WO2014087889A1

WO2014087889A1 - 非接触給電装置及びその制御方法

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Publication number: WO2014087889A1
Application number: PCT/JP2013/081842
Authority: WO
Inventors: 研吾毎川; 有満　稔; 皆川　裕介
Original assignee: 日産自動車株式会社
Priority date: 2012-12-07
Filing date: 2013-11-27
Publication date: 2014-06-12
Also published as: JP6052301B2; JPWO2014087889A1

Abstract

　非接触給電装置（１）は、第１コイル（Ｌ_１）を有する給電側回路（１０）と第２コイル（Ｌ_２）を有する受電側回路（２０）との間で、少なくとも磁気的結合によって非接触で電力を送電又は受電し、且つ送受電時において第１コイル（Ｌ_１）の磁極方向が第２コイル（Ｌ_２）の磁極方向と同じ向きとなるものであって、上記給電側回路（１０）は、第１コイル（Ｌ_１）に供給する高周波電力を生成すべくインバータ（１４）を駆動する電力制御部（１５）を備えている。電力制御部（１５）は、受電側回路（２０）の共振周波数よりも高く、且つ、第１コイル（Ｌ_１）と第２コイル（Ｌ_２）との合成アンペアターンが、受電側回路（２０）の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択してインバータ（１４）を駆動する。

Description

非接触給電装置及びその制御方法

　本発明は、非接触給電装置及びその制御方法に関する。

　従来、非接触にてバッテリ等の負荷を充電する非接触給電装置が知られている。このような非接触給電装置は、電力供給側のコイルと充電側のコイルとを備え、電磁誘導作用により高周波電力の送電及び充電を行う構成となっている。また、非接触給電装置は、送電側の１次コンデンサが負荷を含む２次側のインダクタンス成分と同じ共振周波数で共振するように設定され、力率を「１」とするようにされている。

　また、非接触給電装置には、効率的な電力伝送を行うべく、負荷の抵抗成分に応じて高周波電力の周波数を制御するものが提案されている。この非接触給電装置では、負荷の抵抗成分が変化してしまっても、高周波電力の周波数を制御するため、供給する電力の力率を「１」とすることができる（特許文献１参照）。

特開２００２－２７２１３４号公報

　しかし、特許文献１に記載の非接触給電装置では、コイルから発生する磁界が大きくなってしまうため、放射電界強度が大きくなってしまうという問題があった。そこで、放射電界強度を抑えるべく磁界を低減する構造部材を備えた場合には、放射電界強度を抑えることができるものの装置自体が大型化してしまうという問題が生じてしまう。

　本発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することが可能な非接触給電装置及びその制御方法を提供することにある。

　上述した課題を解決するため、本発明の非接触給電装置は、第１コイルを有する給電側回路と、第２コイルを有する受電側回路と、を少なくとも有し、給電側回路と受電側回路との間で、磁気的結合によって非接触で電力を送受電（送電又は受電）すると共に、送受電時において第１コイルの磁極方向が第２コイルの磁極方向と同じ向きとなるものであって、給電側回路は、第１コイルに供給する高周波電力を生成すべくインバータを駆動する駆動手段を備え、駆動手段は、受電側回路の共振周波数よりも高く、且つ、第１コイルと第２コイルとの合成アンペアターンが、受電側回路の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択してインバータを駆動することを特徴としている。

　本発明の非接触給電装置において、受電側回路は、充電対象となる負荷に供給された電力を検出する電力検出手段と、負荷に供給する電力の指令値を算出する指令値算出手段と、をさらに備え、駆動手段は、第１コイルと第２コイルとの合成アンペアターンが、最小となる周波数を選択し、電力検出手段により検出された電力が指令値算出手段により算出された電力の指令値に合致するようにデューティ比及び昇圧比の少なくとも一方の比率を決定することが好ましい。

　本発明の非接触給電装置において、第１コイルの電流と第２コイルの電流との位相差は、９０度よりも大きいことが好ましい。

　本発明の非接触給電装置の制御方法は、第１コイルを有する給電側回路と、第２コイルを有する受電側回路と、を少なくとも有し、給電側回路と受電側回路との間で、磁気的結合によって非接触で電力を送電又は受電すると共に、送受電時において第１コイルの磁極方向が第２コイルの磁極方向と同じ向きとなる非接触給電装置の制御方法であって、第１コイルに供給する高周波電力を生成すべくインバータを駆動する駆動工程を備え、駆動工程では、受電側回路の共振周波数よりも高く、且つ、第１コイルと第２コイルとの合成アンペアターンが、受電側回路の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択してインバータを駆動することを特徴としている。

