WO2013128641A1

WO2013128641A1 - 非接触給電装置

Info

Publication number: WO2013128641A1
Application number: PCT/JP2012/055430
Authority: WO
Inventors: 祐樹河口; 尊衛嶋田; 叶田　玲彦
Original assignee: 株式会社日立製作所
Priority date: 2012-03-02
Filing date: 2012-03-02
Publication date: 2013-09-06
Also published as: TW201340529A; JP5800981B2; TWI492476B; JPWO2013128641A1

Abstract

【解決手段】　非接触給電装置１は、直流電圧生成回路４と、電圧検出手段２１と、交流電圧生成回路５と、電圧検出手段２２と、電流検出手段２３と、巻線Ｎ１、Ｎ２と、充電二次回路６と、平滑コンデンサＣ２１と、電圧検出手段２４と、スイッチＳＷ１と、制御手段１１、１２と、通信手段１３、１４と、を備え、スイープモードで動作する期間は、スイッチＳＷ１によって平滑コンデンサＣ２１を負荷から切り離し、直流リンク電圧と出力電圧を給電モード時よりも低い値として共振回路の周波数特性を検出することで、スイープモード時の電力を給電モード時と比べて小電力化する。

Description

非接触給電装置

　本発明は、電気自動車など車両や工場の搬送装置の電源装置、電動工具、またはテレビやパソコンなどの据え置き型機器や携帯電話などの携帯機器など電気エネルギーを動力源とする機器へ給電トランスを用いて非接触で電力を伝送する非接触給電装置に関するものである。

　近年、例えば電気自動車の二次電池を充電するための充電装置として、充電を行う際にプラグと電源の接続が不要であり、地上側に設置された給電側回路の送電コイルと、車両に設置された受電側回路の受電コイルの間で、非接触で電力を伝送して充電を行う非接触給電装置がある。
　ただし、電気自動車など車両に電力を供給する非接触給電装置では、送電コイルと受電コイル間の相対位置が必ずしも一定とならないため、相対位置の変化によって送電コイルと受電コイル間の結合状態が変化する。
　特許文献１および特許文献２には、非接触給電装置において、負荷へ電力を供給する給電モードと、給電側回路から送電コイルへ供給する高周波電力の周波数を変化させて共振回路の周波数特性を探索するスイープモードを有し、スイープモードにより送電コイルと受電コイルの結合状態に応じた最適な周波数を検出することで、非接触給電装置の高効率化を図る技術が開示されている。

特開２０１０－１６６６９３号公報特開２０１０－２３３４４２号公報

　しかしながら、電気自動車など車両や工場の搬送装置の電源装置、電動工具もまたテレビやパソコンなどの据え置き型機器や携帯電話などの携帯機器などに電力を供給する非接触給電装置において、送電コイルと受電コイル間の結合状態が変化すると、給電側回路から供給する電力の力率が低下する。これにより、給電側回路から供給する電力に対して受電側回路へ伝送される電力の効率が低下し、効率的な充電動作ができない課題がある。
　また、特許文献１および特許文献２においては、スイープモード時の電力を給電モード時に比べて小電力化する技術については何ら開示されておらず、非接触給電装置の消費電力が大きくなる課題がある。

　本発明は前記課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、非接触給電装置において、スイープモード時の消費電力を低減した非接触給電装置を提供することである。

　前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
　すなわち、本発明の非接触給電装置は、第１の巻線と、第１の直流電圧を生成し、降圧機能を有する第１の回路と、前記第１の回路に接続され、前記第１の直流電圧を入力し、交流電圧を出力して前記第１の巻線に電力を供給する第２の回路と、前記第２の回路の出力電流を検出する電流検出手段と、を備え、前記第１の巻線と磁気的に結合する第２の巻線と、前記第２の巻線の電力を入力し第２の直流電圧を出力して負荷へ電力を供給する第３の回路とを具備する受電側回路へ、非接触で電力を伝送する非接触給電装置であって、該非接触給電装置が前記負荷へ電力を供給する給電モードと、前記交流電圧の周波数を変化させて、前記電流検出手段により前記第２の回路の出力電流の周波数特性を探索するスイープモードと、を有し、前記スイープモードで動作する期間に、前記給電モードで動作する期間と比較して前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧を低い値とすることを特徴とする。
　また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。

　以上、本発明によれば、非接触給電装置において、スイープモード時の消費電力を低減した非接触給電装置が提供できる。

本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態による概略の回路構成を示す図である。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態の充電動作のロジックを示すフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態のスイープモードの周波数探索における非接触給電装置の全体の動作を示すフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態のスイープモードの周波数探索における交流電圧生成回路の動作ロジックの詳細を示すフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態のスイープモードの周波数探索における直流電圧生成回路の動作ロジックの詳細を示すフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態のＫｖが一定のスイープモードにおける交流電圧生成回路の周波数、電圧の特性を示す図であり、初期周波数Ｆｓが、終了周波数Ｆｅよりも高い場合を示している。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態のＫｖが一定のスイープモードにおける交流電圧生成回路の周波数、電圧の特性を示す図であり、初期周波数Ｆｓが、終了周波数Ｆｅよりも低い場合を示している。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態の２つ以上の電圧比Ｋｖ条件のスイープモードにおける交流電圧生成回路の周波数、電圧の特性を示す図であり、初期周波数Ｆｓが、終了周波数Ｆｅよりも高い場合を示している。本発明に係る非接触給電装置の第１実施形態の２つ以上の電圧比Ｋｖ条件のスイープモードにおける交流電圧生成回路の周波数、電圧の特性を示す図であり、２回目の初期周波数Ｆｓが、終了周波数Ｆｅよりも低い場合を示している。本発明に係る非接触給電装置の第２実施形態の回路構成を示す図である。本発明に係る非接触給電装置の第３実施形態の回路構成を示す図である。本発明に係る非接触給電装置の第４実施形態の回路構成を示す図である。本発明に係る非接触給電装置の第４実施形態によるスイープモードの周波数探索における非接触給電装置の全体の動作を示すフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の第４実施形態によるスイープモードの周波数探索における交流電圧生成回路の動作ロジックの詳細を示すフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の第４実施形態によるスイープモードの周波数探索における直流電圧生成回路の動作ロジックについてのフローチャートである。本発明に係る非接触給電装置の受電側に定電圧回路を備えた第４実施形態のスイープモードにおける交流電圧生成手段の周波数、電圧の特性を示す図である本発明に係る非接触給電装置の受電側に定電圧回路を備えた第４実施形態の２つ以上の電圧比Ｋｖ条件のスイープモードにおける交流電圧生成手段の周波数、電圧の特性を示す図である本発明に係る非接触給電装置の実施形態を採用した電気自動車の電源システムの概要の構成を示す図である。

　以下、本発明に係る非接触給電装置の実施の形態について説明する。

（第１実施形態）
　本発明の第１実施形態を図１～図９を参照して説明する。
　図１は、本発明の第１実施形態による非接触給電装置１の概略の回路構成を示す図である。なお、電気自動車の非接触給電システムの場合を例として、説明するが、工具、家電にも応用できる。

