JP2016103866A - 非接触充電装置の給電装置、給電方法、及び非接触充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】給電装置におけるインバータ回路のスイッチング素子の動作周波数が、他の無線機器または設備の特定周波数に干渉または妨害を与える課題があった。【解決手段】給電装置１は、給電電力を放射するインダクタと、スイッチング素子を含み、前記給電電力を前記インダクタへ出力するインバータ回路と、他の無線機器または他の設備における動作周波数から所定の周波数だけずれた周波数に設定された前記スイッチング素子の動作周波数で、前記インバータ回路を制御する制御回路と、を具備するようにしたものである。【選択図】図１

Description

本発明は、例えば電気推進車両（電気自動車やハイブリッド車など）に搭載される二次電池に非接触で充電する給電装置、給電方法、及び非接触充電装置に関する。

非接触で電力伝送するための技術として、磁界、電界、電波などを用いる技術が開発されている。この非接触電力伝送技術によって、給電装置と受電装置とを接続する配線、接続部などが不要となるため、ユーザにとっては、接続の手間が省け、雨天時などの漏電または感電の心配がなくなる。

ところで、非接触電力伝送では、高効率化かつ電波法規上のノイズ低減のため、給電装置の高周波化への取組みが行われ、給電装置及び受電装置のそれぞれに交流信号を共振させる共振部を備える提案がされている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−２９６８５７号公報

しかしながら、特許文献１に記載の従来技術の場合、給電装置から出力される給電電力は、高周波で駆動する商用電源の周波数（商用電源周波数）の高調波成分が重畳されて、放射される。もし、位置ずれ状態で給電装置から受電装置へ給電された場合、該給電装置の周辺に存在している（すでに商用上許可されている）他の無線機器または設備が用いている周波数に対して、放射された給電電力が干渉を与え、通信などを妨害してしまう可能性がある。

本発明の目的は、従来技術が有する上記課題に鑑みてなされたものであり、商用電源周波数で駆動した場合でも、他の無線機器または設備への干渉を抑制することである。

上記目的を達成するために、本発明の給電装置は、給電電力を放射するインダクタと、スイッチング素子を含み、前記給電電力を前記インダクタへ出力するインバータ回路と、他の無線機器または他の設備における動作周波数から所定の周波数だけずれた周波数に設定された前記スイッチング素子の動作周波数で、前記インバータ回路を制御する制御回路と、を具備する。

本発明によれば、商用電源周波数で駆動した場合でも、他の無線機器または設備への干渉を抑制することができる。

本発明に係る非接触充電装置の給電装置の基本構成図 実施の形態１に係る非接触充電装置の回路図 入力検知部の回路図 入力電圧同期信号発生部の回路図 従来の非接触充電装置における各部の波形を示す図 本発明の非接触充電装置における各部の波形を示す図 高入力電力時における拡大したインバータ回路の動作波形を示す図 低入力電力時における拡大したインバータ回路の動作波形を示す図 本発明に係る入力電力に対するΔ通電率の関係を示す図 本発明に係る通電率に対する入力電力の関係を示す図 本発明に係る入力電力に対するΔデューティ比の関係を示す図 本発明に係る入力電力に対するΔ動作周波数の関係を示す図 所定の周波数だけずらしたインバータ回路の動作周波数を示す図 実施の形態２に係る非接触充電装置の回路図 実施の形態３に係る非接触充電装置の回路図 実施の形態４に係る非接触充電装置の回路図

図１に、本発明に係る非接触充電装置の給電装置の基本構成図を示す。本発明の給電装置１は、給電電力を受電装置２へ放射するインダクタ９と、スイッチング素子を含み、給電電力をインダクタ９へ出力するインバータ回路６と、他の無線機器または他の設備における動作周波数から所定の周波数だけずれた周波数に設定されたスイッチング素子の動作周波数で、インバータ回路６を制御する制御回路１０と、を具備する。

また、本発明の給電方法は、他の無線機器または他の設備における動作周波数から所定の周波数だけずれた周波数に設定されたスイッチング素子の動作周波数で、インバータ制御を行い、インバータ制御によって、給電電力をインダクタへ出力する。
これらにより、商用電源周波数で駆動した場合でも、他の無線機器または設備への干渉または妨害を抑制することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではなく、同様の分野における類似の用語または類似の描写を用いて表現することが可能であることは、当業者において容易に理解されるであろう。