　なお、上記合成アンペアターンは、合成アンペアターンからターン数の概念を除いた合成電流を含む概念であるとする。

図１は、第１実施形態に係る非接触給電装置を示す構成図である。図２は、第１コイルと第２コイルとがディスク型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。図３は、第１コイルと第２コイルとがソレノイド型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。図４は、負荷電力を一定とした時のインバータの駆動周波数とディスク型コイルにおける合成アンペアターンとの相関を示す図である。図５は、負荷電力を一定とした時のインバータの駆動周波数とソレノイド型コイルにおける合成アンペアターンとの相関を示す図である。図６は、第１実施形態に係る非接触給電装置において、駆動周波数選択部による駆動周波数の選択の様子を示す図である。図７（ａ）、図７（ｂ）、図７（ｃ）はコイルに流れる電流による磁束を示す波形図であり、図７（ａ）は第１の例を示し、図７（ｂ）は第２の例を示し、図７（ｃ）は第３の例を示している。図８は、第１実施形態に係る非接触給電装置の制御方法を示すフローチャートである。図９は、第２実施形態に係る非接触給電装置を示す構成図である。図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、第２実施形態に係るデューティ比による調整手法を説明する図であり、図１０（ａ）は調整前を示し、図１０（ｂ）は調整後を示している。図１１は、第２実施形態に係る非接触給電装置の制御方法を示すフローチャートである。

　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、第１実施形態に係る非接触給電装置を示す構成図である。図１に示すように、非接触給電装置１は、例えば車両に搭載される負荷２４の充電に用いられるものであって、給電側回路１０と、受電側回路２０とから構成されている。なお、非接触給電装置１が車両バッテリ（負荷２４の一例）の充電に用いられる場合、給電側回路１０が地上側に設けられ、受電側回路２０が車両側に設けられる。

　給電側回路１０は、受電側回路２０に対して高周波電力を送電するものであって、商用電源１１と、整流部１２と、力率改善昇圧部１３と、インバータ１４と、第１コンデンサＣ_１と、第１コイルＬ_１とを備えている。

　商用電源１１は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流電源である。整流部１２は、商用電源１１からの交流電圧１２を整流するものである。力率改善昇圧部１３は、昇圧型のＰＦＣ回路であって、スイッチング素子Ｓ_０をスイッチングすることにより、整流部１２にて整流された交流電流による高調波電流の発生を抑え、力率を「１」に近づけるものである。

　インバータ１４は、平滑コンデンサやスイッチング素子Ｓ_１～Ｓ_４を備え、スイッチング素子Ｓ_１～Ｓ_４がスイッチングされることにより、高周波の交流電力を発生させるものである。ここで、発生した高周波電流が第１コンデンサＣ_１と第１コイルＬ_１とからなる共振回路に供給されることとなる。なお、第１コンデンサＣ_１と第１コイルＬ_１とは直列接続されているが、これに限らず、並列接続されていてもよい。第１コンデンサＣ_１と第１コイルＬ_１とからなる共振回路は、ＬＣ回路を形成している。

　受電側回路２０は、給電側回路１０から高周波電力を受電するものであって、第２コイルＬ_２と、第２コンデンサＣ_２と、整流部２１と、フィルタ部２２と、リレー２３と、負荷２４とを備えている。

　第２コイルＬ_２は、第１コイルＬ_１との間で電磁誘導作用により高周波電力を受電するものであり（磁気的結合）、第２コンデンサＣ_２と共に共振回路を構成している。なお、第２コンデンサＣ_２と第２コイルＬ_２とは直列接続されているが、これに限らず、並列接続されていてもよい。第２コンデンサＣ_２と第２コイルＬ_２とからなる共振回路は、ＬＣ回路を形成しており、共振周波数ω_１を有する。

　すなわち、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２は、磁気的結合によって非接触で電力を送受電（送電又は受電）するように構成されている。

　整流部２１は、共振回路からの高周波電力を直流に整流する整流回路である。フィルタ２２は、電圧変動を抑える平滑コンデンサにより構成されている。リレー２３は、オンオフが切り替えられるリレースイッチにより構成されている。負荷２４は、バッテリであって、充電対象となるものである。

　さらに、図１に示すように、受電側回路２０は、コントローラ２５を備えている。このコントローラ２５は、負荷電力検出部（電力検出手段）２５ａと、負荷制御部（指令値算出手段）２５ｂと、結合係数検出部２５ｃと、を備えている。負荷電力検出部２５ａは、充電対象となる負荷２４に供給された電力を検出するものである。負荷制御部２５ｂは、負荷２４に供給する電力の指令値を算出するものである。

　結合係数検出部２５ｃは、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との磁気的結合の結合度合いを表わす結合係数ｋを検出するものである。この結合係数検出部２５ｃは、例えばリレー２３を開いて給電側回路１０のみに電流を流したときに発生する受電側回路２０側の誘起電圧から求めることができるが、結合係数ｋの検出方法はこれに限られるものではない。

　なお、コントローラ２５は、１つのコントロールユニット内に上記の機能を搭載しても良いし、複数のコントロールユニット内に上記の機能を分散させて搭載しても良い。例えば、負荷２４としてのバッテリを制御するバッテリコントロールユニット内に負荷電力検出部２５ａと負荷制御部２５ｂを備え、給電側回路１０と受電側回路２０との間の無線通信の制御や、バッテリコントロールユニットとの通信を行う非接触給電コントロールユニット内に、結合係数検出部２５ｃを備えるように構成しても良い。

　さらに、給電側回路１０は、電力制御部（駆動手段）１５を備えている。この電力制御部１５は、第１コイルＬ_１に供給する高周波電力を生成すべくインバータ１４を駆動するものであって、デューティ生成部１５ａと、駆動周波数選択部１５ｂと、パルス生成部１５ｃとを備えている。

