WO2015104779A1 - 非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a contactless power supply device and a method for starting the contactless power supply device.
- Patent Document 1 various non-contact power feeding devices that perform non-contact power feeding by mutual induction from the primary coil of the power feeding device to the secondary coil of the power receiving device have been proposed.
- this type of contactless power supply apparatus has been increasingly attracting attention in recent years for application to electric vehicle contactless charging systems.
- the power supply device is provided in the charging station and the power receiving device is mounted on the electric vehicle.
- the primary coil of the power feeding device is installed on the ground at the designated place of the charging station, and the secondary coil of the power receiving device is provided on the lower surface of the vehicle body, for example.
- the primary coil and the secondary coil are opposed to each other, and the primary coil and the secondary coil are in contact with each other by non-contact power feeding from the power feeding device to the power receiving device. Is made.
- the induced electromotive force generated in the secondary coil is rectified and charged in a secondary battery such as a lithium battery of an electric vehicle.
- the resonance characteristic (resonance frequency) of the power feeding device also varies each time due to the variation of the coupling coefficient. As a result, efficient non-contact power feeding of power was difficult.
- the present invention has been made in order to solve the above-described problem, and an object of the present invention is to generate a high-frequency current in the range of the slow-phase mode in which the drive frequency is a resonance characteristic even if the coupling coefficient varies. It is in providing the starting method of a contact electric power feeder and a non-contact electric power feeder.
- One aspect of the present invention is a contactless power supply device, which includes an inverter, a primary coil, and a power supply side resonance circuit provided between the inverter and the primary coil;
- a power receiving device that includes a secondary coil that is magnetically coupled to a secondary coil and acquires energy from the primary coil, and that converts the energy acquired by the secondary coil to generate output power; and the inverter
- a mode determination circuit that determines whether the operation mode is a phase advance mode or a phase delay mode, and a control circuit that controls a resonance parameter of the power supply side resonance circuit so that the operation mode becomes the phase lag mode.
- the mode determination circuit includes a primary current detection device that detects a primary current flowing in the power feeding device, and the mode determination circuit is configured to detect the primary current detected by the primary current detection device. Accordingly, it is preferable to determine whether the operation mode of the inverter is a phase advance mode or a phase delay mode.
- the said structure WHEREIN It is preferable that the resonance characteristic in the coupling
- control circuit controls a resonance parameter of the power supply side resonance circuit so that an operating frequency of the power supply apparatus is a frequency close to a low series resonance frequency of the two series resonance frequencies.
- control circuit controls a resonance parameter of the power supply side resonance circuit so that an operating frequency of the power supply apparatus is close to a high series resonance frequency of the two series resonance frequencies. .
- the power receiving device includes a secondary current detection device that detects a secondary current flowing in the power receiving device, and information including a current value of the secondary current detected by the secondary current detection device.
- the power supply device includes a power supply communication circuit that receives the information transmitted from the power reception communication circuit, and the control circuit is supplied from the power supply communication circuit.
- the phase difference between the primary current and the secondary current is acquired based on the information, and the resonance of the power supply side resonance circuit is determined according to the phase difference between the acquired primary current and the secondary current. It is preferable to control the parameters.
- the power feeding device includes a detection coil that is provided in the vicinity of the primary coil and detects a magnetic flux
- the control circuit includes the power feeding side resonance circuit according to the magnetic flux detected by the detection coil. It is preferable to control the resonance parameter.
- the power supply side resonance circuit includes a variable capacitor connected in series to the primary coil, and the resonance parameter includes a capacitor capacity of the variable capacitor.
- variable capacitor includes a plurality of series circuits, each of the plurality of series circuits including the plurality of series circuits including a switching element and a capacitor connected in series.
- the circuits are preferably connected in parallel.
- variable capacitor preferably includes a series circuit including a bidirectional switching element and a capacitor connected in series, and a bidirectional switching element connected in parallel to the series circuit.
- variable capacitor preferably includes a parallel circuit including a bidirectional switching element and a capacitor connected in parallel, and a bidirectional switching element connected in series to the parallel circuit.
- the power supply side resonance circuit includes a variable coil connected in series with the primary coil, and the resonance parameter includes an inductance of the variable coil.
- variable coil is a plurality of series circuits, and each of the plurality of series circuits includes the plurality of series circuits including a switching element and a coil connected in series, and the plurality of series circuits
- the series circuits are preferably connected in parallel.
- the power feeding device includes a power feeding side communication circuit that transmits determination information by the mode determination circuit to the power receiving device, and the power receiving device includes a power receiving side resonance circuit connected in series to the secondary coil; A power-receiving-side communication circuit that receives determination information by the mode-determining circuit transmitted from the power-feeding-side communication circuit; and the power-receiving-side resonance according to the determination information by the mode-determining circuit that is supplied from the power-receiving-side communication circuit And a power receiving side control circuit for controlling a resonance parameter of the circuit.
- the power receiving side resonance circuit includes a variable capacitor connected in series to the secondary coil, and the resonance parameter includes a capacitor capacity of the variable capacitor.
- variable capacitor is a plurality of series circuits, each of the plurality of series circuits including the plurality of series circuits including a switching element and a capacitor connected in series, and a plurality of series circuits.
- the circuits are preferably connected in parallel.
- variable capacitor preferably includes a series circuit including a bidirectional switching element and a capacitor connected in series, and a bidirectional switching element connected in parallel to the series circuit.
- variable capacitor preferably includes a parallel circuit including a bidirectional switching element and a capacitor connected in parallel, and a bidirectional switching element connected in series to the parallel circuit.
- the power receiving side resonance circuit includes a variable coil connected in series to the secondary coil, and the resonance parameter includes an inductance of the variable coil.
- variable coil is a plurality of series circuits, and each of the plurality of series circuits includes the plurality of series circuits including a switching element and a coil connected in series, and the plurality of series circuits.
- the circuits are preferably connected in parallel.
- the power reception device includes an output power detection circuit that detects the output power
- the power reception side control circuit is configured to output the power reception side resonance circuit based on the output power detected by the output power detection circuit. It is preferable to control the resonance parameters.
- the said structure WHEREIN It is preferable that the drive frequency of the said inverter does not change.
- One aspect of the present invention is a method for starting a contactless power feeding device having the above-described configuration, wherein at least one resonance parameter of the resonance parameters of the power feeding side resonance circuit and the power receiving side resonance circuit is set to a relatively large value. The power supply device is started, and the resonance parameter of the power supply side resonance circuit is reduced as time elapses after the power supply device is started.
- the present invention it is possible to generate a high-frequency current in a state where the driving frequency is in the range of the slow phase of the resonance characteristics.
- (A) for explaining the first embodiment is a resonance characteristic diagram showing an output with respect to the frequency for explaining the phase advance mode and the phase lag mode, and (b) shows a state where the drive frequency is in the range of the phase advance mode.
- FIG. 4C is a diagram showing a state where the drive frequency is in the slow-phase mode range and is in an optimum position.
- the resonance characteristic figure which shows the output with respect to the frequency for demonstrating the phase advance mode and slow phase mode in the resonance characteristic of the bimodal characteristic for describing 1st Embodiment.
- the electric circuit diagram explaining another example of the electric power feeding side resonance circuit The electric circuit diagram explaining another example of the electric power feeding side resonance circuit.
- FIG. 1 is an electric block circuit diagram for explaining the electrical configuration of the non-contact power feeding apparatus.
- the non-contact power feeding device includes a power feeding device 1 including a primary coil L ⁇ b> 1 and a power receiving device 2 including a secondary coil L ⁇ b> 2 that receives non-contact power feeding from the power feeding device 1.
- the power supply device 1 including the primary coil L ⁇ b> 1 includes a power supply circuit 10, a high-frequency inverter 11, a power supply side resonance circuit 12, a drive circuit 13, a primary current detection circuit 14, and a power supply side control unit 15. I have.
- the power supply circuit 10 includes a rectifier circuit and a DC / DC converter.
- the power supply circuit 10 is supplied with AC power from an external commercial AC power supply G.
- the rectifier circuit rectifies the supplied AC power.
- the DC / DC converter converts the DC voltage supplied from the rectifier circuit into a desired voltage and outputs the DC voltage Vdd to the high frequency inverter 11 as drive power. Further, the power supply circuit 10 is configured to generate and supply an operating voltage to the drive circuit 13 and the power supply side control unit 15.
- the high-frequency inverter 11 is a known full bridge circuit, and has four MOS transistors Qa, Qb, Qc, and Qd.
- the four MOS transistors Qa, Qb, Qc, and Qd are MOS transistors Qa connected in a hanging manner with a primary circuit of the power feeding device 1 including a series circuit of the primary coil L1 and the power feeding side resonance circuit 12 interposed therebetween. , Qd and MOS transistors Qb, Qc. Then, by alternately turning on and off the two sets, a high-frequency current having a predetermined drive frequency fz that energizes the primary coil L1 is generated.
- the high frequency inverter 11 has an operation mode including a phase advance mode and a phase delay mode.
- the phase advance mode the high frequency inverter 11 operates in a state where the drive frequency fz is located in a frequency region lower than the resonance frequency of the resonance characteristic in the coupled state between the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the slow phase mode the high frequency inverter 11 operates in a state where the drive frequency fz is located in a frequency region higher than the resonance frequency of the resonance characteristic in the coupled state between the primary coil L1 and the secondary coil L2.
- the high frequency inverter 11 was comprised by the MOS transistor, you may comprise by IGBT and another transistor.
- a bidirectional switch may be used for the MOS transistor and the diode connected in antiparallel.
- Power feeding side resonance circuit 12 As shown in FIG. 3, in the power supply side resonance circuit 12, bidirectional switching elements Q1 to Q5 are connected in series to five capacitors C1 to C5 having different capacities, and the five series circuits are connected in parallel. Connected to. In the power supply side resonance circuit 12, a reference capacitor C0 is connected in series to the parallel circuit. Although five series circuits of capacitors and switching elements are connected in parallel, the present invention is not limited, and a plurality of other series circuits may be connected in parallel. Further, the reference capacitor C0 may not be provided.
- the switching elements Q1 to Q5 are configured to be turned on / off based on selection control signals SLS1 to SLS5 from the power supply side control unit 15.
- a capacitor connected in series with the turned on switching element is connected in series with the primary coil L1 via the reference capacitor C0. That is, the power supply side resonance circuit 12 includes a variable capacitor connected in series to the primary coil L1.
- the resonance characteristic F1 (resonance frequency fr) of the primary side circuit of the electric power feeder 1 can be adjusted.
- the resonance characteristic F1 shown in FIG. 4A is changed in the arrow direction by changing the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 connected in series with the primary coil L1. (Resonance frequency fr) can be biased.
- capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 connected in series with the primary coil L1.
- Resonance frequency fr can be biased.
- phase advance mode regions and phase delay mode regions are described, but the boundaries are not limited to those illustrated.
- the drive circuit 13 receives the excitation control signal CTS from the power supply side control unit 15 and generates drive signals PSa, PSb, PSc, and PSd for outputting to the gate terminals of the MOS transistors Qa to Qd, respectively. That is, based on the excitation control signal CTS from the power supply side control unit 15, the drive circuit 13 generates the drive signals PSa to PSd that alternately turn on and off each set.
- the drive circuit 13 generates drive signals PSa to PSd based on the excitation control signal CTS from the power supply side control unit 15 so that the primary coil L1 is excited and driven with a high-frequency current having a predetermined drive frequency fz. To do.
- a primary current detection circuit 14 is provided between the power supply side resonance circuit 12 and the drive circuit 13.
- the primary current detection circuit 14 detects a primary current i that flows when one pair of MOS transistors Qa and Qd is turned off from on, and outputs the detected value of the primary current i to the power supply side control unit 15. To do.
- the power supply side control unit 15 includes a microcomputer and outputs an excitation control signal CTS to the drive circuit 13 so that the primary coil L1 is excited at a predetermined drive frequency fz.
- the power supply side control unit 15 receives the value of the primary current i detected by the primary current detection circuit 14 and determines whether or not it is operating in the slow phase mode. That is, as shown in FIG. 4B, when operating in the phase advance mode, the MOS transistors Qa to Qd of the high-frequency inverter 11 are hard-switched. Hard switching increases current loss and damages the switching element. Therefore, we want to avoid operation in the phase advance mode range.
- This determination can be made based on the value of the primary current i detected by the primary current detection circuit 14 when the MOS transistors Qa and Qd are turned off from on.
- the primary current detection circuit 14 detects that the value of the primary current i detected when the MOS transistors Qa and Qd are turned from on to off is smaller than 0, the operation in the phase advance mode is performed. It can also be seen that when the value of the primary current i is larger than 0, the operation in the slow phase mode is performed.
- the power supply side control unit 15 determines that the operation in the advanced phase mode is performed when the value of the primary current i is negative, the power supply side control unit 15 outputs the selection control signals SLS1 to SLS5 to the power supply side resonance circuit 12. Change the capacitor capacity (resonance parameter). And the electric power feeding side control part 15 is controlling the electric power feeding side resonance circuit 12 so that the resonance characteristic F1 (resonance frequency fr) at that time may be deviated.
- the power supply side control unit 15 when it is determined that the power supply side control unit 15 is operating in the slow phase mode, the power supply side is within the range in the slow phase mode as shown in FIG.