＜非接触給電装置１と非接触給電システムの概要＞
　非接触給電装置１は、電源７と二次電池８の間に接続される給電側回路２と、受電側回路３とで構成される。給電側回路２の巻線Ｎ１と、受電側回路３の巻線Ｎ２とからなる給電トランスＴ１での磁気的結合により、給電側回路２から受電側回路３へ非接触で電力を供給する。
　電気自動車の非接触給電システムの場合では、給電側回路２は、地上側に配置される。受電側回路３は、電気自動車側に備えられる。
　また、給電側回路２は、電気自動車側に備えられた受電側回路３の検知（車両検知）を、通信手段１３、１４によって行う、もしくは図示していない別のセンサによって行う。

＜給電側回路２の概要＞
　給電側回路２は、直流電圧生成回路４（第１の回路、直流電圧生成手段）と、電圧検出手段２１（電圧センサ）と、交流電圧生成回路５（第２の回路、交流電圧生成手段）と、共振コンデンサＣｒ１１と、巻線Ｎ１（第１の巻線）と、電圧検出手段２２（電圧センサ）と、電流検出手段２３（電流センサ）と、制御手段１１（第１の制御手段）と、通信手段１３とを備えている。

　なお、直流電圧生成回路４は、電源７の電力を入力して直流のリンク電圧（直流リンク電圧）を出力する。
　電圧検出手段２１は、直流電圧生成回路４の出力電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃを検出し、その情報を制御手段１１に伝達する。
　交流電圧生成回路５は、直流電圧生成回路４の出力電圧である直流リンク電圧を入力し、任意の周波数ｆｓｗの交流電圧を出力し、巻線Ｎ１へ高周波電力を供給する。
　共振コンデンサＣｒ１１は、巻線Ｎ１とＬＣ共振回路を形成し、巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを補償するとともに、交流電圧生成回路５の出力電流の力率を１に近づける。

　巻線Ｎ１は、後記する受電側回路３の巻線Ｎ２と磁気的に結合することで巻線Ｎ２へ非接触で電力を給電する。
　電圧検出手段２２は、交流電圧生成回路５の出力電圧を検出し、その情報を制御手段１１に伝達する。
　電流検出手段２３は、交流電圧生成回路５から出力される共振電流を検出し、その情報を制御手段１１に伝達する。
　制御手段１１は、直流電圧生成回路４と、交流電圧生成回路５をそれぞれ制御する。この制御によって、直流リンク電圧Ｖｄｃと交流電圧の周波数ｆｓｗとが、それぞれ任意の値に制御される。
　通信手段１３は、後記する受電側回路３の通信手段１４と通信を行う。この通信によって、給電側回路２と受電側回路３の非接触給電に関わる情報を交換する。

＜受電側回路３の概要＞
　一方、受電側回路３は、車両４００（図１８）に搭載され、巻線Ｎ２（第２の巻線）と、共振コンデンサＣｒ２1と、充電二次回路６（第３の回路）と、平滑コンデンサＣ２１と、電圧検出手段２４と、電流検出手段２５と、制御手段１２（第２の制御手段）と、スイッチＳＷ１（第１のスイッチ）と、通信手段１４とを備えている。

　なお、巻線Ｎ２は、巻線Ｎ１と磁気的に結合することで巻線Ｎ１から非接触で電力を受電する。
　共振コンデンサＣｒ２１は、巻線Ｎ２の漏れインダクタンスを補償し、給電トランスＴ１間の伝送効率を高める。
　充電二次回路６は、巻線Ｎ２の交流電力を直流電力に変換し、平滑コンデンサＣ２１を経由して二次電池８へ直流電力を供給する。
　平滑コンデンサＣ２１は、充電二次回路６が整流した高調波を含む直流電力を蓄積、平滑して、質のよい直流電力を二次電池８へ供給する。

　電圧検出手段２４は、充電二次回路６の出力電圧Ｖｏを検出し、その情報を制御手段１２に伝達する。
　電流検出手段２５は、充電二次回路６の出力電流を検出し、その情報を制御手段１２に伝達する。
　制御手段１２は、スイッチＳＷ１の開閉を制御する。
　スイッチＳＷ１は、二次電池８と受電側回路３との間を開閉する。スイッチＳＷ１は、前記したように制御手段１２によって制御され、電源７から二次電池８へ電力を供給する給電モード時以外はオフとし、二次電池８から受電側回路３を切り離す。
　通信手段１４は、給電側回路２の通信手段１３と通信を行う。この通信によって、給電側回路２と受電側回路３の非接触給電に関わる情報を交換する。
　なお、制御手段１１と制御手段１２とは、通信手段１３と通信手段１４とによって無線で接続される。

＜充電動作について＞
　以上のように構成されている非接触給電装置１において、充電開始から充電終了までの充電動作の概略について、図２を参照して以下に説明する。
　図２は、本発明の第１実施形態である非接触給電装置１の充電動作のロジックを示すフローチャートである。ただし、図２におけるＳ１～Ｓ７はステップ１～ステップ７を示している。

《ステップ１》
　非接触給電システム１が動作を開始する。

《ステップ２》
　給電側回路２（図１）は、受電側回路３（図１）の検知（車両検知）を試みる。検知するまでは検知動作を続けながら、その状態で待機する。
　ステップ２において受電側回路３を検知すると（Ｓ２：Ｙｅｓ）、ステップ３へ移行する。
　また、ステップ２において受電側回路３を検知しない場合（Ｓ２：Ｎｏ）は、ステップ２の始めに戻り、引き続き検知を試みる。

《ステップ３》
　ステップ３では、非接触給電装置１（図１）は、交流電圧生成回路（交流電圧生成手段）５（図１）の周波数ｆｓｗを変化させて共振電流の周波数特性を探索するスイープモードで動作する。スイープモードの動作の詳細については後述する。
　スイープモードの動作が完了すると、ステップ４へ移行する。

《ステップ４》
　ステップ４の給電モードでは、はじめに、スイープモードで探索した共振電流の周波数特性に基づいて、交流電圧生成回路５を動作させる周波数ｆｓｗ０を決定する。
　次に、スイッチＳＷ１（図１）をオンし、二次電池８（図１）と受電側回路３を接続して給電側回路２から受電側回路３へ非接触で電力を供給して二次電池８を充電する。
　なお、図２においては、ステップ４を「給電モード開始」と表記している。

《ステップ５》
　ステップ５においては、充電が完了したか否かを検知、判定する。
　給電モード中に、制御手段１２（図１）が二次電池８の充電完了を検知すると、給電を終了させる（Ｓ５：Ｙｅｓ）ように、制御手段１２から制御手段１１（図１）へ給電停止指令を送信する（ステップ６に移行する）。
　また、充電の完了を検知しない場合には、給電を終了せず（Ｓ５：Ｎｏ）、ステップ５の始めに戻り、引き続き充電完了か否かの検知を試みる。
　なお、図２においては、ステップ５を「給電終了？」と表記している。

《ステップ６》
　ステップ６において、給電停止指令を受けた制御手段１１は、直流電圧生成回路（直流電圧生成手段）４（図１）および交流電圧生成回路５の出力を停止させる（給電停止）。

《ステップ７》
　ステップ７において、非接触給電装置１は充電動作を終了する。

　このように、本実施形態の非接触給電装置１では、二次電池８の充電動作を行う前に、スイープモードにおいて交流電圧生成回路５が出力する共振電流の周波数特性を取得することができる。
　これにより、給電モードにおいて交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗを二次電池８の充電状態や、給電側回路２と受電側回路３の位置関係に応じた最適な周波数ｆｓｗ０に制御することで、電源７から二次電池８へ効率的な充電が可能となる。