　デューティ生成部１５ａは、負荷電力検出部２５ａにより検出された現在の電力Ｐ_ｏｕｔが、負荷制御部２５ｂにより検出された電力の指令値Ｐ_ｒｅｆとなるようなデューティ比を生成するものであり、例えばＰＩ制御（比例動作と積分動作を組み合わせた制御）が行われる。そのため、デューティ生成部１５ａには、負荷電力検出部２５ａで検出した現在の電力Ｐ_ｏｕｔの情報と、負荷制御部２５ｂにより検出された電力の指令値Ｐ_ｒｅｆの情報が入力される。

　駆動周波数選択部１５ｂは、インバータ１４の駆動周波数を生成するものである。駆動周波数選択部１５ｂは、デューティ生成部１５ａには、負荷電力検出部２５ａで検出した現在の電力Ｐ_ｏｕｔの情報と、負荷制御部２５ｂにより検出された電力の指令値Ｐ_ｒｅｆの情報と、結合係数検出部２５ｃで検出した結合係数ｋの情報が入力される。

　パルス生成部１５ｃは、駆動周波数選択部１５ｂにて生成された周波数、且つ、デューティ生成部１５ａにより生成されたデューティ比となるパルスを生成するものである。このパルスにより、インバータ１４のスイッチング素子Ｓ_１～Ｓ_４が駆動されることとなる。

　特に、第１実施形態に係る非接触給電装置１において、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２がディスク型コイルとなっており、駆動周波数選択部１５ｂは、受電側回路２０の共振周波数よりも高く、且つ、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との合成アンペアターンが、受電側回路２０の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択する。これにより、第１実施形態では、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができる。以下、この点について詳細に説明する。

　図２は、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２とがディスク型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。なお、図２において第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との巻き方向は同じである。また、図２において、負荷２４を便宜上抵抗Ｒ_Ｌと示すものとする。

　まず、ディスク型コイルとは、図２に示すようにコイルＬ_１，Ｌ_２の軸方向が車両上下方向（垂直方向）となっているものである。この場合、電力の送受電時において磁界が以下のようになる。すなわち、給電側回路１０に対して交流電圧Ｖ_１を印加した場合に、第１コイルＬ_１に対して電圧ｅ_１及び電流Ｉ_１が発生したとする。また、受電側回路２０では、ｅ_１・Ｉ_１＝ｅ_２・Ｉ_２の関係式に基づいて、第２コイルＬ_２に電圧ｅ_２及び電流Ｉ_２が発生する。なお図２に示す向きでｅ_１、ｅ_２、Ｉ_１、Ｉ_２の向きを定義する。

　このとき、第１コイルＬ_１にて磁束φ_１が発生する。この磁束φ_１から明らかなように、第１コイルＬ_１の一端（図２において上側）が磁石でいうところのＮ極に相当し、第１コイルＬ_１の他端（図２において下側）が磁石でいうところのＳ極に相当する。

　同様に、第２コイルＬ_２にて磁束φ_２が発生する。この磁束φ_２から明らかなように、第２コイルＬ_２の一端（図２において上側）が磁石でいうところのＮ極に相当し、第２コイルＬ_２の他端（図２において下側）が磁石でいうところのＳ極に相当する。

　このため、図２に示す例において第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との磁極方向は同じ向きとなっている。そして、図２に示す例における全体の磁束φ_{Ｔｏｔａｌ}は、φ_{Ｔｏｔａｌ}＝φ_１＋φ_２となる。

　すなわち、図２に示すように、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との軸方向が車両上下方向（垂直方向）となっている場合、第１コイルＬ_１にて発生する磁束φ_１と第２コイルＬ_２にて発生する磁束φ_２とは同方向となり、全体の磁束φ_{Ｔｏｔａｌ}はそれぞれの磁束φ_１，φ_２を加算したものとなる。なお、図２においてφ_ｍとは、磁束φ_１，φ_２の合成磁束である。

　図３は、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２とがソレノイド型コイルである場合に発生する磁界を示す概略図である。なお、図３において第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との巻き方向は同じである。また、図３において、負荷２４を便宜上抵抗Ｒ_Ｌと示すものとする。

　ソレノイド型コイルとは、図３に示すようにコイルＬ_１，Ｌ_２の軸方向が車両平面方向（水平方向）となっているものである。この場合、電力の送受電時において磁界が以下のようになる。すなわち、給電側回路１０に対して交流電圧Ｖ_１を印加した場合に、第１コイルＬ_１に対して電圧ｅ_１及び電流Ｉ_１が発生したとする。また、受電側回路２０では、ｅ_１・Ｉ_１＝ｅ_２・Ｉ_２の関係式に基づいて、第２コイルＬ_２に電圧ｅ_２及び電流Ｉ_２が発生する。なお図３に示す向きでｅ_１、ｅ_２、Ｉ_１、Ｉ_２の向きを定義する。

　このとき、第１コイルＬ_１にて磁束φ_１が発生する。この磁束φ_１から明らかなように、第１コイルＬ_１の一端（図３において右側）が磁石でいうところのＮ極に相当し、第１コイルＬ_１の他端（図３において左側）が磁石でいうところのＳ極に相当する。