- the capacitor capacity (resonance parameter) of the resonance circuit 12 is adjusted by the same method to adjust the resonance characteristic F1.
- the power receiving device 2 including the secondary coil L2 will be described.
- the secondary coil L2 is linked to an alternating magnetic field generated based on the excitation drive of the primary coil L1 of the power feeding device 1, and an induced electromotive force induced in the secondary coil L2 by mutual induction is generated.
- the power is received and converted into a direct current, supplied to the secondary battery 20 as a load, and the secondary battery 20 is charged.
- the power receiving device 2 includes a secondary battery 20, a power receiving resonance circuit 21, a rectifier circuit 22, and a smoothing circuit 23.
- the power feeding means to the secondary coil L2 is not limited to the electromagnetic induction method by mutual induction, but may be another method such as a magnetic resonance method using a resonance phenomenon.
- the power receiving device 2 includes a power receiving resonance circuit 21 connected in series with the secondary coil L2.
- the power reception side resonance circuit 21 includes a resonance capacitor Cx and is connected in series with the secondary coil L2 to configure a secondary circuit of the power reception device 2.
- the power receiving device 2 includes a rectifier circuit 22 and is connected to a secondary side circuit including a series circuit of a secondary coil L2 and a resonance capacitor Cx.
- the rectifier circuit 22 performs full-wave rectification on the induced electromotive force induced in the secondary coil L2 by mutual induction by excitation of the primary coil L1 of the power feeding apparatus 1, and outputs the rectified circuit to a smoothing circuit 23 including a capacitor provided in the next stage. And convert it to a DC power supply without ripples. Then, the DC power source without ripple is supplied to the secondary battery 20.
- the secondary battery 20 is a secondary battery such as a lithium battery.
- the secondary battery 20 is charged by the above-described DC power source without ripples.
- the non-contact power supply device will be described specifically as an electric vehicle non-contact charging system in which the power supply device 1 is provided in the charging station and the power receiving device 2 is mounted on the electric vehicle.
- the primary coil L1 of the power supply device 1 provided in the charging station is installed on the ground of a designated place where the electric vehicle receives power.
- the secondary coil L2 of the power receiving device 2 mounted on the electric vehicle is provided on the lower surface of the vehicle body, for example, and is positioned above the primary coil L1 when the electric vehicle is stopped at a designated place of the charging station. It is assumed that it is opposite to the next coil L1.
- the power feeding side control unit 15 excites the primary coil L1 at a predetermined driving frequency fz.
- the excitation control signal CTS is output to the drive circuit 13.
- the drive circuit 13 outputs drive signals PSa to PSd to the high frequency inverter 11 in response to the excitation control signal CTS.
- the high-frequency inverter 11 generates a high-frequency current having a predetermined drive frequency fz in response to the drive signals PSa to PSd, and energizes the primary coil L1 with the generated high-frequency current.
- the primary coil L1 When the primary coil L1 is energized with a high-frequency current having a drive frequency fz, the primary coil L1 generates an alternating magnetic field having the drive frequency fz.
- the secondary coil L2 located above the primary coil L1 induces an induced electromotive force having a drive frequency fz by the action of mutual induction.
- the rectifier circuit 22 of the power receiving device 2 rectifies the induced electromotive force induced in the secondary coil L2, and the smoothing circuit 23 smoothes the DC voltage supplied from the rectifier circuit 22. As a result, the smoothed DC voltage is supplied to the secondary battery 20. Thereby, the secondary battery 20 of the electric vehicle is charged.
- the primary current detection circuit 14 of the power feeding apparatus 1 detects the primary current i when the MOS transistors Qa and Qd flowing through the primary coil L1 are turned off from the on-state and detects the primary current i.
- the value of the primary current i as a signal is output to the power supply side control unit 15.
- the power supply side control unit 15 determines whether the predetermined drive frequency fz is in the phase advance mode range, the phase delay mode range, or the delay mode based on the value of the primary current i. If it is in the range of the phase mode, it is determined whether there is an optimum position.
- the power supply side control unit 15 outputs the selection control signals SLS1 to SLS5 to the power supply side resonance circuit 12 so that the predetermined drive frequency fz is located in the range of the slow phase mode, thereby reducing the capacitance of the capacitor. change.
- the resonance characteristic F1 (resonance frequency fr) is biased in the direction of lowering, and the predetermined drive frequency fz is positioned in the slow phase range.
- the power supply side control unit 15 determines whether the operating frequency of the power supply device 1 is in the phase advance mode range, the phase delay mode range, When it is in the range of the slow phase mode, it may be determined whether there is an optimum position.
- the power supply side control unit 15 outputs the selection control signals SLS1 to SLS5 to the power supply side resonance circuit 12 so that the operating frequency of the power supply device 1 is in the range of the slow phase mode, and changes the capacitor capacitance to a small value. May be.
- the power feeding side control unit 15 determines that the predetermined drive frequency fz is in the slow-phase mode range.
- the power supply side resonance circuit 12 is controlled so as to be in an optimum position. That is, the power supply side control unit 15 finely adjusts the capacitor capacity (resonance parameter) by outputting the selection control signals SLS1 to SLS5 to the power supply side resonance circuit 12.
- the frequency characteristic (resonance frequency) is finely moved in the direction of increasing or decreasing, and the predetermined driving frequency fz converges to the optimum position within the slow phase range.
- the MOS transistors Qa to Qd of the high-frequency inverter 11 quickly move to an optimum state in which operation is performed in the slow phase mode and high output is obtained.
- the power supply side control unit 15 maintains the resonance characteristic F1 (resonance frequency fr) at that time.
- the power supply side control unit 15 does not output the selection control signals SLS1 to SLS5 for adjustment to the power supply side resonance circuit 12, and maintains the capacitor capacity at that time.
- the MOS transistors Qa to Qd of the high-frequency inverter 11 generate a high-frequency current having a predetermined drive frequency fz while maintaining a state in which a high output is obtained in the slow phase mode.
- the relative position of the primary coil L1 and the secondary coil L2 may be different each time the electric vehicle is charged. Therefore, depending on the relative position of the primary coil L1 and the secondary coil L2, the leakage magnetic flux is different and the coupling coefficient is also changed.
- the resonance characteristic F1 (resonance frequency fr) of the power feeding device 1 also varies due to the variation of the coupling coefficient.
- the power supply side control unit 15 controls the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 and adjusts the resonance characteristic F1 (resonance frequency fr). To do. Therefore, the power feeding side control unit 15 can control the predetermined drive frequency fz of the high-frequency inverter 11 so as to be located in the range of the slow phase mode.
- the power supply side control unit 15 starts the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 with a large value as an initial value. Then, the power supply side control unit 15 gradually decreases the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12. As a result, a soft start operation for gradually increasing the output can be realized.
- the drive frequency fz can be positioned in the slow phase range. That is, stable operation of the electric vehicle non-contact charging system can be realized without changing the driving frequency fz.
- the coupling coefficient between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is small.
- the resonance characteristic F1 shown in FIG. 4 becomes the resonance characteristic F2 shown in FIG.
- the resonance characteristic F1 shown in FIG. 4 has a single peak
- the resonance characteristic F2 when the coupling coefficient shown in FIG. 5 is small has two series resonance points (peaks) and one parallel resonance point ( Valley), that is, it has bimodality.
- the bimodal resonance characteristic F2 shown in FIG. 5 has two series resonance frequencies fr1 and fr2, and therefore generally has two fast-phase modes and two slow-modes. It has been said.
- the boundary between the phase advance mode and the phase delay mode is not limited to the illustrated one.
- the secondary current detection device detects a secondary current flowing through the power receiving device 2, and the power receiving side communication circuit transmits the information to the power feeding side communication circuit of the power feeding device 1.
- the power supply side control unit 15 acquires the phase difference between the primary current and the secondary current based on the information received by the power supply side communication circuit, and is driven according to the acquired phase difference between the primary current and the secondary current. Whether the frequency fz is located in the vicinity of the lower series resonance frequency fr1 or the higher series resonance frequency fr2 can be determined.
- the power supply side control part 15 should just change the capacitor
- a magnetic detection coil is provided in the vicinity of the primary coil. Then, depending on the magnetic flux of the primary coil L1 of the power feeding device 1 detected by the magnetic detection coil, the power feeding side control unit 15 is positioned in the vicinity of the lower series resonance frequency fr1 with the lower driving frequency fz. It is also possible to determine whether it is in the vicinity of the series resonance frequency fr2. Based on the information, the power supply side control unit 15 can change the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 to position the drive frequency fz in one of the slow-phase modes.
- the power supply control circuit 15 controls the resonance parameter of the power supply side resonance circuit 12 so that the drive frequency of the high frequency inverter 11 is located at a frequency close to a low series resonance frequency of the two series resonance frequencies.
- the power supply control circuit 15 controls the resonance parameter of the power supply side resonance circuit 12 so that the drive frequency of the high frequency inverter 1 is located at a frequency close to a higher frequency of the two series resonance frequencies.
- the drive frequency fz When the switching operation is performed with the drive frequency fz positioned in the slow mode range of the lower series resonance frequency fr1, the drive frequency fz is positioned in the slow mode range of the higher series resonance frequency fr2. Compared to switching operation, noise reduction is excellent.
- the power feeding apparatus 1 can control the capacitor capacity (resonance parameter) of the power feeding side resonance circuit 12 by the selection control signals SLS1 to SLS5 from the power feeding side control unit 15.
- the power supply side control unit 15 controls the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12.
- the resonance characteristic F1 (F2) is biased, and the predetermined drive frequency fz that is driven by the high-frequency inverter 11 is controlled so as to be located in the range of the slow phase mode.
- the power feeding apparatus 1 can drive the high-frequency inverter 11 so that the predetermined drive frequency fz is located in the range of the slow-phase mode, and the MOS transistors Qa, Qb, Qc, Qd constituting the high-frequency inverter 11 are driven. Hard switching can be avoided. As a result, current loss can be prevented and damage to the switching element can be prevented.
- a predetermined driving frequency of the high-frequency inverter 11 fz can be controlled to be in the range of the slow phase mode.
- the power supply side resonance circuit 12 connects a plurality of capacitors C1 to C5 in parallel, and turns on the switching elements Q1 to Q5 as appropriate. ) Can be set. For this reason, the predetermined drive frequency fz can be set to an optimum position within the slow phase range and high output can be obtained.
- the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 is started with a large value, and the capacitor capacity is gradually decreased. I made it. This enables a soft start operation that gradually increases the output.
- the second embodiment is characterized in that, in addition to controlling the resonance parameter of the power supply side resonance circuit 12 of the first embodiment, the resonance parameter of the power reception side resonance circuit 21 provided in the power receiving device 2 is controlled.
- the second embodiment is characterized in that data can be exchanged between the power feeding device 1 and the power receiving device 2 by wireless communication. Therefore, in the second embodiment, portions common to the first embodiment are omitted for convenience of explanation, and different characteristic portions will be described in detail.
- the power feeding apparatus 1 includes a power feeding side communication circuit 17 and a power feeding side antenna AT1.
- the power feeding side communication circuit 17 sends mode determination information indicating whether the drive frequency fz determined by the power feeding side control unit 15 is in the fast phase range or the slow phase mode via the power feeding antenna AT1. It transmits to the power receiving apparatus 2.
- the power receiving device 2 includes a power receiving side resonance circuit 21 having a resonance parameter that can be adjusted unlike the power receiving side resonance circuit 21 of the first embodiment.
- the power receiving apparatus 2 includes a power receiving side communication circuit 24, a power receiving side control unit 25, a power receiving side antenna AT2, and an output power detection circuit 26.
- receiveiving side resonance circuit 21 As shown in FIG. 7, in the power receiving side resonance circuit 21 of the second embodiment, bidirectional switching elements Qx1 to Qx5 are connected in series to five capacitors Cx1 to Cx5 having different capacitances, respectively. Are connected in parallel.
- a reference capacitor Cx0 is connected in series with the parallel circuit.
- the five series circuits of the capacitor and the switching element are connected in parallel, the present invention is not limited, and a plurality of other series circuits may be connected in parallel. Further, the reference capacitor Cx0 may not be provided.
- the switching elements Qx1 to Qx5 are ON / OFF controlled based on selection control signals SLSx1 to SLSx5 from the power receiving side control unit 25.
- the capacitor connected in series with the turned on switching element is connected in series with the secondary coil L2 via the reference capacitor Cx0.
- the power receiving side resonance circuit 21 includes a variable capacitor connected in series to the secondary coil L2.
- the power receiving side control unit 25 changes the capacitor capacity (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21 connected in series with the secondary coil L2.
- the power receiving side control unit 25 can adjust the resonance characteristic (resonance frequency) of the secondary side circuit of the power receiving apparatus 2 and also bias the resonance characteristic F1 (F2) of the primary circuit of the power feeding apparatus 1. .
- the power reception side communication circuit 24 receives the mode determination information of the power supply side control unit 15 transmitted from the power supply side communication circuit 17 of the power supply apparatus 1 via the power reception side antenna AT2. Then, the power receiving side communication circuit 24 outputs the received mode determination information to the power receiving side control unit 25.
- the power receiving side control unit 25 includes a microcomputer and generates selection control signals SLSx1 to SLSx5 for controlling the resonance parameters of the power receiving side resonance circuit 21 based on the mode determination information from the power receiving side communication circuit 24. To the side resonance circuit 21.
