WO2011099071A1 - 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置 - Google Patents

磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011099071A1
WO2011099071A1 PCT/JP2010/000847 JP2010000847W WO2011099071A1 WO 2011099071 A1 WO2011099071 A1 WO 2011099071A1 JP 2010000847 W JP2010000847 W JP 2010000847W WO 2011099071 A1 WO2011099071 A1 WO 2011099071A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
coil
power
power transmission
resonance
phase
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/000847
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
聡 下川
昭嘉 内田
田口　雅一
Original Assignee
富士通株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 富士通株式会社 filed Critical 富士通株式会社
Priority to JP2011553626A priority Critical patent/JP5454590B2/ja
Priority to CN201080063241.0A priority patent/CN102754305B/zh
Priority to MX2012009085A priority patent/MX2012009085A/es
Priority to KR1020127020642A priority patent/KR101438294B1/ko
Priority to PCT/JP2010/000847 priority patent/WO2011099071A1/ja
Priority to KR1020147011369A priority patent/KR101494144B1/ko
Priority to EP10845676.5A priority patent/EP2536002A4/en
Priority to BR112012019690A priority patent/BR112012019690A2/pt
Publication of WO2011099071A1 publication Critical patent/WO2011099071A1/ja
Priority to US13/562,974 priority patent/US9634493B2/en
Priority to JP2013238048A priority patent/JP5673783B2/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/40—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using two or more transmitting or receiving devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/80—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power involving the exchange of data, concerning supply or distribution of electric power, between transmitting devices and receiving devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B5/00—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems
    • H04B5/70—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes
    • H04B5/79—Near-field transmission systems, e.g. inductive or capacitive transmission systems specially adapted for specific purposes for data transfer in combination with power transfer
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06G—ANALOGUE COMPUTERS
    • G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
    • G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
    • G06G7/18—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for integration or differentiation; for forming integrals