（実施の形態１）
図２は、本発明の実施の形態１に係る非接触充電装置の回路図である。図２に示されるように、非接触充電装置は、例えば駐車スペースに設置される給電装置１と、例えば電気推進車両に搭載される受電装置２とを備えている。給電装置１は、商用電源３、第１の整流回路４、力率改善回路５、インバータ回路６、入力検知部７、第１の共振コンデンサ８、第１のインダクタ９、給電装置側の制御回路１０（以下、単に「制御回路１０」という）、入力電圧同期信号発生部１１、及び給電装置側の通信部５０を備えている。

受電装置２は、第２のインダクタ４０、第２の共振コンデンサ４１、第２の整流回路４２、負荷（バッテリー）４３、受電装置側の制御回路４４（以下、単に「制御回路４４」という）、受電電力検知部４５、及び受電側の通信部５１を備えている。

以下、これらのブロックの構成について説明する。商用電源３は、低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードと入力フィルタとを含む第１の整流回路４の入力端に接続される。

商用電源３の力率を改善する力率改善回路５は、バイパスコンデンサ１２、チョークコイル１５、第１のスイッチング素子１６（本実施の形態においてはＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ））、第１のダイオードであるダイオード１７、及び、平滑コンデンサ（電
解コンデンサ）１８を含んでいる。

第１の整流回路４の高電位側（正極側）出力端子に、バイパスコンデンサ１２の高電位端子と入力検知部７とが接続される。入力検知部７の出力端子に、チョークコイル１５の入力側端子が接続される。さらに、チョークコイル１５の出力側端子とダイオード１７のアノード側端子との接続ラインに、第１のスイッチング素子１６の高電位側端子（ドレイン）が接続される。

第１の整流回路４の低電位側（負極側）出力端子に、バイパスコンデンサ１２の低電位側端子と第１のスイッチング素子１６の低電位側端子（ソース）と平滑コンデンサ１８の低電位側端子とが接続される。また、平滑コンデンサ１８の高電位側端子は、ダイオード１７のカソード側端子に接続される。

力率改善回路５には、第１の整流回路４の出力電圧が直流電源として入力される。バイパスコンデンサ１２は、入力された第１の整流回路４の出力電圧の電圧変動を抑制する。また、チョークコイル１５と第１のスイッチング素子１６とのオン／オフ動作により、第１の整流回路４の出力電圧のピーク値より大きいピーク値を有する直流電圧であって任意の電圧に昇圧された電圧が、平滑コンデンサ１８の両端に供給されて、平滑される。平滑コンデンサ１８の出力電圧（平滑された電圧）は、力率改善回路５の出力電圧として、インバータ回路６の入力端子間に供給される。

なお、本実施の形態においては、力率改善回路５を高周波で動作させて力率改善効果を高めるために、スイッチング速度の速いＭＯＳＦＥＴを第１のスイッチング素子１６として使用する。通常、ＭＯＳＦＥＴに対して逆向きにダイオードが付帯されるが、このダイオードが無くても本実施の形態の基本動作に影響を与えないため、図には記載していない。

インバータ回路６の入力端子は、力率改善回路５の出力端子、つまり平滑コンデンサ１８の両端に接続される。平滑コンデンサ１８の両端には、スイッチング素子（第２及び第３のスイッチング素子）１９、２０の直列接続体とスイッチング素子（第４及び第５のスイッチング素子）２４、２６の直列接続体とが、並列に接続される。

第２及び第３のスイッチング素子１９、２０には、それぞれダイオード（第２及び第３のダイオード）２１、２２が逆並列（各スイッチング素子に対して、逆向きかつ並列）に接続される（すなわち、スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子とが接続される）。また、第３のスイッチング素子２０（第２のスイッチング素子１９であってもよい）に対して並列に、スナバコンデンサ２３が接続される。

同様に、第４及び第５のスイッチング素子２４、２６には、それぞれダイオード２５，２７（第４及び第５のダイオード）が逆並列に接続される（すなわち、スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソード側端子が接続される）。また、第５のスイッチング素子２６（第４のスイッチング素子２４であってもよい）に並列に対して、スナバコンデンサ２８が接続される。

さらに、第２のスイッチング素子１９と第３のスイッチング素子２０との接続ライン、及び、第４のスイッチング素子２４と第５のスイッチング素子２６との接続ラインに、第１の共振コンデンサ８と第１のインダクタ９との直列接続体が接続される。

入力検知部７は、図３に示されるように、電流検知部３１、電圧検知部３２、及び電力演算部３３で構成される。ただし、電流及び電圧のいずれか一方で入力電力を推定できる
場合は、電流検知部３１及び電圧検知部３２のいずれか一方だけでもよい。電力演算部３３は制御回路１０に接続される。