- the power receiving side control unit 25 controls the resonance parameter of the power receiving side resonance circuit 21, thereby biasing the resonance characteristic F1 (F2) of the power feeding device 1, and setting the predetermined drive frequency fz that the high frequency inverter 11 drives. Control to be in the range of the slow phase mode.
- the output power detection circuit 26 is provided between the smoothing circuit 23 and the secondary battery 20 and detects the output power P at that time supplied to the secondary battery 20.
- the output power detection circuit 26 outputs a detection signal of the detected output power P to the power receiving side control unit 25.
- the power receiving side control unit 25 determines whether the output power P at that time from the output power detection circuit 26 is larger than a predetermined reference value or smaller than a predetermined reference value. Then, when the output power P is larger than the reference value or smaller than the reference value, the power receiving side control unit 25 sets the capacitor capacity of the power receiving side resonance circuit 21 so that the output power P is within the reference value. (Resonance parameter) is controlled. That is, the power receiving side control unit 25 is configured to generate selection control signals SLSx1 to SLSx5 for adjusting the output power P to be within a reference value and output the selection control signals SLSx1 to SLSx5 to the power receiving side resonance circuit 21.
- the primary coil L1 of the power feeding device 1 is energized, and induced electromotive force is induced in the secondary coil L2 of the power receiving device 2 by mutual induction.
- the power receiving side communication circuit 24 receives the mode determination information at that time.
- the power receiving side control unit 25 controls the capacitor capacity of the power receiving side resonance circuit 21 based on the mode determination information. That is, when the mode determination information is the phase advance mode, the power reception side control unit 25 sets the capacitor capacity of the power reception side resonance circuit 21 so that the predetermined drive frequency fz driven by the high frequency inverter 11 falls within the range of the slow phase mode. Adjust.
- the power receiving side control unit 25 sets the predetermined drive frequency fz that is driven by the high frequency inverter 11 to the optimum position within the range of the slow phase mode.
- the capacitor capacity of the resonance circuit 21 is adjusted.
- the power receiving side control unit 25 maintains the capacitor capacity of the power receiving side resonance circuit 21 in that state. Therefore, in order to set the predetermined drive frequency fz to the optimum position within the range of the slow phase mode, the capacitor capacities (resonance parameters) of both the power supply side resonance circuit 12 and the power reception side resonance circuit 21 can be adjusted simultaneously. . As a result, the predetermined drive frequency fz is controlled to an optimum position in the slow phase range.
- the power receiving device 2 can control the capacitor capacity (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21 with the selection control signals SLSx1 to SLSx5 from the power receiving side control unit 25. Based on the mode determination information, the capacitor capacity (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21 is varied.
- the power reception side resonance circuit 21 cooperates with the power supply side resonance circuit 12, that is, the power supply side control unit 15 and the power reception side control unit 25 have the capacitor capacities of both the power supply side resonance circuit 12 and the power reception side resonance circuit 21.
- (Resonance parameter) can be adjusted simultaneously, and the predetermined drive frequency fz is controlled earlier by an optimum position within the range of the slow phase mode.
- the output power P supplied to the secondary battery 20 detected by the output power detection circuit 26 is larger than a predetermined reference value or smaller than a predetermined reference value.
- the power reception side control unit 25 controls the capacitor capacity of the power reception side resonance circuit 21. Then, the output power P can be converged within the reference value. Therefore, the secondary battery 20 can be charged in a stable state.
- the first and second embodiments may be modified as follows.
- the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 one of the plurality of capacitors C1 to C5 is selected.
- the power supply side control unit 15 may select a plurality of capacitors at the same time and control the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12.
- the capacitors C1 to C5 of the power supply side resonance circuit 12 have different capacitor capacities, but may have the same value.
- the power supply side control unit 15 outputs selection control signals SLS1 to SLS5 to the power supply side resonance circuit 12 so that a plurality of capacitors can be simultaneously selected and the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 can be controlled. You may make it do.
- the power supply side resonance circuit 12 is configured by connecting a plurality of capacitors C1 to C5 in parallel and connecting the parallel circuit in series to the reference capacitor C0.
- a plurality of resonance coils Lr1 to Lr5 are connected in parallel, and a reference capacitor C0 is connected in series to the parallel circuit.
- the power supply side resonance circuit 12 includes a variable coil connected in series with the primary coil L1.
- the power supply side control unit 15 appropriately turns on and off the switching elements Q1 to Q5 to adjust the inductance (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 so that the predetermined drive frequency fz is positioned in the slow phase mode. You may control.
- the power supply side control unit 15 may select a plurality of coils at the same time and control the inductance (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12. Further, the plurality of coils Lr1 to Lr5 may be set to the same inductance. In this case, the power supply side control unit 15 may select a plurality of coils simultaneously and control the inductance (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12.
- the power supply side resonance circuit 12 of each of the above embodiments may be configured by a series circuit of a capacitor and a coil.
- the range of the slow mode in the frequency range of the high series resonance frequency of the two series resonance frequencies of the resonance characteristic F2 having the bimodal resonance characteristic (drive frequency fz) (the resonance frequency shown in FIG. 5).
- the operating frequency (driving frequency fz) of the power feeding device is the range of the slow mode (resonance shown in FIG. 5) in the frequency range of the low series resonance frequency of the two series resonance frequencies of the resonance characteristic F2 having bimodality.
- the phase of the current flowing through the primary coil L1 is opposite to the phase of the current flowing through the secondary coil L2. For this reason, when the phase of the current flowing through the primary coil L1 and the phase of the current flowing through the secondary coil L2 are opposite to each other, unnecessary radiation radiated from the power supply device 1 to the surroundings is a current flowing through the primary coil L1. And the phase of the current flowing through the secondary coil L2 are suppressed as compared with the case where the phase of
- the primary coil L1 and the secondary coil L2 of each embodiment may include a solenoid type coil or a spiral type coil. Solenoid type coils tend to generate greater noise than spiral type coils. For this reason, when the primary coil L1 and the secondary coil L2 include solenoid type coils, the power supply side control unit 15 determines that the operating frequency of the power supply device is the lower series of the two series resonance frequencies of the resonance characteristic F2 at that time. It is preferable to control the power supply side resonance circuit 12 so that it is in the range of the slow phase mode in the frequency region of the resonance frequency. Thereby, the unnecessary radiation radiated
- the power supply side control unit 15 causes the operating frequency of the power supply device to resonate at that time. It is preferable to control the power supply side resonance circuit 12 so that it is in the range of the slow phase in the frequency range of the high series resonance frequency of the two series resonance frequencies of the characteristic F2. Thereby, control by the electric power feeding side control part 15 becomes easier than control in the case of using a solenoid type coil.
- the power supply side control unit 15 has a low series of the two series resonance frequencies of the resonance characteristic F2 at that time in a frequency region where the upper limit frequency and the lower limit frequency are limited.
- the range of the slow mode in the frequency region of the resonance frequency is specified. For this reason, control by the electric power feeding side control part 15 becomes complicated.
- the power supply side control unit 15 has a frequency range in which only the lower limit frequency is limited, and the frequency range of the higher series resonance frequency of the two series resonance frequencies of the resonance characteristic F2 at that time. Specifies the range of the slow mode at.
- the power supply side control unit 15 only has to lower the frequency from a frequency range higher than the range of the slow phase mode to a desired power, and the control by the power supply side control unit 15 is a control when a solenoid type coil is used. Easier than that.
- the power supply side resonance circuit 12 of each of the above embodiments may be composed of one capacitor Cz and two first and second bidirectional switches Qz1 and Qz2.
- the first and second bidirectional switches Qz1 and Qz2 are GaN (gallium nitride) having a double gate composed of first gate terminals G1-1 and G2-1 and second gate terminals G1-2 and G2-2. ) Bidirectional switch device.
- the first bidirectional switch Qz1 (second bidirectional switch Qz2) has four modes according to on / off signals supplied to the first gate terminal G1-1 and the second gate terminal G1-2.
- the first bidirectional switch Qz1 (second bidirectional switch Qz2)
- an ON signal is supplied to the first gate terminal G1-1 and an OFF signal is supplied to the second gate terminal G1-2, so that the high-frequency inverter 11 Is a mode in which conduction from the coil to the primary coil L1 is possible.
- FIG. 9 is a resonance circuit in which a capacitor Cz and a first bidirectional switch Qz1 are connected in series, and a second bidirectional switch Qz2 is connected in parallel to the series circuit.
- 10 is a resonance circuit in which a capacitor Cz and a first bidirectional switch Qz1 are connected in parallel, and a second bidirectional switch Qz2 is connected in series to the parallel circuit. .
- the power supply side resonance circuit 12 shown in FIGS. 9 and 10 is operated as follows. First, the first bidirectional switch Qz1 is turned off in the fourth mode when an off signal is output to both the first and second gate terminals G1-1 and G1-2. On the other hand, the second bidirectional switch Qz2 is turned on in the third mode when an ON signal is output to both the first and second gate terminals G2-1 and G2-2. As a result, both terminals of the power supply side resonance circuit 12 are short-circuited.
- the second bidirectional switch Qz2 is in the fourth mode by the OFF signal being output to the first and second gate terminals G2-1 and G2-2, and maintains the OFF state.
- the first bidirectional switch Qz1 is in a state where the ON signal is output from the OFF signal to the first gate terminal G1-1 to be in the first mode and the conduction from the high frequency inverter 11 to the primary coil L1 is possible. .
- the capacitor Cz starts charging.
- the second bidirectional switch Qz2 When the predetermined charging time has elapsed, the second bidirectional switch Qz2 enters the fourth mode with the off signal being output to both the first and second gate terminals G2-1 and G2-2 and enters the off state. To maintain.
- the first bidirectional switch Qz1 outputs the ON signal from the ON signal to the first gate terminal G1-1, and outputs the ON signal from the OFF signal to the second gate terminal G1-2 to enter the second mode.
- conduction from the primary coil L1 to the high-frequency inverter 11 is possible.
- the capacitor Cz starts discharging.
- the first bidirectional switch Qz1 When a predetermined discharge time elapses, the first bidirectional switch Qz1 outputs an ON signal to both the first and second gate terminals G1-1 and G1-2, enters the third mode, and enters a short-circuit state. Become. On the other hand, the second bidirectional switch Qz2 is in a short-circuited state when the ON signal is output to both the first and second gate terminals G2-1 and G2-2 and enters the third mode.
- the first and second bidirectional switches Qz1 and Qz2 become fully conductive, and the residual charge in the capacitor Cz is discharged.
- the above operation is performed once or a plurality of times during one cycle of a high-frequency current having a predetermined drive frequency fz, and the charge / discharge time is controlled, so that the apparent capacity of the capacitor Cz, that is, FIG.
- the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 shown in FIG. 10 can be varied.
- the power supply side resonance circuit 12 of each of the above embodiments may be composed of one reference capacitor C0 and two first and second switching elements Qx1 and Qx2. That is, as shown in FIG. 9, the power supply side resonance circuit 12 may be implemented by connecting the reference capacitor C0 and the first switching element Qx1 in series and connecting the second switching element Qx2 in parallel to the series circuit. Good.
- the reference capacitor C0 and the first switching element Qx1 are connected in parallel, and the second switching element Qx2 is connected in series to the parallel circuit. Also good.
- one of the plurality of capacitors Cx1 to Cx5 is selected. This may be performed so that the power reception side control unit 25 can simultaneously select a plurality of capacitors and control the capacitor capacity (resonance parameter) of the power reception side resonance circuit 21.
- the capacitors Cx1 to Cx5 of the power receiving resonance circuit 21 have different capacitor capacities, but may have the same value.
- the power receiving side control unit 25 outputs selection control signals SLSx1 to SLSx5 to the power receiving side resonance circuit 21 so that a plurality of capacitors can be simultaneously selected and the capacitor capacity (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21 can be controlled.
- the power receiving side resonance circuit 21 is configured by connecting a plurality of capacitors Cx1 to Cx5 in parallel and connecting the parallel circuit in series to the reference capacitor Cx0.
- the power receiving-side resonance circuit 21 may be configured by connecting a plurality of resonance coils Lx1 to Lx5 in parallel, and a resonance capacitor Cx in series with the parallel circuit. That is, the power reception side resonance circuit 21 includes a variable coil connected in series to the secondary coil L2.
- the power receiving side control unit 25 may adjust the inductance (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21 by appropriately turning on / off the switching elements Qx1 to Qx5.
- the power receiving side control unit 25 may simultaneously select a plurality of coils and control the inductance (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21.
- the plurality of coils Lx1 to Lx5 may be set to the same inductance.
- the power receiving side control unit 25 may simultaneously select a plurality of coils and control the inductance (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21.
- the power receiving side resonance circuit 21 of the second embodiment may be configured by a series circuit of a capacitor and a coil.
- the power receiving side resonance circuit 21 may be configured as shown in FIG. 9 or FIG. 10 to adjust the capacitor capacity (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21.
- the capacitor capacities (resonance parameters) of both the power supply side resonance circuit 12 and the power reception side resonance circuit 21 are adjusted so that the predetermined drive frequency fz is in the slow phase range. I made it.
- the control of the capacitor capacity (resonance parameter) of the power supply side resonance circuit 12 may be omitted. That is, only the capacitor capacity (resonance parameter) of the power receiving side resonance circuit 21 may be controlled so that the predetermined drive frequency fz is positioned in the slow phase mode.