＜スイープモードについて＞
　次に、スイープモードの詳細な動作について、図３～７を参照して説明する。
図３～図５は、スイープモードにおける非接触給電装置１の動作ロジックを示すフローチャートである。
図６と図７は、スイープモード中における交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃ、の時間Ｔｉｍｅによる変化を示している。なお、図６、図７の詳細な説明は後記する。

＜スイープモードの動作ロジックについて＞
　まず、図３～図５を参照して、スイープモードの動作ロジックについて説明する。
　図３は、スイープモードの周波数探索における非接触給電装置１の全体の動作を示すフローチャートである。
　また、図４は、スイープモードの周波数探索における交流電圧生成回路５の動作ロジックの詳細を示すフローチャートである。
　また、図５は、スイープモードの周波数探索における直流電圧生成回路４の動作ロジックの詳細を示すフローチャートである。
　これらのフローチャートを順に説明する。
　ただし、図３～図５中のＳ１００～Ｓ１０９、Ｓ２００～Ｓ２０５、Ｓ３００～Ｓ３０６は、それぞれステップ１００～ステップ１０９、ステップ２００～ステップ２０５、ステップ３００～ステップ３０６を示している。

＜周波数探索における非接触給電装置の全体のフロー＞
　はじめに、図３を用いてスイープモードの周波数探索における非接触給電装置の全体のフローの動作について説明する。

《ステップ１００》
　ステップ１００においては、給電側回路２が通信手段１３、１４を介して受電側回路３からスイープモード開始指令を受けると、スイープモードを開始する。

《ステップ１０１》
　ステップ１０１では、スイープモードにおいて共振電流の周波数特性を検出する周波数探索の回数Ｎｓを決定する。周波数探索の回数Ｎｓは、給電モード時の充電方法によって決定される。
　例えば、給電モードにおいて、二次電池８の電圧と直流リンク電圧Ｖｄｃの電圧比Ｋｖが一定になるように充電動作を行う場合には、スイープモードにおいて周波数探索を行う電圧比Ｋｖは１つとなり、周波数探索の回数Ｎｓは１回となる。
　一方、給電モードにおいて、二次電池８の電圧に関わらず、直流リンク電圧Ｖｄｃを一定として二次電池８を充電する場合には、二次電池８の充電状態によって電圧比Ｋｖが変化する。
　このため、直流リンク電圧を一定として充電動作を行う場合には、複数の電圧比Ｋｖについて周波数探索を行う必要がある。この複数の数が周波数探索の回数Ｎｓとなる。

　また、次に、給電モード時の出力電圧Ｖｏと直流リンク電圧Ｖｄｃの関係に基づいて、給電モード時の電圧比Ｋｖを求める。ここで、電圧比Ｋｖと出力電圧Ｖｏおよび直流リンク電圧Ｖｄｃの関係は、次式（１）で表される。
　　Ｋｖ＝Ｖｏ／Ｖｄｃ　　・・・式（１）
　なお、以上の周波数探索の回数Ｎｓの決定と、給電モード時の電圧比Ｋｖの決定とを、ステップ１０１で行う。図３では、ステップ１０１を「スイープ回数Ｎｓの設定」と表記している。
　そして、ステップ１０２に進む。

《ステップ１０２》
　ステップ１０２では、ステップ１０１において求めた給電モード時の電圧比Ｋｖからスイープモードで周波数探索を行う際の電圧比指令値Ｋｖｒｅｆを設定する（Ｋｖｒｅｆ＝Ｋｖ）。
　そして、ステップ１０３に進む。

《ステップ１０３》
　ステップ１０３では、周波数探索を開始する直流リンク電圧の初期値Ｖｄｃ１と、出力電圧の初期値Ｖｏ１を設定する。
　ただし、直流リンク電圧の初期値Ｖｄｃ１は、電源７および直流電圧生成回路４の構成によって設定可能な電圧範囲が制限される。このため、直流リンク電圧の初期値Ｖｏ１をあらかじめ決められた値に設定し、出力電圧の初期値Ｖｏ１は電圧比指令値Ｋｖｒｅｆを満たすように次式（２）を用いて決定する。このとき、初期値Ｖｏ１、Ｖｄｃ１は給電モード時の直流リンク電圧および出力電圧よりも低い値となるように設定する。
　　Ｖｏ１＝Ｋｖｒｅｆ×Ｖｄｃ１　　・・・式（２）
　そして、ステップ１０４に進む。

《ステップ１０４》
　ステップ１０４では、スイープモードにおいて所定の周波数範囲から、周波数探索を開始する初期周波数Ｆｓと周波数探索を終了する終了周波数Ｆｅを設定する。この周波数範囲を、スイープ周波数と呼ぶ。
　スイープ周波数は、例えば、可聴周波数範囲に入らないように選択するが、これに限らない。例えば、交流電圧生成回路５が動作可能な限界周波数の範囲をスイープ周波数に設定してもよい。
　そして、ステップ１０５に進む。

《ステップ１０５》
　次に、ステップ１０５において、直流リンク電圧Ｖｄｃおよび出力電圧Ｖｏがそれぞれ初期値Ｖｄｃ１、Ｖｏ１となるように、直流電圧生成回路４および交流電圧生成回路５を制御する（図６に示す時刻ｔ０～ｔ２の期間）。
　このとき、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗは、ステップ１０４で設定した初期周波数Ｆｓで駆動する。
　そして、ステップ１０６に進む。

《ステップ１０６》
　ステップ１０６においては、ステップ１０５で直流リンク電圧Ｖｄｃおよび出力電圧Ｖｏが所定の初期値Ｖｄｃ1、Ｖｏ１まで到達（図６に示す時刻ｔ２）した後に、周波数探索を開始する。
　そして、ステップ１０７に進む。
　なお、周波数探索時の詳細な動作については、図４に示す交流電圧生成回路５の動作と、図５に示す直流電圧生成回路４の動作に分けて、それぞれの説明を後記する。

《ステップ１０７》
　ステップ１０７では、ステップ１０６での周波数探索が終了すると、スイープ回数がステップ１０１で設定した所定の回数Ｎｓに達したか否かを判定する。
　スイープ回数が所定の回数Ｎｓに達したと判定した場合は（Ｓ１０７：Ｙｅｓ）、ステップ１０９に進む。
　また、スイープ回数が所定の回数Ｎｓに達していないと判定した場合は（Ｓ１０７：Ｎｏ）、ステップ１０８に進む。
　なお、図３では、ステップ１０７を「スイープ回数Ｎｓ達成？」と表記している。

《ステップ１０８》
　ステップ１０８では、スイープ回数が所定の回数Ｎｓに達していないので、次のスイープに適切な電圧比指令値Ｋｖｒｅｆを更新する。そして、ステップ１０３へ移行し、再び周波数探索を開始する。

《ステップ１０９》
　ステップ１０９では、スイープ回数が所定の回数Ｎｓに達したので、スイープモードを終了する。

＜周波数探索の動作説明＞
　次に、周波数探索時における直流電圧生成回路４および交流電圧生成回路５の動作ロジックについて、それぞれ図４、図５を参照して詳細に説明する。

＜交流電圧生成回路５の動作ロジック＞
　はじめに、図４を参照して、周波数探索時における交流電圧生成回路５（図１）の動作ロジックについて説明する。

《ステップ２００》
　ステップ２００においては、周波数探索を開始する。そして、ステップ２０１に進む。

《ステップ２０１》
　ステップ２０１では、周波数探索で、交流電圧生成回路５を周波数ｆｓｗで駆動するためのＳＷ（switching）パルスを制御手段１１で生成する。そして、ステップ２０２に進む。