Definitions

  • the present invention relates to a resonance frequency control method, a power transmission device, and a power reception device in a magnetic field resonance type power transmission system.
  • wireless power transmission in which power is transmitted wirelessly, power (energy) is transmitted and received without using a cable between two spatially separated points.
  • WPS wireless power transmission
  • a method using magnetic field resonance also referred to as magnetic field resonance, magnetic resonance, or magnetic field resonance mode
  • Patent Document 1 Republished WO 98/34319
  • An object of the present invention is to make it possible to adjust the resonance frequency of a coil at high speed and accurately in real time in a magnetic field resonance type power transmission system.
  • a magnetic resonance power transmission system to which the present invention is applied will be described.
  • the method using magnetic field resonance (magnetic field resonance type) can transmit higher power than the method using radio waves, and the transmission distance can be longer than that of electromagnetic induction method. There is an advantage that can be reduced.
  • energy transmission can be performed with high efficiency by setting the resonance frequencies of the power transmission coil and the power reception coil to the same value and performing power transmission at frequencies in the vicinity thereof. It becomes possible.
  • Patent Document 1 In order to increase the efficiency of power transmission in a magnetic field resonance type power transmission system, there is one in which a higher frequency than the frequency of the oscillation signal on the primary coil side is used as the resonance frequency on the secondary coil side (Patent Document 1). According to this, the capacitance can be reduced and the coupling coefficient between the primary coil and the secondary coil can be increased apparently.
  • the resonance peak of each coil may be made sharp as possible.
  • the Q value of each coil may be designed to be high.
  • the resonance frequency of the coil changes due to changes in environmental factors such as temperature, changes in inductance or capacitance due to the approach of a conductor such as a person or metal, or a magnetic material. There is also a shift in the resonance frequency due to variations in manufacturing.
  • a magnetic resonance power transmission system with a high Q value needs a mechanism for adjusting the resonance frequency of the coil in response to environmental fluctuations in order to make the most of its merit.
  • a resonance frequency control method in a magnetic field resonance type power transmission system that transmits electric power from a power transmission system coil to a power reception system coil by using magnetic field resonance, a voltage supplied to the power transmission system coil. And the phase of the current flowing in the power transmission system coil or the power reception system coil are detected, and the resonance frequency of the power transmission system coil or the power reception system coil is varied so that the phase difference thereof becomes a target value.
  • a magnetic field resonance type power transmission system that transmits power from a power transmission system coil to a power reception system coil using magnetic field resonance
  • the phase of the voltage supplied to the power transmission system coil and A phase detector that detects a phase of a current flowing through the power transmission coil or the power reception coil, and resonance of the power transmission coil or the power reception coil so that a phase difference between the detected phases becomes a target value.
  • a resonance frequency control unit that varies the frequency.
  • a peak appears at the frequency of the AC power supply in order to suppress a decrease in power transmission efficiency.
  • the resonance frequency of the power transmission coil or the power reception coil is shifted. In order to distinguish the resonance frequency control in this case from the resonance frequency control in the case where the bimodal characteristic does not appear, it may be referred to as “bimodal resonance control”.
  • the resonance frequency control in the case where “bimodal resonance control” is not included may be described as “normal resonance frequency control”.
  • “bimodal resonance control” is included in principle.
  • the power transmission system 1 includes a power transmission system coil SC, a power reception system coil JC, an AC power supply 11, a power transmission side control unit 14, a device 21 serving as a load, and a power reception side control unit 24.
  • the power transmission coil SC includes a power supply coil 12 and a power transmission resonance coil 13.
  • the power supply coil 12 is formed by winding a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire a plurality of times around a circumference, and an AC voltage (high-frequency voltage) from the AC power source 11 is applied to both ends thereof.
  • the power transmission resonance coil 13 includes a coil 131 in which a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire is wound in a circumferential shape, and a capacitor 132 connected to both ends of the coil 131 to form a resonance circuit.
  • the resonance frequency f0 is expressed by the following equation (1).
  • L is the inductance of the coil 131
  • C is the capacitance of the capacitor 132.
  • the coil 131 of the power transmission resonance coil 13 is, for example, a one-turn coil.
  • various types of capacitors are used as the capacitor 132, those having as little loss as possible and having a sufficient breakdown voltage are preferable.
  • a variable capacitor is used as the capacitor 132 in order to vary the resonance frequency.
  • a variable capacitor for example, a variable capacitance device manufactured using MEMS technology is used.
  • a variable capacitance device (varactor) using a semiconductor may be used.
  • the power supply coil 12 and the power transmission resonance coil 13 are arranged so as to be electromagnetically closely coupled to each other. For example, they are arranged on the same plane and concentrically. That is, for example, the power supply coil 12 is arranged in a state of being fitted on the inner peripheral side of the power transmission resonance coil 13. Or you may arrange
  • the power receiving coil JC includes a power receiving resonance coil 22 and a power extraction coil 23.
  • the power receiving resonance coil 22 includes a coil 221 around which a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire is wound, and a capacitor 222 connected to both ends of the coil 221.
  • the resonance frequency f0 of the power receiving resonance coil 22 is expressed by the above equation (1) based on the inductance of the coil 221 and the capacitance of the capacitor 222.
  • the coil 221 of the power receiving resonance coil 22 is, for example, a one-turn coil.
  • the capacitor 222 various types of capacitors are used as described above.
  • a variable capacitor is used as the capacitor 222 in order to vary the resonance frequency.
  • a variable capacitor for example, a variable capacitance device manufactured using MEMS technology is used.
  • a variable capacitance device (varactor) using a semiconductor may be used.
  • the power take-out coil 23 is formed by winding a metal wire such as a copper wire or an aluminum wire a plurality of times circumferentially, and a device 21 as a load is connected to both ends thereof.
  • the power receiving resonance coil 22 and the power extraction coil 23 are arranged so as to be electromagnetically closely coupled to each other. For example, they are arranged on the same plane and concentrically. That is, for example, the power extraction coil 23 is disposed in the inner peripheral side of the power reception resonance coil 22. Or you may arrange
  • the power transmission coil SC and the power reception coil JC transmit power wirelessly by magnetic field resonance, are the coil surfaces parallel to each other and the coil axes coincide with each other as shown in FIG. Alternatively, they are arranged within an appropriate distance from each other so as not to deviate so much. For example, when the diameters of the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 are about 100 mm, they are arranged within a distance range of about several hundred mm.
  • the direction along the coil axis KS is the main radiation direction of the magnetic field KK, and the direction from the power transmission system coil SC to the power reception system coil JC is the power transmission direction SH.
  • the resonance frequency fs of the power transmission resonance coil 13 and the resonance frequency fj of the power reception resonance coil 22 both coincide with the frequency fd of the AC power supply 11, the maximum power is transmitted.
  • the resonance frequencies fs and fj are deviated from each other or they are deviated from the frequency fd of the AC power supply 11, the transmitted power is lowered and the efficiency is lowered.
  • a curve CV1 indicates a case where the resonance frequency fs of the power transmission resonance coil 13 and the resonance frequency fj of the power reception resonance coil 22 match.
  • the resonance frequencies fs and fj are 13.56 MHz.
  • Curves CV2 and CV3 indicate cases where the resonance frequency fj of the power reception resonance coil 22 is higher by 5% and 10% than the resonance frequency fs of the power transmission resonance coil 13, respectively.
  • the horizontal axis represents frequency [MHz]
  • the vertical axis represents the magnitude of current flowing in the coil [dB].
  • a curve CV4 shows a case where the resonance frequency of the coil matches the frequency fd of the AC power supply 11. In this case, according to FIG. 10, the resonance frequency is 10 MHz.
  • Curves CV5 and CV6 indicate the case where the resonance frequency of the coil is higher or lower than the frequency fd of the AC power supply 11.
  • the power transmission side control unit 14 and the power reception side control unit 24 set the phase ⁇ vs of the AC power supply 11 and the phases ⁇ is and ⁇ ij of the current flowing through the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22. To perform resonance frequency control.
  • the power transmission side control unit 14 detects the phase ⁇ vs of the voltage Vs supplied to the power transmission system coil SC and the phase ⁇ is of the current Is flowing through the power transmission system coil SC, and the phase difference ⁇ s is a predetermined target value ⁇ ms.
  • the resonance frequency fs of the power transmission coil SC is varied.
  • the power transmission side control unit 14 includes a current detection sensor SE1, phase detection units 141 and 142, a target value setting unit 143, a feedback control unit 144, and a phase transmission unit 145.
  • the current detection sensor SE1 detects the current Is flowing through the power transmission resonance coil 13.
  • a Hall element, a magnetoresistive element, a detection coil, or the like can be used as the current detection sensor SE1 .
  • the current detection sensor SE1 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Is, for example.
  • the phase detection unit 141 detects the phase ⁇ vs of the voltage Vs supplied to the power supply coil 12. For example, the phase detection unit 141 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the voltage Vs. In this case, the voltage Vs may be output as it is, or may be divided and output by an appropriate resistor. Therefore, the phase detection unit 141 can be configured by a simple electric wire or by one or a plurality of resistors.
  • the phase detector 142 detects the phase ⁇ is of the current Is flowing through the power transmission resonance coil 13 based on the output from the current detection sensor SE1. For example, the phase detection unit 142 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Is. In this case, the phase detection unit 142 may output the output of the current detection sensor SE1 as it is. Therefore, the current detection sensor SE1 can also serve as the phase detection unit 142.
  • the target value setting unit 143 sets and stores the target value ⁇ ms of the phase difference ⁇ s. Therefore, the target value setting unit 143 is provided with a memory for storing the target value ⁇ ms. As the target value ⁇ ms, as described later, for example, “ ⁇ ” or “a value obtained by adding an appropriate correction value a to ⁇ ” or the like is set.
  • the target value ⁇ ms may be set by selecting from one or a plurality of data stored in advance, or may be performed by a command from a CPU or a keyboard.
  • the feedback control unit 144 resonates the power transmission resonance coil 13 so that the phase difference ⁇ s between the phase ⁇ vs of the voltage Vs of the AC power supply 11 and the phase ⁇ is of the current Is of the power transmission resonance coil 13 becomes the set target value ⁇ ms.
  • the frequency fs is varied.
  • the phase transmission unit 145 transmits information about the phase ⁇ vs of the voltage Vs supplied to the power supply coil 12 to the power receiving side control unit 24, for example, wirelessly.
  • the phase transmission unit 145 transmits a voltage signal corresponding to the waveform of the voltage Vs as an analog signal or a digital signal. In that case, in order to improve the S / N ratio, a voltage signal corresponding to the waveform of the voltage Vs may be multiplied by an integral multiple and transmitted.
  • the power receiving side control unit 24 detects the phase ⁇ vs of the voltage VS supplied to the power transmission coil SC and the phase ⁇ ij of the current IJ flowing through the power receiving coil JC so that the phase difference ⁇ j becomes a predetermined target value ⁇ mj.
  • the resonance frequency fj of the power receiving coil JC is varied.
  • the power receiving side control unit 24 includes a current detection sensor SE2, a phase reception unit 241, a phase detection unit 242, a target value setting unit 243, and a feedback control unit 244.
  • the current detection sensor SE2 detects a current Ij flowing through the power receiving resonance coil 22.
  • a Hall element, a magnetoresistive element, a detection coil, or the like can be used as the current detection sensor SE2 .
  • the current detection sensor SE2 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Ij, for example.
  • the phase receiving unit 241 receives information about the phase ⁇ vs transmitted from the phase transmitting unit 145 and outputs the information.
  • the phase reception unit 241 performs frequency division to restore the original. For example, the phase receiving unit 241 outputs a voltage signal corresponding to the voltage Vs.
  • the phase detector 242 detects the phase ⁇ ij of the current Ij flowing through the power receiving resonance coil 22 based on the output from the current detection sensor SE2. For example, the phase detection unit 242 outputs a voltage signal corresponding to the waveform of the current Ij. In this case, the phase detection unit 242 may output the output of the current detection sensor SE2 as it is. Therefore, the current detection sensor SE2 can also serve as the phase detection unit 242.
  • the target value setting unit 243 sets and stores the target value ⁇ mj of the phase difference ⁇ j. As described later, for example, a value obtained by adding “ ⁇ / 2” to the target value ⁇ ms in the power transmission side control unit 14 is set as the target value ⁇ mj. That is, “ ⁇ 3 ⁇ / 2” is set as the target value ⁇ mj. Alternatively, a value obtained by adding an appropriate correction value b thereto is set. The method for setting the target value ⁇ mj is the same as that for the target value ⁇ ms.
  • the feedback control unit 244 resonates the power receiving resonance coil 22 so that the phase difference ⁇ j between the phase ⁇ vs of the voltage Vs of the AC power supply 11 and the phase ⁇ ij of the current Ij of the power receiving resonance coil 22 becomes the set target value ⁇ mj.
  • the frequency fj is varied.
  • target value setting unit 143 and the feedback control unit 144 in the power transmission side control unit 14 and the target value setting unit 243 and the feedback control unit 244 in the power reception side control unit 24 are examples of resonance frequency control units, respectively.