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Abstract
非接触給電装置は、インバータ(11)と、1次コイル(L1)と、インバータ(11)と1次コイル(L1)との間に設けられた給電側共振回路(12)とを含む給電装置(1)と、1次コイル(L1)と磁気的に結合され、1次コイル(L1)からエネルギーを取得する2次コイル(L2)とを含み、2次コイル(L2)により取得されたエネルギーを電圧変換して出力電力を生成する受電装置(2)と、インバータ(11)の動作モードが、進相モードまたは遅相モードであるかを判定するモード判定回路(15)と、動作モードが遅相モードとなるように給電側共振回路の共振パラメータを制御する制御回路(15)とを備える。
Description
本発明は、非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法に関するものである。
従来から給電装置の1次コイルから受電装置の2次コイルに相互誘導作用にて非接触給電を行う非接触給電装置が種々提案されている(例えば、特許文献1)。この種の非接触給電装置は、電気自動車の普及に伴い、電気自動車非接触充電システムへの応用が近年益々注目されている。
ところで、非接触給電装置が電気自動車非接触充電システムに応用された場合、給電装置を充電ステーションに設け、受電装置を電気自動車に搭載した構成になる。ちなみに、給電装置の1次コイルは、充電ステーションの指定場所の地面に設置され、受電装置の2次コイルは、例えば車体の下面に設けられる。これによって、電気自動車が充電ステーションの指定場所に停止したとき、1次コイルと2次コイルが相対向し、1次コイルから2次コイルに相互誘導作用にて給電装置から受電装置に非接触給電がなされる。そして、2次コイルに発生する誘導起電力は整流され電気自動車のリチウム電池等の2次電池に充電される。
ところで、電気自動車非接触充電システムに応用した場合、充電ステーションの1次コイルと電気自動車の2次コイルとのギャップのばらつきが大きい。また、電気自動車が充電ステーションの指定場所に正確に停止させることは難しく、指定場所からずれた位置に停止することから、充電を行う電気自動車毎に1次コイルL1と2次コイルL2の相対位置が異なる可能性がある。
そのため、1次コイルL1と2次コイルL2の相対位置がその度に変わることによって、漏れ磁束も変わり結合係数が変動する。この結合係数の変動によって給電装置の共振特性(共振周波数)も、その度に変動する。その結果、効率のよい電力の非接触給電が難しかった。
また、このような給電装置の共振特性(共振周波数)の変動によって、高周波インバータにおいて1次コイルに流す駆動周波数の高周波電流を生成する際、その駆動周波数が共振特性(共振周波数)の進相モードの範囲に位置する虞がある。この駆動周波数が共振特性(共振周波数)の進相モードの範囲に位置して、高周波インバータが高周波電流を生成すると、高周波インバータのスイッチング素子がハードスイッチングとなり電流損失が増大するともに、スイッチング素子の損傷につながる問題があった。
この発明は、上記問題を解消するためになされたものであって、その目的は、結合係数が変動しても駆動周波数が共振特性の遅相モードの範囲で高周波電流を生成することができる非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法を提供するにある。
本発明の一側面は、非接触給電装置であって、インバータと、1次コイルと、前記インバータと前記1次コイルとの間に設けられた給電側共振回路とを含む給電装置と、前記1次コイルと磁気的に結合され、前記1次コイルからエネルギーを取得する2次コイルとを含み、前記2次コイルにより取得されたエネルギーを電圧変換して出力電力を生成する受電装置と、前記インバータの動作モードが、進相モードまたは遅相モードであるかを判定するモード判定回路と、前記動作モードが遅相モードとなるように前記給電側共振回路の共振パラメータを制御する制御回路とを備える。
上記構成において、前記モード判定回路は、前記給電装置に流れる1次電流を検出する1次電流検出装置を含み、前記モード判定回路は、前記1次電流検出装置により検出された前記1次電流に応じて、前記インバータの動作モードが進相モードまたは遅相モードであるかを判定することが好ましい。
上記構成において、前記1次コイルと前記2次コイルの結合状態における共振特性は、単一の共振周波数を有する単峰特性であることが好ましい。
上記構成において、前記1次コイルと前記2次コイルの結合状態における共振特性は、2つの直列共振周波数を有する双峰特性であることが好ましい。
上記構成において、前記1次コイルと前記2次コイルの結合状態における共振特性は、2つの直列共振周波数を有する双峰特性であることが好ましい。
上記構成において、前記制御回路は、前記給電装置の動作周波数が前記2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数に近い周波数になるように前記給電側共振回路の共振パラメータを制御することが好ましい。
上記構成において、前記制御回路は、前記給電装置の動作周波数が前記2つの直列共振周波数のうちの高い直列共振周波数に近い周波数になるように前記給電側共振回路の共振パラメータを制御することが好ましい。
上記構成において、前記受電装置は、該受電装置に流れる2次電流を検出する2次電流検出装置と、該2次電流検出装置により検出された2次電流の電流値を含む情報を前記給電装置に送信する受電側通信回路とを含み、前記給電装置は、前記受電側通信回路から送信された前記情報を受信する給電側通信回路を含み、前記制御回路は、前記給電側通信回路から供給された前記情報に基づいて前記1次電流と前記2次電流との位相差を取得し、取得された前記1次電流と前記2次電流との位相差に応じて、前記給電側共振回路の共振パラメータを制御することが好ましい。
上記構成において、前記給電装置は、前記1次コイルの近傍に設けられ、磁束を検出する検出コイルを含み、前記制御回路は、前記検出コイルにより検出された磁束に応じて、前記給電側共振回路の共振パラメータを制御することが好ましい。
上記構成において、前記給電側共振回路は、前記1次コイルに対して直列に接続された可変コンデンサを含み、前記共振パラメータは、前記可変コンデンサのコンデンサ容量を含むことが好ましい。
上記構成において、前記可変コンデンサは、複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々が、直列に接続されたスイッチング素子とコンデンサとを含む、前記複数の直列回路を含み、複数の直列回路は、並列に接続されていることが好ましい。
上記構成において、前記可変コンデンサは、直列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む直列回路と、前記直列回路に並列に接続した双方向スイッチング素子とを含むことが好ましい。
上記構成において、前記可変コンデンサは、並列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む並列回路と、前記並列回路に直列に接続した双方向スイッチング素子とを含むことが好ましい。
上記構成において、前記給電側共振回路は、前記1次コイルに対して直列に接続された可変コイルを含み、前記共振パラメータは、可変コイルのインダクタンスを含むことが好ましい。
上記構成において、前記可変コイルは、複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々は、直列に接続されたスイッチング素子とコイルとを含む、前記複数の直列回路を含み、前記複数の直列回路は、並列に接続されていることが好ましい。
上記構成において、前記給電装置は、前記モード判定回路による判定情報を前記受電装置に送信する給電側通信回路を含み、前記受電装置は、前記2次コイルに直列に接続された受電側共振回路と、前記給電側通信回路から送信された前記モード判定回路による判定情報を受信する受電側通信回路と、前記受電側通信回路から供給された前記モード判定回路による判定情報に応じて、前記受電側共振回路の共振パラメータを制御する受電側制御回路とを含むことが好ましい。
上記構成において、前記受電側共振回路は、前記2次コイルに対して直列に接続された可変コンデンサを含み、前記共振パラメータは、前記可変コンデンサのコンデンサ容量を含むことが好ましい。
上記構成において、前記可変コンデンサは、複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々は、直列に接続されたスイッチング素子とコンデンサとを含む、前記複数の直列回路を含み、複数の直列回路は、並列に接続されていることが好ましい。
上記構成において、前記可変コンデンサは、直列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む直列回路と、前記直列回路に並列に接続された双方向スイッチング素子とを含むことが好ましい。
上記構成において、前記可変コンデンサは、並列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む並列回路と、前記並列回路に直列に接続された双方向スイッチング素子とを含むことが好ましい。
上記構成において、前記受電側共振回路は、前記2次コイルに対して直列に接続された可変コイルを含み、前記共振パラメータは、前記可変コイルのインダクタンスを含むことが好ましい。
上記構成において、前記可変コイルは、複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々は、直列に接続されたスイッチング素子とコイルと含む、前記複数の直列回路を含み、前記複数の直列回路は、並列に接続されていることが好ましい。
上記構成において、前記受電装置は、前記出力電力を検出する出力電力検出回路を含み、前記受電側制御回路は、前記出力電力検出回路により検出された出力電力に基づいて、前記受電側共振回路の共振パラメータを制御することが好ましい。
上記構成において、前記インバータの駆動周波数は変化しないことが好ましい。
本発明の一側面は、上記構成の非接触給電装置の始動方法であって、前記給電側共振回路及び受電側共振回路の共振パラメータのうちの少なくとも1つの共振パラメータを比較的大きな値に設定して、前記給電装置を始動させること、前記給電装置を始動させてから時間が経過するに従って、前記給電側共振回路の共振パラメータを小さくすることを備える。
本発明の一側面は、上記構成の非接触給電装置の始動方法であって、前記給電側共振回路及び受電側共振回路の共振パラメータのうちの少なくとも1つの共振パラメータを比較的大きな値に設定して、前記給電装置を始動させること、前記給電装置を始動させてから時間が経過するに従って、前記給電側共振回路の共振パラメータを小さくすることを備える。
本発明によれば、駆動周波数が共振特性の遅相モードの範囲に位置する状態で高周波電流を生成することができる。
(第1実施形態)
以下、本発明を具体化した第1実施形態の非接触給電装置を図面に従って説明する。
図1は、非接触給電装置の電気的構成を説明する電気ブロック回路図を示す。図1において、非接触給電装置は、1次コイルL1を備えた給電装置1と、その給電装置1から非接触給電を受ける2次コイルL2を備えた受電装置2を有している。
以下、本発明を具体化した第1実施形態の非接触給電装置を図面に従って説明する。
図1は、非接触給電装置の電気的構成を説明する電気ブロック回路図を示す。図1において、非接触給電装置は、1次コイルL1を備えた給電装置1と、その給電装置1から非接触給電を受ける2次コイルL2を備えた受電装置2を有している。
(給電装置1)
図1に示すように、1次コイルL1を備えた給電装置1は、電源回路10、高周波インバータ11、給電側共振回路12、ドライブ回路13、1次電流検出回路14、給電側制御部15を備えている。
図1に示すように、1次コイルL1を備えた給電装置1は、電源回路10、高周波インバータ11、給電側共振回路12、ドライブ回路13、1次電流検出回路14、給電側制御部15を備えている。
(電源回路10)
電源回路10は、整流回路及びDC/DCコンバータを有する。電源回路10は、外部の商用の交流電源Gから交流電力が供給される。整流回路は、供給された交流電力を整流する。そして、DC/DCコンバータは、整流回路から供給された直流電圧を所望の電圧に変換し、その直流電圧Vddを駆動電力として高周波インバータ11に出力する。また、電源回路10は、ドライブ回路13や給電側制御部15にも動作電圧を生成し供給するように構成されている。
電源回路10は、整流回路及びDC/DCコンバータを有する。電源回路10は、外部の商用の交流電源Gから交流電力が供給される。整流回路は、供給された交流電力を整流する。そして、DC/DCコンバータは、整流回路から供給された直流電圧を所望の電圧に変換し、その直流電圧Vddを駆動電力として高周波インバータ11に出力する。また、電源回路10は、ドライブ回路13や給電側制御部15にも動作電圧を生成し供給するように構成されている。
(高周波インバータ11)
図2に示すように、高周波インバータ11は、公知のフルブリッジ回路であって、4個のMOSトランジスタQa,Qb,Qc,Qdを有している。4個のMOSトランジスタQa,Qb,Qc,Qdは、1次コイルL1と給電側共振回路12の直列回路からなる給電装置1の1次側回路を挟んで、襷掛けに接続されたMOSトランジスタQa,Qdの組とMOSトランジスタQb,Qcの組とに分かれる。そして、2つの組を交互にオン・オフさせることによって、1次コイルL1に通電する予め定めた駆動周波数fzの高周波電流を生成する。高周波インバータ11は、進相モードおよび遅相モードを含む動作モードを有する。例えば、進相モードでは、高周波インバータ11が、駆動周波数fzが1次コイルL1と2次コイルL2との間の結合状態における共振特性の共振周波数よりも低い周波数領域に位置する状態で動作する。遅相モードでは、高周波インバータ11が、駆動周波数fzが1次コイルL1と2次コイルL2との間の結合状態における共振特性の共振周波数よりも高い周波数領域に位置する状態で動作する。なお、高周波インバータ11は、MOSトランジスタにて構成したが、IGBTやその他のトランジスタにて構成してもよい。また、MOSトランジスタおよび逆並列に接続されたダイオードは双方向スイッチを用いてもよい。
図2に示すように、高周波インバータ11は、公知のフルブリッジ回路であって、4個のMOSトランジスタQa,Qb,Qc,Qdを有している。4個のMOSトランジスタQa,Qb,Qc,Qdは、1次コイルL1と給電側共振回路12の直列回路からなる給電装置1の1次側回路を挟んで、襷掛けに接続されたMOSトランジスタQa,Qdの組とMOSトランジスタQb,Qcの組とに分かれる。そして、2つの組を交互にオン・オフさせることによって、1次コイルL1に通電する予め定めた駆動周波数fzの高周波電流を生成する。高周波インバータ11は、進相モードおよび遅相モードを含む動作モードを有する。例えば、進相モードでは、高周波インバータ11が、駆動周波数fzが1次コイルL1と2次コイルL2との間の結合状態における共振特性の共振周波数よりも低い周波数領域に位置する状態で動作する。遅相モードでは、高周波インバータ11が、駆動周波数fzが1次コイルL1と2次コイルL2との間の結合状態における共振特性の共振周波数よりも高い周波数領域に位置する状態で動作する。なお、高周波インバータ11は、MOSトランジスタにて構成したが、IGBTやその他のトランジスタにて構成してもよい。また、MOSトランジスタおよび逆並列に接続されたダイオードは双方向スイッチを用いてもよい。