　同様に、第２コイルＬ_２にて磁束φ_２が発生する。この磁束φ_２から明らかなように、第２コイルＬ_２の一端（図３において右側）が磁石でいうところのＳ極に相当し、第２コイルＬ_２の他端（図３において左側）が磁石でいうところのＮ極に相当する。

　このため、図３に示す例において第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との磁極方向は反対の向きとなっている。そして、図３に示す例における全体の磁束φ_{Ｔｏｔａｌ}は、φ_{Ｔｏｔａｌ}＝φ_１－φ_２となる。

　すなわち、図３に示すように、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との軸方向が車両平面方向（水平方向）となっている場合、第１コイルＬ_１にて発生する磁束φ_１と第２コイルＬ_２にて発生する磁束φ_２とは逆方向となり、全体の磁束φ_{Ｔｏｔａｌ}は磁束φ_１から磁束φ_２を減算したものとなる。なお、図３においてφ_ｍとは、磁束φ_１，φ_２の合成磁束である。

　次に、電波の大きさ（放射電界強度）は第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２の磁束の大きさに依存する。ここで、磁束の大きさＢは、図１のディスク型コイルの配置では以下の数式１により表わすことができ、図２のソレノイド型コイルの配置では以下の数式２により表わすことができる。

　なお、数式１、数式２において、Ｎ_１は第１コイルＬ_１のターン数であり、Ｄ_１は第１コイルＬ_１の内側面積である。また、Ｎ_２は第２コイルＬ_２のターン数であり、Ｄ_２は第２コイルＬ_２の内側面積である。さらに、Ｘは、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２と、磁束密度を測定する位置との間の距離である。ここで、コイルから離れた位置での電波の大きさを考えるため、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２の間の距離よりもＸは十分に大きいものとしており、数式１、数式２は近似的に成立するものである。

　面積Ｄ_１，Ｄ_２が固定であるとした場合、磁束Ｂは、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２と、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２に流れる電流Ｉ_１，Ｉ_２に依存する。

　図１、図２、図３に示されている構成によれば、受電側回路２０において、電圧について次の数式３に示すような関係が成立することが分かる。

　なお、数式３において、Ｌ_２は第２コイルＬ_２のインダクタンスであり、ωはインバータ１４の駆動周波数である。また、Ｃ_２は第２コンデンサＣ_２の容量である。Ｍは第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２の相互インダクタンスを表しており、結合係数ｋに依存して変化する数である。特に、図２のディスク型コイルでは磁極方向が同じ向きであることに対応して、相互インダクタンスＭは正の値となり、図３のソレノイド型コイルでは磁極方向が反対の向きであることに対応して、相互インダクタンスＭは負の値となる。

　第２コンデンサＣ_２と第２コイルＬ_２とからなる共振回路の共振周波数ω_１は、第２コイルＬ_２のインダクタンスと第２コンデンサＣ_２の容量の積の平方根の逆数となっている。

　数式３によって電流Ｉ_１，Ｉ_２の間の関係が表されている。そこで、数式３を用いることにより、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２及び電流Ｉ_１，Ｉ_２の大きさから定まる第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２の合成アンペアターンＳＡＴは、ディスク型コイルにおいて以下の数式４により表わすことができ、ソレノイド型コイルにおいて以下の数式５により表わすことができる。なお以下の数式４、数式５において、Ｖ_２は負荷２４の電圧を表しており、オームの法則により、Ｖ_２＝Ｒ_Ｌ・Ｉ_２の関係がある。

　図４は、負荷電力を一定とした時のインバータ１４の駆動周波数とディスク型コイルにおける合成アンペアターンＳＡＴとの相関を示す図である。数式１及び数式４から明らかなように、合成アンペアターンＳＡＴが小さくなればなるほど磁束Ｂは小さくなり、放射電界強度を抑えることができる。図４に示すように、本件発明者らは、ディスク型コイルの場合、既知の値である受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数において、合成アンペアターンＳＡＴが小さくなることを見出した。このように、負荷電力が一定であっても、周波数の取り方によって最適な合成アンペアターンＳＡＴを得ることができる。

　図５は、負荷電力を一定とした時のインバータ１４の駆動周波数とソレノイド型コイルにおける合成アンペアターンＳＡＴとの相関を示す図である。数式２及び数式５から明らかなように、合成アンペアターンＳＡＴが小さくなればなるほど磁束Ｂは小さくなり、放射電界強度を抑えることができる。図５に示すように、本件発明者らは、ソレノイド型コイルの場合、既知の値である受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも低い周波数において、合成アンペアターンＳＡＴが小さくなることを見出した。このように、負荷電力が一定であっても、周波数の取り方によって最適な合成アンペアターンＳＡＴを得ることができる。

　よって、第１実施形態に係る非接触給電装置１はコイルＬ_１，Ｌ_２の軸方向が車両上下方向（垂直方向）となるディスク型コイルであるため、駆動周波数選択部１５ｂは、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数を選択し、この周波数でインバータ１４を駆動することとなる。図６は、第１実施形態に係る非接触給電装置において、駆動周波数選択部による駆動周波数の選択の様子を示す図である。特に図６では、負荷２４に供給される電力と周波数の関係を示している。