  • FIG. 3 elements having the same functions as those shown in FIG. 2 may be denoted by the same reference numerals and description thereof may be omitted or simplified.
  • a power transmission system (power transmission device) 1B includes a power transmission device 3 and a power reception device 4.
  • the power transmission device 3 includes a power transmission coil SC including an AC power source 11, a power supply coil 12, and a power transmission resonance coil 13, a resonance frequency control unit CTs, and the like.
  • the power receiving device 4 includes a power receiving system coil JC including a power receiving resonance coil 22 and a power extraction coil 23, a resonance frequency control unit CTj, and the like.
  • the resonance frequency control unit CTs on the power transmission side includes a target value setting unit 143, a phase comparison unit 151, an addition unit 152, gain adjustment units 153 and 154, a compensation unit 155, a driver 156, and the like.
  • the phase comparison unit 151 compares the phase Is of the current Is detected by the current detection sensor SE1 with the phase ⁇ vs of the voltage Vs of the AC power supply 11, and outputs a phase difference ⁇ s that is the difference between them.
  • the addition unit 152 adds the phase difference ⁇ s output from the phase comparison unit 151 and the target value ⁇ ms set in the target value setting unit 143.
  • the target value ⁇ ms is set so that the sign is reversed with respect to the target phase difference ⁇ s. Therefore, when the absolute value of the phase difference ⁇ s matches the target value ⁇ ms, the adding unit The output of 152 is zero.
  • the gain adjusting units 153 and 154 adjust the gain (gain) for each input value or data, or perform conversion of data, etc., so that control is performed correctly.
  • the compensation unit 155 determines a gain for a low frequency component, for example. It can be considered that the resonance frequency control unit CTs of this embodiment constitutes a servo system that performs feedback control on the MEMS variable capacitance device that is the capacitor 132. Therefore, an appropriate servo filter is used for the compensation unit 155 in order to stabilize, increase the speed and increase the accuracy of the servo system. Further, a filter circuit or a differential integration circuit for performing the PID operation in such a servo system is used as necessary.
  • the driver 156 drives the MEMS variable capacitance device, which is the capacitor 132, and outputs drive KSs to the capacitor 132 in order to variably control the capacitance.
  • MEMS variable capacitance device for example, a lower electrode and an upper electrode are provided on a glass substrate, and an interval between them is changed by bending due to an electrostatic attraction force due to a voltage applied between them.
  • the capacitance of is variable.
  • An electrode for a capacitor and an electrode for driving may be provided separately. Since the relationship between the voltage applied to the electrodes for driving and the amount of change in capacitance is not linear, the driver 156 performs calculations for conversion or table conversion as necessary.
  • the power-reception-side resonance frequency control unit CTj includes a target value setting unit 243, a phase comparison unit 251, an addition unit 252, gain adjustment units 253 and 254, a compensation unit 255, a driver 256, and the like.
  • the configuration and operation of each unit of the power receiving side resonance frequency control unit CTj are the same as the configuration and operation of each unit of the power transmission side resonance frequency control unit CTs described above.
  • the power transmission side control unit 14, the power reception side control unit 24, the resonance frequency control units CTs, CTj, etc. in the power transmission systems 1 and 1B can be realized by software or hardware, or a combination thereof. is there.
  • a computer including a CPU, a memory such as a ROM and a RAM, and other peripheral elements may be used to cause the CPU to execute an appropriate computer program.
  • an appropriate hardware circuit may be used in combination.
  • FIG. 4 to 7 in each figure (A), the horizontal axis represents the frequency f [MHz] of the AC power supply 11, and the vertical axis represents the magnitude [dB] of the current I flowing through each coil.
  • the horizontal axis represents the frequency f [MHz] of the AC power supply 11, and the vertical axis represents the phase ⁇ [radian] of the current I flowing through each coil.
  • FIG. 4 to FIG. 7 FIG. (A) and FIG. (B) correspond to each other.
  • phase ⁇ indicates the phase difference ⁇ with reference to the phase ⁇ vs of the voltage Vs of the AC power supply 11, that is, the phase ⁇ vs of the voltage Vs supplied to the power supply coil 12. That is, the phase ⁇ becomes 0 when it coincides with the phase ⁇ vs.
  • Reference numerals CAA1 to 4, CAB1 to 4, CBA1 to 4, CBB1 to 4, CCA1 to 4, CCB1 to 4, CDA1 to 4, CDB1 to 4 attached to each curve are the numbers 1, 2, 3, 4 at the end. These correspond to the power supply coil 12, the power transmission resonance coil 13, the power reception resonance coil 22, and the power extraction coil 23, respectively.
  • the power transmission resonance coil 13 or the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 are controlled so that their resonance frequencies fs and fj are 10 MHz.
  • FIG. 4 shows a case where the resonance frequency control is performed only by either the power transmission side control unit 14 or the power transmission device 3
  • FIG. 5 shows the power transmission side control unit 14 or the power transmission device 3 and the power reception side control unit 24 or the power reception device 4. The case where resonance frequency control is performed by both is shown.
  • the resonance frequency control is performed on the power transmission resonance coil 13 so that the resonance frequency fs is 10 MHz.
  • the frequency fd of the AC power supply 11 is set to 10 MHz, and the target value setting unit 143 sets “ ⁇ ” as the target value ⁇ ms.
  • the current Is of the power transmission resonance coil 13 is maximum at 10 MHz that matches the frequency fd of the AC power supply 11.
  • the phase ⁇ is of the current Is of the power transmission resonance coil 13 is ⁇ at 10 MHz which is the resonance frequency fs. That is, it matches the target value ⁇ ms.
  • the power transmission resonance coil 13 can be viewed as a series resonance circuit when viewed from the power supply coil 12. Therefore, it becomes capacitive at a frequency fd lower than the resonance frequency fs and approaches - ⁇ / 2, and becomes inductive at a high frequency fd and approaches -3 ⁇ / 2.
  • the phase ⁇ is of the current Is flowing through the power transmission resonance coil 13 changes greatly in the vicinity of the resonance frequency fs.
  • the resonance frequency fs of the power transmission resonance coil 13 can be matched with the frequency fd of the voltage Vs with high accuracy.
  • the current I flowing through the power supply coil 12 is also maximum at the resonance frequency fs.
  • the phase ⁇ i of the current I flowing through the power supply coil 12 becomes 0 or a leading phase in the vicinity of the resonance frequency fs, and becomes ⁇ / 2 when it deviates from the resonance frequency fs.
  • the resonance frequency control is performed on the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 so that the resonance frequencies fs and fj thereof are 10 MHz.
  • the target value setting units 143 and 243 set “ ⁇ ” as the target value ⁇ ms and “ ⁇ 3 ⁇ / 2” as the target value ⁇ mj.
  • the target value ⁇ mj is set to a value “ ⁇ ms ⁇ / 2” obtained by adding ⁇ / 2 to the target value ⁇ ms, that is, a phase delayed by ⁇ / 2 from the target value ⁇ ms.
  • the curve CBA2 and the curve CBB2 are substantially the same as the curve CAA2 and the curve CAB2 in FIG.
  • the current Ij of the power receiving resonance coil 22 is maximum at 10 MHz that matches the frequency fd of the AC power supply 11.
  • the phase ⁇ ij of the current Ij of the power receiving resonance coil 22 is ⁇ 3 ⁇ / 2 at the resonance frequency fs of 10 MHz. That is, it matches the target value ⁇ mj. Further, when the frequency fd becomes lower than the resonance frequency fs, the phase difference ⁇ decreases to approach ⁇ / 2, and when the frequency fd becomes higher than the resonance frequency fs, the phase difference ⁇ increases to ⁇ 5 ⁇ . / 2, that is, approaches - ⁇ / 2.
  • the phases ⁇ is and ⁇ ij of the currents Is and Ij flowing in the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 change greatly in the vicinity of the resonance frequencies fs and fj.
  • the phases ⁇ is and ⁇ ij that is, the phase differences ⁇ s and ⁇ j to be ⁇ or ⁇ 3 ⁇ / 2
  • the resonance frequencies fs and fj of the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 are increased to the frequency fd of the voltage Vs. Can be matched with accuracy.
  • the resonant frequencies of the power transmission coil SC and the power reception coil JC can be controlled at high speed and accurately in real time.
  • the resonance frequency of the power transmission coil SC and the power reception coil JC can be made to exactly match the frequency fd of the AC power supply 11, and the maximum power can always be transmitted from the power transmission device 3 to the power reception device 4. It is.
  • the maximum power can always be transmitted, and energy can be transmitted with high efficiency.
  • control is performed based on the phase difference ⁇ of the coil current with respect to the voltage Vs of the AC power supply, so that it is affected by fluctuations in current amplitude as in the case of the sweep search method. And accurate control is possible.
  • the resonance frequency control method of the present embodiment since the rate of change in the vicinity of the resonance frequency of the phases ⁇ is and ⁇ ij increases as the Q value increases, the control sensitivity also increases. As a result, the phase differences ⁇ s and ⁇ j can be matched with the target values ⁇ ms and ⁇ mj with higher accuracy, and higher efficiency power transmission can be performed by increasing the Q value.
  • FIG. 6 shows the states of the currents Is and Ij and the phases ⁇ is and ⁇ ij when the bimodal characteristics appear and the bimodal resonance control is not performed.
  • the resonance frequencies of the power transmission coil SC and the power reception coil JC are shifted so that one of the two peaks appears at 10 MHz which is the resonance frequency fs.
  • the target value ⁇ ms of the target value setting unit 143 remains “ ⁇ ” and does not change. Therefore, the difference between the target value ⁇ ms and the target value ⁇ mj is switched from ⁇ / 2 to ⁇ by the bimodal resonance control.
  • the phase ⁇ is of the current Is of the power transmission resonance coil 13 is ⁇ at 10 MHz, which is the resonance frequency fs, as indicated by the curve CDB2.
  • the phase ⁇ ij of the current Ij of the power receiving resonance coil 22 is ⁇ 2 ⁇ at 10 MHz which is the resonance frequency fs.
  • FIG. 8 shows a change state of the electric power extracted from the electric power extraction coil 23 when the distance between the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 is changed between 200 mm and 100 mm.
  • FIG. 8 shows the result of the simulation in which the coil diameter is 100 mm, the distance between the power supply coil 12 and the power transmission resonance coil 13 is 50 mm, and the distance between the power reception resonance coil 22 and the power extraction coil 23 is 40 mm. .
  • a 10 ⁇ resistor was connected as the device 21 which is a load of the power extraction coil 23.
  • a curve CU1 indicates a case where normal resonance frequency control and bimodal resonance control are switched, and a curve CU2 indicates a case where bimodal resonance control is not performed.
  • the power decreases as the distance between the coils approaches as shown by the curve CU2.
  • the curve CU1 when switching to the bimodal resonance control when the distance between the coils approaches about 140 mm, the power does not decrease but increases instead.
  • the target value setting unit 243C stores a target value ⁇ mj1 for normal resonance frequency control and a target value ⁇ mj2 for bimodal resonance control.
  • the double peak detection part 245 for detecting that the double peak characteristic appeared is provided.
  • the target value setting unit 243C outputs the target value ⁇ mj1 as the target value ⁇ mj in normal resonance frequency control, but outputs the target value ⁇ mj2 as the target value ⁇ mj when the bimodal detection unit 245 outputs the detection signal S1. .
  • normal resonance frequency control and bimodal resonance control are automatically switched.
  • twin peak detector 245 may detect, for example, that the transmission power has decreased below a predetermined amount, or that the distance of the power receiving coil JC has become closer than a predetermined amount.
  • the two target values ⁇ mj1 and ⁇ mj2 may be switched and output at an appropriate timing, and the target value ⁇ m with the larger power may be selected.
  • the phase ⁇ vs of the AC power supply 11 is detected (# 11)
  • the phases ⁇ is and ⁇ ij of the power transmission resonance coil 13 and the power reception resonance coil 22 are detected (# 12)
  • the phase differences ⁇ s and ⁇ j are obtained (# 13). ).
  • the target values ⁇ mj2 and ⁇ mj1 are switched (# 22, 23) depending on whether or not the bimodal characteristic appears (# 21).
  • ⁇ is set as the target value ⁇ ms
  • ⁇ 3 ⁇ / 2 or ⁇ 2 ⁇ is set as the target value ⁇ mj.
  • “ ⁇ ” set as the target value ⁇ ms is an example of the target value “ ⁇ ”.
  • “ ⁇ 3 ⁇ / 2” and “ ⁇ 2 ⁇ ” set as the target value ⁇ mj are examples of the target values “ ⁇ / 2” and “ ⁇ ”, respectively.
  • These target values ⁇ ms and ⁇ mj can be variously changed according to the configurations of the power transmission side control unit 14, the power reception side control unit 24, the feedback control units 144 and 244, and the resonance frequency control units CTs and CTj.
  • phase and the phase difference are expressed in radians.
  • the phase or phase difference is ⁇ [radian] this is equivalent to ( ⁇ + 2n ⁇ ) [radian].
  • n is an arbitrary integer.
  • the phase and phase difference may be expressed in degrees instead of radians.
  • correction values a and b may be added to the target values ⁇ ms and ⁇ ms when they are set. Such correction values a and b may be determined so that, for example, the maximum power is actually obtained.
  • the configuration of the phase detectors 141 and 142 can be variously changed. That is, it may be a voltage waveform or a current waveform, or a value or data indicating a phase. That is, any signal or data including phase information about the voltage Vs or the current Is may be used.
  • the adding unit 152 and the gain adjusting unit 153, and the adding unit 252 and the gain adjusting unit 253 are examples of calculating units, respectively.
  • the MEMS variable capacitance devices that are the capacitors 132 and 222 are driven by the drivers 156 and 256, other types of capacitors may be driven. Further, the driver 156 may be driven so as to vary the inductance of the coil instead of the capacitor.
  • the configuration, the structure, the circuit, the shape, the number, the arrangement, etc. of each part or the whole of the device 4 and the power transmission systems 1 and 1B can be appropriately changed in accordance with the gist of the present invention.
  • the power transmission system (power transmission device) 1, 1B of the above-described embodiment is, for example, a rechargeable battery built in a mobile device such as a mobile phone, a mobile computer, and a portable music player, or a car
  • the present invention can be applied to charging secondary batteries of transportation equipment.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Software Systems (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
  • Current-Collector Devices For Electrically Propelled Vehicles (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Abstract