《ステップ２０２》
　ステップ２０２では、電圧検出手段２２（図１）で検出した交流電圧生成回路５の出力電圧と、電流検出手段２３（図１）で検出した共振電流とに基づいて、周波数ｆｓｗにおける共振電流の位相（出力電圧に対する）を検出する。そして、ステップ２０３に進む。
　なお、図４では、ステップ２０２を「電流位相検出」と表記している。

《ステップ２０３》
　共振電流の位相検出（ステップ２０２）が完了後、ステップ２０３では、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗが所定の終了周波数Ｆｅに到達しているか否かを判定する。
　図６における時刻ｔ３に示すように、周波数ｆｓｗが終了周波数Ｆｅに到達している場合（Ｓ２０３：Ｙｅｓ）には、ステップ２０５に進む。
　周波数ｆｓｗが所定の終了周波数Ｆｅに到達していない場合（Ｓ２０３：Ｎｏ）には、ステップ２０４に進む。
　なお、図４では、ステップ２０３を「周波数探索終了？」と表記している。

《ステップ２０４》
　ステップ２０４では、周波数ｆｓｗが終了値Ｆｅに到達していないので、現在の周波数ｆｓｗから周波数変化分Δｆだけ増減算（図６の場合は減算、図７の場合は増算）した周波数を、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗとして更新する。
　そして、ステップ２０１の「ＳＷパルス生成」に戻り、周波数ｆｓｗが終了値Ｆｅまで周波数探索を行う。
　このようにして、初期値Ｆｓから周波数変化分Δｆを増減算して更新していくことで、周波数ｆｓｗは徐々に終了値Ｆｅに近づく。

《ステップ２０５》
　ステップ２０５では、周波数探索終了したので、交流電圧生成回路５を停止し、周波数探索を終了する。
　また、このときには、直流電圧生成回路４（図１）に対しても停止指令（図５、Ｓ３０５）を与える。

　以上のように、本実施形態の非接触給電装置１は、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗを初期周波数Ｆｓから終了周波数Ｆｅまで変化させて、交流電圧生成回路５の出力側の共振電流の周波数特性を探索する。

＜直流電圧生成回路４の動作ロジック＞
　次に、図５を参照して周波数探索時における直流電圧生成回路４（図１）の動作ロジックについて説明する。

《ステップ３００》
　ステップ３００においては、周波数探索を開始する。そして、ステップ３０１に進む。

《ステップ３０１》
　ステップ３０１では、制御手段１１（図１）は、通信手段１３、１４（図１）を介して電圧検出手段２４（図１）より検出した出力電圧Ｖｏを取得する。そして、ステップ３０２に進む。
　なお、図５では、ステップ３０１を「出力電圧検出Ｖｏ」と表記している。

《ステップ３０２》
　ステップ３０２では、出力電圧Ｖｏの変化に応じて、直流電圧生成回路４の出力電圧を制御する電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆを更新する。
　電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆは、ステップ３０１において取得した出力電圧Ｖｏと電圧比指令値Ｋｖｒｅｆに基づいて次に示す式（３）より出力電圧Ｖｏと直流リンク電圧Ｖｄｃの比が電圧比指令値Ｋｖｒｅｆ一定となるように決定する。
　　Ｖｄｃｒｅｆ＝Ｖｏ／Ｋｖｒｅｆ　　・・・式（３）
　そして、ステップ３０３に進む。
　なお、図５では、ステップ３０２を、「電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆの更新」と表記している。

《ステップ３０３》
　ステップ３０３では、電圧検出手段２１（図１）によって、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出する。
　そして、ステップ３０４に進む。

《ステップ３０４》
　ステップ３０４では、ステップ３０３で検出した直流リンク電圧Ｖｄｃとステップ３０２で生成した電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆを比較し、直流リンク電圧Ｖｄｃが電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆに近づくように直流電圧生成回路４を制御するＳＷパルスを制御手段１１で生成する。
　なお、図５では、ステップ３０４を、「ＳＷパルス生成」と表記している。そして、ステップ３０５に進む。

《ステップ３０５》
　ステップ３０５では、図４のステップ２０５で出される停止指令によって、直流電圧生成回路４の動作停止の可否を判断する。
　ステップ２０５で出された停止指令を受けると（Ｓ３０５：Ｙｅｓ）、ステップ３０６に進む。
　停止指令を受けていない場合（Ｓ３０５：Ｎｏ）は、再びステップ３０１へ移行し、電圧比Ｋｖが一定となるように直流電圧生成回路４を動作させる。
　なお、図５では、ステップ３０５を、「停止指令？」と表記している。そして、ステップ３０５に進む。

《ステップ３０６》
　ステップ３０６において、直流電圧生成回路４は動作を停止する。そして周波数探索を終了する。

　このように、本実施形態の非接触給電装置１は、出力電圧Ｖｏの変化に応じて電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆを逐次更新して直流電圧生成回路４を制御することにより、スイープモードにおいて直流リンク電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏの電圧比Ｋｖを電圧比指令値Ｋｖｒｅｆに一定に保つことができる。

＜Ｋｖが一定のスイープモードにおける交流電圧生成回路の周波数、電圧特性＞
　図６と図７は、Ｋｖが一定のスイープモードにおける交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの特性を示す図である。
　図６、図７において、横軸は時間Ｔｉｍeであり、縦軸には、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの項目が示されている。つまり、スイープモード中における交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃ、の時間Ｔｉｍeによる変化の特性を示している。

＜初期周波数Ｆｓが終了周波数Ｆｅよりも高い場合＞
　まず、図６から説明する。
　図６は、Ｋｖが一定のスイープモードにおける交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの特性を示す図であり、スイープを開始する初期周波数Ｆｓが、スイープを終了する終了周波数Ｆｅよりも高い場合を示している。
　図６において、ｔ０～ｔ１の期間が、ステップ１０５（図３）の直流リンク電圧Ｖｄｃが初期値Ｖｄｃ１となるように直流リンクコンデンサＣ１１を充電する期間である。
　また、ｔ１～ｔ２の期間が、ステップ１０５（図３）の出力電圧Ｖｏが初期値Ｖｏ１となるように平滑コンデンサＣ２１を充電する期間である。
　また、ｔ２～ｔ３の期間が、電圧比条件Ｋｖ（一定）について周波数探索を行う期間である。

　ｔ０～ｔ２の期間において、直流リンク電圧Ｖｄｃが初期値Ｖｄｃ１となるように、また、出力電圧Ｖｏが初期値Ｖｏ１となるように、直流リンクコンデンサＣ１１と平滑コンデンサＣ２１を、それぞれ充電する。
　直流リンク電圧と出力電圧がそれぞれ初期値のＶｄｃ１、Ｖｏ１となったｔ２において、周波数ｆｓｗのスイープを開始する。

　ｔ２～ｔ３の期間において、最適な周波数を探索する周波数ｆｓｗを、初期周波数Ｆｓから終了周波数ＦｅまでΔｆずつ変化しながら交流電圧生成回路５の出力電圧（電圧検出手段２２）と出力電流（共振電流、電流検出手段２３）の位相（位相差）を検出する（図４、Ｓ２０１～Ｓ２０４）。
　なお、ｔ２～ｔ３の期間においては、非接触給電装置１と二次電池８とは、スイッチＳＷ１で切り離されていて、周波数ｆｓｗによるスイープが行われると、時間（ｔ２→ｔ３）とともに直流リンク電圧Ｖｄｃと、出力電圧Ｖｏは次第に上昇していく。また、この直流リンク電圧Ｖｄｃと、出力電圧Ｖｏとがそれぞれ上昇していくが、Ｋｖ（＝Ｖｄｃ／Ｖｏ１）は、一定となるように制御手段１１、１２により制御している。
　なお、Ｋｖを一定とするのは、最適な周波数を探索しやすいからである。

