磁界強度はコイルの巻き数に比例するため、同一の大きさの電流がコイル１とコイル２に流れた場合、コイル１とコイル２から発生する磁界強度は２倍異なる。したがって、この条件においては、電流プローブで、１つ目のコイルの測定感度を２倍とし、２つ目のコイルの測定感度を１倍として、これらのコイルの電流和を測定すればよい。
　電流プローブを用いてコイルの電流の測定感度を増やす方法として、電線を電流プローブに巻く回数を増やす方法がある。例えば、電流プローブに当該電線を２回巻けば、２倍の測定感度となり、２倍の電流値が測定される。
　よって、１つ目のコイルの電線を電流プローブに２回巻き、２つ目のコイルの電線を電流プローブに１回通しした状態で、これらのコイルの電流和に応じた物理量を電流プローブで測定し、これらのコイルの電流和を最小化等すればよい。これにより、各コイルの形状等が異なる場合にも、漏洩磁界強度を低減できる。
　また、各実施形態において、送電回路から高周波電流（高周波エネルギ－）を発生させているが、高周波電流の周波数特性に関して、基本波周波数以外にも、高調波が発生する。各実施形態では、電流プローブの出力電流のうち基本波周波数の電流に着目して、基本波周波数の磁界強度を低減することを想定していた。これは電流プローブの測定電流から基本波周波数成分を抽出して、抽出した成分の振幅を測定することで行うことができる。別の例として、電流プローブの検出電流のうち高調波の電流に着目して、高調波の磁界強度を低減することも可能となる。この場合には、送電側の制御回路または受電側の制御回路が、電流プローブの出力電流のうち高調波電流の振幅を最小化等するように、送電回路または受電回路を制御すればよい。
　また、各実施形態では１つの電流プローブで各コイル部の電流和に応じた物理量を測定していたが、コイル部の数が多い場合や、各電線の太さが太い場合には、電流プローブサイズが大きくなってしまう場合がある。そこで、例えば、Ｎ＝１０の場合には、５本の電線の２つのグループに分け、各グループを別個の電流プローブで測定し、２つの電流プローブの測定電流（出力電流）を合成してもよい。
　なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
１０１－１、１０１－２、・・・、１０１－Ｎ：送電回路
１０２－１、１０２－２、・・１０２－Ｎ：コイル部
１０３－１、１０３－２、・・・１０３－Ｎ：第１の電線
１０４－１、１０４－２、・・・、１０４－Ｎ：第２の電線
１０５、６５１：電流プローブ（測定部）
１０６：制御回路（制御装置）
１０９：測定部
１１１：交流電源装置
２８２、２８２ａ、２８２ｂ：容量
２９２、２９２ａ、２９２ｂ：コイル
５００：交流電源
５０１：コンバータ
５０２：昇降圧回路
５０３：インバータ回路
Ｒ１～ＲＮ：抵抗素子
Ｈ１～ＨＮ：配線
６０１－１、６０１－２、・・・、６０１－Ｎ：受電回路
６０２－１、６０２－２、・・６０２－Ｎ：コイル部
６０３－１、６０３－２、・・・６０３－Ｎ：第１の電線
６０４－１、６０４－２、・・・、６０４－Ｎ：第２の電線
６０５：電流プローブ（測定部）
６０６：制御回路（制御装置）
７０１：整流回路
７０２：昇降圧回路
８１１：調理台
８０１－１、８０１－２、・・・８０１－Ｎ：調理鍋

Claims (17)

  1. 　それぞれが少なくとも１つのコイルを含む複数のコイル部と、
    　前記複数のコイル部に電力を供給する複数の送電回路と、
    　前記複数のコイル部を流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部と、
    　前記測定部で測定された前記物理量に応じて、前記複数の送電回路の少なくとも１つを制御する制御回路と、
    　を備えた無線電力伝送装置。
  2. 　前記制御回路は、前記測定される物理量の値が最小になる、閾値以下になる、または所定の範囲内に入るように、前記複数の送電回路の少なくとも１つを制御する
    　請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  3. 　前記複数の送電回路は、複数の第１の電線を介して前記複数のコイル部の第１端に接続され、複数の第２の電線を介して前記複数のコイル部の第２端に接続され、
    　前記測定部は、前記複数のコイル部ごとに選択された前記第１の電線および前記第２の電線のうちの一方を囲む導電性ループを含む電流プローブを有し、前記導電性ループによって囲まれる前記電線に流れる電流和である前記物理量を測定する
    　請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  4. 　前記制御回路は、前記複数の送電回路の少なくとも１つが生成する電流の振幅および位相の少なくとも一方を制御する
    　請求項１ないし３のいずれか一項に記載の無線電力伝送装置。
  5. 　前記複数の送電回路のそれぞれは、
    　交流電圧を受電し、前記交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣ変換回路と、
    　前記ＡＣ－ＤＣ変換回路により変換された電圧を昇圧、あるいは、降圧するＤＣ－ＤＣ変換回路と、
    　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路により変換された電圧に基づき、交流電圧を生成するインバー回路と、を備え、
    　前記制御回路は、前記複数の送電回路の少なくとも１つの前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の電圧変換比を調整することによって、前記複数の送電回路の少なくとも１つが生成する前記電流の振幅を制御する
    　請求項４に記載の無線電力伝送装置。
  6. 　前記複数の送電回路のそれぞれは、
    　交流電圧を受電し、前記交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣ変換回路と、