　送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送システムにおいて、コイルの共振周波数を高速にかつ正確にリアルタイムで調整できるようにする。送電系コイルに供給される電圧の位相および送電系コイルまたは受電系コイルに流れる電流の位相を検出し、それらの位相差が目標値となるように、送電系コイルまたは受電系コイルの共振周波数を可変する。送電系コイルは、交流電源が接続される電力供給コイル、および電力供給コイルと電磁的に密に結合した送電共振コイルを有し、受電系コイルは、受電共振コイル、および受電共振コイルと電磁的に密に結合した電力取出コイルを有する。交流電源の電圧と送電共振コイルの電流との位相差が目標値βとなるように、交流電源の電圧と受電共振コイルの電流との位相差が目標値（β－π／２）となるように制御される。

Description

磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置
　本発明は、磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置に関する。
　無線で電力を伝送する、所謂無線電力伝送またはワイヤレス電力供給（ＷＰＳ：Wireless Power Supply ) においては、空間的に離れた２点間でケーブルを用いることなく電力（エネルギ）の送受電を行なう。無線電力伝送には、電磁誘導を用いる方式と電波を用いる方式の２つの方式がある。また、磁界共鳴（磁場共鳴、磁気共鳴、磁界共鳴モードともいう）を用いる方式も提案されている（特許文献１）。
再公表ＷＯ９８／３４３１９
　本発明は、磁界共鳴型電力伝送システムにおいて、コイルの共振周波数を高速にかつ正確にリアルタイムで調整できるようにすることを目的とする。
　本発明が適用される磁界共鳴型電力伝送システムを説明する。
　磁界共鳴を用いた方式（磁界共鳴型）では、電波を用いた方式と比べて大電力の伝送が可能であり、電磁誘導方式と比べて伝送距離を長くすることができまたは送受電用のコイルを小さくできる、というメリットがある。
　磁界共鳴を用いた方式では、送電系コイルおよび受電系コイルの共振周波数を互いに同じ値に設定しておき、その近傍の周波数で電力伝送を行うことによって、高い効率でエネルギの伝送を行うことが可能になる。
　磁界共鳴型電力伝送システムにおいて電力伝送の効率を高めるために、１次コイル側の発振信号の周波数に比して高い周波数を２次コイル側の共振周波数としたものがある（特許文献１）。これによると、キヤパシタンスを小さくし、１次コイルと２次コイルとの結合係数を見かけ上高くすることができるとのことである。
　コイル同士の結合度を高めることによって、電力伝送の効率をある程度高めることが可能である。
　また、電力伝送の効率を高めるために、各コイルの共振ピークができるだけ鋭くなるようにすることが考えられる。そのためには、例えば各コイルのＱ値が高くなるように設計すればよい。
　しかし、Ｑ値を高くした場合には、両コイルの共振周波数のズレに対する感度が高くなってしまうという問題、つまり両コイルの共振周波数のズレによる電力伝送の効率の低下への影響が大きくなってしまうという問題がある。
　例えば、温度などの環境要因の変化、人や金属などの導体または磁性体が近づくことによるインダクタンスや容量の変化などによって、コイルの共振周波数が変化してしまう。また、製造時におけるバラツキによる共振周波数のズレもある。
　そのため、Ｑ値が高い磁界共鳴型電力伝送システムにおいては、その最大限のメリットを生かすためには、コイルの共振周波数を環境変動などに対応して調整する仕組みが必要である。
　コイルの共振周波数を目標周波数に合わせるためには、コイルのＬ（インダクタンス）またはコンデンサのＣ（容量）を調整する必要がある。
　ここに述べる１つの形態の方法では、送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法において、前記送電系コイルに供給される電圧の位相および前記送電系コイルまたは前記受電系コイルに流れる電流の位相を検出し、それらの位相差が目標値となるように、前記送電系コイルまたは前記受電系コイルの共振周波数を可変する。
　前記送電系コイルと前記受電系コイルとの結合度が大きくなって双峰特性が現れたときに、前記交流電源の周波数において電流のピークが現れるように、前記送電系コイルまたは前記受電系コイルの共振周波数を可変することも可能である。
　また、ここに述べる１つの形態の装置では、送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送システムにおいて、前記送電系コイルに供給される電圧の位相および前記送電系コイルまたは前記受電系コイルに流れる電流の位相を検出する位相検出部と、検出されたそれらの位相の位相差が目標値となるように、前記送電系コイルまたは前記受電系コイルの共振周波数を可変する共振周波数制御部と、を有する。
磁界共鳴型の電力伝送方法を示す図である。 磁界共鳴型の電力伝送システムの概要を示す図である。 本実施形態の電力伝送システムの制御部の構成の例を示す図である。 共振周波数制御における電流および位相の状態を示す図である。 共振周波数制御における電流および位相の状態を示す図である。 双峰特性が現れた場合の電流および位相の状態を示す図である。 双峰特性が現れた場合の共振周波数制御における電流および位相の状態を示す図である。 双峰特性に対応した共振周波数制御を行った場合の伝送電力の変化の例を示す図である。 電力伝送システムの周波数依存性を示す図である。 コイルの共振周波数をスイープする方法を説明する図である。 共振周波数制御と双峰共振制御とを切り替える構成の例を示す図である。 共振周波数制御の概略の処理手順を示すフローチャートである。 共振周波数制御の概略の処理手順を示すフローチャートである。
　以下に述べる実施形態の電力伝送システム（電力伝送装置）１では、交流電源の電圧（ドライブ電圧）とコイルに流れる電流との位相差Δφを基に、コイル（共振回路）のＬまたはＣに対してリアルタイムの共振周波数制御を行う。
　また、送電系コイルと受電系コイルとの結合が大きくなって双峰特性（スプリット）が現れたときに、電力伝送の効率の低下を抑えるため、ピーク（スプリットピーク）が交流電源の周波数において現れるように、送電系コイルまたは受電系コイルの共振周波数をシフトさせる。この場合の共振周波数制御を、双峰特性が現れていない場合の共振周波数制御と区別するため、「双峰共振制御」ということがある。
　また、「双峰共振制御」を含まない場合の共振周波数制御を「通常の共振周波数制御」と記載することがある。単に「共振周波数制御」と記載したときは原則として「双峰共振制御」を含む。
　図１および図２において、電力伝送システム１は、送電系コイルＳＣ、受電系コイルＪＣ、交流電源１１、送電側制御部１４、負荷となるデバイス２１、および受電側制御部２４を備える。
　図２において、送電系コイルＳＣは、電力供給コイル１２および送電共振コイル１３を備える。電力供給コイル１２は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に複数回巻かれたものであり、その両端に交流電源１１による交流電圧（高周波電圧）が印加される。
　送電共振コイル１３は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に巻かれたコイル１３１と、コイル１３１の両端に接続されたコンデンサ１３２とからなり、それらによる共振回路を形成する。共振周波数ｆ0 は次の（１）式で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　なお、Ｌはコイル１３１のインダクタンス、Ｃはコンデンサ１３２の静電容量である。
　送電共振コイル１３のコイル１３１は、例えばワンターンコイルである。コンデンサ１３２として、種々の形式のコンデンサが用いられるが、できるだけ損失が少なく十分な耐圧を有するものが好ましい。本実施形態では、共振周波数を可変するために、コンデンサ１３２として可変コンデンサが用いられる。可変コンデンサとして、例えばＭＥＭＳ技術を用いて製作された可変容量デバイスが用いられる。半導体を用いた可変容量デバイス（バラクタ）でもよい。
　電力供給コイル１２と送電共振コイル１３とは、電磁的に互いに密に結合するように配置される。例えば、同一平面上にかつ同心上に配置される。つまり、例えば、送電共振コイル１３の内周側に電力供給コイル１２が嵌まり込んだ状態で配置される。または、同軸上で適当な距離をあけて配置してもよい。
　この状態で、交流電源１１から電力供給コイル１２に交流電圧が供給されたときに、電力供給コイル１２に生じた交番磁界による電磁誘導によって送電共振コイル１３に共振電流が流れる。つまり、電磁誘導によって、電力供給コイル１２から送電共振コイル１３に電力が供給される。
　受電系コイルＪＣは、受電共振コイル２２および電力取出コイル２３を備える。受電共振コイル２２は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に巻かれたコイル２２１と、コイル２２１の両端に接続されたコンデンサ２２２とからなる。受電共振コイル２２の共振周波数ｆ0 は、コイル２２１のインダクタンスおよびコンデンサ２２２の静電容量に基づいて上の（１）式で示される。
　受電共振コイル２２のコイル２２１は、例えばワンターンコイルである。コンデンサ２２２として、上に述べたように種々の形式のコンデンサが用いられる。本実施形態では、共振周波数を可変するために、コンデンサ２２２として可変コンデンサが用いられる。可変コンデンサとして、例えばＭＥＭＳ技術を用いて製作された可変容量デバイスが用いられる。半導体を用いた可変容量デバイス（バラクタ）でもよい。
　電力取出コイル２３は、銅線またはアルミニウム線などの金属線が円周状に複数回巻かれたものであり、その両端に負荷であるデバイス２１が接続される。
　受電共振コイル２２と電力取出コイル２３とは、電磁的に互いに密に結合するように配置される。例えば、同一平面上にかつ同心上に配置される。つまり、例えば、受電共振コイル２２の内周側に電力取出コイル２３が嵌まり込んだ状態で配置される。または、同軸上で適当な距離をあけて配置してもよい。
　この状態で、受電共振コイル２２に共振電流が流れると、それによって発生した交番磁界による電磁誘導によって電力取出コイル２３に電流が流れる。つまり、電磁誘導によって、受電共振コイル２２から電力取出コイル２３に電力が送られる。
　送電系コイルＳＣと受電系コイルＪＣとは、磁界共鳴によって無線で電力を伝送するため、図２に示されるように、コイル面が互いに平行になるように、かつコイル軸心が互いに一致するかまたは余りずれないように、互いに適当な距離の範囲内に配置される。例えば、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２の直径が１００ｍｍ程度の場合に、数百ｍｍ程度の距離の範囲内に配置される。
　図２に示す電力伝送システム１において、コイル軸心ＫＳに沿う方向が磁界ＫＫの主な放射方向であり、送電系コイルＳＣから受電系コイルＪＣに向かう方向が送電方向ＳＨである。
　ここで、送電共振コイル１３の共振周波数ｆｓと受電共振コイル２２の共振周波数ｆｊとが、ともに交流電源１１の周波数ｆｄと一致しているときは、最大の電力が伝送される。しかし、もし、それらの共振周波数ｆｓ，ｆｊが互いにズレたり、それらと交流電源１１の周波数ｆｄとがズレたりすると、伝送される電力は低下し、効率が低下する。
　すなわち、図９において、横軸は交流電源１１の周波数ｆｄ〔ＭＨｚ〕であり、縦軸は伝送される電力の大きさ〔ｄＢ〕である。曲線ＣＶ１は、送電共振コイル１３の共振周波数ｆｓと受電共振コイル２２の共振周波数ｆｊとが一致している場合を示す。この場合に、図９によると、その共振周波数ｆｓ，ｆｊは１３．５６ＭＨｚである。
　また、曲線ＣＶ２，ＣＶ３は、受電共振コイル２２の共振周波数ｆｊが送電共振コイル１３の共振周波数ｆｓに対して、５パーセント、１０パーセント、それぞれ高い場合を示す。
　図９において、交流電源１１の周波数ｆｄが１３．５６ＭＨｚであるときに、曲線ＣＶ１では最高の電力が伝送されるが、曲線ＣＶ２，ＣＶ３では順次低下している。また、交流電源１１の周波数ｆｄが１３．５６ＭＨｚからシフトしたとき、上側に僅かにシフトしたときを除いて、曲線ＣＶ１～ＣＶ３のいずれにおいても伝送される電力が低下している。