＜初期周波数Ｆｓが終了周波数Ｆｅよりも低い場合＞
　次に、図７を説明する。
　図７は、Ｋｖが一定のスイープモードにおける交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの特性を示す図であり、スイープを開始する初期周波数Ｆｓが、スイープを終了する終了周波数Ｆｅよりも低い場合を示している。
　したがって、直流リンク電圧と出力電圧がそれぞれ初期値のＶｄｃ１、Ｖｏ１となったｔ２２において、周波数ｆｓｗのスイープをＦｓから開始し、Ｆｅで終了する。
　ここで、図７と図６では、ＦｓとＦｅの大小関係が逆になっている。
　また、直流リンク電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏの比は、Ｋｖ２の値で一定となるように制御手段１１、１２により制御している。

　以上、図３のステップ１０３において、図６に示すスイープモードの動作では、周波数探索時の周波数ｆｓｗの初期周波数Ｆｓをスイープ周波数で最も高い周波数に設定し、終了周波数Ｆｅに向けて交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗを高い値から低い値に向けて変化させている例を示したが、この限りではない。
　図７に示すように、スイープ周波数の範囲内で最も低い周波数を初期周波数Ｆｓに、スイープ周波数の範囲で最も高い周波数を終了周波数Ｆｅに設定し、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗを低い値から高い値に向けて変化させてもよい。
　なお、図６または図７において、周波数ｆｓｗによるスイープが、初期周波数Ｆｓから終了周波数Ｆｅの間で、１回行われる。そして、共振電流の最適な特性の周波数ｆｓｗ０が、図２のステップ４（Ｓ４）で選択される。

　また、図７において、ｔ２０～ｔ２１ｂの期間が、ステップ１０５（図３）の直流リンク電圧Ｖｄｃが初期値Ｖｄｃ１となるように直流リンクコンデンサＣ１１を充電する期間である。
　そして、ｔ２１～ｔ２２の期間が、ステップ１０５（図３）の出力電圧Ｖｏが初期値Ｖｏ１となるように平滑コンデンサＣ２１を充電する期間である。
　このように、図７においては、出力電圧Ｖｏが初期値Ｖｏ１となるように平滑コンデンサＣ２１を充電する開始する時期のｔ２１を、直流リンク電圧Ｖｄｃが初期値Ｖｄｃ１となる時期のｔ２１ｂの前からにする方法もある。この場合には、初期充電動作にかかる時間が短くなるので、スイープを開始するｔ２２の時期を早めにすることができ、スイープに要する時間が若干、短縮される。

＜２つ以上の電圧比Ｋｖ条件に関して周波数探索を行う場合＞
　次に、スイープモードにおいて２つ以上の電圧比Ｋｖ条件に関して周波数探索を行う場合について、図８、図９、図３を用いて説明する。
　なお、２つ以上の電圧比Ｋｖ条件に関して周波数探索を行うのは、出力電圧Ｖｏが変化する範囲が広がると、最適な周波数が１つの周波数に収まらず、状態に応じて複数の異なる周波数で非接触給電を実施した方が効率のよいことがあるからである。この場合には、複数の異なる最適な周波数の探索を行う際に異なる２つ以上の電圧比Ｋｖ条件でスイープして探索する。

　図８と図９は、２つ以上の電圧比Ｋｖ条件のスイープモードにおける交流電圧生成回路（交流電圧生成手段）５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの特性を示す図である。
　図８、図９において、横軸は時間Ｔｉｍeであり、縦軸には、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの項目が示されている。つまり、スイープモード中における交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃ、の時間Ｔｉｍeによる変化の特性を示している。
　また、図８と図９との相違は、図８において、スイープ周波数ｆｓｗは、初め高い周波数から低い周波数へ変化した後、再度、高い周波数に戻って、再び低い周波数へ変化しているのに対し、図９においては、スイープ周波数ｆｓｗは、初め高い周波数から低い周波数へ変化した後、低い周波数から逆に高い周波数へ、再度、変化していることである。

　図８において、ｔ３０～ｔ３１の期間が、ステップ１０５（図３）の直流リンク電圧Ｖｄｃが初期値Ｖｄｃ１となるように直流リンクコンデンサＣ１１を充電する期間である。
　また、ｔ３１～ｔ３２の期間が、ステップ１０５（図３）の出力電圧Ｖｏが初期値Ｖｏ１となるように平滑コンデンサＣ２１を充電する期間である。
　また、ｔ３２～ｔ３３の期間が、１つ目の電圧比条件Ｋｖ３１について周波数探索を行う期間である。
　また、ｔ３３～ｔ３４の期間が、１回目の周波数探索から２回目の周波数探索への詳細は後記する移行期間である。
　また、ｔ３４～ｔ３５の期間が、２つ目の電圧比条件Ｋｖ３２について周波数探索を行う期間である。

　ステップ１０７（図３）において、１つ目の電圧比条件Ｋｖ３１について周波数探索が終了すると（図８中に示す時刻ｔ３３）、ステップ１０９へ移行し、電圧比指令値Ｋｖｒｅｆを２つ目の電圧比条件Ｋｖ３２に更新する。
　次に、ステップ１０３（図３）へ移行し、周波数探索開始時の直流リンク電圧の初期値Ｖｄｃ２と出力電圧の初期値Ｖｏ２を設定する。このとき、Ｖｄｃ２とＶｏ２は、電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆに基づいて式（２）の関係となるように決定する。
　ステップ１０４では、２回目の周波数探索を開始する初期周波数Ｆｓ２と終了周波数Ｆｅ２を設定する。ここでは、１回目の初期周波数Ｆｓ１と終了周波数Ｆｅ１をそれぞれ、２回目の初期周波数Ｆｓ２と終了周波数Ｆｅ２に設定している。

　次に、ステップ１０５において、直流リンク電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏがステップ１０３で設定した所定の初期値Ｖｄｃ２、Ｖｏ２となるように初期充電動作を行う。この初期値Ｖｄｃ２、Ｖｏ２となるように初期充電動作の期間が図８に示す時刻ｔ３３～ｔ３４の期間である。
　図８に示す時刻ｔ３４において、直流リンク電圧と出力電圧が初期値Ｖｄｃ２、Ｖｏ２に到達すると、ステップ１０６へ移行し、２回目の周波数探索を開始する。
　以下、１回目の周波数探索と同様のステップを繰り返し、所定の回数Ｎｓに達するまで周波数探索を行う。
　なお、図８の場合は、Ｎｓ＝２のときを示している。Ｎｓが３以上の場合には、図８において、時刻ｔ３５を越した期間において、３回目以上の周波数探索を行う。