　第２コイルＬ_２が、第１コイルＬ_１との間で電磁誘導作用により高周波電力を受電しているとき、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との間で磁気的結合が起こっている。給電側回路１０、受電側回路２０の構成、及び負荷２４の抵抗Ｒ_Ｌの大きさ、相互インダクタンスＭの大きさなどに依存して、周波数と負荷２４に供給される電力との関係は定まるが、一般に、周波数と負荷２４に供給される電力との関係を表すグラフには、図６のようにピークが２つ現れる。

　そのため図６に示すように、指令値Ｐ_ｒｅｆを満たす周波数は、ω_２～ω_５の４つが存在することとなる。現在電力Ｐ_ｏｕｔにおける現在の周波数がｆ_ｒｅｆである場合において、駆動周波数選択部１５ｂは、順次周波数を下げていき、図６に示す現在の電力Ｐ_ｏｕｔと指令値Ｐ_ｒｅｆとが一致する周波数ω_４，ω_５のいずれか一方を選択する。なお、周波数ω_２，ω_３については、共振周波数ω_１以下の周波数であり、合成アンペアターンＳＡＴが大きくなってしまい磁束Ｂを小さく抑えることができない。そのため周波数ω_２，ω_３は選択しないこととなる。

　そして、パルス生成部１５ｃは、上記のようにして、駆動周波数選択部１５ｂにより選択された周波数に応じたパルスを生成して、インバータ１４を駆動することとなる。

　ここで、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２についても予め同数としておくことにより、数式４は以下のように簡略化される。第１コイルＬ_１，及び第２コイルＬ_２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同数の場合における合成電流ＳＡ（合成アンペアターンＳＡＴをターン数で割った値）は以下の数式６により表わすことができる。

　このように、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同じである場合には、上記の数式１及び数式６から明らかなように、合成電流ＳＡが小さくなればなるほど磁束Ｂは小さくなり、放射電界強度を抑えることができる。また、合成電流ＳＡは、図４に示す合成アンペアターンＳＡＴと同様の周波数依存性を示し、既知の値である受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数において、合成電流ＳＡは小さくなる。よって、第１実施形態に係る駆動周波数選択部１５ｂは、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同じである場合、合成電流ＳＡに基づいて、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数を選択し、この周波数でインバータ１４を駆動してもよい。

　なお、上記及び以下の説明において、合成電流ＳＡは、合成アンペアターンＳＡＴからターン数Ｎ_１，Ｎ_２の概念を除いたものであるため、合成アンペアターンＳＡＴの一種であるとし、合成アンペアターンＳＡＴの概念に含まれるものとする。

　さらに、本件発明者らは、図４に示すように、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数域において、周波数が高過ぎると合成アンペアターンＳＡＴが受電側回路２０の共振周波数ω_１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも大きくなることを見出した。また、受電側回路２０の共振周波数ω_１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも大きくなる周波数は、結合係数ｋによって異なることも見出した。このため、結合係数ｋに基づいて、受電側回路２０の共振周波数ω_１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる周波数を選択することで、より確実に放射電界強度を低減することができる。

　具体的に説明すると、図４に示すように結合係数ｋが０．２である場合、合成アンペアターンＳＡＴは、共振周波数ω_１より高くなると低下する傾向にあり、周波数ω_６にて最小値となる。さらに、周波数が高くなると、合成アンペアターンＳＡＴは、周波数ω_７において共振周波数ω_１時と同じ値となる。以後、周波数が高くなると合成アンペアターンＳＡＴは、さらに高くなる。

　よって、第１実施形態において駆動周波数選択部１５ｂは、係合係数ｋが０．２である場合、インバータ１４の駆動周波数を、ω_１より大きく、ω_７より小さくなるようにする（ω_１＜インバータ１４の駆動周波数＜ω_７とする）。これにより、第１実施形態に係る非接触給電装置１は、より確実に放射電界強度を低減するようにしている。

　さらに、電力制御部１５は、一層放射電界強度を抑えるべく、第１コイルＬ_１の電流と第２コイルＬ_２の電流との位相差を９０度よりも大きくすることとしている。より詳細に電力制御部１５は、第１コイルＬ_１の電流と第２コイルＬ_２の電流との位相差を９０度よりも大きく２７０度よりも小さくすることとしている。

　図７（ａ）、図７（ｂ）、図７（ｃ）は、コイルＬ_１，Ｌ_２に流れる電流による磁束を示す波形図であり、図７（ａ）は第１の例を示し、図７（ｂ）は第２の例を示し、図７（ｃ）は第３の例を示している。図７（ａ）に示すように、電流位相が同相に近い場合、第１コイルＬ_１による磁界Ｂ_１と第２コイルＬ_２による磁界Ｂ_２とは互いに強めあって全体の磁束φ_{Ｔｏｔａｌ}は大きくなってしまう。これに対して、位相差を９０度よりも大きく２７０度よりも小さくすることにより、図７（ｂ）に示すように、両磁束Ｂ_１，Ｂ_２を互いに打ち消すように作用させることができ、全体の磁束φ_{Ｔｏｔａｌ}を小さくして、放射電界強度を抑えることができる。なお、位相差は、受電側回路２０側のインピーダンス又は周波数を調整することにより、設定可能である。