入力電圧同期信号発生部１１は、図４に示されるように、複数の抵抗３４、３５、３６、３７とトランジスタ３８とからなる。図中のＶｄｄは、制御回路１０の制御電圧である。商用電源３の正の半波の期間、図４のトランジスタ３８がオンし、制御回路１０への信号は略０Ｖ（＝ＬＯＷ）となる。一方、商用電源３の負の半波の期間、トランジスタ３８がオフし、制御回路１０への信号はＶｄｄ（＝ＨＩＧＨ）となり、同期信号として出力される。

制御回路１０は、この同期信号に同期して、インバータ制御を行う。後述するが、この同期信号は、トランジスタのオン／オフにより、商用電源３に対してΔθだけ遅延時間を含んだ出力信号となる。

第２のインダクタ４０は、例えば電気推進車両の移動に伴い、第１のインダクタ９と対向するように配置される。

第２のインダクタ４０の高電位側に、第２の共振コンデンサ４１が接続される。第２のインダクタ４０の低電位側及び第２の共振コンデンサ４１は、平滑フィルタを内包する第２の整流回路４２に接続される。第２の整流回路４２の高電位側に受電電力検知部４５が接続される。受電電力検知部４５及び第２の整流回路４２の低電位側に、負荷（バッテリー）４３が接続される。

制御回路４４は、受電電力検知部４５によって検知されるバッテリー４３の残電圧に応じて電力指令値を決定し、通信部５０，５１間の無線通信により制御回路１０に電力指令値を送信する。また、給電装置の動作中に受電電力検知部４５によって検知された受電電力に基づいて、負荷（バッテリー）４３に過電流や過電圧がかからないように、制御回路４４は電力指令値を変更する。

なお、受電電力検知部４５については詳述しないが、受電電力検知部４５は、入力検知部７の構成と同じであってもよい。

また、本実施の形態１の負荷４３の一例として、電気推進車両用のバッテリーが用いられる。このとき、バッテリーは、バッテリーの残電圧以上の電圧が供給されて充電される。しかし、給電電圧がバッテリー残電圧を超えると、急激に充電電流が流れる。このことは、給電装置からみた負荷インピーダンスが、バッテリー残電圧及び／または給電電圧によって大きく変動することを意味している。

制御回路１０は、それぞれの通信部５０，５１間の通信により、制御回路４４から電力指令値（要求された給電電力値）を受信する。制御回路１０は、入力検知部７によって検知される入力電力と受信した電力指令値とを比較し、電力指令値が得られるようにインバータ回路６（より詳細には、インバータ回路６の第２及び第３のスイッチング素子１９、２０と第４及び第５のスイッチング素子２４、２６）、及び、力率改善回路５（より詳細には、力率改善回路５の第１のスイッチング素子１６）を駆動する。

なお、力率改善回路５の第１のスイッチング素子１６の制御には専用の制御ＩＣを用いてもよい。また、通信部５０，５１は、無線送受信回路で構成される。

以上のように構成された非接触充電装置の動作を、以下に説明する。
まず、上述した特許文献１に記載の電力伝送システムにおける各部の電圧波形、電流波形
等を、図５を参照しながら説明する。

ただし、特許文献１に記載の従来の電力伝送システムの回路構成は、当然のことながら、本発明に係る非接触充電装置と異なっているが、図５において、「第１の整流回路４の出力電圧」、「力率改善回路５の出力電圧」等と記載したのは、特許文献１に記載の電力伝送システムにおける対応部位の出力電圧等を示すためである。

図５（ａ）は、商用電源３の交流電圧波形を示す模式図であり、図５（ｂ）は、直流電源の出力電圧波形、すなわち第１の整流回路４の出力電圧波形を示す模式図である。この電圧は、力率改善回路５に入力され、昇圧された後に平滑コンデンサ１８に出力される。図５（ｃ）は、平滑コンデンサ１８に印加される（昇圧された後に出力された）波形、すなわち力率改善回路５の出力電圧波形であり、かつインバータ回路６の入力電圧波形を示す模式図である。

図５（ｄ）は、第１のインダクタ９に発生する高周波電流波形を示す模式図であり、図５（ｅ）は、給電装置１から受電装置２に給電される送電電力波形を示す模式図である。図５（ｆ）は、第２の整流回路４２の出力電流波形、すなわち負荷４３への入力電流波形を示す模式図である。また、図５（ｇ）及び（ｈ）は、それぞれ通電率（デューティ比）及び動作周波数を示す模式図である。