　以上のように、図８に示すスイープモードでは、１回目の周波数探索（期間ｔ３２～ｔ３３）においても、２回目の周波数探索（期間ｔ３４～ｔ３５）においても、周波数探索の初期周波数Ｆｓ１と終了周波数Ｆｅ１をそれぞれ、２回目の初期周波数Ｆｓ２と終了周波数Ｆｅ２に設定している。
　なお、図８において初期周波数Ｆｓから終了周波数Ｆｅの間の周波数ｆｓｗによるスイープが２回行われている。そして、ｔ３２～ｔ３３における共振電流の最適な特性の周波数ｆｓｗ１と、ｔ３４～ｔ３５における共振電流の最適な特性の周波数ｆｓｗ２とが、図２のステップ４（Ｓ４）で選択される。

　図９は、２回目の周波数探索以外は、図８と概略は同じである。つまり、Ｆｓ１、Ｆｓ２、Ｆｅ１、Ｆｅ２、ｖｏ１、Ｖｏ２、Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２は共通である。また、ｔ４０～ｔ４５は、それぞれｔ３０～ｔ３５に対応している。また、Ｋｖ４１、Ｋｖ４２は、それぞれＫｖ３１、Ｋｖ３２に対応している。
　図９が図８と異なるのは、１回目の初期周波数Ｆｓ１を２回目の終了周波数Ｆｅ２に、１回目の周波数Ｆｅ１を２回目の初期周波数Ｆｓ１に設定したことである。なお、図８においては、１回目の周波数探索の初期周波数Ｆｓ１と終了周波数Ｆｅ１をそれぞれ、２回目の初期周波数Ｆｓ２と終了周波数Ｆｅ２に設定している。
　初期周波数Ｆｓと終了周波数Ｆｅの設定の仕方は、図８の方法でも図９の方法でもどちらでも可能である。

　なお、図８、図９において、期間ｔ３３～ｔ３４と期間ｔ４３～ｔ４４とにおいて、ＶｏとＶｄｃとの大小関係が逆転している。これは、ＶｏがＶｄｃより大きくなる場合を例に示したものである。
　図６、図７のように、あるいは図８の期間ｔ３２～ｔ３３、図９の期間ｔ４２～ｔ４３におけるＶｏとＶｄｃの関係のように、常にＶｄｃがＶｏより大きいとは限らない。ＶｏがＶｄｃより大きくなることもあり、その逆転する様子を示したのが図８、図９における期間ｔ３３～ｔ３４と期間ｔ４３～ｔ４４である。このとき、期間ｔ３４～ｔ３５、期間ｔ４４～ｔ４５においては、ＶｏがＶｄｃより大きい。
　また、一方では図８、図９の期間ｔ３３～ｔ３４、期間ｔ４３～ｔ４４におけるＶｏとＶｄｃとの大小関係が、期間ｔ３０～ｔ３５、期間ｔ４０～ｔ４５においても変化せず、常にＶｄｃがＶｏより大きい場合もある。

　以上、第１実施形態の非接触給電装置１では、スイープモードにおいて出力電圧Ｖｏの上昇にともない、直流電圧生成回路４を制御して直流リンク電圧Ｖｄｃを変化させることで、平滑コンデンサＣ２１を充電しながら共振電流の周波数特性を検出する。これによって、平滑コンデンサＣ２１を二次電池８の電圧まで充電する初期充電期間をスイープモードとすることができ、車両を検知してから給電モードへ移行するまでの時間を短縮することができる。
　また、第１実施形態によれば、スイープモードの際には、スイッチＳＷ１により二次電池８を受電側回路３から切り離し、スイープモード時における直流リンク電圧と出力電圧を給電モード時と比べて低い値としながら、共振電流の周波数特性を探索する。
　したがって、スイープモード時の電力を給電モード時よりも小電力化することができ、非接触給電装置１の消費電力を低減できる。

（第２実施形態）
　次に、本発明に係る非接触給電装置の第２実施形態について述べる。
　図１０は、本発明の第２実施形態による非接触給電装置１０１の回路構成図である。
　図１０において、非接触給電装置１０１は、交流電源１０７と二次電池８の間に接続される給電側回路１０２と受電側回路１０３とで構成される。
　そして、給電側回路１０２の巻線Ｎ１と、受電側回路１０３の巻線Ｎ２とからなる給電トランスＴ１での磁気的結合により、給電側回路１０２から受電側回路１０３へ非接触で電力を供給する。

≪給電側回路１０２≫
　給電側回路１０２は、地上側に配置され、直流電圧生成回路１０４と、電圧検出手段２１と、交流電圧生成回路１０５と、共振インダクタＬｒ１と、共振コンデンサＣｒ１２と、巻線Ｎ１と、電圧検出手段２２と、電流検出手段２３と、制御手段１１１と、通信手段１３と、を備えて構成される。

　なお、直流電圧生成回路１０４は、電源１０７の電力を入力して直流リンク電圧を出力する。
　電圧検出手段２１は、直流リンク電圧を検出する。
　交流電圧生成回路１０５は、直流電圧生成回路４の出力電圧である直流リンク電圧を入力し、任意の周波数ｆｓｗの交流電圧を出力し、巻線Ｎ１へ高周波電力を供給する。
　共振インダクタＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１２は、巻線Ｎ１とＬＣ共振回路を形成し、巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを補償するとともに、交流電圧生成回路５の出力電流を抑制し、非接触給電装置の伝送効率を高める。

　巻線Ｎ１は、後記する受電側回路１０３の巻線Ｎ２と磁気的に結合することで巻線Ｎ２へ非接触で電力を給電する。
　電圧検出手段２２は、交流電圧生成回路１０５の出力電圧を検出し、その情報を制御手段１１１に伝達する。
　電流検出手段２３は、交流電圧生成回路１０５から出力される共振電流を検出し、その情報を制御手段１１１に伝達する。
　制御手段１１１は、直流電圧生成回路１０４と、交流電圧生成回路１０５をそれぞれ制御する。この制御によって、直流リンク電圧Ｖｄｃと交流電圧の周波数ｆｓｗとが、それぞれ任意の値に制御される。
　通信手段１３は、後記する受電側回路３の通信手段１４と通信を行う。この通信によって、給電側回路１０２と受電側回路１０３の非接触給電に関わる情報を交換する。

　直流電圧生成回路１０４では、ブリッジ接続された整流ダイオードＤ１１～Ｄ１４により交流電源１０７の電圧を全波整流している。この全波整流された電圧は、昇圧インダクタＬ１と昇圧スイッチＳ１と昇圧ダイオードＤ１０と、平滑コンデンサＣ１０とにより構成された昇圧チョッパ回路に入力されている。
　さらに、平滑コンデンサＣ１０の両端間には、降圧スイッチＳ２と降圧インダクタＬ２と降圧ダイオードＤ２０と、直流リンクコンデンサＣ１１とにより構成された降圧チョッパ回路が接続されている。

　交流電圧生成回路１０５は、ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を備えている。ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４にはそれぞれ、逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４が接続されている。昇圧スイッチＳ１と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、制御手段１１１と、制御手段１１２によって制御される。

　制御手段１１１には、直流リンク電圧を検出する電圧検出手段２１と、交流電圧を検出する電圧検出手段２２と、交流電流を検出する電流検出手段２３と、入力電圧を検出する電圧検出手段２６と、入力電流を検出する電流検出手段２７と、平滑コンデンサＣ１０の両端電圧を検出する電圧検出手段２８と、通信機（通信手段）１３が接続されている。

　直流電圧生成回路１０４はＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を用いて制御し、交流電圧生成回路１０５は、ＰＷＭ制御、位相シフト制御、もしくは周波数制御を用いて制御する。
　制御手段１１１は、交流電源１０７からの入力電流を交流電源１０７の電圧と概ね相似な正弦波状に制御する力率改善制御や、直流リンク電圧を任意の値に制御する直流リンク電圧制御等を備える。