(給電側共振回路12)
図3に示すように、給電側共振回路12では、容量が違う5個のコンデンサC1~C5に対して双方向のスイッチング素子Q1~Q5がそれぞれ直列に接続されてその5個の直列回路を並列に接続している。給電側共振回路12では、その並列回路に対して基準コンデンサC0が直列に接続されている。なお、コンデンサとスイッチング素子の直列回路を5個並列接続したが、限定されるものではなくその他複数個の直列回路を並列に接続してもよい。また、基準コンデンサC0はなくてもよい。
図3に示すように、給電側共振回路12では、容量が違う5個のコンデンサC1~C5に対して双方向のスイッチング素子Q1~Q5がそれぞれ直列に接続されてその5個の直列回路を並列に接続している。給電側共振回路12では、その並列回路に対して基準コンデンサC0が直列に接続されている。なお、コンデンサとスイッチング素子の直列回路を5個並列接続したが、限定されるものではなくその他複数個の直列回路を並列に接続してもよい。また、基準コンデンサC0はなくてもよい。
各スイッチング素子Q1~Q5は、給電側制御部15からの選択制御信号SLS1~SLS5に基づいてオン・オフ制御されるように構成されている。そして、スイッチング素子Q1~Q5のうちの一つがオンされると、そのオンされたスイッチング素子と直列に接続されたコンデンサが、基準コンデンサC0を介して1次コイルL1と直列に接続される。つまり、給電側共振回路12は、1次コイルL1に対して直列に接続された可変コンデンサを含む。これにより、給電装置1の1次側回路の共振特性F1(共振周波数fr)を調整させることができる。
詳述すると、図4(a)に示す共振特性F1に対して、1次コイルL1と直列に接続される給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を変えることによって矢印方向に共振特性F1(共振周波数fr)を偏倚することができる。なお、図4(a)において、一般的に知られている進相モード領域と遅相モード領域を記載しているが、その境界は図示したものに限らない。
(ドライブ回路13)
ドライブ回路13は、給電側制御部15からの励磁制御信号CTSを受け取り、各MOSトランジスタQa~Qdのゲート端子にそれぞれ出力するための駆動信号PSa,PSb,PSc,PSdを生成する。つまり、給電側制御部15からの励磁制御信号CTSに基づいて、ドライブ回路13は、各組を交互にオン・オフさせる駆動信号PSa~PSdを生成する。
ドライブ回路13は、給電側制御部15からの励磁制御信号CTSを受け取り、各MOSトランジスタQa~Qdのゲート端子にそれぞれ出力するための駆動信号PSa,PSb,PSc,PSdを生成する。つまり、給電側制御部15からの励磁制御信号CTSに基づいて、ドライブ回路13は、各組を交互にオン・オフさせる駆動信号PSa~PSdを生成する。
このとき、ドライブ回路13は、1次コイルL1が予め定めた駆動周波数fzの高周波電流で励磁駆動されるように給電側制御部15からの励磁制御信号CTSに基づいて駆動信号PSa~PSdを生成する。
(1次電流検出回路14)
給電側共振回路12とドライブ回路13の間には、1次電流検出回路14が設けられている。1次電流検出回路14は、一方の組のMOSトランジスタQa,Qdがオンからオフになった時に流れる1次電流iを検出し、検出した1次電流iの値を給電側制御部15に出力する。
給電側共振回路12とドライブ回路13の間には、1次電流検出回路14が設けられている。1次電流検出回路14は、一方の組のMOSトランジスタQa,Qdがオンからオフになった時に流れる1次電流iを検出し、検出した1次電流iの値を給電側制御部15に出力する。
(給電側制御部15)
給電側制御部15は、マイクロコンピュータを有し、1次コイルL1が予め定めた駆動周波数fzで励磁されるように、ドライブ回路13に励磁制御信号CTSを出力する。
給電側制御部15は、マイクロコンピュータを有し、1次コイルL1が予め定めた駆動周波数fzで励磁されるように、ドライブ回路13に励磁制御信号CTSを出力する。
また、給電側制御部15は、1次電流検出回路14が検出する1次電流iの値を受け取り、遅相モードで動作しているかどうかを判定する。
つまり、図4(b)に示すように、進相モードで動作している場合、高周波インバータ11のMOSトランジスタQa~Qdがハードスイッチングとなる。ハードスイッチングなることによって、電流損失が大きくなるとともに、スイッチング素子が損傷する原因となる。従って、進相モードの範囲での動作を避けたい。
つまり、図4(b)に示すように、進相モードで動作している場合、高周波インバータ11のMOSトランジスタQa~Qdがハードスイッチングとなる。ハードスイッチングなることによって、電流損失が大きくなるとともに、スイッチング素子が損傷する原因となる。従って、進相モードの範囲での動作を避けたい。
これに対して、図4(a)に示すように、遅相モードで動作している場合、高周波インバータ11のMOSトランジスタQa~Qdのハードスイッチングが抑制される。これによって、進相モードのような問題は生じない。
そのため、遅相モードで動作していることが好ましい。
この判定は、1次電流検出回路14がMOSトランジスタQa,Qdがオンからオフになった時に検出した1次電流iの値によって判定することができる。
この判定は、1次電流検出回路14がMOSトランジスタQa,Qdがオンからオフになった時に検出した1次電流iの値によって判定することができる。
つまり、1次電流検出回路14がMOSトランジスタQa,Qdがオンからオフになった時に検出した1次電流iの値が0より小さいと進相モードでの動作が行われていることがわかる。また、1次電流iの値が0より大きいと遅相モードでの動作が行われていることがわかる。
そこで、給電側制御部15は、1次電流iの値が負のとき、進相モードでの動作をしていると判定すると、給電側共振回路12に選択制御信号SLS1~SLS5を出力してコンデンサ容量(共振パラメータ)を変更する。そして、給電側制御部15は、その時の共振特性F1(共振周波数fr)が低くなるほうへ偏倚させるように給電側共振回路12を制御している。
また、給電側制御部15は、遅相モードで動作していると判定しているとき、高出力を得るように、図4(c)に示すように、遅相モードでの範囲で給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を同様の方法で調整し共振特性F1を調整する。
(受電装置2)
次に、2次コイルL2を備えた受電装置2について説明する。受電装置2は、給電装置1の1次コイルL1の励磁駆動に基づいて発生する交番磁界に2次コイルL2が鎖交し、相互誘導にて同2次コイルL2に誘起される誘導起電力を受電し直流変換して負荷としての2次電池20に供給し、同2次電池20を充電する。
次に、2次コイルL2を備えた受電装置2について説明する。受電装置2は、給電装置1の1次コイルL1の励磁駆動に基づいて発生する交番磁界に2次コイルL2が鎖交し、相互誘導にて同2次コイルL2に誘起される誘導起電力を受電し直流変換して負荷としての2次電池20に供給し、同2次電池20を充電する。
図1に示すように、受電装置2は、2次電池20、受電側共振回路21、整流回路22、平滑回路23を備えている。
なお、2次コイルL2への給電手段は、相互誘導による電磁誘導方式に限らず、共鳴現象を利用した磁気共鳴方式などの他の方式でもよい。
なお、2次コイルL2への給電手段は、相互誘導による電磁誘導方式に限らず、共鳴現象を利用した磁気共鳴方式などの他の方式でもよい。
(受電側共振回路21)
受電装置2は、2次コイルL2と直列に接続された受電側共振回路21を有している。受電側共振回路21は、第1実施形態では共振コンデンサCxよりなり、2次コイルL2と直列に接続されて、受電装置2の2次側回路を構成している。
受電装置2は、2次コイルL2と直列に接続された受電側共振回路21を有している。受電側共振回路21は、第1実施形態では共振コンデンサCxよりなり、2次コイルL2と直列に接続されて、受電装置2の2次側回路を構成している。
(整流回路22)
受電装置2は、整流回路22を有し、2次コイルL2と共振コンデンサCxの直列回路よりなる2次側回路に接続されている。整流回路22は、給電装置1の1次コイルL1の励磁による相互誘導にて2次コイルL2に誘起された誘起起電力を全波整流し、次段に設けたコンデンサよりなる平滑回路23に出力してリップルのない直流電源に変換する。そして、リップルのない直流電源は、2次電池20に供給される。
受電装置2は、整流回路22を有し、2次コイルL2と共振コンデンサCxの直列回路よりなる2次側回路に接続されている。整流回路22は、給電装置1の1次コイルL1の励磁による相互誘導にて2次コイルL2に誘起された誘起起電力を全波整流し、次段に設けたコンデンサよりなる平滑回路23に出力してリップルのない直流電源に変換する。そして、リップルのない直流電源は、2次電池20に供給される。
(2次電池20)
例えば、2次電池20は、リチウム電池等の2次電池である。2次電池20は、上記したリップルのない直流電源にて充電される。
例えば、2次電池20は、リチウム電池等の2次電池である。2次電池20は、上記したリップルのない直流電源にて充電される。
次に、上記のように構成した非接触給電装置の作用を説明する。
なお、作用を説明するに際して、非接触給電装置を、給電装置1を充電ステーションに設け、受電装置2を電気自動車に搭載してなる電気自動車非接触充電システムに具体化して説明する。
なお、作用を説明するに際して、非接触給電装置を、給電装置1を充電ステーションに設け、受電装置2を電気自動車に搭載してなる電気自動車非接触充電システムに具体化して説明する。
そのため、充電ステーションに設けた給電装置1の1次コイルL1は、例えば電気自動車が給電を受ける指定場所の地面に設置されるものとする。一方、電気自動車に搭載した受電装置2の2次コイルL2は、例えば車体の下面に設けられ、電気自動車が充電ステーションの指定場所に停止されたときに1次コイルL1の上方に位置するとともに1次コイルL1と相対向するものとする。
今、電気自動車が充電ステーションの指定場所に停止されて充電ステーションに設けた給電装置1による給電が開始されるとき、給電側制御部15は、1次コイルL1が予め定めた駆動周波数fzで励磁されるように、ドライブ回路13に励磁制御信号CTSを出力する。ドライブ回路13は、励磁制御信号CTSに応答して、高周波インバータ11に対して駆動信号PSa~PSdを出力する。高周波インバータ11は、駆動信号PSa~PSdに応答して予め定めた駆動周波数fzの高周波電流を生成し、生成された高周波電流で1次コイルL1を通電させる。1次コイルL1は、駆動周波数fzの高周波電流で通電されると、駆動周波数fzの交番磁界を発生する。
1次コイルL1の上方に位置する2次コイルL2は、相互誘導の作用にて駆動周波数fzの誘導起電力を誘起する。受電装置2の整流回路22は、2次コイルL2に誘起された誘導起電力を整流し、平滑回路23は、整流回路22から供給された直流電圧を平滑化する。これにより平滑化された直流電圧が2次電池20に供給される。これによって、電気自動車の2次電池20は、充電される。
一方、給電動作の開始から、給電装置1の1次電流検出回路14は、1次コイルL1に流れるMOSトランジスタQa,Qdがオンからオフになった時の1次電流iを検出してその検出信号としての1次電流iの値を給電側制御部15に出力している。
電気自動車が指定場所に停止できずにずれて停止する場合、1次コイルL1と2次コイルL2との間の漏れ磁束が変動し結合係数が変動する。この場合、共振特性F1が変動する。
そのため、給電側制御部15は、この1次電流iの値に基づいて、予め定めた駆動周波数fzが、進相モードの範囲にあるかどうか、遅相モードの範囲にあるか、また、遅相モードの範囲にある場合には最適な位置あるかを判定する。
そして、給電側制御部15は、予め定めた駆動周波数fzが、遅相モードの範囲に位置するように、給電側共振回路12に選択制御信号SLS1~SLS5を出力してコンデンサ容量を小さな値に変更する。コンデンサ容量が小さくなることによって、共振特性F1(共振周波数fr)が低くなる方向に偏倚し、予め定めた駆動周波数fzが遅相モードの範囲に位置する。ここで、給電側制御部15は、この1次電流iの値に基づいて、給電装置1の動作周波数が、進相モードの範囲にあるかどうか、遅相モードの範囲にあるか、また、遅相モードの範囲にある場合には最適な位置あるかを判定してもよい。給電側制御部15は、給電装置1の動作周波数が、遅相モードの範囲に位置するように、給電側共振回路12に選択制御信号SLS1~SLS5を出力してコンデンサ容量を小さな値に変更してもよい。
また、給電側制御部15は、予め定めた駆動周波数fzが、遅相モードの範囲にあって最適な位置にない場合には、予め定めた駆動周波数fzが、遅相モードの範囲であって最適な位置するように給電側共振回路12を制御する。つまり、給電側制御部15は、給電側共振回路12に対して選択制御信号SLS1~SLS5を出力してコンデンサ容量(共振パラメータ)を微調整する。コンデンサ容量を微調整することによって、周波数特性(共振周波数)が低くなる方向又は高くなる方向に微動し、予め定めた駆動周波数fzが、遅相モードの範囲であって最適な位置に収束する。これによって、高周波インバータ11のMOSトランジスタQa~Qdは、遅相モードでの動作であって高出力が得られる最適な状態に素早く移行する。
さらに、給電側制御部15は、予め定めた駆動周波数fzが、遅相モードの範囲にあって最適な位置にある場合には、その時の共振特性F1(共振周波数fr)を維持する。給電側制御部15は、給電側共振回路12に調整のための選択制御信号SLS1~SLS5を出力しないでその時のコンデンサ容量を維持する。
つまり、遅相モードであって高出力が得られる状態を維持して高周波インバータ11のMOSトランジスタQa~Qdは、予め定めた駆動周波数fzの高周波電流を生成する。
特に、電気自動車非接触充電システムの場合、電気自動車が充電ステーションの指定場所に正確に停止させることは難しく、常に指定場所からずれた位置に停止する可能性がある。換言すれば、電気自動車の充電を行う毎に1次コイルL1と2次コイルL2の相対位置が異なる可能性がある。そのため、1次コイルL1と2次コイルL2のその時々の相対位置によって、漏れ磁束も相違し結合係数も変動する。結合係数の変動によって給電装置1の共振特性F1(共振周波数fr)も変動する。
特に、電気自動車非接触充電システムの場合、電気自動車が充電ステーションの指定場所に正確に停止させることは難しく、常に指定場所からずれた位置に停止する可能性がある。換言すれば、電気自動車の充電を行う毎に1次コイルL1と2次コイルL2の相対位置が異なる可能性がある。そのため、1次コイルL1と2次コイルL2のその時々の相対位置によって、漏れ磁束も相違し結合係数も変動する。結合係数の変動によって給電装置1の共振特性F1(共振周波数fr)も変動する。
しかし、電気自動車を充電する毎に共振特性F1が変動しても、給電側制御部15は、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御し共振特性F1(共振周波数fr)を調整する。そのため、給電側制御部15は、高周波インバータ11の予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲に位置するように制御できる。