一方、図６は、本発明の非接触充電装置における各部の電圧波形、電流波形等を示しており、図６（ａ）〜（ｈ）は、図５（ａ）〜（ｈ）にそれぞれ対応している。

次に、力率改善回路５の動作について説明する。図６（ａ）に示される商用電源３からの出力電圧（または出力電流）は第１の整流回路４により全波整流され、図６（ｂ）の電圧波形に示されるような直流電圧が形成される。この直流電圧は、力率改善回路５の入力端子間に供給される。

力率改善回路５は、この直流電圧の瞬時値の大きさが平滑コンデンサ１８の電圧よりも小さい場合に、力率改善回路５に含まれるダイオード１７及び第１の整流回路４のブリッジダイオードがターンオンできずに入力電流波形が歪み、力率が著しく低くなる。よって、制御回路１０は、第１のスイッチング素子１６をターンオン／オフさせることにより、力率が改善される。

第１のスイッチング素子１６がターンオンしている状態では、商用電源３からチョークコイル１５にエネルギーが蓄えられる。その後、第１のスイッチング素子１６がターンオフし、チョークコイル１５に蓄えられたエネルギーがダイオード１７を介して、平滑コンデンサ１８に供給される。これにより、商用電源３からチョークコイル１５を介して入力電流が流れるようになり、商用電源３側から歪んだ入力電流が流れないようにする。

また、本実施の形態では、力率改善回路５は、力率改善効果だけでなく、昇圧機能を同時に有する。このため、図６（ｃ）に示されるように、力率改善回路５の出力電圧すなわち平滑コンデンサ１８の電圧は、平滑コンデンサ１８の電圧のピーク値が商用電源３のピーク値（すなわち直流電源のピーク値である力率改善回路５の入力電圧のピーク値）より高い電圧となり、平滑コンデンサ１８を介してインバータ回路６に供給される。この平滑コンデンサ１８の電圧波形には、力率改善回路５の目標出力電圧Ｖｐｆｃに商用電源３の２倍の周波数の電圧リプルが重畳される。

以下に、インバータ回路６の動作について説明する。図６（ｃ）に示される力率改善回路５の出力端間に接続された平滑コンデンサ１８によって平滑された直流電圧は、インバ
ータ回路６に供給される。インバータ回路６は、第２及び第３のスイッチング素子１９、２０のオン／オフ、及び、第４及び第５のスイッチング素子２４、２６のオン／オフによって、第１の共振コンデンサ８と第１のインダクタ９とに、図６（ｄ）に示されるような所定の周波数の高周波電流を発生させる。

この場合、指示された電力値になるように、所定の周波数は、例えば９０ＫＨｚの動作周波数で制御される。

第２及び第３のスイッチング素子１９、２０のオン／オフ制御、及び、第４及び第５のスイッチング素子２４、２６のオン／オフ制御は、制御回路１０が第２、第３、第４、及び第５のスイッチング素子１９、２０、２４、及び２６のゲートにオン信号を加えるによって行われる。

図７及び図８は、高入力電力時及び低入力電力時における拡大したインバータ回路６の動作波形をそれぞれ示している。（ａ）は第２及び第５のスイッチング素子であるスイッチング素子１９、２６及びダイオード２１、２７に流れる電流、（ｃ）はスイッチング素子１９、２６の電圧、（ｄ）はスイッチング素子１９、２６のゲート電圧、をそれぞれ示している。また、（ｂ）は第３及び第４のスイッチング素子であるスイッチング素子２０、２４及びダイオード２２、２５に流れる電流、（ｅ）はスイッチング素子２０、２４のゲート電圧、をそれぞれ示している。

また、（ｆ）は第１のインダクタ９に流れる電流を示しており、図中のＴｏｎ期間中はスイッチング素子１９、２６及びダイオード２１、２７に流れる電流が、１周期の残り（図中のＴ−Ｔｄ−Ｔｏｎ）期間中はスイッチング素子２０、２４及びダイオード２２、２５に流れる電流が、それぞれ第１のインダクタ９に流れる。後述するデッドタイムＴｄ期間中は第１のインダクタ９と第１の共振コンデンサ８とスナバコンデンサ２３、２８の共振電流が第１のインダクタ９に流れる。

図７及び図８に示されるように、直列接続された二つのスイッチング素子１９、２０は排他的に通電され、これら二つのスイッチング素子１９、２０に並列に直列接続された二つのスイッチング素子２４、２６は、スイッチング素子１９、２０の駆動信号位相をずらして排他的に通電されている。