　したがって、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２の共振周波数ｆｓ，ｆｊを、交流電源１１の周波数ｆｄに極力一致させる必要がある。
　図１０において、横軸は周波数〔ＭＨｚ〕であり、縦軸はコイルに流れる電流の大きさ〔ｄＢ〕である。曲線ＣＶ４は、コイルの共振周波数が交流電源１１の周波数ｆｄに一致している場合を示す。この場合に、図１０によると、その共振周波数は１０ＭＨｚである。
　また、曲線ＣＶ５，ＣＶ６は、コイルの共振周波数が、交流電源１１の周波数ｆｄに対して、高くなった場合または低くなった場合を示す。
　図１０において、曲線ＣＶ４では最大の電流が流れるが、曲線ＣＶ５，ＣＶ６ではいずれも電流が低下している。なお、コイルのＱ値が高い場合には、共振周波数のズレによる電流または伝送電力の低下への影響が大きい。
　そこで、本実施形態の電力伝送システム１では、送電側制御部１４および受電側制御部２４により、交流電源１１の位相φｖｓ、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２に流れる電流の位相φｉｓ，φｉｊを用いて、共振周波数制御を行う。
　ここで、送電側制御部１４は、送電系コイルＳＣに供給される電圧Ｖｓの位相φｖｓおよび送電系コイルＳＣに流れる電流Ｉｓの位相φｉｓを検出し、それらの位相差Δφｓが所定の目標値φｍｓとなるように、送電系コイルＳＣの共振周波数ｆｓを可変する。
　すなわち、送電側制御部１４は、電流検出センサＳＥ１、位相検出部１４１，１４２、目標値設定部１４３、フィードバック制御部１４４、および位相送信部１４５を有する。
　電流検出センサＳＥ１は、送電共振コイル１３に流れる電流Ｉｓを検出する。電流検出センサＳＥ１として、ホール素子、磁気抵抗素子、または検出コイルなどを用いることが可能である。電流検出センサＳＥ１は、例えば電流Ｉｓの波形に応じた電圧信号を出力する。
　位相検出部１４１は、電力供給コイル１２に供給される電圧Ｖｓの位相φｖｓを検出する。位相検出部１４１は、例えば、電圧Ｖｓの波形に応じた電圧信号を出力する。この場合に、電圧Ｖｓをそのまま出力してもよく、または適当な抵抗によって分圧して出力してもよい。したがって、位相検出部１４１は、単なる電線により、または１つまたは複数の抵抗器によって構成することも可能である。
　位相検出部１４２は、電流検出センサＳＥ１からの出力に基づいて、送電共振コイル１３に流れる電流Ｉｓの位相φｉｓを検出する。位相検出部１４２は、例えば、電流Ｉｓの波形に応じた電圧信号を出力する。この場合には、位相検出部１４２は、電流検出センサＳＥ１の出力をそのまま出力してもよい。したがって、電流検出センサＳＥ１が位相検出部１４２を兼ねるようにすることも可能である。
　目標値設定部１４３は、位相差Δφｓの目標値φｍｓを設定して記憶する。したがって、目標値設定部１４３には目標値φｍｓを記憶するためのメモリが設けられる。目標値φｍｓとして、後で述べるように、例えば、「－π」、または「－πに適当な補正値ａを加えた値」などが設定される。
　なお、目標値φｍｓの設定は、予め記憶された１つまたは複数のデータの中から選択することにより行ってもよく、またＣＰＵやキーボードなどからの指令によって行われるようにしてもよい。
　フィードバック制御部１４４は、交流電源１１の電圧Ｖｓの位相φｖｓと送電共振コイル１３の電流Ｉｓの位相φｉｓとの位相差Δφｓが、設定された目標値φｍｓとなるように、送電共振コイル１３の共振周波数ｆｓを可変する。
　位相送信部１４５は、電力供給コイル１２に供給される電圧Ｖｓの位相φｖｓについての情報を、受電側制御部２４に対して例えば無線で送信する。位相送信部１４５は、例えば、電圧Ｖｓの波形に応じた電圧信号を、アナログ信号としてまたはデジタル信号として送信する。その場合に、Ｓ／Ｎ比を向上させるために、電圧Ｖｓの波形に応じた電圧信号を整数倍に逓倍して送信してもよい。
　受電側制御部２４は、送電系コイルＳＣに供給される電圧ＶＳの位相φｖｓおよび受電系コイルＪＣに流れる電流ＩＪの位相φｉｊを検出し、それらの位相差Δφｊが所定の目標値φｍｊとなるように、受電系コイルＪＣの共振周波数ｆｊを可変する。
　すなわち、受電側制御部２４は、電流検出センサＳＥ２、位相受信部２４１、位相検出部２４２、目標値設定部２４３、およびフィードバック制御部２４４を有する。
　電流検出センサＳＥ２は、受電共振コイル２２に流れる電流Ｉｊを検出する。電流検出センサＳＥ２として、ホール素子、磁気抵抗素子、または検出コイルなどを用いることが可能である。電流検出センサＳＥ２は、例えば電流Ｉｊの波形に応じた電圧信号を出力する。
　位相受信部２４１は、位相送信部１４５から送信された位相φｖｓについての情報を受信し、その情報を出力する。位相送信部１４５において電圧信号を逓倍した場合には、位相受信部２４１において元に戻すために分周を行う。位相受信部２４１は、例えば、電圧Ｖｓに応じた電圧信号を出力する。
　位相検出部２４２は、電流検出センサＳＥ２からの出力に基づいて、受電共振コイル２２に流れる電流Ｉｊの位相φｉｊを検出する。位相検出部２４２は、例えば、電流Ｉｊの波形に応じた電圧信号を出力する。この場合には、位相検出部２４２は、電流検出センサＳＥ２の出力をそのまま出力してもよい。したがって、電流検出センサＳＥ２が位相検出部２４２を兼ねるようにすることも可能である。
　目標値設定部２４３は、位相差Δφｊの目標値φｍｊを設定して記憶する。目標値φｍｊとして、後で述べるように、例えば、送電側制御部１４における目標値φｍｓに「－π／２」を加算した値が設定される。つまり目標値φｍｊとして、「－３π／２」が設定される。または、それに適当な補正値ｂを加えた値などが設定される。なお、目標値φｍｊの設定方法などについては、目標値φｍｓの場合と同様である。
　フィードバック制御部２４４は、交流電源１１の電圧Ｖｓの位相φｖｓと受電共振コイル２２の電流Ｉｊの位相φｉｊとの位相差Δφｊが、設定された目標値φｍｊとなるように、受電共振コイル２２の共振周波数ｆｊを可変する。
　なお、送電側制御部１４における目標値設定部１４３とフィードバック制御部１４４、受電側制御部２４における目標値設定部２４３とフィードバック制御部２４４は、それぞれ共振周波数制御部の例である。
　以下において、図３を用いてさらに詳しく説明する。なお、図３において、図２に示した要素と同じ機能を有する要素には、同じ符号を付して説明を省略しまたは簡略化することがある。
　図３において、電力伝送システム（電力伝送装置）１Ｂは、送電装置３および受電装置４を有する。
　送電装置３は、交流電源１１、電力供給コイル１２および送電共振コイル１３からなる送電系コイルＳＣ、および共振周波数制御部ＣＴｓなどを備える。
　受電装置４は、受電共振コイル２２および電力取出コイル２３からなる受電系コイルＪＣ、および共振周波数制御部ＣＴｊなどを備える。
　送電側の共振周波数制御部ＣＴｓは、目標値設定部１４３、位相比較部１５１、加算部１５２、ゲイン調整部１５３，１５４、補償部１５５、およびドライバ１５６などを備える。
　位相比較部１５１は、電流検出センサＳＥ１で検出された電流Ｉｓの位相φｉｓと、交流電源１１の電圧Ｖｓの位相φｖｓとを比較し、それらの差である位相差Δφｓを出力する。
　加算部１５２は、位相比較部１５１の出力する位相差Δφｓと、目標値設定部１４３に設定された目標値φｍｓとを加算する。本実施形態では、目標値φｍｓは、目標となる位相差Δφｓに対して正負が逆になるように設定されるので、位相差Δφｓと目標値φｍｓとの絶対値が一致したときに、加算部１５２の出力は０となる。
　ゲイン調整部１５３，１５４は、制御が正しく行われるよう、それぞれ入力される値またはデータに対するゲイン（利得）を調整し、またはデータなどの換算を行う。
　補償部１５５は、例えば低周波成分に対するゲインを定める。本実施形態の共振周波数制御部ＣＴｓは、コンデンサ１３２であるＭＥＭＳ可変容量デバイスに対するフィードバック制御を行うサーボ系を構成するとみることができる。したがって、補償部１５５には、サーボ系の安定化、高速化、高精度化を図るための適当なサーボフィルタが用いられる。また、このようなサーボ系においてＰＩＤ動作を行わせるためのフィルタ回路または微分積分回路などが、必要に応じて用いられる。
　ドライバ１５６は、コンデンサ１３２であるＭＥＭＳ可変容量デバイスを駆動し、その静電容量を可変制御するために、コンデンサ１３２に駆動ＫＳｓを出力する。
　ＭＥＭＳ可変容量デバイス（ＭＥＭＳ可変キャパシタ）は、例えば、ガラスの基板上に下部電極および上部電極が設けられ、それらの間に印加する電圧による静電吸引力によって撓んで間隔が変化し、それらの間の静電容量が可変される。キャパシタのための電極と駆動のための電極とが別個に設けられることもある。駆動のための電極に印加する電圧と静電容量の変化量との関係が線形でないので、ドライバ１５６においてその変換のための演算またはテーブル換算なども必要に応じて行う。
　受電側の共振周波数制御部ＣＴｊは、目標値設定部２４３、位相比較部２５１、加算部２５２、ゲイン調整部２５３，２５４、補償部２５５、およびドライバ２５６などを備える。受電側の共振周波数制御部ＣＴｊの各部の構成および動作は、上に述べた送電側の共振周波数制御部ＣＴｓの各部の構成および動作と同様である。
　なお、電力伝送システム１，１Ｂにおける送電側制御部１４、受電側制御部２４、共振周波数制御部ＣＴｓ，ＣＴｊなどは、ソフトウエアまたはハードウエアにより、またはそれらの組み合わせにより、実現することが可能である。例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭおよびＲＡＭなどのメモリ、その他の周辺素子などよりなるコンピュータを用い、適当なコンピュータプログラムをＣＰＵに実行させてもよい。その場合に、適当なハードウエア回路を併用すればよい。
　次に、図４～図７を参照して、電力伝送システム１Ｂにおける共振周波数制御の動作について説明する。
　図４～図７において、それぞれの各図（Ａ）では、横軸は交流電源１１の周波数ｆ〔ＭＨｚ〕であり、縦軸は各コイルに流れる電流Ｉの大きさ〔ｄＢ〕である。各図（Ｂ）では、横軸は交流電源１１の周波数ｆ〔ＭＨｚ〕であり、縦軸は各コイルに流れる電流Ｉの位相φ〔radian〕である。図４～図７のそれぞれにおいて、図（Ａ）と図（Ｂ）とは対応している。
　なお、位相φは、交流電源１１の電圧Ｖｓの位相φｖｓ、つまり電力供給コイル１２に供給される電圧Ｖｓの位相φｖｓを基準とし、その位相差Δφを示している。つまり、位相φｖｓと一致した場合に位相φが０となる。
　各曲線に付した符号ＣＡＡ１～４、ＣＡＢ１～４、ＣＢＡ１～４、ＣＢＢ１～４、ＣＣＡ１～４、ＣＣＢ１～４、ＣＤＡ１～４、ＣＤＢ１～４において、末尾の数字１、２、３、４は、それぞれ、電力供給コイル１２、送電共振コイル１３、受電共振コイル２２、電力取出コイル２３に対応することを示す。
　そして、共振周波数制御において、送電共振コイル１３、または送電共振コイル１３と受電共振コイル２２とを、その共振周波数ｆｓ，ｆｊが１０ＭＨｚとなるように制御する。
　これら図４～図７は、このような条件の下でコンピュータによるシミュレーションを行ってその結果を示したものである。
　図４は送電側制御部１４または送電装置３のいずれかのみによって共振周波数制御を行った場合を示し、図５は送電側制御部１４または送電装置３および受電側制御部２４または受電装置４の両方によって共振周波数制御を行った場合を示す。
　図４において、送電共振コイル１３について、その共振周波数ｆｓが１０ＭＨｚとなるように、共振周波数制御が行われる。この場合に、交流電源１１の周波数ｆｄを１０ＭＨｚとし、目標値設定部１４３においては目標値φｍｓとして「－π」が設定される。
　曲線ＣＡＡ２に示されるように、送電共振コイル１３の電流Ｉｓは、交流電源１１の周波数ｆｄと一致する１０ＭＨｚにおいて最大となっている。
　曲線ＣＡＢ２に示されるように、送電共振コイル１３の電流Ｉｓの位相φｉｓは、共振周波数ｆｓである１０ＭＨｚにおいて、－πとなっている。つまり、目標値φｍｓと一致している。
　また、送電共振コイル１３は、電力供給コイル１２からみて直列共振回路と見ることができる。したがって、共振周波数ｆｓよりも低い周波数ｆｄにおいては容量性となって－π／２に近づき、高い周波数ｆｄにおいては誘導性となって－３π／２に近づく。