従って、電気自動車非接触充電システムに具体化した場合には、電流損失を未然に防止するとともに、スイッチング素子の損傷するのを防止でき、しかも、駆動周波数fzを変化させずに遅相モードで安定動作をさせることを実現できる。
ちなみに、電気自動車非接触充電システムの始動時に、給電側制御部15は、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を、初期値として大きな値にしてスタートさせる。そして、給電側制御部15は、徐々に給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を小さな値にしていく。これによって、出力を徐々に上昇させるソフトスタート動作を実現できる。
上記のように共振パラメータを制御することで、駆動周波数fzを、遅相モードの範囲に位置させることができる。つまり、駆動周波数fzを変化させずに、電気自動車非接触充電システムの安定動作を実現できる。
ところで、電気自動車非接触充電システムのような非接触給電装置の場合、1次コイルL1と2次コイルL2の結合係数が小さいことが考えられる。
結合係数が小さいとき、図4に示す共振特性F1が、図5に示す共振特性F2となる。つまり、図4に示す共振特性F1は単峰性を有するのに対し、図5に示す結合係数が小さいときの共振特性F2は、2つの直列共振点(山部)と1つの並列共振点(谷部)とを有する、つまり双峰性を有する。
結合係数が小さいとき、図4に示す共振特性F1が、図5に示す共振特性F2となる。つまり、図4に示す共振特性F1は単峰性を有するのに対し、図5に示す結合係数が小さいときの共振特性F2は、2つの直列共振点(山部)と1つの並列共振点(谷部)とを有する、つまり双峰性を有する。
図4に示す単峰特性の共振特性F1では、単一の共振周波数frが存在することから、単一の進相モードの範囲と単一の遅相モードの範囲が存在する。
これに対し、図5に示す双峰性の共振特性F2は、2つの直列共振周波数fr1,fr2が存在することから、2つの進相モードの範囲と2つの遅相モードの範囲が存在すると一般的に言われている。但し、進相モードと遅相モードの境界は図示したものに限らない。
これに対し、図5に示す双峰性の共振特性F2は、2つの直列共振周波数fr1,fr2が存在することから、2つの進相モードの範囲と2つの遅相モードの範囲が存在すると一般的に言われている。但し、進相モードと遅相モードの境界は図示したものに限らない。
このように、結合係数が小さい電気自動車非接触充電システムの場合、図5に示す双峰性の共振特性F2を想定する必要がある。つまり、低い方の直列共振周波数fr1を境界とする進相モードの範囲と遅相モードの範囲が存在するとともに、高い方の直列共振周波数fr2を境界とする進相モードの範囲と遅相モードの範囲が存在する。
この場合、駆動周波数fzをいずれかの遅相モードの範囲に位置させる方法の一つとして以下の方法がある。
例えば、2次電流検出装置が受電装置2に流れる2次電流を検出し、受電側通信回路がその情報を給電装置1の給電側通信回路に送信する。給電側制御部15は、給電側通信回路によって受信された情報に基づいて1次電流と2次電流の位相差を取得し、取得された1次電流と2次電流の位相差に応じて駆動周波数fzが低い方の直列共振周波数fr1の近傍に位置するのか、高い方の直列共振周波数fr2の近傍に位置するのかを判定できる。給電側制御部15は、その情報に基づいて、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を変化させればよい。
例えば、2次電流検出装置が受電装置2に流れる2次電流を検出し、受電側通信回路がその情報を給電装置1の給電側通信回路に送信する。給電側制御部15は、給電側通信回路によって受信された情報に基づいて1次電流と2次電流の位相差を取得し、取得された1次電流と2次電流の位相差に応じて駆動周波数fzが低い方の直列共振周波数fr1の近傍に位置するのか、高い方の直列共振周波数fr2の近傍に位置するのかを判定できる。給電側制御部15は、その情報に基づいて、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を変化させればよい。
また、例えば、1次コイルの近傍に磁気検出コイルを設ける。そして、給電側制御部15は、磁気検出コイルによって検出された給電装置1の1次コイルL1の磁束に応じて、駆動周波数fzが低い方の直列共振周波数fr1の近傍に位置するのか、高い方の直列共振周波数fr2の近傍に位置するのかを判定することも可能である。給電側制御部15は、その情報に基づいて、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を変化させることで、駆動周波数fzをいずれかの遅相モードの範囲に位置させることができる。
すなわち、給電制御回路15は、高周波インバータ11の駆動周波数が2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数に近い周波数に位置するように給電側共振回路12の共振パラメータを制御する。一方、給電制御回路15は、高周波インバータ1の駆動周波数が2つの直列共振周波数のうちの高い周波数に近い周波数に位置するように給電側共振回路12の共振パラメータを制御する。
なお、駆動周波数fzを低い方の直列共振周波数fr1の遅相モードの範囲に位置させてスイッチング動作を行う場合、駆動周波数fzを高い方の直列共振周波数fr2の遅相モードの範囲に位置させてスイッチング動作を行う場合に較べてノイズ低減に優れている。
次に、上記のように構成した第1実施形態の効果を以下に記載する。
(1)第1実施形態によれば、給電装置1は、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を給電側制御部15からの選択制御信号SLS1~SLS5によって制御できるようにした。そして、給電装置1は、給電側制御部15にて給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御する。これによって、共振特性F1(F2)を偏倚させて、高周波インバータ11が駆動する予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲に位置するように制御した。
(1)第1実施形態によれば、給電装置1は、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を給電側制御部15からの選択制御信号SLS1~SLS5によって制御できるようにした。そして、給電装置1は、給電側制御部15にて給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御する。これによって、共振特性F1(F2)を偏倚させて、高周波インバータ11が駆動する予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲に位置するように制御した。
従って、給電装置1は、予め定めた駆動周波数fzが遅相モードの範囲に位置するように、高周波インバータ11を駆動させることができ、高周波インバータ11を構成するMOSトランジスタQa,Qb,Qc,Qdのハードスイッチングを回避することができる。その結果、電流損失を未然に防止できるとともにスイッチング素子の損傷するのを防止できる。
(2)第1実施形態によれば、電気自動車非接触充電システムのように、その時々で使用条件が変わる毎に給電装置1の共振特性が変動する場合、高周波インバータ11の予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲に位置するように制御することができる。
(3)第1実施形態によれば、給電側共振回路12は、複数個のコンデンサC1~C5を並列に接続し、スイッチング素子Q1~Q5を適宜オンすることにより、複数のコンデンサ容量(共振パラメータ)を設定できる。そのため、あらかじめ定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲であって高出力が得られる最適な位置に設定することができる。
(4)第1実施形態によれば、給電装置1の始動時に、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を大きな値にしてスタートさせ、そのコンデンサ容量を徐々に小さな値にしていくようにした。これによって、出力を徐々に上昇させるソフトスタート動作を可能にすることができる。
(第2実施形態)
第2実施形態の非接触給電装置について説明する。
第2実施形態は、第1実施形態の給電側共振回路12の共振パラメータを制御に加えて、受電装置2に設けた受電側共振回路21の共振パラメータを制御する点に特徴を有する。
第2実施形態の非接触給電装置について説明する。
第2実施形態は、第1実施形態の給電側共振回路12の共振パラメータを制御に加えて、受電装置2に設けた受電側共振回路21の共振パラメータを制御する点に特徴を有する。
また、第2実施形態は、給電装置1と受電装置2との間で無線通信にてデータの授受ができる点に特徴を有する。
そのため、第2実施形態では、第1実施形態と共通する部分については説明の便宜上省略し、相異する特徴部分を詳細に説明する。
そのため、第2実施形態では、第1実施形態と共通する部分については説明の便宜上省略し、相異する特徴部分を詳細に説明する。
(給電装置1)
図6に示すように、給電装置1は、給電側通信回路17及び給電側アンテナAT1を備えている。
図6に示すように、給電装置1は、給電側通信回路17及び給電側アンテナAT1を備えている。
(給電側通信回路17)
給電側通信回路17は、給電側制御部15により判定された駆動周波数fzが進相モードの範囲にあるか、遅相モードの範囲にあるかを示すモード判定情報を給電側アンテナAT1を介して受電装置2に送信する。
給電側通信回路17は、給電側制御部15により判定された駆動周波数fzが進相モードの範囲にあるか、遅相モードの範囲にあるかを示すモード判定情報を給電側アンテナAT1を介して受電装置2に送信する。
(受電装置2)
受電装置2は、第1実施形態の受電側共振回路21と相異して調整可能な共振パラメータを有する受電側共振回路21を備えている。
受電装置2は、第1実施形態の受電側共振回路21と相異して調整可能な共振パラメータを有する受電側共振回路21を備えている。
また、受電装置2は、受電側通信回路24、受電側制御部25、受電側アンテナAT2、出力電力検出回路26を備えている。
(受電側共振回路21)
図7に示すように、第2実施形態の受電側共振回路21では、容量が違う5個のコンデンサCx1~Cx5に対して双方向のスイッチング素子Qx1~Qx5がそれぞれ直列に接続され、その5個の直列回路が並列に接続されている。そして、受電側共振回路21では、その並列回路に対して基準コンデンサCx0が直列に接続されている。なお、コンデンサとスイッチング素子の直列回路を5個並列に接続したが、限定されるものではなくその他の複数個の直列回路を並列に接続してもよい。また、基準コンデンサCx0はなくてもよい。
(受電側共振回路21)
図7に示すように、第2実施形態の受電側共振回路21では、容量が違う5個のコンデンサCx1~Cx5に対して双方向のスイッチング素子Qx1~Qx5がそれぞれ直列に接続され、その5個の直列回路が並列に接続されている。そして、受電側共振回路21では、その並列回路に対して基準コンデンサCx0が直列に接続されている。なお、コンデンサとスイッチング素子の直列回路を5個並列に接続したが、限定されるものではなくその他の複数個の直列回路を並列に接続してもよい。また、基準コンデンサCx0はなくてもよい。
各スイッチング素子Qx1~Qx5は、受電側制御部25からの選択制御信号SLSx1~SLSx5に基づいてオン・オフ制御される。そして、スイッチング素子Qx1~Qx5のうちの一つがオンされると、そのオンされたスイッチング素子と直列に接続されたコンデンサが、基準コンデンサCx0を介して2次コイルL2と直列に接続される。
つまり、受電側共振回路21は、2次コイルL2に対して直列に接続された可変コンデンサを含む。受電側制御部25は、2次コイルL2と直列に接続される受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を変える。これによって、受電側制御部25は、受電装置2の2次側回路の共振特性(共振周波数)を調整するとともに、給電装置1の1次回路の共振特性F1(F2)も偏倚させることができる。
(受電側通信回路24)
受電側通信回路24は、給電装置1の給電側通信回路17から送信された給電側制御部15のモード判定情報を、受電側アンテナAT2を介して受信するようになっている。そして、受電側通信回路24は、受信したモード判定情報を受電側制御部25に出力する。
受電側通信回路24は、給電装置1の給電側通信回路17から送信された給電側制御部15のモード判定情報を、受電側アンテナAT2を介して受信するようになっている。そして、受電側通信回路24は、受信したモード判定情報を受電側制御部25に出力する。
(受電側制御部25)
受電側制御部25は、マイクロコンピュータを有し、受電側通信回路24からのモード判定情報に基づいて、受電側共振回路21の共振パラメータを制御するための選択制御信号SLSx1~SLSx5を生成し受電側共振回路21に出力する。
受電側制御部25は、マイクロコンピュータを有し、受電側通信回路24からのモード判定情報に基づいて、受電側共振回路21の共振パラメータを制御するための選択制御信号SLSx1~SLSx5を生成し受電側共振回路21に出力する。
つまり、受電側制御部25は、受電側共振回路21の共振パラメータを制御することによって、給電装置1の共振特性F1(F2)を偏倚させ、高周波インバータ11が駆動する予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲に位置するように制御する。
(出力電力検出回路26)
出力電力検出回路26は、平滑回路23と2次電池20の間に設けられ、2次電池20に供給されるその時々の出力電力Pを検出する。出力電力検出回路26は、検出した出力電力Pの検出信号を受電側制御部25に出力する。
出力電力検出回路26は、平滑回路23と2次電池20の間に設けられ、2次電池20に供給されるその時々の出力電力Pを検出する。出力電力検出回路26は、検出した出力電力Pの検出信号を受電側制御部25に出力する。
受電側制御部25は、出力電力検出回路26からのその時の出力電力Pが予め定めた基準値よりも大きかったり、または予め定めた基準値より小さかったりする場合を判断する。そして、受電側制御部25は、出力電力Pが基準値より大きかったり、または基準値より小さかったりする場合には、出力電力Pが基準値以内になるように、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御する。即ち、受電側制御部25は、出力電力Pが基準値以内に調整するための選択制御信号SLSx1~SLSx5を生成し受電側共振回路21に出力するように構成されている。
次に、上記のように構成した非接触給電装置の作用を説明する。
前記第1実施形態の作用に加えて、給電装置1の1次コイルL1が通電され相互誘導にて受電装置2の2次コイルL2に誘導起電力が誘起される。