すなわち、第２のスイッチング素子１９と第５のスイッチング素子２６とは同期してオン／オフを繰り返す。第２のスイッチング素子１９と第５のスイッチング素子２６とがオンのときに、第３のスイッチング素子２０と第４のスイッチング素子２４とがオフする。一方、第２のスイッチング素子１９と第５のスイッチング素子２６とがオフのときに、第３のスイッチング素子２０と第４のスイッチング素子２４とがオンする。これらの動作により、第３のスイッチング素子２０と第４のスイッチング素子２４とは同期してオン／オフを繰り返す。

なお、後述するように、第２のスイッチング素子１９と第３のスイッチング素子２０とが同時にオンにならないように、また、第４のスイッチング素子２４と第５のスイッチング素子２６とが同時にオンにならないように、第２及び第４のスイッチング素子１９、２４のオン期間と第３及び第５のスイッチング素子２０、２６のオン期間とが重ならないように、デッドタイムＴｄは設定されている。

第２及び第５のスイッチング素子１９、２６がオンしている状態からオフにすると、第１のインダクタ９と第１の共振コンデンサ８とスナバコンデンサ２３の共振による緩やかな傾きで、スナバコンデンサ２３が放電する。よって、第２及び第５のスイッチング素子
１９、２６は零ボルトスイッチング（ＺＶＳ、Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）ターンオフ動作を実現する。

また、このときスナバコンデンサ２８が充電され、スナバコンデンサ２３が放電しきると、ダイオード２２、２５がオンする。ダイオード２２、２５がオンしている期間中に第３及び第４のスイッチング素子２０、２４のゲートにオン信号を加えて待機すると、第１のインダクタ９の共振電流の向きが反転し、ダイオード２２がターンオフして第３及び第４のスイッチング素子２０、２４に電流が転流する。よって、第３及び第４のスイッチング素子２０、２４は、ＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ、Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ
Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）ターンオン動作を実現する。

一方、第３及び第４のスイッチング素子２０、２４がオンしている状態からオフにすると、第１のインダクタ９と第１の共振コンデンサ８とスナバコンデンサ２８の共振による緩やかな傾きで、スナバコンデンサ２８が放電する。よって、第３及び第４のスイッチング素子２０、２４はＺＶＳターンオフ動作を実現する。

また、このときスナバコンデンサ２３が充電され、スナバコンデンサ２８が放電しきると、ダイオード２１、２７がオンする。ダイオード２１、２７がオンしている期間中にスイッチング素子１９、２６のゲートにオン信号を加えて待機すると、第１のインダクタ９の共振電流の向きが反転し、ダイオード２７がターンオフして第２及び第５のスイッチング素子１９、２６に電流が転流する。よって、第２及び第５のスイッチング素子１９、２６は、ＺＶＳ＆零電流スイッチング（ＺＣＳ）ターンオン動作を実現する。

本実施の形態では、スイッチング素子１９、２６及びスイッチング素子２０、２４は、平滑コンデンサ１８を短絡しないようにデッドタイムＴｄ（例えば、約１μｓ）を設け、交互にオン／オフする。また、図６（ｈ）に示されるように、第２、第３、第４、及び第５のスイッチング素子１９、２０、２４、及び２６の駆動（動作）周波数を一定にして、図６（ｇ）に示されるように、通電率（デューティ比）を制御することで、高周波電力が制御される。

なお、「通電率」とは、図７及び図８に示されるように、第２及び第５のスイッチング素子１９、２６（あるいは第３及び第４のスイッチング素子２０、２４）のオン／オフの１周期に要する時間に対する、スイッチング素子１９、２６（あるいはスイッチング素子２０、２４）のオン時間の比として定義している。

以下に、スイッチング素子における損失の抑制方法について、図５、図６、図７及び図８を参照しながら詳述する。

従来技術においては、図５（ｃ）に示されるように、インバータ回路６には商用電源周波数６０Ｈｚの２倍の１２０Ｈｚの電圧リプルを含む入力電圧が印可され、図５（ｄ）に示されるように、第１のインダクタ９の電流には電流リプルが発生する。したがって、給電電力は、図５（ｅ）に示されるように変動し、図５（ｆ）に示されるように、負荷４３の入力電流には１２０Ｈｚの電流リプルが発生することになる。これは商用周波数が５０Ｈｚであっても同様であり、負荷４３には１００Ｈｚの電流リプルが発生する。