　このように、送電共振コイル１３に流れる電流Ｉｓの位相φｉｓは、共振周波数ｆｓの近辺において大きく変化する。位相φｉｓつまり位相差Δφｓが－πとなるように制御することによって、送電共振コイル１３の共振周波数ｆｓを電圧Ｖｓの周波数ｆｄに高精度で一致させることができる。
　なお、曲線ＣＡＡ１に示されるように、電力供給コイル１２に流れる電流Ｉも、共振周波数ｆｓにおいて最大となる。曲線ＣＡＢ１に示されるように、電力供給コイル１２に流れる電流Ｉの位相φｉは、共振周波数ｆｓの近辺において０または進み位相となり、共振周波数ｆｓから外れると－π／２となる。
　図５において、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２について、その共振周波数ｆｓ，ｆｊが１０ＭＨｚとなるように、共振周波数制御が行われる。この場合に、目標値設定部１４３，２４３において、目標値φｍｓとして「－π」が、目標値φｍｊとして「－３π／２」が、それぞれ設定される。
　つまり、目標値φｍｊには、目標値φｍｓに－π／２を加算した値「φｍｓ－π／２」、つまり目標値φｍｓよりもπ／２遅れた位相が設定される。
　曲線ＣＢＡ２および曲線ＣＢＢ２については、図４における曲線ＣＡＡ２および曲線ＣＡＢ２とほぼ同様である。
　曲線ＣＢＡ３に示されるように、受電共振コイル２２の電流Ｉｊは、交流電源１１の周波数ｆｄと一致する１０ＭＨｚにおいて最大となっている。
　曲線ＣＢＢ３に示されるように、受電共振コイル２２の電流Ｉｊの位相φｉｊは、共振周波数ｆｓである１０ＭＨｚにおいて、－３π／２となっている。つまり、目標値φｍｊと一致している。また、周波数ｆｄが共振周波数ｆｓよりも低くなった場合に、位相差Δφが減少して－π／２に近づき、共振周波数ｆｓよりも高くなった場合に、位相差Δφが増大して－５π／２つまり－π／２に近づく。
　このように、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２に流れる電流Ｉｓ，Ｉｊの位相φｉｓ，φｉｊは、共振周波数ｆｓ，ｆｊの近辺において大きく変化する。位相φｉｓ，φｉｊつまり位相差Δφｓ，Δφｊが－πまたは－３π／２となるように制御することによって、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２の共振周波数ｆｓ，ｆｊを電圧Ｖｓの周波数ｆｄに高精度で一致させることができる。
　このように、本実施形態の電力伝送システム１，１Ｂによると、送電系コイルＳＣおよび受電系コイルＪＣの共振周波数を高速にかつ正確にリアルタイムで制御することができる。
　これにより、送電系コイルＳＣおよび受電系コイルＪＣの共振周波数を交流電源１１の周波数ｆｄに正確に一致させることができ、送電装置３から受電装置４に対し常に最大の電力を伝送することが可能である。
　そのため、環境要因などの変化があっても、常に最大の電力を伝送することができ、高い効率でエネルギの伝送を行うことができる。
　また、本実施形態の共振周波数制御方法によると、交流電源の電圧Ｖｓに対するコイル電流の位相差Δφを基に制御を行うので、スイープサーチ法による場合のように電流の振幅の変動による影響を受けることがなく、正確な制御が行える。
　なお、スイープサーチ法では、例えば、送電系コイルＳＣまたは受電系コイルＪＣにおけるＬまたはＣをスイープさせ、コイルの電流値が最大（ピーク）となる位置を試行錯誤的にサーチする。
　しかし、このようなスイープサーチ法による場合には次の問題が考えられる。すなわち、
（１）使用状態によってはコイルの電流値が常に変動するので、コイルの電流値の変動（振幅変動）によって誤検出が生じ、正確な調整を行うのが容易でない。
（２）調整のために往復スイープ動作が必要となり、調整に時間を要し、高速なリアルタイム制御が困難である。また、一度調整を行っても、使用環境が変わると再度調整を行う必要があるので、その都度使用を一時停止しなければならない。
　しかし、本実施形態の共振周波数制御方法によると、リアルタイムで制御を行っているので、交流電源１１の周波数ｆｄの変動や環境要因などの変動に対して常に補正が行われ、スイープサーチ法による場合のように再調整や一時停止などの必要がない。
　また、本実施形態の電力伝送システム１，１Ｂでは、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２のＱ値が高い場合に、両コイルの共振周波数のズレに対する感度が高くなってしまう。
　しかし、本実施形態の共振周波数制御方法によると、Ｑ値が高くなることによって、位相φｉｓ，φｉｊの共振周波数の近辺における変化割合が大きくなるので、これによって制御の感度も高くなる。その結果、位相差Δφｓ，Δφｊをより高い精度で目標値φｍｓ，φｍｊに一致させることができ、Ｑ値が高くなることによって一層高い効率の電力伝送を行うことができる。
　次に、送電系コイルＳＣと受電系コイルＪＣとの結合が大きくなって双峰特性が現れたときの共振周波数制御（双峰共振制御）について説明する。
　図６には、双峰特性が現れた場合であって、双峰共振制御を行っていない場合の、電流Ｉｓ，Ｉｊおよび位相φｉｓ、φｉｊの状態が示されている。
　つまり、図６に示す状態は、例えば図５に示す状態で動作しているときに、受電系コイルＪＣが送電系コイルＳＣに近づいて結合が大きくなった場合に現れる。
　図５において曲線ＣＢＡ２，ＣＢＡ３，に示すように単峰であったものが、図６においては、曲線ＣＣＡ２，ＣＣＡ３に示すように双峰となっている。これにより、共振周波数である１０ＭＨｚにおいて、曲線ＣＣＡ４に示すように、電力取出コイル２３から取り出される電流が低下し、伝送電力が減少する。
　そこで、双峰共振制御では、２つあるピークのうちの１つのピークが、共振周波数ｆｓである１０ＭＨｚにおいて現れるように、送電系コイルＳＣおよび受電系コイルＪＣの共振周波数をシフトさせる。
　そのため、通常の共振周波数制御では目標値φｍｊとして「－３π／２」が設定されたが、双峰共振制御では、目標値φｍｊとしてさらに－π／２を加算した位相、つまりさらにπ／２だけ遅れた位相である「－２π」を設定する。つまり、目標値φｍｊを、「－３π／２」から「－２π」に切り替える。
　このように、双峰共振制御においては、目標値設定部２４３の目標値φｍｊとして、「－２π」が設定される。
　目標値設定部１４３の目標値φｍｓは、「－π」のままで変わらない。したがって、目標値φｍｓと目標値φｍｊとの差が、双峰共振制御になることによって、－π／２から－πに切り替わる。
　図７において、曲線ＣＤＢ２に示されるように、送電共振コイル１３の電流Ｉｓの位相φｉｓは、共振周波数ｆｓである１０ＭＨｚにおいて、－πとなっている。また、曲線ＣＤＢ３に示されるように、受電共振コイル２２の電流Ｉｊの位相φｉｊは、共振周波数ｆｓである１０ＭＨｚにおいて、－２πとなっている。
　曲線ＣＤＡ２，ＣＤＡ３，ＣＤＡ４に示されるように、いずれの電流Ｉも双峰共振制御によって増大している。例えば、曲線ＣＤＡ４において、通常の共振周波数制御においては電流が約－３０ｄＢであったものが、双峰共振制御においては約－２０ｄＢとなり、約１０ｄＢ増大している。
　図８には、送電共振コイル１３と受電共振コイル２２との距離を、２００ｍｍから１００ｍｍの間で変化させた場合の、電力取出コイル２３から取り出される電力の変化の状態が示されている。
　なお、図８は、コイルの直径を１００ｍｍとし、電力供給コイル１２と送電共振コイル１３との間隔を５０ｍｍ、受電共振コイル２２と電力取出コイル２３との間隔を４０ｍｍとしてシミュレーションを行った結果である。電力取出コイル２３の負荷であるデバイス２１として、１０Ωの抵抗器を接続した。
　図８において、曲線ＣＵ１は通常の共振周波数制御と双峰共振制御とを切り替えた場合、曲線ＣＵ２は双峰共振制御を行わなかった場合を、それぞれ示す。
　双峰共振制御を行わない場合には、曲線ＣＵ２に示されるように、コイル間の距離が近づくにつれて電力が低下する。これに対し、曲線ＣＵ１に示されるように、コイル間の距離が１４０ｍｍ程度に近づいたときに双峰共振制御に切り替えると、電力は低下することなく、却って増大する。
　なお、通常の共振周波数制御と双峰共振制御とを自動的に切り替える方法として、種々の方法が考えられる。
　例えば、図１１に示すように、目標値設定部２４３Ｃに、通常の共振周波数制御のための目標値φｍｊ１と、双峰共振制御のための目標値φｍｊ２とを記憶しておく。そして、双峰特性が現れたことを検出するための双峰検出部２４５を設ける。
　目標値設定部２４３Ｃは、通常の共振周波数制御においては目標値φｍｊ１を目標値φｍｊとして出力するが、双峰検出部２４５が検出信号Ｓ１を出力したときには、目標値φｍｊ２を目標値φｍｊとして出力する。これによって、通常の共振周波数制御と双峰共振制御とが自動的に切り替えられる。
　なお、双峰検出部２４５は、例えば、伝送電力が所定量よりも低下したこと、または、受電系コイルＪＣの距離が所定よりも近づいたことなどを検出するものでもよい。または、適当なタイミングで、２つの目標値φｍｊ１，φｍｊ２を切り替えて出力し、電力の大きい方の目標値φｍを選択するようにしてもよい。
　次に、本実施形態の電力伝送システム１，１Ｂにおける共振周波数制御について、フローチャートを参照して説明する。
　図１２において、交流電源１１の位相φｖｓを検出し（＃１１）、送電共振コイル１３および受電共振コイル２２の位相φｉｓ，φｉｊを検出し（＃１２）、位相差Δφｓ，Δφｊを求める（＃１３）。
　そして、位相差Δφｓ，Δφｊが目標値φｍｓ，φｍｊと一致するように、フィードバック制御を行う（＃１４）。
　図１３において、フィードバック制御では、双峰特性が現れたか否かによって（＃２１）、目標値φｍｊ２，φｍｊ１を切り替える（＃２２、２３）。
　このように、双峰特性が現れたときに双峰共振制御を行うことにより、伝送電力の低下を抑制することができ、電力伝送の効率を向上させることができる。
　したがって、通常の共振周波数制御と、双峰特性が現れた場合の双峰共振制御とを、切り替えて行うことにより、送電装置３から受電装置４に対し常に最大の電力を伝送することができ、高い効率でエネルギの伝送を行うことができる。
　上に述べた各実施形態においては、目標値φｍｓとして－πを、目標値φｍｊとして－３π／２または－２πを設定した。目標値φｍｓとして設定された「－π」は、目標値「β」の例である。また、目標値φｍｊとして設定された「－３π／２」および「－２π」は、それぞれ目標値「β－π／２」「β－π」の例である。
　これら目標値φｍｓ，φｍｊは、送電側制御部１４、受電側制御部２４、フィードバック制御部１４４，２４４、共振周波数制御部ＣＴｓ，ＣＴｊの構成に応じて、種々変更することが可能である。
　なお、本実施形態では、位相および位相差をラジアン（radian) で表した。位相または位相差をα〔radian〕としたとき、これは（α＋２ｎπ）〔radian〕と等価である。ｎは任意の整数である。また、位相および位相差をラジアンではなく、度で表してもよい。
　また、目標値φｍｓ，φｍｓの設定に際し、それらの値に補正値ａ，ｂを加えてもよいことを述べた。そのような補正値ａ，ｂは、例えば、実際に最大の電力が得られるように決めればよい。
　上に述べた実施形態において、位相検出部１４１，１４２の構成は種々変更することが可能である。つまり、電圧波形または電流波形であってもよく、位相を示す値またはデータなどであってもよい。つまり電圧Ｖｓまたは電流Ｉｓについての位相情報を含んだ信号またはデータであればよい。
　上に述べた実施形態において、加算部１５２とゲイン調整部１５３、および加算部２５２とゲイン調整部２５３は、それぞれ演算部の例である。ドライバ１５６，２５６によってコンデンサ１３２，２２２であるＭＥＭＳ可変容量デバイスを駆動したが、他の形態のコンデンサを駆動するようにしてもよい。また、ドライバ１５６によって、コンデンサではなく、コイルのインダクタンスを可変するように駆動してもよい。
　上に述べた実施形態において、送電系コイルＳＣ、受電系コイルＪＣ、送電側制御部１４、受電側制御部２４、フィードバック制御部１４４，２４４、共振周波数制御部ＣＴｓ，ＣＴｊ、送電装置３、受電装置４、電力伝送システム１，１Ｂの各部または全体の構成、構造、回路、形状、個数、配置などは、本発明の主旨に沿って適宜変更することができる。
　上に述べた実施形態の電力伝送システム（電力伝送装置）１，１Ｂは、例えば、携帯電話、モバイルコンピュータ、および携帯音楽プレーヤなどのモバイル機器に内蔵した二次電池の充電、または、自動車などの輸送機器の二次電池の充電などに適用することが可能である。