前記第1実施形態の作用に加えて、給電装置1の1次コイルL1が通電され相互誘導にて受電装置2の2次コイルL2に誘導起電力が誘起される。
受電側通信回路24は、そのときのモード判定情報を受信する。受電側制御部25は、このモード判定情報に基づいて受電側共振回路21のコンデンサ容量を制御する。
つまり、モード判定情報が進相モードの場合、受電側制御部25は、高周波インバータ11が駆動する予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲になるように受電側共振回路21のコンデンサ容量を調整する。
つまり、モード判定情報が進相モードの場合、受電側制御部25は、高周波インバータ11が駆動する予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲になるように受電側共振回路21のコンデンサ容量を調整する。
また、モード判定情報が遅相モードの場合、受電側制御部25は、高周波インバータ11が駆動する予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲であって最適な位置になるように受電側共振回路21のコンデンサ容量を調整する。
さらに、モード判定情報が遅相モードであって最適位置の場合、受電側制御部25は、受電側共振回路21のコンデンサ容量をその状態を維持する。
従って、予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲であって最適な位置にするために、給電側共振回路12及び受電側共振回路21の両方のコンデンサ容量(共振パラメータ)を同時に調整できる。その結果、予め定めた駆動周波数fzは、遅相モードの範囲であって最適な位置に制御される。
従って、予め定めた駆動周波数fzを、遅相モードの範囲であって最適な位置にするために、給電側共振回路12及び受電側共振回路21の両方のコンデンサ容量(共振パラメータ)を同時に調整できる。その結果、予め定めた駆動周波数fzは、遅相モードの範囲であって最適な位置に制御される。
第2実施形態は第1実施形態に加えて以下の効果を有する。
(1)第2実施形態によれば、受電装置2は、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を受電側制御部25からの選択制御信号SLSx1~SLSx5にて制御できる。そして、モード判定情報に基づいて受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を可変した。
(1)第2実施形態によれば、受電装置2は、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を受電側制御部25からの選択制御信号SLSx1~SLSx5にて制御できる。そして、モード判定情報に基づいて受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を可変した。
従って、受電側共振回路21は給電側共振回路12と協働して、すなわち、給電側制御部15および受電側制御部25が、給電側共振回路12及び受電側共振回路21の両方のコンデンサ容量(共振パラメータ)を同時に調整でき、予め定めた駆動周波数fzは、遅相モードの範囲であって最適な位置により早く制御される。
(2)第2実施形態によれば、出力電力検出回路26によって検出された2次電池20に供給する出力電力Pが予め定めた基準値より大きかったり、または予め定めた基準値より小さかったりする場合には、受電側制御部25は、受電側共振回路21のコンデンサ容量を制御する。そして、出力電力Pを基準値以内に収束させることができる。従って、2次電池20を安定した状態で充電することができる。
尚、上記第1および第2実施形態は以下のように変更してもよい。
○上記各実施形態では、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御する際、複数個のコンデンサC1~C5のうちのいずれか1つを選択するようにした。これに対し、給電側制御部15が、同時に複数個のコンデンサを選択し給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御できるように実施してもよい。
○上記各実施形態では、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御する際、複数個のコンデンサC1~C5のうちのいずれか1つを選択するようにした。これに対し、給電側制御部15が、同時に複数個のコンデンサを選択し給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御できるように実施してもよい。
○上記各実施形態では、給電側共振回路12の各コンデンサC1~C5は、異なるコンデンサ容量であったが、同じ値のコンデンサ容量であってもよい。この場合、給電側制御部15は、同時に複数個のコンデンサを選択し給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御できるように、選択制御信号SLS1~SLS5を給電側共振回路12に出力するようにしてもよい。
○上記各実施形態では、給電側共振回路12について、複数のコンデンサC1~C5を並列に接続しその並列回路を基準コンデンサC0に直列に接続して構成した。
これを、図8に示すように、給電側共振回路12では、共振用の複数のコイルLr1~Lr5を並列に接続し、その並列回路に基準コンデンサC0を直列に接続した。つまり、給電側共振回路12は、1次コイルL1に対して直列に接続された可変コイルを含む。給電側制御部15は、スイッチング素子Q1~Q5を適宜オン・オフさせて給電側共振回路12のインダクタンス(共振パラメータ)を調整して、予め定めた駆動周波数fzが遅相モードに位置するように制御してもよい。
これを、図8に示すように、給電側共振回路12では、共振用の複数のコイルLr1~Lr5を並列に接続し、その並列回路に基準コンデンサC0を直列に接続した。つまり、給電側共振回路12は、1次コイルL1に対して直列に接続された可変コイルを含む。給電側制御部15は、スイッチング素子Q1~Q5を適宜オン・オフさせて給電側共振回路12のインダクタンス(共振パラメータ)を調整して、予め定めた駆動周波数fzが遅相モードに位置するように制御してもよい。
勿論、この場合においても、給電側制御部15は、同時に複数個のコイルを選択し給電側共振回路12のインダクタンス(共振パラメータ)を制御してもよい。
さらに、複数のコイルLr1~Lr5を、同じ値のインダクタンスに設定してもよい。この場合、給電側制御部15は、同時に複数個のコイルを選択し給電側共振回路12のインダクタンス(共振パラメータ)を制御してもよい。
さらに、複数のコイルLr1~Lr5を、同じ値のインダクタンスに設定してもよい。この場合、給電側制御部15は、同時に複数個のコイルを選択し給電側共振回路12のインダクタンス(共振パラメータ)を制御してもよい。
○上記各実施形態の給電側共振回路12を、コンデンサとコイルの直列回路で構成してもよい。
○給電装置の動作周波数(駆動周波数fz)が、双峰性を有する共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの高い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲(図5に示す共振周波数fr2に対応する遅相モード)にある場合、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とは同相である。一方、給電装置の動作周波数(駆動周波数fz)が、双峰性を有する共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲(図5に示す共振周波数fr1に対応する遅相モード)にある場合、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とは逆相である。このため、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とが逆相である場合、給電装置1から周囲に輻射される不要輻射は、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とが同相である場合よりも抑制される。
○給電装置の動作周波数(駆動周波数fz)が、双峰性を有する共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの高い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲(図5に示す共振周波数fr2に対応する遅相モード)にある場合、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とは同相である。一方、給電装置の動作周波数(駆動周波数fz)が、双峰性を有する共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲(図5に示す共振周波数fr1に対応する遅相モード)にある場合、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とは逆相である。このため、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とが逆相である場合、給電装置1から周囲に輻射される不要輻射は、1次コイルL1に流れる電流の位相と2次コイルL2に流れる電流の位相とが同相である場合よりも抑制される。
ここで、各実施形態の1次コイルL1および2次コイルL2は、ソレノイドタイプのコイルまたはスパイラルタイプのコイルを含んでもよい。ソレノイドタイプのコイルは、スパイラルタイプのコイルと比べて大きなノイズを発生する傾向がある。このため、1次コイルL1および2次コイルL2がソレノイドタイプのコイルを含む場合、給電側制御部15は、給電装置の動作周波数がその時の共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲にあるように、給電側共振回路12を制御することが好ましい。これにより、給電装置1から周囲に輻射される不要輻射を低減することができる。一方、1次コイルL1および2次コイルL2がスパイラルタイプのコイルを含む場合、不要輻射のレベルが設計上の許容範囲に収まるとき、給電側制御部15は、給電装置の動作周波数がその時の共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの高い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲にあるように、給電側共振回路12を制御することが好ましい。これにより、給電側制御部15による制御が、ソレノイドタイプのコイルを用いる場合の制御よりも容易になる。詳しくは、ソレノイドタイプのコイルを用いる場合、給電側制御部15は、上限の周波数と下限の周波数とが制限された周波数領域において、その時の共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲を特定する。このため、給電側制御部15による制御が複雑になる。一方、スパイラルタイプのコイルを用いる場合、給電側制御部15は、下限の周波数のみが制限された周波数領域において、その時の共振特性F2の2つの直列共振周波数のうちの高い直列共振周波数の周波数領域における遅相モードの範囲を特定する。この場合、給電側制御部15は、遅相モードの範囲よりも高い周波数領域から所望の電力まで周波数を下げるだけでよく、給電側制御部15による制御が、ソレノイドタイプのコイルを用いる場合の制御よりも容易になる。
○上記各実施形態の給電側共振回路12を、図9又は図10に示すように、1つのコンデンサCzと2つの第1及び第2双方向スイッチQz1,Qz2で構成してもよい。
ここで、第1及び第2双方向スイッチQz1,Qz2は、第1ゲート端子G1-1,G2-1及び第2ゲート端子G1-2,G2-2からなるダブルゲートを有したGaN(窒化ガリウム)双方向スイッチデバイスである。
ここで、第1及び第2双方向スイッチQz1,Qz2は、第1ゲート端子G1-1,G2-1及び第2ゲート端子G1-2,G2-2からなるダブルゲートを有したGaN(窒化ガリウム)双方向スイッチデバイスである。
ちなみに、第1双方向スイッチQz1(第2双方向スイッチQz2)は、第1ゲート端子G1-1及び第2ゲート端子G1-2に供給されるオン・オフ信号によって4つのモードを有する。
第1モードは、第1双方向スイッチQz1(第2双方向スイッチQz2)おいて、第1ゲート端子G1-1にオン信号、第2ゲート端子G1-2にオフ信号が供給されて高周波インバータ11から1次コイルL1への導通が可能となるモードである。
第2モードは、第1双方向スイッチQz1(第2双方向スイッチQz2)おいて、第1ゲート端子G1-1にオフ信号、第2ゲート端子G1-2にオン信号が供給されたとき、1次コイルL1から高周波インバータ11への導通が可能となるモードである。
第3モードは、第1双方向スイッチQz1(第2双方向スイッチQz2)において、第1及び第2ゲート端子G1-1,G1-2に共にオン信号が供給されたとき、1次コイルL1と高周波インバータ11との間において両方向への導通が可能となるモードである。
第4モードは、第1双方向スイッチQz1(第2双方向スイッチQz2)において、第1及び第2ゲート端子G1-1,G1-2に共にオフ信号が供給されたとき、1次コイルL1と高周波インバータ11との間が遮断されるモードである。
図9に示す給電側共振回路12は、コンデンサCzと第1双方向スイッチQz1が直列に接続され、その直列回路に対して第2双方向スイッチQz2が並列に接続された共振回路である。
また、図10に示す給電側共振回路12は、コンデンサCzと第1双方向スイッチQz1を並列に接続し、その並列回路に対して第2双方向スイッチQz2を直列に接続にした共振回路である。
図9及び図10に示す給電側共振回路12は、以下のように動作させる。
まず、第1双方向スイッチQz1は、第1及び第2ゲート端子G1-1,G1-2に共にオフ信号が出力されて第4モードになってオフする。一方、第2双方向スイッチQz2は、第1及び第2ゲート端子G2-1,G2-2に共にオン信号が出力されて第3モードになってオンする。これによって、給電側共振回路12の両端子間は短絡された状態になる。
まず、第1双方向スイッチQz1は、第1及び第2ゲート端子G1-1,G1-2に共にオフ信号が出力されて第4モードになってオフする。一方、第2双方向スイッチQz2は、第1及び第2ゲート端子G2-1,G2-2に共にオン信号が出力されて第3モードになってオンする。これによって、給電側共振回路12の両端子間は短絡された状態になる。
次に、第2双方向スイッチQz2は、第1及び第2ゲート端子G2-1,G2-2に共にオフ信号が出力されて第4モードになってオフ状態を維持する。一方、第1双方向スイッチQz1は、第1ゲート端子G1-1にオフ信号からオン信号が出力されて第1モードになって高周波インバータ11から1次コイルL1への導通が可能な状態になる。これによって、コンデンサCzは充電を開始する。