一方、本発明においては、制御回路１０は、入力検知部７で検知された商用電源３からの入力電流に基づいて決定される変調量Δ通電率（図６を参照）で、スイッチング素子１９、２０、２４、２６の通電率（デューティ比）を、商用電源３と同期して変調する。また、通電率（デューティ比）を変調する際、通電率を増加させる幅（Δ通電率＋）が減少させる幅（Δ通電率−）以上となるように変調する。なお、通電率の変調の詳細について
は、後述する。

このようにすることで、図６（ｄ）及び（ｅ）に示されるように、第１のインダクタ９を流れる電流及び給電装置側の給電電力を略一定にすることができるだけでなく、インバータ回路６のスイッチング素子１９、２０、２４、２６のスイッチング損失を少なくすることができる。

図６（ｃ）に示される平滑コンデンサの電圧リプルは、入力電力が大きくなるほど増加するため、本実施例では図９に示されるように、入力電流が大きくなるほどΔ通電率比が大きくなるように設定する。制御回路１０は、図１０に示されるような入力電流とΔ通電率の関係情報を保有しており、入力電流に応じてフィードフォワード制御することができる。

制御回路１０は、図６（ｉ）に示される入力電圧同期信号発生部１１の出力信号に基づいて、商用電源３に同期して周波数を変調する。これにより、図６（ｃ）に示されるような商用電源３に同期して発生する平滑コンデンサの電圧リプルを相殺するように変調することが可能となり、受電装置の出力電流リプルを精度良く抑制することができる。

また、制御回路１０は、図６（ｉ）に示される入力電圧同期信号発生部１１の遅延時間Δθを補正して、周波数を変調する。この遅延時間Δθは、入力電力等によらず固定でよいため、制御回路１０でのΔθの補正が不要となり、制御回路１０による制御をより簡単に行うことができる。

図７及び図８に示されるように、高入力電力時は低入力電力時に比べ、通電率が大きくなるように設定される（例えば、高入力電力時は５０％、４０％等、低入力電力時は３０％、２０％等）。そして、図６（ｃ）に示されるように、力率改善回路５の出力電圧に電圧リプルがある場合、高電圧時には通電率が小さく、低電圧時には通電率が大きく設定されるように（図６（ｇ）参照）、制御回路１０が第２、第３、第４、及び第５のスイッチング素子１９、２０、２４、及び２６を変調する。このようにすることで、第１のインダクタ９に流れる電流及び給電電力を略一定にすることができる。

ここで、通電率の変調について、図５、図８、図１０を参照して詳述する。図５（ｅ）に示されるように、送電電力のリプルは正負対象に発生する。このリプルを略一定にするように改善するためには、通電率（デューティ比）を変調して、増加する電力量と減少する電力量とを一致させる必要がある。

図８（ａ）に示されるように第２のスイッチング素子１９及び第５のスイッチング素子２６の通電時間Ｔｏｎが短い低通電率時には、図８（ｂ）に示されるように第３のスイッチング素子２０及び第４のスイッチング素子２４の通電時間が長く、ターンオフ時の電流が小さくなる。したがって、前述したようなスナバコンデンサ２３、２８の充放電ができなくなり、図８（ａ）に示されるように、第２のスイッチング素子１９及び第５のスイッチング素子２６は、スナバコンデンサの残存電圧を短絡する損失増加の動作モードとなる。すなわち、本実施の形態では、図１０の範囲Ａで示される通電率の範囲での動作モードは、損失増加の動作モードとなる。

しかしながら、通電率（デューティ比）による入力電力可変特性は、図１０に示されるように、５０％で飽和する特性を持っている。したがって、Δ通電率＋とΔ通電率−とを同じ値で変調する場合には、図１０に示される通電率ａのように、通電率に対する入力電力特性曲線が略直線となる範囲（範囲Ｂ）でスイッチング素子１９、２０、２４、２６を動作させると、制御性を簡略化することができる。

一方、本発明においては、図１０に通電率ｂでは、図９に示されるように、Δ通電率＋がΔ通電率―以上となるように非対称に変調するため、通電率ｂで変調した場合でも増減する電力量を一致させることが可能となる。よって、低損失な動作モードで、給電装置の出力における商用電源の２倍の周波数成分の電流リプル及び電圧リプルを低減することが可能となる。また、図９に示すΔ通電率は、商用電源３の周波数によらず一定でよく、変調を簡略に行うことができる。

以下に、充電動作について説明する。
充電動作は、充電開始時に制御回路４４は、受電電力検知部４５によって検知されるバッテリーの残電圧に応じて充電電流、電圧、電力などの指令値を決定し、無線通信により制御回路１０に送信する。また、充電中においても制御回路４４は、充電電流、電圧、電力などの情報を無線通信により制御回路１０に送信し、制御回路１０は、受信した充電電流、電圧、電力などの情報に基づいて、インバータ回路６を制御する。