    　前記ＡＣ－ＤＣ変換回路により変換された電圧を昇圧、あるいは、降圧するＤＣ－ＤＣ変換回路と、
    　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路により変換された電圧に基づき、スイッチを切り換えることで交流電圧を出力するインバー回路と、を備え、
    　前記制御回路は、前記複数の送電回路の少なくとも１つの前記インバータ回路における前記スイッチの切り替えタイミングを制御することによって、前記複数の送電回路の少なくとも１つが生成する前記電流の位相を制御する
    　請求項４に記載の無線電力伝送装置。
  7. 　Ｎ（Ｎは２以上の整数）個である前記複数の送電回路は、第１～第Ｎの第１電線を介して前記複数のコイル部の第１端に接続され、第１～第Ｎの第２電線を介して前記複数のコイル部の第２端に接続され、
    　前記第１～第Ｎの第１電線のそれぞれは抵抗素子を含み、
    　第Ｘ（Ｘは１以上Ｎ未満の整数）の前記第１電線の前記抵抗素子の一方の端子と、第Ｘ＋１の前記第１電線の前記抵抗素子の一方の端子と反対側の端子とを接続する第１～第Ｎ－１配線と、を備え、
    　前記測定部は、前記第１の第１電線に含まれる前記抵抗素子の前記第１配線が接続された側と反対側の端子と、前記第Ｎの第１電線に含まれる前記抵抗素子の前記第Ｎ－１配線が接続された側と反対側の端子との間の電圧である前記物理量を測定する
    　請求項１に記載の無線電力伝送装置。
  8. 　前記制御回路は、前記測定される物理量の値が最大になる、閾値以上になる、または所定の範囲内に入るように、前記複数の送電回路の少なくとも１つが生成する電流の位相を制御する
    　請求項１、３、６のいずれか一項に記載の無線電力伝送装置。
  9. 　それぞれが少なくとも１つのコイルを含む複数のコイル部と、
    　前記複数のコイル部で受電された電力を直流に変換する処理を含む処理を行う複数の受電回路と、
    　前記複数のコイル部を流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部と、
    　前記測定部で測定された前記物理量に応じて、前記複数の受電回路の少なくとも１つを制御する制御回路と、
    　を備えた無線電力伝送装置。
  10. 　前記制御回路は、前記物理量の値が、最小になる、閾値以下になる、または所定の範囲内に入るように、前記複数の送電回路の少なくとも１つを制御する
    　請求項９に記載の無線電力伝送装置。
  11. 　前記複数の受電回路は、複数の第１の電線を介して前記複数のコイル部の第１端に接続され、複数の第２の電線を介して前記複数のコイル部の第２端に接続され、
    　前記測定部は、前記複数のコイル部毎に選択された前記第１の電線および前記第２の電線のうちの一方を囲む導電性ループを含む電流プローブを備え、前記導電性ループによって囲まれる前記電線に流れる電流和である前記物理量を測定する
    　請求項９または１０に記載の無線電力伝送装置。
  12. 　前記制御回路は、前記複数の受電回路の少なくとも１つで受電される電力の電流振幅を制御する
    　請求項９ないし１１のいずれか一項に記載の無線電力伝送装置。
  13. 　前記複数の受電回路のそれぞれは、
    　前記受電された電力を交流から直流へ変換する整流回路と、
    　前記整流回路により変換された直流電力の電圧を昇圧、あるいは、降圧するＤＣ－ＤＣ変換回路と、を備え、
    　前記制御回路は、前記複数の受電回路の少なくとも１つの前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の変換比を調整することによって、前記複数の受電回路の少なくとも１つで受電される前記電力の電流の振幅を制御する
    　請求項１２に記載の無線電力伝送装置。
  14. 　Ｎ（Ｎは２以上の整数）個である前記複数の受電回路は、第１～第Ｎの第１電線を介して前記複数のコイル部の第１端に接続され、第１～第Ｎの第２電線を介して前記複数のコイル部の第２端に接続され、
    　前記第１～第Ｎの第１電線のそれぞれは抵抗素子を含み、
    　第Ｘ（Ｘは１以上Ｎ未満の整数）の前記第１電線の前記抵抗素子の一方の端子と、第Ｘ＋１の前記第１電線の前記抵抗素子の一方の端子と反対側の端子とを接続する第１～第Ｎ－１配線と、を備え、
    　前記測定部は、前記第１の第１電線に含まれる前記抵抗素子の前記第１配線が接続された側と反対側の端子と、前記第Ｎの第１電線に含まれる前記抵抗素子の前記第Ｎ－１配線が接続された側と反対側の端子との間の電圧である前記物理量を測定する
    　請求項１１に記載の無線電力伝送装置。
  15. 　それぞれが少なくとも１つのコイルを含む複数のコイル部と、前記複数のコイル部に電力を供給する複数の送電回路とを備えた装置を制御する制御装置であって、
    　前記複数のコイル部を流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部と、
    　前記測定部で測定された前記物理量に応じて、前記複数の送電回路の少なくとも１つを制御する制御回路と、
    　を備えた制御装置。
  16. 　前記装置は、無線電力伝送用の送電装置または誘導加熱調理装置である
    　請求項１５に記載の制御装置。
  17. 　それぞれが少なくとも１つのコイルを含む複数のコイル部と、前記複数のコイル部で受電された電力を制御する複数の受電回路とを備えた、無線電力伝送用の受電装置の制御装置であって、
    　前記複数のコイル部を流れる電流の和に応じた物理量を測定する測定部と、
    　前記測定部で測定された前記物理量に応じて、前記複数の受電回路の少なくとも１つを制御する制御回路と、
    　を備えた制御装置。
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