≪受電側回路１０３≫
　受電側回路１０３は、車両に搭載され、巻線Ｎ２と、共振コンデンサＣｒ２１と、充電二次回路１０６と、平滑コンデンサＣ２１と、電圧検出手段２４と、電流検出手段２５と、制御手段１１２と、スイッチＳＷ１１と、通信手段１４とを備える。

　なお、巻線Ｎ２は、巻線Ｎ１と磁気的に結合することで巻線Ｎ１から非接触で電力を受電する。
　共振コンデンサＣｒ２１は、巻線Ｎ２の漏れインダクタンスを補償し、給電コイルＴ１間の伝送効率を高める。
　充電二次回路１０６は、ブリッジ接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４で構成され、巻線Ｎ２に誘導された電流をブリッジ接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４により整流し、巻線Ｎ２の交流電力を直流電力に変換し、平滑コンデンサＣ２１を経由して二次電池８へ直流電力を供給する。
　平滑コンデンサＣ２１は、充電二次回路１０６が整流した高調波を含む直流電力を蓄積、平滑して、質のよい直流電力を二次電池８へ供給する。
　電圧検出手段２４は、充電二次回路１０６の出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサＣ２１の両端電圧）を検出し、その情報を制御手段１１２に伝達する。
　電流検出手段２５は、充電二次回路１０６の出力電流を検出し、その情報を制御手段１１２に伝達する。

　制御手段１１２は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＳＷ１１の開閉を制御する。
　スイッチＳＷ１１は、二次電池８と受電側回路１０３との間を開閉する。スイッチＳＷ１１は、制御手段１１２によって制御され、電源７から二次電池８へ電力を供給する給電モード時以外はオフとし、二次電池８から受電側回路１０３を切り離す。
　通信手段１４は、給電側回路１０２の通信手段１３と通信を行う。この通信によって、給電側回路１０２と受電側回路１０３の非接触給電に関わる情報を交換する。
　なお、制御手段１１１と制御手段１１２とは、通信手段１３と通信手段１４とによって無線で接続される。

　以上の図１０の給電側回路１０２と受電側回路１０３の構成により、スイープモード時の消費電力を低減した非接触給電装置が具現化する。

（第３実施形態）
　次に、本発明に係る非接触給電装置の第３実施形態について述べる。
　図１１は、本発明の第３実施形態による非接触給電装置２０１の回路構成図である。
　図１１において、非接触給電装置２０１は、第２実施形態の非接触給電装置１０１と同様に、交流電源１０７と二次電池８の間に接続される給電側回路２０２と受電側回路２０３とで構成される。
　そして、給電側回路２０２の巻線Ｎ１と、受電側回路２０３の巻線Ｎ２とからなる給電トランスＴ１での磁気的結合により、給電側回路２０２から受電側回路２０３へ非接触で電力を供給する。

≪給電側回路２０２≫
　給電側回路２０２は、地上側に配置され、直流電圧生成回路２０４と、電圧検出手段２１と、交流電圧生成回路２０５と、巻線Ｎ１と、電圧検出手段２２と、電流検出手段２３と、制御手段２１１と、通信手段１３と、を備えて構成される。

　なお、直流電圧生成回路２０４は、交流電源１０７の電力を入力して直流リンク電圧を出力する。
　電圧検出手段２１は、直流リンク電圧を検出する。
　交流電圧生成回路２０５は、直流電圧生成回路４の出力電圧である直流リンク電圧を入力し、任意の周波数ｆｓｗの交流電圧を出力し、巻線Ｎ１へ高周波電力を供給する。
　巻線Ｎ１は、後記する受電側回路２０３の巻線Ｎ２と磁気的に結合することで巻線Ｎ２へ非接触で電力を給電する。

　電圧検出手段２２は、交流電圧生成回路２０５の出力電圧を検出し、その情報を制御手段２１１に伝達する。
　電流検出手段２３は、交流電圧生成回路２０５から出力される共振電流を検出し、その情報を制御手段２１１に伝達する。
　制御手段２１１は、直流電圧生成回路２０４と、交流電圧生成回路２０５をそれぞれ制御する。この制御によって、直流リンク電圧Ｖｄｃと交流電圧の周波数ｆｓｗとが、それぞれ任意の値に制御される。
　通信手段１３は、後記する受電側回路２０３の通信手段１４と通信を行う。この通信によって、給電側回路２０２と受電側回路２０３の非接触給電に関わる情報を交換する。

　直流電圧生成回路２０４では、図１０の第２実施形態の直流電圧生成回路１０４で構成されていた昇圧チョッパ回路と降圧チョッパ回路が、平滑インダクタＬ３と、降圧スイッチング素子Ｓ２０１と、降圧ダイオードＤ２１０と、昇圧スイッチング素子Ｓ２０２と、昇圧ダイオードＤ２１１と、直流リンクコンデンサＣ１１により構成されたＨブリッジ回路となっている点が異なる。
　ブリッジ接続された整流ダイオードＤ１１～Ｄ１４の直流端子間に、降圧スイッチング素子Ｓ２１０および降圧ダイオードＤ２１０を直列接続し、降圧ダイオードＤ２１０の両端間に平滑インダクタＬ３および昇圧スイッチング素子Ｓ２１１を直列接続している。
　さらに、昇圧スイッチング素子Ｓ２１１の両端間には、昇圧ダイオードＤ２１１および直流リンクコンデンサＣ１１が直列接続されている。

　前記したＨブリッジ回路は、制御手段２１１によって制御され、交流電源１０７からの入力電流を交流電源１０７の電圧と概ね相似な正弦波状に制御する力率改善動作と、直流リンク電圧を任意の値に制御する直流リンク電圧制御を行う。
　交流電圧生成回路２０５は、図１０の第２実施形態の交流電圧生成回路１０５と比べ、共振コンデンサＣｒ１２を共振コンデンサＣｒ１３、Ｃｒ１４とし、フルブリッジ接続された逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４を備えるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と逆並列ダイオードＤ１、Ｄ２を、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６とダイオードＤ５、Ｄ６に置き換え、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４と逆並列ダイオードＤ３、Ｄ４を、共振コンデンサＣｒ１３、Ｃｒ１４に置き換えたハーフブリッジ回路とした点が異なっている。
　共振コンデンサＣｒ１３、Ｃｒ１４は、巻線Ｎ１とＬＣ共振回路を形成し、巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを補償するとともに、交流電圧生成回路５の出力電流の力率を１に近づける。
　なお、図１１において、降圧スイッチング素子Ｓ２０１と昇圧スイッチング素子Ｓ２０２、およびスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられている。

≪受電側回路２０３≫
　受電側回路２０３は、車両に搭載され、巻線Ｎ２と、共振コンデンサＣｒ２２と、充電二次回路２０６と、平滑コンデンサＣ２１と、電圧検出手段２４と、電流検出手段２５と、制御手段２１２と、スイッチＳＷ２１と、通信手段１４とを備える。