また、受電装置２においても、第２のインダクタ４０と第２の共振コンデンサ４１とを共振させることにより、第１のインダクタ９と第２のインダクタ４０との間の電力伝送効率を高めることができる。言い換えれば、第２のインダクタ４０のうち、第１のインダクタ９と磁気結合できない漏れインダクタンスによるインピーダンス成分を、第２の共振コンデンサ４１で打ち消すことにより、２次側のインピーダンスが下がり、電力を伝送しやすくすることができる。なお、第２の共振コンデンサ４１が無くても、本発明を実施することができる。

制御回路１０は、電力指令値の受信を完了すると、上述した動作によって電力指令値と入力検知部７の検知結果とが一致するように、力率改善回路５及びインバータ回路６を制御する。

他の方法として、インバータ回路６の動作周波数を制御することにより、高周波電力は動作周波数を低くすると給電電力が大きくなる。つまり、入力検知部７で検知した商用電源３に応じて、平滑コンデンサ１８の電圧が高電圧時には動作周波数を高く、平滑コンデンサ１８の電圧が低電圧時には動作周波数を低くするよう、制御回路１０によるインバータ回路６の動作周波数を変調する。

これにより、第１のインダクタ９に流れる電流及び給電電力を略一定にすることができる。なお、上記においては動作周波数を制御する場合を説明したが、通電率と動作周波数との両方を制御することでも、同様の効果を得ることができる。

すなわち、入力検知部７で検知された商用電源３からの入力電流に応じた動作周波数（図８、図１２を参照）で、力率改善回路５の通電率が小さい場合、動作周通電率を大きく動作周波数を低くするように制御回路１０が制御することで、電流リプルを低減することができる。

なお、本実施の形態においては、入力検知部７で検知された電流値に基づいて、スイッチング素子１９、２０、２４、２６を制御するようにしたが、入力検知部７で検知された入力電力に基づいて、インバータ回路６の変調量、動作周波数などを決定してもよい。

以下に、他の無線機器または設備への妨害または干渉を抑制する方法について説明する。インバータ回路６の動作周波数による、他の無線機器または設備の特定周波数への干渉を回避するために、図１３に示されるように、制御回路１０は、所定の周波数だけずれた動作周波数の制御を行なう。例えば、公共電波において、電波時計（４０ＫＨｚ、６０Ｋ
Ｈｚ）への妨害を防ぐための一例として、制御回路１０は、インバータ回路６の動作周波数が与える電波時計の周波数帯への影響を回避するために、４０ＫＨｚ、６０ＫＨｚから所定の周波数だけずれた動作周波数で、スイッチング素子１９、２０，２４、２６を制御する。

なお、電波時計の受信ＩＣ、電波時計の受信ＩＣに使用される水晶の狭帯域フィルタ、妨害波除去能力、及び該非接触充電装置と電波時計との設置位置関係から、インバータ回路６の動作周波数が、対象となる電波時計の周波数帯から例えば１０ｋＨｚ以上離れていれば、電波時計の受信に影響を与えないことが確認された。

このように、本発明の実施の形態において、制御回路１０は、インバータ回路６のスイッチング素子の動作周波数を、他の無線機器または設備の特定周波数から所定の周波数だけずれた動作周波数に設定する制御を行うことで、他の無線機器または設備への妨害または干渉を抑制することができる。

（実施の形態２）
図１４は、本発明の実施の形態２に係る非接触充電装置の回路図である。図１４に示されるように、非接触充電装置は、給電装置１側に時計５２を設けている。この時計５２は、他の無線機器または設備が時計あわせをする時間帯（例えば、電波時計であれば、午前２時前後）に、非接触充電装置が充電中であれば一時的に充電を停止させることで、電波時計の時刻あわせをする時間帯に、干渉または妨害を与えることを抑制することができる。

なお、電波時計の時刻あわせに必要な時間は１分であるので、充電を停止する時間は約２分間程度でよい。

また、時計５２は、受電装置２側に設けられてもよい。その場合、通信部５０及び５１を介して、給電装置１側に充電一時停止指示が行なわれる。

また、時計５２として電波時計を実装することにより、より確実に他の無線機器または設備の電波時計に与える妨害または干渉の影響を抑制することができる。

（実施の形態３）
図１５は、本発明の実施の形態３に係る非接触充電装置の回路図である。図１５に示されるように、非接触充電装置は、特定動作周波数領域と給電装置の給電を停止する特定の時間帯とを記憶する記憶部５３を、給電装置１側に設けている。