　なお、図７（ｃ）に示すように、互いの振幅の差が大きい場合には、上記位相差であっても両磁束Ｂ_１，Ｂ_２を互いに打ち消す効果が小さくなってしまう。このため、第１実施形態において電力制御部１５は、互いの振幅についても調整することが好ましい。その点、合成アンペアターンＳＡＴは、コイルＬ_１，Ｌ_２を流れる電流の、互いの振幅差と位相差から成る評価指標であり、合成アンペアターンＳＡＴを小さくする周波数を選択すれば、個別に振幅と位相を調整しなくても、振幅、位相が全体として最適化されることになる。

　次に、第１実施形態に係る非接触給電装置１の制御方法について説明する。図８は、第１実施形態に係る非接触給電装置１の制御方法を示すフローチャートである。図８に示すように、まず電力制御部１５は、負荷電力検出部２５ａにより検出された現在電力Ｐ_ｏｕｔ、及び、負荷制御部２５ｂにより算出された指令値Ｐ_ｒｅｆを入力する（ステップＳ１０１）。

　次いで、電力制御部１５は、結合係数検出部２５ｃにより検出された結合係数ｋを入力する（ステップＳ１０２）。その後、電力制御部１５のデューティ生成部１５ａは、負荷電力検出部２５ａにより検出された現在電力Ｐ_ｏｕｔと、負荷制御部２５ｂにより算出された指令値Ｐ_ｒｅｆとから、デューティ比を決定する（ステップＳ１０３）。

　次に、電力制御部１５の駆動周波数選択部１５ｂは、インバータ１４の駆動周波数を選択する（ステップＳ１０４）。このとき、駆動周波数選択部１５ｂは、上記した理論に示すように、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高く、且つ、合成アンペアターンＳＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω_１時における合成アンペアターンＡＴ１よりも小さくなる範囲内の周波数を選択する。より具体的に、駆動周波数選択部１５ｂは、ステップＳ１０２にて入力した結合係数ｋから、周波数の上限値を決定する。例えば図４に示すように、結合係数ｋが０．２である場合、上限値はω_７となる。駆動周波数選択部１５ｂは、例えばこの上限値から順次周波数を下げていき、周波数が共振周波数ω_１以下とならない範囲でＰ_ｒｅｆ＝Ｐ_ｏｕｔとなる周波数を選択することとなる。

　その後、電力制御部１５のパルス生成部１５ｃは、ステップＳ１０３にて決定したデューティ比とステップＳ１０４にて選択された周波数とからパルスを生成し、このパルスによりスイッチング素子Ｓ_１～Ｓ_４をスイッチングすることによりインバータ１４を駆動する（ステップＳ１０５）。これにより、上記の数式１、数式４、数式６を参照して説明したように、放射電界強度を抑えることができる。

　その後、非接触給電装置１は充電が完了であるか否かを判断する（ステップＳ１０６）。この際、非接触給電装置１は、負荷２４であるバッテリの残容量が所定値を超えた場合に、充電が完了であると判断する。

　充電が完了していないと判断した場合（ステップＳ１０６：ＮＯ）、処理はステップＳ１０１に移行する。一方、充電が完了したと判断した場合（ステップＳ１０６：ＹＥＳ）、図８に示す処理は終了することとなる。

　このようにして、給電側回路１０と受電側回路２０との間で、磁気的結合によって非接触で電力を送受電（送電又は受電）する非接触給電装置１及びその制御方法によれば、周波数の選択によって合成アンペアターンＳＡＴを小さくでき、構造部材を極力用いることなく放射電界強度を低減することができる。詳細に本件発明者らは、電波の大きさが第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２のターン数Ｎ_１，Ｎ_２及びそれらに流れる電流に依存し、ターン数Ｎ_１，Ｎ_２及び電流の大きさから定まる、第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２の合成アンペアターンＳＡＴが、ディスク型コイル（第１コイルＬ_１及び第２コイルＬ_２の磁極方向が同じ向き）の場合、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数で小さくなることを見出した。また、本件発明者らは、ディスク型コイルの場合、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数域において、周波数が高過ぎると合成アンペアターンＳＡＴが受電側回路２０の共振周波数ω_１時における合成アンペアターンＳＡＴよりも大きくなることを見出した。このため、受電側回路２０の共振周波数ω_１よりも高い周波数であって、且つ、第１コイルＬ_１と第２コイルＬ_２との合成アンペアターンＳＡＴが、受電側回路２０の共振周波数ω_１時における合成アンペアターンＳＡＴよりも小さくなる範囲内の周波数を選択することで、放射電界強度を低減できる。また、放射電界強度の低減には、磁界を低減する構造部材を極力用いることなく、周波数の選択により実現することができる。従って、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができる。

　また、第１コイルＬ_１の電流と第２コイルＬ_２の電流との位相差は９０度よりも大きいため、発生する磁束を互いに打ち消すこととなり、より一層放射電界強度を低減することができる。

　次に、本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態に係る非接触給電装置及びその制御方法は、第１実施形態と同様であるが、構成及び処理内容が一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点を説明する。