そして、予め定めた充電時間が経過すると、第2双方向スイッチQz2は、第1及び第2ゲート端子G2-1,G2-2に共にオフ信号が出力されたまま第4モードになってオフ状態を維持する。一方、第1双方向スイッチQz1は、第1ゲート端子G1-1にオン信号からオフ信号が出力されるとともに、第2ゲート端子G1-2にオフ信号からオン信号が出力されて第2モードになって1次コイルL1から高周波インバータ11への導通が可能な状態になる。これによって、コンデンサCzは放電を開始する。
そして、予め定めた放電時間が経過すると、第1双方向スイッチQz1は、第1及び第2ゲート端子G1-1,G1-2に共にオン信号が出力されて第3モードになって短絡状態になる。一方、第2双方向スイッチQz2は、第1及び第2ゲート端子G2-1,G2-2に共にオン信号が出力されて第3モードになって短絡状態になる。
これによって、第1及び第2双方向スイッチQz1,Qz2が全導通状態となり、コンデンサCzの残留電荷を放電する。
以上の動作を、予め定めた駆動周波数fzの高周波電流の1周期の間に、1回又は複数回行うとともに充放電時間を制御することで、コンデンサCzの見かけ上の容量、即ち、図9及び図10に示す給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を可変することができる。
以上の動作を、予め定めた駆動周波数fzの高周波電流の1周期の間に、1回又は複数回行うとともに充放電時間を制御することで、コンデンサCzの見かけ上の容量、即ち、図9及び図10に示す給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)を可変することができる。
○上記各実施形態の給電側共振回路12を、1つの基準コンデンサC0と2つの第1及び第2スイッチング素子Qx1,Qx2で構成してもよい。
つまり、図9に示すように、基準コンデンサC0と第1スイッチング素子Qx1を直列に接続し、その直列回路に対して第2スイッチング素子Qx2を並列に接続した給電側共振回路12で実施してもよい。
つまり、図9に示すように、基準コンデンサC0と第1スイッチング素子Qx1を直列に接続し、その直列回路に対して第2スイッチング素子Qx2を並列に接続した給電側共振回路12で実施してもよい。
また、図10に示すように、基準コンデンサC0と第1スイッチング素子Qx1を並列に接続し、その並列回路に対して第2スイッチング素子Qx2を直列に接続にした給電側共振回路12で実施してもよい。
○上記第2実施形態では、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御する際、複数個のコンデンサCx1~Cx5のうちのいずれか1つを選択するようにした。これを、受電側制御部25は、同時に複数個のコンデンサを選択し受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御できるように実施してもよい。
○上記第2実施形態では、受電側共振回路21の各コンデンサCx1~Cx5は、異なるコンデンサ容量であったが、同じ値のコンデンサ容量であってもよい。この場合、受電側制御部25は、同時に複数個のコンデンサを選択し受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を制御できるように、選択制御信号SLSx1~SLSx5を受電側共振回路21に出力するように実施する。
○上記第2実施形態では、受電側共振回路21について、複数のコンデンサCx1~Cx5を並列に接続しその並列回路を基準コンデンサCx0に直列に接続して構成した。
これを、図11に示すように、受電側共振回路21は、共振用の複数のコイルLx1~Lx5を並列に接続し、その並列回路に共振コンデンサCxを直列にして構成してもよい。つまり、受電側共振回路21は、2次コイルL2に直列接続された可変コイルを含む。受電側制御部25は、スイッチング素子Qx1~Qx5を適宜オン・オフさせて受電側共振回路21のインダクタンス(共振パラメータ)を調整して実施してもよい。
これを、図11に示すように、受電側共振回路21は、共振用の複数のコイルLx1~Lx5を並列に接続し、その並列回路に共振コンデンサCxを直列にして構成してもよい。つまり、受電側共振回路21は、2次コイルL2に直列接続された可変コイルを含む。受電側制御部25は、スイッチング素子Qx1~Qx5を適宜オン・オフさせて受電側共振回路21のインダクタンス(共振パラメータ)を調整して実施してもよい。
勿論、この場合においても、受電側制御部25は、同時に複数個のコイルを選択し受電側共振回路21のインダクタンス(共振パラメータ)を制御してもよい。
さらに、複数のコイルLx1~Lx5を、同じ値のインダクタンスに設定してもよい。この場合、受電側制御部25は、同時に複数個のコイルを選択し受電側共振回路21のインダクタンス(共振パラメータ)を制御してもよい。
さらに、複数のコイルLx1~Lx5を、同じ値のインダクタンスに設定してもよい。この場合、受電側制御部25は、同時に複数個のコイルを選択し受電側共振回路21のインダクタンス(共振パラメータ)を制御してもよい。
○上記第2実施形態の受電側共振回路21を、コンデンサとコイルの直列回路で構成してもよい。
また、受電側共振回路21を、図9又は図10に示す回路構成にして、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を調整してもよい。
また、受電側共振回路21を、図9又は図10に示す回路構成にして、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)を調整してもよい。
○上記第2実施形態では、給電側共振回路12及び受電側共振回路21の両方のコンデンサ容量(共振パラメータ)を調整して、予め定めた駆動周波数fzが、遅相モードの範囲に位置するようにした。しかし、給電側共振回路12のコンデンサ容量(共振パラメータ)の制御は省略してもよい。つまり、受電側共振回路21のコンデンサ容量(共振パラメータ)だけを制御して、予め定めた駆動周波数fzが遅相モードに位置するように制御してもよい。
Claims (24)
- 非接触給電装置であって、
インバータと、1次コイルと、前記インバータと前記1次コイルとの間に設けられた給電側共振回路とを含む給電装置と、
前記1次コイルと磁気的に結合され、前記1次コイルからエネルギーを取得する2次コイルとを含み、前記2次コイルにより取得されたエネルギーを電圧変換して出力電力を生成する受電装置と、
前記インバータの動作モードが、進相モードまたは遅相モードであるかを判定するモード判定回路と、
前記動作モードが遅相モードとなるように前記給電側共振回路の共振パラメータを制御する制御回路とを備える、非接触給電装置。 - 請求項1に記載の非接触給電装置において、
前記モード判定回路は、
前記給電装置に流れる1次電流を検出する1次電流検出装置を含み、
前記モード判定回路は、前記1次電流検出装置により検出された前記1次電流に応じて、前記インバータの動作モードが進相モードまたは遅相モードであるかを判定する、非接触給電装置。 - 請求項1又は2に記載の非接触給電装置において、
前記1次コイルと前記2次コイルの結合状態における共振特性は、単一の共振周波数を有する単峰特性である、非接触給電装置。 - 請求項1又は2に記載の非接触給電装置において、
前記1次コイルと前記2次コイルの結合状態における共振特性は、2つの直列共振周波数を有する双峰特性である、非接触給電装置。 - 請求項4に記載の非接触給電装置において、
前記制御回路は、前記給電装置の動作周波数が前記2つの直列共振周波数のうちの低い直列共振周波数に近い周波数になるように前記給電側共振回路の共振パラメータを制御する、非接触給電装置。 - 請求項4に記載の非接触給電装置において、
前記制御回路は、前記給電装置の動作周波数が前記2つの直列共振周波数のうちの高い直列共振周波数に近い周波数になるように前記給電側共振回路の共振パラメータを制御する、非接触給電装置。 - 請求項5又は6に記載の非接触給電装置において、
前記受電装置は、
該受電装置に流れる2次電流を検出する2次電流検出装置と、該2次電流検出装置により検出された2次電流の電流値を含む情報を前記給電装置に送信する受電側通信回路とを含み、
前記給電装置は、
前記受電側通信回路から送信された前記情報を受信する給電側通信回路を含み、
前記制御回路は、
前記給電側通信回路から供給された前記情報に基づいて1次電流と前記2次電流との位相差を取得し、取得された前記1次電流と前記2次電流との位相差に応じて、前記給電側共振回路の共振パラメータを制御する、非接触給電装置。 - 請求項5又は6に記載の非接触給電装置において、
前記給電装置は、
前記1次コイルの近傍に設けられ、磁束を検出する検出コイルを含み、
前記制御回路は、
前記検出コイルにより検出された磁束に応じて、前記給電側共振回路の共振パラメータを制御する、非接触給電装置。 - 請求項1~8のいずれか1項に記載の非接触給電装置において、
前記給電側共振回路は、
前記1次コイルに対して直列に接続された可変コンデンサを含み、
前記共振パラメータは、前記可変コンデンサのコンデンサ容量を含む、非接触給電装置。 - 請求項9に記載の非接触給電装置において、
前記可変コンデンサは、
複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々が、直列に接続されたスイッチング素子とコンデンサとを含む、前記複数の直列回路を含み、
複数の直列回路は、並列に接続されている、非接触給電装置。 - 請求項9に記載の非接触給電装置において、
前記可変コンデンサは、
直列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む直列回路と、
前記直列回路に並列に接続した双方向スイッチング素子とを含む、非接触給電装置。 - 請求項9に記載の非接触給電装置において、
前記可変コンデンサは、
並列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む並列回路と、
前記並列回路に直列に接続した双方向スイッチング素子とを含む、非接触給電装置。 - 請求項1~8のいずれか1項に記載の非接触給電装置において、
前記給電側共振回路は、
前記1次コイルに対して直列に接続された可変コイルを含み、
前記共振パラメータは、可変コイルのインダクタンスを含む、非接触給電装置。 - 請求項13に記載の非接触給電装置において、
前記可変コイルは、
複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々は、直列に接続されたスイッチング素子とコイルとを含む、前記複数の直列回路を含み、
前記複数の直列回路は、並列に接続されている、非接触給電装置。 - 請求項1~14のいずれか1項に記載の非接触給電装置において、
前記給電装置は、
前記モード判定回路による判定情報を前記受電装置に送信する給電側通信回路を含み、
前記受電装置は、
前記2次コイルに直列に接続された受電側共振回路と、
前記給電側通信回路から送信された前記モード判定回路による判定情報を受信する受電側通信回路と、
前記受電側通信回路から供給された前記モード判定回路による判定情報に応じて、前記受電側共振回路の共振パラメータを制御する受電側制御回路とを含む、非接触給電装置。 - 請求項15に記載の非接触給電装置において、
前記受電側共振回路は、
前記2次コイルに対して直列に接続された可変コンデンサを含み、
前記共振パラメータは、前記可変コンデンサのコンデンサ容量を含む、非接触給電装置。 - 請求項16に記載の非接触給電装置において、
前記可変コンデンサは、
複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々は、直列に接続されたスイッチング素子とコンデンサとを含む、前記複数の直列回路を含み、
複数の直列回路は、並列に接続されている、非接触給電装置。 - 請求項16に記載の非接触給電装置において、
前記可変コンデンサは、
直列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む直列回路と、
前記直列回路に並列に接続された双方向スイッチング素子とを含む、非接触給電装置。 - 請求項16に記載の非接触給電装置において、
前記可変コンデンサは、
並列に接続された双方向スイッチング素子とコンデンサとを含む並列回路と、
前記並列回路に直列に接続された双方向スイッチング素子とを含む、非接触給電装置。 - 請求項15に記載の非接触給電装置において、
前記受電側共振回路は、
前記2次コイルに対して直列に接続された可変コイルを含み、
前記共振パラメータは、前記可変コイルのインダクタンスを含む、非接触給電装置。 - 請求項20に記載の非接触給電装置において、
前記可変コイルは、
複数の直列回路であって、該複数の直列回路の各々は、直列に接続されたスイッチング素子とコイルと含む、前記複数の直列回路を含み、
前記複数の直列回路は、並列に接続されている、非接触給電装置。 - 請求項15~21のいずれか1項に記載の非接触給電装置において、
前記受電装置は、
前記出力電力を検出する出力電力検出回路を含み、
前記受電側制御回路は、前記出力電力検出回路により検出された出力電力に基づいて、前記受電側共振回路の共振パラメータを制御する、非接触給電装置。 - 請求項1~22のいずれか1項に記載の非接触給電装置において、
前記インバータの駆動周波数は変化しない、非接触給電装置。 - 請求項1~23のいずれか1項に記載の非接触給電装置の始動方法であって、
前記給電側共振回路及び受電側共振回路の共振パラメータのうちの少なくとも1つの共振パラメータを比較的大きな値に設定して、前記給電装置を始動させること、
前記給電装置を始動させてから時間が経過するに従って、前記給電側共振回路の共振パラメータを小さくすることを備える、非接触給電装置の始動方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015556646A JP6176547B2 (ja) | 2014-01-07 | 2014-12-25 | 非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法 |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014-001270 | 2014-01-07 | ||
JP2014001270 | 2014-01-07 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2015104779A1 true WO2015104779A1 (ja) | 2015-07-16 |
Family
ID=53523636
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2014/006446 WO2015104779A1 (ja) | 2014-01-07 | 2014-12-25 | 非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6176547B2 (ja) |
WO (1) | WO2015104779A1 (ja) |
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- 2014-12-25 JP JP2015556646A patent/JP6176547B2/ja active Active
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