Claims (16)

  1. 　送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法において、
    　前記送電系コイルに供給される電圧の位相および前記送電系コイルまたは前記受電系コイルに流れる電流の位相を検出し、それらの位相差が目標値となるように、前記送電系コイルまたは前記受電系コイルの共振周波数を可変する、
    　磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法。
  2. 　前記送電系コイルは、交流電源が接続される電力供給コイル、および前記電力供給コイルと電磁的に密に結合した送電共振コイルを有し、
    　前記受電系コイルは、受電共振コイル、および前記受電共振コイルと電磁的に密に結合した電力取出コイルを有しており、
    　前記交流電源の電圧と前記送電共振コイルの電流との位相差が目標値βとなるように、前記送電共振コイルの共振周波数を可変し、
    　前記交流電源の電圧と前記受電共振コイルの電流との位相差が目標値（β－π／２）となるように、前記受電共振コイルの共振周波数を可変する、
    　請求項１記載の磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法。
  3. 　前記目標値βは、－πである、
    　請求項２記載の磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法。
  4. 　前記送電系コイルと前記受電系コイルとの結合度が大きくなって双峰特性が現れたときに、前記交流電源の周波数において電流のピークが現れるように、前記送電系コイルまたは前記受電系コイルの共振周波数を可変する、
    　請求項１記載の磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法。
  5. 　前記送電系コイルは、交流電源が接続される電力供給コイル、および前記電力供給コイルと電磁的に密に結合した送電共振コイルを有し、
    　前記受電系コイルは、受電共振コイル、および前記受電共振コイルと電磁的に密に結合した電力取出コイルを有しており、
    　前記送電共振コイルと前記受電共振コイルとの結合度が大きくなって双峰特性が現れたときに、
    　前記交流電源の電圧と前記送電共振コイルの電流との位相差が目標値βとなるように、前記送電共振コイルの共振周波数を可変し、
    　前記交流電源の電圧と前記受電共振コイルの電流との位相差が目標値（β－π）となるように、前記受電共振コイルの共振周波数を可変する、
    　請求項１記載の磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法。
  6. 　送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送装置において、
    　前記送電系コイルに供給される電圧の位相および前記送電系コイルまたは前記受電系コイルに流れる電流の位相を検出する位相検出部と、
    　検出されたそれらの位相の位相差が目標値となるように、前記送電系コイルまたは前記受電系コイルの共振周波数を可変する共振周波数制御部と、
    　を有する磁界共鳴型電力伝送装置。
  7. 　送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置であって、
    　前記送電系コイルに供給される電圧の位相および前記送電系コイルに流れる電流の位相を検出する送電系位相検出部と、
    　検出されたそれら位相の位相差が目標値となるように、前記送電系コイルの共振周波数を可変する送電系共振周波数制御部と、
    　を有する磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置。
  8. 　前記送電系コイルは、交流電源が接続される電力供給コイルと、前記電力供給コイルと電磁的に密に結合した送電共振コイルとを有し、
    　前記送電系共振周波数制御部は、
    　前記目標値を設定して記憶する目標値設定部と、
    　前記交流電源の電圧と前記送電共振コイルの電流との位相差が設定された前記目標値となるように、前記送電共振コイルの共振周波数を可変するフィードバック制御部と、を有する、
    　請求項７記載の磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置。
  9. 　前記フィードバック制御部は、
    　前記電圧の位相と前記電流の位相とを比較し、それらの差である位相差を出力する位相比較部と、
    　前記位相比較部の出力する位相差と、前記目標値設定部に設定された目標値とを演算する演算部と、
    　前記送電共振コイルにおけるインダクタンスまたは静電容量を可変するために駆動するドライバと、を含む、
    　請求項８記載の磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置。
  10. 　前記目標値設定部は、前記目標値として－πを設定する、
    　請求項８または９記載の磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置。
  11. 　前記送電系コイルに供給される電圧の位相に関する情報を無線で送信する位相情報送信部を有する、
    　請求項７ないし１０のいずれかに記載の磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置。
  12. 　送電系コイルから受電系コイルへ磁界共鳴を利用して電力を伝送する磁界共鳴型電力伝送装置における受電装置であって、
    　前記送電系コイルに供給される電圧の位相に関する情報を受信する位相情報受信部と、
    　前記受電系コイルに流れる電流の位相を検出する受電系位相検出部と、
    　前記位相情報受信部によって受信された電圧の位相と検出された電流の位相との位相差が目標値となるように、前記受電系コイルの共振周波数を可変する受電系共振周波数制御部と、
    　を有する磁界共鳴型電力伝送装置における受電装置。
  13. 　前記受電系コイルは、受電共振コイル、および前記受電共振コイルと電磁的に密に結合した電力取出コイルを有し、
    　前記受電系共振周波数制御部は、
    　前記目標値を設定して記憶する目標値設定部と、
    　前記位相情報受信部によって受信された電圧の位相と検出された電流の位相との位相差が前記目標値となるように、前記受電共振コイルの共振周波数を可変するフィードバック制御部と、を有する、
    　請求項１２記載の磁界共鳴型電力伝送装置における受電装置。
  14. 　前記フィードバック制御部は、
    　前記電圧の位相と前記電流の位相とを比較し、それらの差である位相差を出力する位相比較部と、
    　前記位相比較部の出力する位相差と、前記目標値設定部に設定された目標値とを演算する演算部と、
    　前記受電共振コイルにおけるインダクタンスまたは静電容量を可変するために駆動するドライバと、を含む、
    　請求項１３記載の磁界共鳴型電力伝送装置における受電装置。
  15. 　前記目標値設定部は、前記目標値として－３π／２を設定する、
    　請求項１３または１４記載の磁界共鳴型電力伝送装置における受電装置。
  16. 　前記目標値設定部は、前記送電系コイルと前記受電系コイルとの結合度が大きくなって双峰特性が現れたときに、前記目標値を切り替えて－２πに設定する、
    　請求項１３記載の磁界共鳴型電力伝送装置における送電装置。
PCT/JP2010/000847 2010-02-10 2010-02-10 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置 WO2011099071A1 (ja)

Priority Applications (10)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011553626A JP5454590B2 (ja) 2010-02-10 2010-02-10 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置
CN201080063241.0A CN102754305B (zh) 2010-02-10 2010-02-10 共振频率控制方法、送电装置、以及受电装置
MX2012009085A MX2012009085A (es) 2010-02-10 2010-02-10 Metodo de control de frecuencia resonante, dspositvos de transmision de potencia electrica, dispositivo de recuperacion de potencia electrica en sistema de transmision de potencia tipo resonante magnetico.
KR1020127020642A KR101438294B1 (ko) 2010-02-10 2010-02-10 자계 공명형 전력 전송 시스템에 있어서의 공진 주파수 제어 방법, 송전 장치, 및 수전 장치
PCT/JP2010/000847 WO2011099071A1 (ja) 2010-02-10 2010-02-10 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置
KR1020147011369A KR101494144B1 (ko) 2010-02-10 2010-02-10 자계 공명형 전력 전송 시스템에 있어서의 공진 주파수 제어 방법, 송전 장치, 및 수전 장치
EP10845676.5A EP2536002A4 (en) 2010-02-10 2010-02-10 Resonance frequency control method, power transmission device, and power reception device for magnetic-resonant-coupling type power transmission system
BR112012019690A BR112012019690A2 (pt) 2010-02-10 2010-02-10 método de controle de frequência ressonante, dispositivo transmissor de energia elétrica, dispositivo receptor de energia elétrica em sistema de transmissão de energia do tipo de acoplamento ressonante magnético
US13/562,974 US9634493B2 (en) 2010-02-10 2012-07-31 Resonant frequency control method, electric power transmitting device, electric power receiving device in magnetic resonant type power transmission system
JP2013238048A JP5673783B2 (ja) 2010-02-10 2013-11-18 磁界共鳴型電力伝送システムにおける送電装置、および受電装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2010/000847 WO2011099071A1 (ja) 2010-02-10 2010-02-10 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置
JP2013238048A JP5673783B2 (ja) 2010-02-10 2013-11-18 磁界共鳴型電力伝送システムにおける送電装置、および受電装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/562,974 Continuation US9634493B2 (en) 2010-02-10 2012-07-31 Resonant frequency control method, electric power transmitting device, electric power receiving device in magnetic resonant type power transmission system

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011099071A1 true WO2011099071A1 (ja) 2011-08-18

Family

ID=50344769

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2010/000847 WO2011099071A1 (ja) 2010-02-10 2010-02-10 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置

Country Status (7)

Country Link
US (1) US9634493B2 (ja)
EP (1) EP2536002A4 (ja)
JP (1) JP5673783B2 (ja)
KR (1) KR101438294B1 (ja)
CN (1) CN102754305B (ja)
MX (1) MX2012009085A (ja)
WO (1) WO2011099071A1 (ja)

Cited By (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011258807A (ja) * 2010-06-10 2011-12-22 Showa Aircraft Ind Co Ltd 非接触給電装置
CN102710031A (zh) * 2012-07-05 2012-10-03 哈尔滨工业大学 二自由度无线能量传输装置
JP2013078166A (ja) * 2011-09-29 2013-04-25 Hitachi Maxell Energy Ltd 非接触電力伝送装置及び非接触電力伝送方法
CN103094995A (zh) * 2012-09-28 2013-05-08 友达光电股份有限公司 无线电力传输装置
JP2013085350A (ja) * 2011-10-07 2013-05-09 Hitachi Maxell Ltd 非接触電力伝送装置及び非接触電力伝送方法
WO2013080285A1 (ja) * 2011-11-28 2013-06-06 富士通株式会社 非接触型充電装置および非接触型充電方法
JP2014064446A (ja) * 2011-12-06 2014-04-10 Sekisui Chem Co Ltd 受電装置、送電装置及び非接触給電システム
JP2014103823A (ja) * 2012-11-22 2014-06-05 Toyota Motor Corp 送電装置、受電装置およびそれを備える車両、ならびに電力伝送システム
WO2014118895A1 (ja) 2013-01-29 2014-08-07 富士通株式会社 無線電力伝送システム、受電器および無線電力伝送方法
KR20140104957A (ko) * 2011-12-13 2014-08-29 르노 에스.아.에스. 전기 자동차의 배터리를 비접촉식으로 충전하기 위한 방법
JP2014176173A (ja) * 2013-03-07 2014-09-22 Fujitsu Ltd 電力伝送装置、受電装置、及び、送電装置
WO2014207804A1 (ja) * 2013-06-24 2014-12-31 富士通株式会社 電力伝送装置、及び、電力伝送方法
JP2015015860A (ja) * 2013-07-08 2015-01-22 日東電工株式会社 受給電装置及び携帯機器
WO2015020432A1 (ko) * 2013-08-07 2015-02-12 엘지이노텍(주) 무선전력 송신장치
WO2015045160A1 (ja) * 2013-09-30 2015-04-02 富士通株式会社 送電装置
JP2015128347A (ja) * 2013-12-27 2015-07-09 富士通コンポーネント株式会社 無線受電装置、無線送電装置
WO2015104779A1 (ja) * 2014-01-07 2015-07-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法
JP2017512049A (ja) * 2014-01-21 2017-04-27 クアルコム，インコーポレイテッド 電気車両誘導コイルの位置合わせのためのシステムおよび方法
JP2019058065A (ja) * 2014-05-14 2019-04-11 Ｗｑｃ株式会社 ワイヤレス電力伝送装置
US10476319B2 (en) 2015-07-09 2019-11-12 Fujitsu Limited Magnetic resonance power supply apparatus
US10819154B2 (en) 2016-09-06 2020-10-27 Apple Inc. Inductive power transmitter
CN115097364A (zh) * 2022-07-25 2022-09-23 国仪量子(合肥)技术有限公司 频率可变的调制场系统及其控制方法以及epr谱仪

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102074475B1 (ko) 2012-07-10 2020-02-06 지이 하이브리드 테크놀로지스, 엘엘씨 무선 전력 전송 시스템에서 이물질 감지 장치 및 방법
US9722462B2 (en) * 2012-08-03 2017-08-01 Mediatek Singapore Pte. Ltd. System and method for controlling resonant wireless power source
TWI446680B (zh) * 2012-10-30 2014-07-21 Au Optronics Corp 顯示裝置及無線電力傳輸系統
JP6160083B2 (ja) * 2013-01-08 2017-07-12 株式会社Ihi 異物検知装置
JP6128861B2 (ja) * 2013-01-29 2017-05-17 キヤノン株式会社 給電装置、給電方法及びプログラム
JP6200167B2 (ja) * 2013-02-27 2017-09-20 デクセリアルズ株式会社 受電装置、受電電力調整方法、受電電力調整プログラム、及び半導体装置
JP2014168358A (ja) * 2013-02-28 2014-09-11 Nitto Denko Corp 無線電力伝送装置、無線電力伝送装置における入力インピーダンスの負荷変動応答性の調整方法、及び、無線電力伝送装置の製造方法
JP2014168359A (ja) * 2013-02-28 2014-09-11 Nitto Denko Corp 無線電力伝送装置、無線電力伝送装置の供給電力制御方法、及び、無線電力伝送装置の製造方法
WO2015023899A2 (en) 2013-08-14 2015-02-19 Witricity Corporation Impedance tuning
JP6144176B2 (ja) * 2013-10-15 2017-06-07 日東電工株式会社 磁界空間を形成可能な無線電力伝送装置及びその形成方法
WO2015128942A1 (ja) * 2014-02-25 2015-09-03 日産自動車株式会社 非接触給電システム及び送電装置
JP5839629B1 (ja) * 2014-07-18 2016-01-06 デクセリアルズ株式会社 非接触通信装置、アンテナ回路、アンテナ駆動装置、非接触給電装置、チューニング方法、ディスカバリ方法、およびこれらの方法を実現するプログラム
EP3059832B1 (en) * 2015-02-17 2018-03-14 Canon Kabushiki Kaisha Power receiving apparatus, power transmitting apparatus, control method, and program
CN104682577B (zh) * 2015-03-02 2017-03-01 武汉泰可电气股份有限公司 为输电线路监控系统供电的无线电能传输设备及调谐方法
CN104810935A (zh) * 2015-05-12 2015-07-29 南京信息工程大学 一种谐振耦合式无线电能多载传输方法
KR102496136B1 (ko) 2016-05-16 2023-02-06 엘지이노텍 주식회사 무선 전력 제어 방법 및 장치
JP6965016B2 (ja) * 2017-04-27 2021-11-10 キヤノンメディカルシステムズ株式会社 磁気共鳴イメージング装置及びその調整方法
JP6886908B2 (ja) * 2017-11-01 2021-06-16 株式会社日立製作所 アレイコイル及び磁気共鳴撮像装置
CN109245536A (zh) * 2018-08-24 2019-01-18 李建科 一种适用于双向近场电能传输的电路拓扑结构
CN109302070A (zh) * 2018-10-09 2019-02-01 李建科 电力变换器电路拓扑结构及其控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998034319A1 (fr) 1997-02-03 1998-08-06 Sony Corporation Equipement et procede pour le transfert d'energie electrique
WO2007008646A2 (en) * 2005-07-12 2007-01-18 Massachusetts Institute Of Technology Wireless non-radiative energy transfer
WO2007139401A2 (en) * 2006-05-30 2007-12-06 Auckland Uniservices Limited Inductive power transfer system pick-up circuit