　図９は、第２実施形態に係る非接触給電装置２を示す構成図である。図９に示すように、第２実施形態に係る非接触給電装置２において、駆動周波数選択部１５ｂは、結合係数検出部２５ｃからの結合係数ｋに基づいて周波数を選択する。具体的に駆動周波数選択部１５ｂは、図９に示すような結合係数ｋと周波数との対応関係を示すマップを記憶しており、結合係数検出部２５ｃからの結合係数ｋを入力すると、マップを参照して周波数を決定する。

　ここで、駆動周波数選択部１５ｂにより選択される周波数は、図４に示す合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数となっている。よって、放射電界強度を最大限に抑えることができる。

　また、駆動周波数選択部１５ｂは、マップに代えて、以下の数式７又は数式８を記憶していてもよい。

　上記の数式７は、負荷２４の抵抗Ｒ_Ｌが０である場合において、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数を決定する式となっている。数式８は、さらにターン数Ｎ_１，Ｎ_２が同じである場合に合成電流ＳＡが最小となる周波数を決定する式となっている。ここで抵抗Ｒ_Ｌが０でない場合には、負荷２４を考慮して数式７、数式８は修正される。この場合においても、修正後の数式により、同様に合成アンペアターンＳＡＴ、合成電流ＳＡを最小とする周波数を決定することができる。

　すなわち、駆動周波数選択部１５ｂは、結合係数ｋによって相互インダクタンスＭを求め、さらに負荷電力検出部２５ａで検出した現在の電力Ｐ_ｏｕｔの情報などから負荷２４の抵抗Ｒ_Ｌを求めることができるため、上述した数式によって合成アンペアターンＳＡＴ、合成電流ＳＡを最小とする周波数を決定することができる。

　ここで、第２実施形態では結合係数ｋにより周波数が一義的に決まってしまうことから、Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_ｒｅｆとする制御に支障をきたす可能性がある。そこで、第２実施形態では、デューティ比を制御することにより、Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_ｒｅｆを実現するようにしている。

　図１０（ａ）、図１０（ｂ）は、第２実施形態に係るデューティ比による調整手法を説明する図であり、周波数と負荷２４に供給される電力との関係を表す。図１０（ａ）は調整前における周波数と負荷２４に供給される電力との関係を示しており、図１０（ｂ）は調整後における周波数と負荷２４に供給される電力との関係を示している。

　図１０（ａ）に示すように、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数がω_６である場合、Ｐ_ｏｕｔ＞Ｐ_ｒｅｆとなってしまう。そこで、デューティ生成部１５ａは、デューティ比を小さくする。これにより、図１０（ｂ）に示すように、出力電力を図中の下方向にシフトさせ、周波数がω_６においてＰ_ｏｕｔ＝Ｐ_ｒｅｆを実現する。

　なお、図１０では、デューティ比を小さくする場合を例に説明したが、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数においてＰ_ｏｕｔ＜Ｐ_ｒｅｆとなっている場合には、デューティ比を大きくすることとなる。

　さらに、第２実施形態ではインバータ１４のスイッチング素子Ｓ_１～Ｓ_４の駆動によってデューティ比を制御することにより、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数においてＰ_ｏｕｔ＝Ｐ_ｒｅｆを実現するようにしているが、これに限らず、スイッチング素子Ｓ_０のデューティ比を算出して力率改善昇圧部１３の昇圧比を変更するようにしてもよい。これによっても、デューティ比の制御と同等に、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数においてＰ_ｏｕｔ＝Ｐ_ｒｅｆを実現することができるからである。

　次に、第２実施形態に係る非接触給電装置２の制御方法を説明する。図１１は、第２実施形態に係る非接触給電装置１の制御方法を示すフローチャートである。なお、図８に示す処理と同一の処理には、同一の符号を付して説明を省略する。

　結合係数ｋを入力した後（ステップＳ１０２の後）、駆動周波数選択部１５ｂは、マップ、又は数式７又は数式８（もしくは負荷２４を考慮して修正された後の数式７又は数式８）から、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数を選択する（ステップＳ１０７）。次いで、デューティ制御部１５ａは、ステップＳ１０７にて選択された周波数において、Ｐ_ｏｕｔ＝Ｐ_ｒｅｆとなるように、デューティ比（および昇圧比）を選択する（ステップＳ１０８）。

　その後、図８に示したステップＳ１０５，ステップＳ１０６と同様の処理が実行され、図１１に示す処理は終了することとなる。

　このようにして、第２実施形態に係る非接触給電装置２及びその制御方法によれば、第１実施形態と同様に、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができ、磁束を打ち消すことにより、より一層放射電界強度を低減することができる。

　また第２実施形態に係る、非接触給電装置２及びその制御方法によれば、給電側回路１０の駆動手段である電力制御部１５が、合成アンペアターンＳＡＴが最小となる周波数を選択するため、より一層放射電界強度を低減することができる。さらに、最小となる周波数を選択したことにより、現在電力Ｐ_ｏｕｔ＝指令値Ｐ_ｒｅｆとならなくなった場合には、電力検出手段である負荷電力検出部２５ａによって検出された現在の電力Ｐ_ｏｕｔが、指令値算出手段である負荷制御部２５ｂによって算出された電力の指令値Ｐ_ｒｅｆに合致するようにデューティ比及び昇圧比の少なくとも一方の比率を決定し、調節するため、デューティ比及び昇圧比の少なくとも一方の比率を調整することで、現在電力Ｐ_ｏｕｔ＝指令値Ｐ_ｒｅｆとすることができる。従って、充電電力に影響を与えることなく、より一層放射電界強度を低減することができる。