電波時計の例では、日本では４０ＫＨｚ、６０ＫＨｚの周波数が電波時計の動作周波数として割当てられており、この記憶部５３は、インバータ回路６の動作周波数領域として、電波時計の動作周波数への干渉を避けるための周波数領域（７０Ｋ〜９０ＫＨｚ）と、充電を一時停止する時間帯（ここでは、例えば午前２時前後）を記憶する。

なお、電波時計は、外国において、動作周波数の割当てが異なっている（７０ＫＨｚ帯など）。よって、記憶部５３は、非接触充電装置が設置されるそれぞれの国における電波時計の設定に基づいて、インバータ回路６の動作周波数領域と非接触充電装置が一時停止する時間帯とを記憶する。

また、記憶部５３は、受電装置２側に設けられてもよい。その場合、通信部５０及び５１を介して、給電装置１側に動作周波数領域及び充電一時停止指示の通信が行なわれる。

（実施の形態４）
図１６は、本発明の実施の形態４に係る非接触充電装置の回路図である。図１６に示されるように、給電装置１側に外部機器または外部ネットワークと接続する接続部５４を設け、これにより、記憶部５３の内容を書き換えることができる。

なお、接続部５４は、インターネット回線に接続できる接続部でもよく、あるいは特定のインターフェースをもった外部接続部でもよい。

このように、他の無線機器または設備が新規に周波数帯を割当てられた場合でも、接続部５４から、記憶部５３に記憶された、インバータ回路６の動作周波数領域、給電を一時停止する時間帯などを書き換えられるようにすることで、他の無線機器または設備への干渉または妨害の影響を低減することができる。

以上のように、本発明に係る非接触充電装置の給電装置は、例えば、電気推進車両の受電装置への給電等に有用であり、非接触充電装置の普及に有用である。また、電気推進車両用以外の送電コイルと受電コイルとを対とする非接触充電装置において、本発明の給電方法を適用することで、同様の効果を得ることが可能である。

１ 給電装置
２ 受電装置
３ 商用電源
４、４２ 整流回路
５ 力率改善回路
６ インバータ回路
７ 入力検知部
８、４１ 共振コンデンサ
９、４０ インダクタ
１０、４４ 制御回路
１１ 入力電圧同期信号発生部
１２ バイパスコンデンサ
１５ チョークコイル
１６、１９、２０、２４、２６ スイッチング素子
１７、２１、２２、２５、２７ ダイオード
１８ 平滑コンデンサ
２３、２８ スナバコンデンサ
３１ 電流検知部
３２ 電圧検知部
３３ 電力演算部
４３ 負荷（バッテリー）
４５ 受電電力検知部
５０、５１ 通信部
５２ 時計
５３ 記憶部
５４ 接続部

Claims (6)

1. 給電電力を放射するインダクタと、
   スイッチング素子を含み、前記給電電力を前記インダクタへ出力するインバータ回路と、
   他の無線機器または他の設備における動作周波数から所定の周波数だけずれた周波数に設定された前記スイッチング素子の動作周波数で、前記インバータ回路を制御する制御回路と、
   を具備する給電装置。
2. 前記給電装置または受電装置に設けられた時計を具備し、
   前記制御回路は、前記時計からの時刻が前記他の無線機器または他の設備が動作する所定の時間帯に含まれるとき、前記給電装置を一時的に停止する、
   請求項１に記載の給電装置。
3. 前記給電装置または前記受電装置に設けられ、前記他の無線機器または他の設備における動作周波数及び前記他の無線機器または他の設備が動作する所定の時間帯を記憶する記憶部、
   を具備する請求項２に記載の給電装置。
4. 前記記憶部が具備された前記給電装置または前記受電装置に設けられ、外部機器または外部ネットワークと接続する接続部を具備し、
   前記記憶部に記憶された、前記他の無線機器または他の設備における動作周波数及び前記他の無線機器または他の設備が動作する所定の時間帯は、前記外部機器または外部ネットワークによって書き換えられる、
   請求項３に記載の給電装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の給電装置と、
   受電装置と、
   を含む非接触充電装置。
6. 他の無線機器または他の設備における動作周波数から所定の周波数だけずれた周波数に設定されたスイッチング素子の動作周波数で、インバータ制御を行い、
   前記インバータ制御によって、給電電力をインダクタへ出力する、
   給電方法。

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