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2659315B2 (ja) * 1992-11-13 1997-09-30 株式会社ピーエフユー 非接触型ｉｃメモリカードシステム
GB9310545D0 (en) * 1993-05-21 1993-07-07 Era Patents Ltd Power coupling
JP3840765B2 (ja) * 1997-11-21 2006-11-01 神鋼電機株式会社 非接触給電搬送システムにおける１次給電側電源装置
US5991170A (en) 1998-02-03 1999-11-23 Sony Corporation Equipment and method for transmitting electric power
JP3282594B2 (ja) * 1998-10-05 2002-05-13 株式会社村田製作所 圧電トランスインバータ
US6451202B1 (en) 1999-06-21 2002-09-17 Access Business Group International Llc Point-of-use water treatment system
US7212414B2 (en) * 1999-06-21 2007-05-01 Access Business Group International, Llc Adaptive inductive power supply
JP3856078B2 (ja) * 1999-12-09 2006-12-13 株式会社椿本チエイン 給電システム
KR101102339B1 (ko) * 2004-03-30 2012-01-03 가부시키가이샤 다이후쿠 무접촉 급전 설비
JP4207916B2 (ja) 2004-03-30 2009-01-14 株式会社ダイフク 無接触給電設備
KR20040072581A (ko) 2004-07-29 2004-08-18 (주)제이씨 프로텍 전자기파 증폭중계기 및 이를 이용한 무선전력변환장치
US7825543B2 (en) 2005-07-12 2010-11-02 Massachusetts Institute Of Technology Wireless energy transfer
ITPD20050275A1 (it) * 2005-09-23 2007-03-24 Rigo Sandra Meccanismo per l'allestimento di una porta o altro serramento simile a movimento rototraslante
KR101093944B1 (ko) * 2006-05-29 2011-12-13 가부시키가이샤 시가 기노우수이 겐큐쇼 물의 전자장 처리 방법과 전자장 처리 장치
US8482157B2 (en) * 2007-03-02 2013-07-09 Qualcomm Incorporated Increasing the Q factor of a resonator
US8378523B2 (en) * 2007-03-02 2013-02-19 Qualcomm Incorporated Transmitters and receivers for wireless energy transfer
KR20110117732A (ko) 2007-03-27 2011-10-27 메사추세츠 인스티튜트 오브 테크놀로지 무선 에너지 전달
ES2326780B2 (es) * 2008-05-29 2010-06-16 Fundacion Circe - Centro De Investigacion De Recursos Y Consumos Energeticos Metodo automatico de control de un sistema de transferencia de potencia con acoplamiento inductivo en alta frecuencia.
JP4725611B2 (ja) * 2008-07-16 2011-07-13 セイコーエプソン株式会社 送電制御装置、送電装置、受電制御装置、受電装置及び電子機器
JP4640496B2 (ja) * 2008-12-02 2011-03-02 カシオ計算機株式会社 電力伝送装置
JP2011050140A (ja) 2009-08-26 2011-03-10 Sony Corp 非接触給電装置、非接触受電装置、非接触給電方法、非接触受電方法および非接触給電システム
JP5150585B2 (ja) 2009-08-28 2013-02-20 株式会社日立産機システム 永久磁石同期電動機の駆動装置
US8022775B2 (en) * 2009-10-08 2011-09-20 Etymotic Research, Inc. Systems and methods for maintaining a drive signal to a resonant circuit at a resonant frequency
JP5454590B2 (ja) * 2010-02-10 2014-03-26 富士通株式会社 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998034319A1 (fr) 1997-02-03 1998-08-06 Sony Corporation Equipement et procede pour le transfert d'energie electrique
WO2007008646A2 (en) * 2005-07-12 2007-01-18 Massachusetts Institute Of Technology Wireless non-radiative energy transfer
WO2007139401A2 (en) * 2006-05-30 2007-12-06 Auckland Uniservices Limited Inductive power transfer system pick-up circuit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2536002A4

Cited By (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011258807A (ja) * 2010-06-10 2011-12-22 Showa Aircraft Ind Co Ltd 非接触給電装置
JP2013078166A (ja) * 2011-09-29 2013-04-25 Hitachi Maxell Energy Ltd 非接触電力伝送装置及び非接触電力伝送方法
JP2013085350A (ja) * 2011-10-07 2013-05-09 Hitachi Maxell Ltd 非接触電力伝送装置及び非接触電力伝送方法
JP2015164398A (ja) * 2011-10-07 2015-09-10 日立マクセル株式会社 非接触電力伝送装置
WO2013080285A1 (ja) * 2011-11-28 2013-06-06 富士通株式会社 非接触型充電装置および非接触型充電方法
US9350196B2 (en) 2011-11-28 2016-05-24 Fujitsu Limited Non-contact charging apparatus and non-contact charging method
JPWO2013080285A1 (ja) * 2011-11-28 2015-04-27 富士通株式会社 非接触型充電装置および非接触型充電方法
JP2014064446A (ja) * 2011-12-06 2014-04-10 Sekisui Chem Co Ltd 受電装置、送電装置及び非接触給電システム
JP2015512235A (ja) * 2011-12-13 2015-04-23 ルノー エス．ア．エス． 電気自動車のバッテリの非接触充電のための方法
KR102092878B1 (ko) 2011-12-13 2020-03-24 르노 에스.아.에스. 전기 자동차의 배터리를 비접촉식으로 충전하기 위한 방법
KR20140104957A (ko) * 2011-12-13 2014-08-29 르노 에스.아.에스. 전기 자동차의 배터리를 비접촉식으로 충전하기 위한 방법
CN102710031A (zh) * 2012-07-05 2012-10-03 哈尔滨工业大学 二自由度无线能量传输装置
US9071126B2 (en) 2012-09-28 2015-06-30 Au Optronics Corp. Wireless power transmission device
CN103094995A (zh) * 2012-09-28 2013-05-08 友达光电股份有限公司 无线电力传输装置
CN103094995B (zh) * 2012-09-28 2015-04-29 友达光电股份有限公司 无线电力传输装置
JP2014103823A (ja) * 2012-11-22 2014-06-05 Toyota Motor Corp 送電装置、受電装置およびそれを備える車両、ならびに電力伝送システム
WO2014118895A1 (ja) 2013-01-29 2014-08-07 富士通株式会社 無線電力伝送システム、受電器および無線電力伝送方法
JP2014176173A (ja) * 2013-03-07 2014-09-22 Fujitsu Ltd 電力伝送装置、受電装置、及び、送電装置
WO2014207804A1 (ja) * 2013-06-24 2014-12-31 富士通株式会社 電力伝送装置、及び、電力伝送方法
US10090711B2 (en) 2013-06-24 2018-10-02 Fujitsu Limited Power transmission apparatus and power transmission method
JPWO2014207804A1 (ja) * 2013-06-24 2017-02-23 富士通株式会社 電力伝送装置、及び、電力伝送方法
JP2015015860A (ja) * 2013-07-08 2015-01-22 日東電工株式会社 受給電装置及び携帯機器
US9912198B2 (en) 2013-08-07 2018-03-06 Lg Innotek Co., Ltd. Wireless power transmission device
WO2015020432A1 (ko) * 2013-08-07 2015-02-12 엘지이노텍(주) 무선전력 송신장치
WO2015045160A1 (ja) * 2013-09-30 2015-04-02 富士通株式会社 送電装置
JPWO2015045160A1 (ja) * 2013-09-30 2017-03-09 富士通株式会社 送電装置
US9490665B2 (en) 2013-09-30 2016-11-08 Fujitsu Limited Power transmission device
JP2015128347A (ja) * 2013-12-27 2015-07-09 富士通コンポーネント株式会社 無線受電装置、無線送電装置
JPWO2015104779A1 (ja) * 2014-01-07 2017-03-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法
WO2015104779A1 (ja) * 2014-01-07 2015-07-16 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 非接触給電装置及び非接触給電装置の始動方法
JP2017512049A (ja) * 2014-01-21 2017-04-27 クアルコム，インコーポレイテッド 電気車両誘導コイルの位置合わせのためのシステムおよび方法
JP2019058065A (ja) * 2014-05-14 2019-04-11 Ｗｑｃ株式会社 ワイヤレス電力伝送装置
US10476319B2 (en) 2015-07-09 2019-11-12 Fujitsu Limited Magnetic resonance power supply apparatus
US10819154B2 (en) 2016-09-06 2020-10-27 Apple Inc. Inductive power transmitter
CN115097364A (zh) * 2022-07-25 2022-09-23 国仪量子(合肥)技术有限公司 频率可变的调制场系统及其控制方法以及epr谱仪
CN115097364B (zh) * 2022-07-25 2022-11-18 国仪量子(合肥)技术有限公司 频率可变的调制场系统及其控制方法以及epr谱仪

Also Published As

Publication number Publication date
CN102754305A (zh) 2012-10-24
EP2536002A4 (en) 2017-03-29
JP2014033615A (ja) 2014-02-20
KR20120112761A (ko) 2012-10-11
MX2012009085A (es) 2012-12-17
US9634493B2 (en) 2017-04-25
CN102754305B (zh) 2016-09-07
KR101438294B1 (ko) 2014-09-04
JP5673783B2 (ja) 2015-02-18
US20130015720A1 (en) 2013-01-17
EP2536002A1 (en) 2012-12-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5673783B2 (ja) 磁界共鳴型電力伝送システムにおける送電装置、および受電装置
JP6137201B2 (ja) 無線電力伝送システム、受電器および無線電力伝送方法
JP6135762B2 (ja) 電力伝送装置、及び、電力伝送方法
JP6296061B2 (ja) 送電装置
JP5805576B2 (ja) 共鳴型無線電力伝送装置
WO2015087398A1 (ja) 受電装置、給電システム
EP3032701B1 (en) Wireless power transmission device
JP6706270B2 (ja) レシーバ電圧およびリアクタンスを調整するための補助レシーバコイル
JP2011155733A (ja) 非接触送電システム、および非接触送電装置
JP5454590B2 (ja) 磁界共鳴型電力伝送システムにおける共振周波数制御方法、送電装置、および受電装置
JP2012147632A (ja) 電力伝送装置及び電力伝送方法
Murliky et al. Multivariable optimization method for inductive power transfer in wireless sensors nodes
JP2014017893A (ja) 非接触電力伝送装置
WO2014030690A1 (ja) 非接触電力伝送装置
WO2017042962A1 (ja) 送電装置、給電システム
CN106058945A (zh) 共振频率控制方法、电力传送装置、送电装置和受电装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201080063241.0

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 10845676

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2011553626

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1900/KOLNP/2012

Country of ref document: IN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: MX/A/2012/009085

Country of ref document: MX

Ref document number: 2010845676

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20127020642

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

REG Reference to national code

Ref country code: BR

Ref legal event code: B01A

Ref document number: 112012019690

Country of ref document: BR

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 112012019690

Country of ref document: BR

Kind code of ref document: A2

Effective date: 20120806