　以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものでは無く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよいし、各実施形態を組み合わせてもよい。

　例えば上記実施形態に係る非接触給電装置１，２は、図示した回路構成に限るものではなく、例えば給電側回路１０に絶縁トランスを備えるなど、種々の変更が可能である。

　また、上記実施形態において非接触給電装置１，２は、結合係数検出部２５ｃを備えているが、これに代えて、結合係数ｋのデータを予め記憶しておいてもよい。例えば、非接触給電装置１，２が特定の乗用車専用に用いられ、給電側回路１０と受電側回路２０の距離が既に分かっている場合などには、結合係数ｋのデータを電力制御部１５が記憶しておき、この結合係数ｋに基づいて周波数を選択するようにしてもよい。

　さらに、非接触給電装置１，２が車両バッテリの充電に用いられる場合、車高に基づく給電側回路１０と受電側回路２０との距離が予想できることから、車両側に結合係数ｋのデータを記憶させておき、充電時に電力制御部１５に送信する構成であってもよい。

　以上、本発明の実施形態について説明したが、これらの実施形態は本発明の理解を容易にするために記載された単なる例示に過ぎず、本発明は当該実施形態に限定されるものではない。本発明の技術的範囲は、上記実施形態で開示した具体的な技術事項に限らず、そこから容易に導きうる様々な変形、変更、代替技術なども含むものである。

　本出願は、２０１２年１２月７日に出願された日本国特許願第２０１２－２６７７４２号に基づく優先権、及び２０１３年４月１５日に出願された日本国特許願第２０１３－０８４５４７号に基づく優先権を主張しており、この２つの出願の全内容が参照により本明細書に組み込まれる。

　本発明によれば、上記範囲内の周波数を選択してインバータを駆動するため、周波数の選択によって合成アンペアターンを小さくでき、構造部材を備える必要が無く放射電界強度を低減することができる。従って、放射電界強度を抑えつつ、大型化を防止することができる。

１，２　非接触給電装置
１０　給電側回路
１１　商用電源
１２　整流部
１３　力率改善昇圧部
１４　インバータ
１５　電力制御部（駆動手段）
２０　受電側回路
２１　整流部
２２　フィルタ部
２３　リレー　
２４　負荷
２５　バッテリコントローラ
２５ａ　負荷電力検出部（電力検出手段）
２５ｂ　負荷制御部（指令値算出手段）
２５ｃ　結合係数検出部
Ｃ_１　第１コンデンサ
Ｌ_１　第１コイル
Ｃ_２　第２コンデンサ
Ｌ_２　第２コイル　

Claims

　第１コイルを有する給電側回路と、第２コイルを有する受電側回路と、を少なくとも有し、
　前記給電側回路と前記受電側回路との間で、磁気的結合によって非接触で電力を送受電すると共に、送受電の時において前記第１コイルの磁極方向が前記第２コイルの磁極方向と同じ向きとなる非接触給電装置において、
　前記給電側回路は、前記第１コイルに供給する高周波電力を生成すべくインバータを駆動する駆動手段を備え、
　前記駆動手段は、前記受電側回路の共振周波数よりも高く、且つ、前記第１コイルと前記第２コイルとの合成アンペアターンが、前記受電側回路の共振周波数の時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択して前記インバータを駆動する
ことを特徴とする非接触給電装置。
　請求項１に記載の非接触給電装置であって、
　前記受電側回路は、充電対象となる負荷に供給された電力を検出する電力検出手段と、前記負荷に供給する電力の指令値を算出する指令値算出手段と、をさらに備え、
　前記駆動手段は、前記第１コイルと前記第２コイルとの合成アンペアターンが、最小となる周波数を選択し、前記電力検出手段により検出された電力が前記指令値算出手段により算出された電力の指令値に合致するようにデューティ比及び昇圧比の少なくとも一方の比率を決定すること
を特徴とする非接触給電装置。
　請求項１又は請求項２のいずれかに記載の非接触給電装置であって、
　前記第１コイルの電流と前記第２コイルの電流との位相差は、９０度よりも大きいこと
を特徴とする非接触給電装置。
　第１コイルを有する給電側回路と、第２コイルを有する受電側回路と、を少なくとも有し、前記給電側回路と前記受電側回路との間で、磁気的結合によって非接触で電力を送電又は受電すると共に、送受電時において前記第１コイルの磁極方向が前記第２コイルの磁極方向と同じ向きとなる非接触給電装置の制御方法において、
　前記第１コイルに供給する高周波電力を生成すべくインバータを駆動する駆動工程を備え、
　前記駆動工程では、前記受電側回路の共振周波数よりも高く、且つ、前記第１コイルと前記第２コイルとの合成アンペアターンが、前記受電側回路の共振周波数時における合成アンペアターンよりも小さくなる範囲内の周波数を選択して前記インバータを駆動する
　ことを特徴とする非接触給電装置の制御方法。