　なお、巻線Ｎ２は、巻線Ｎ１と磁気的に結合することで巻線Ｎ１から非接触で電力を受電する。
　共振コンデンサＣｒ２２は、巻線Ｎ２とＬＣ共振回路を形成し、巻線Ｎ２の漏れインダクタンスを補償し、給電コイルＴ１間の伝送効率を高める。
　充電二次回路１０６は、ブリッジ接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４で構成され、巻線Ｎ２に誘導された電流をブリッジ接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４により整流し、巻線Ｎ２の交流電力を直流電力に変換し、平滑コンデンサＣ２１を経由して二次電池８へ直流電力を供給する。
　平滑コンデンサＣ２１は、充電二次回路１０６が整流した高調波を含む直流電力を蓄積、平滑して、質のよい直流電力を二次電池８へ供給する。

　電圧検出手段２４は、充電二次回路２０６の出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサＣ２１の両端電圧）を検出し、その情報を制御手段２１２に伝達する。
　電流検出手段２５は、充電二次回路２０６の出力電流を検出し、その情報を制御手段２１２に伝達する。
　制御手段２１２は、ＩＧＢＴからなるスイッチＳＷ２１の開閉を制御する。
　スイッチＳＷ２１は、二次電池８と受電側回路１０３との間を開閉する。スイッチＳＷ２１は、制御手段２１２によって制御され、電源７から二次電池８へ電力を供給する給電モード時以外はオフとし、二次電池８から受電側回路１０３を切り離す。
　通信手段１４は、給電側回路２０２の通信手段１３と通信を行う。この通信によって、給電側回路２０２と受電側回路２０３の非接触給電に関わる情報を交換する。
　なお、制御手段２１１と制御手段２１２とは、通信手段１３と通信手段１４とによって無線で接続される。

　第３実施形態によれば、直流電圧生成回路２０４にＨブリッジ回路を採用しており、実施例２の直流電圧生成回路１０４よりもインダクタの部品点数を削減することができる。
　さらに、導通素子数を低減できるため、回路損失を低減し、電源２０７からの電力を二次電池８へ効率良く供給することができる。また、交流電圧生成回路２０５にハーフブリッジ回路を採用しており、スイッチング素子とダイオードの部品点数を削減することができる。

（第４実施形態）
　次に、本発明に係る非接触給電装置の第４実施形態について述べる。
　図１２は、本発明の第４実施形態による非接触給電装置３０１の回路構成図である。
　図１２において、非接触給電装置３０１は、交流電源１０７と二次電池８の間に接続される給電側回路３０２と受電側回路３０３とで構成される。
　そして、給電側回路３０２の巻線Ｎ１と、受電側回路３０３の巻線Ｎ２とからなる給電トランスＴ１での磁気的結合により、給電側回路３０２から受電側回路３０３へ非接触で電力を供給する。

≪給電側回路３０２≫
　給電側回路３０２は、地上側に配置され、直流電圧生成回路３０４と、電圧検出手段２１と、交流電圧生成回路３０５と、共振インダクタＬｒ１と、共振コンデンサＣｒ１２と、巻線Ｎ１と、電圧検出手段２２と、電流検出手段２３と、制御手段３１１と、通信手段１３と、を備えて構成される。

　なお、直流電圧生成回路３０４は、電源１０７の電力を入力して直流リンク電圧を出力する。
　電圧検出手段２１は、直流リンク電圧を検出する。
　交流電圧生成回路３０５は、直流電圧生成回路４の出力電圧である、直流リンク電圧を入力し、任意の周波数ｆｓｗの交流電圧を出力し、巻線Ｎ１へ高周波電力を供給する。
　共振インダクタＬｒ１と共振コンデンサＣｒ１２は、巻線Ｎ１とＬＣ共振回路を形成し、巻線Ｎ１の漏れインダクタンスを補償するとともに、交流電圧生成回路５の出力電流の力率を１に近づける。

　巻線Ｎ１は、後記する受電側回路３０３の巻線Ｎ２と磁気的に結合することで巻線Ｎ２へ非接触で電力を給電する。
　電圧検出手段２２は、交流電圧生成回路３０５の出力電圧を検出し、その情報を制御手段３１１に伝達する。
　電流検出手段２３は、交流電圧生成回路３０５から出力される共振電流を検出し、その情報を制御手段３１１に伝達する。
　制御手段３１１は、直流電圧生成回路３０４と、交流電圧生成回路３０５をそれぞれ制御する。この制御によって、直流リンク電圧Ｖｄｃと交流電圧の周波数ｆｓｗとが、それぞれ任意の値に制御される。
　通信手段１３は、後記する受電側回路３０３の通信手段１４と通信を行う。この通信によって、給電側回路３０２と受電側回路３０３の非接触給電に関わる情報を交換する。

≪受電側回路３０３≫
　受電側回路３０３は、車両に搭載され、巻線Ｎ２と、共振コンデンサＣｒ２１と、充電二次回路３０６と、平滑コンデンサＣ２１と、スイッチＳＷ３２（第２のスイッチ）と、定電圧回路３０９と、電圧検出手段２４と、電流検出手段２５と、スイッチＳＷ３１（第１のスイッチ）と、制御手段３１２と、通信手段１４とを備える。

　なお、巻線Ｎ２は、巻線Ｎ１と磁気的に結合することで巻線Ｎ１（給電側回路３０２）から非接触で電力を受電する。
　共振コンデンサＣｒ２１は、巻線Ｎ２とＬＣ共振回路を形成し、巻線Ｎ２の漏れインダクタンスを補償し、給電コイルＴ１間の伝送効率を高める。
充電二次回路３０６は、ブリッジ接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４で構成され、巻線Ｎ２に誘導された電流をブリッジ接続されたダイオードＤ２１～Ｄ２４により整流し、巻線Ｎ２の交流電力を直流電力に変換し、平滑コンデンサＣ２１を経由して二次電池８へ直流電力を供給する。

　平滑コンデンサＣ２１は、充電二次回路３０６が整流した高調波を含む直流電力を蓄積、平滑して、質のよい直流電力を二次電池８へ供給する。
　定電圧回路３０９は、平滑コンデンサＣ２１の両端電圧を一定に保つ。また、定電圧回路３０９は、ツェナーダイオードＤ３０で構成される。スイッチＳＷ３２は、制御手段３１２によって制御される。
　電圧検出手段２４は、充電二次回路３０６の出力電圧Ｖｏ（平滑コンデンサＣ２１の両端電圧）を検出し、その情報を制御手段３１２に伝達する。
　電流検出手段２５は、充電二次回路３０６の出力電流を検出し、その情報を制御手段３１２に伝達する。

　スイッチＳＷ３１は、二次電池８と受電側回路３０３との間を開閉する。スイッチＳＷ３１は、制御手段３１２によって制御され、電源７から二次電池８へ電力を供給する給電モード時以外はオフとし、二次電池８から受電側回路１０３を切り離す。
　制御手段３１２は、前記したように、スイッチＳＷ３１とスイッチＳＷ３２の開閉を制御する。
　通信手段１４は、給電側回路３０２の通信手段１３と通信を行う。この通信によって、給電側回路３０２と受電側回路３０３の非接触給電に関わる情報を交換する。
　なお、制御手段３１１と制御手段３１２とは、通信手段１３と通信手段１４とによって無線で接続される。

　なお、図１２の受電側回路３０３が図１０、図１１の受電側回路１０３、１０４の回路構成と比較して、最も顕著な特徴は、スイッチＳＷ３２と、定電圧回路３０９を備えたことがある。定電圧回路３０９の中のツェナーダイオードＤ３０の作用によって、平滑コンデンサＣ２１の両端電圧、つまり充電二次回路３０６の出力電圧Ｖｏを概ね一定の電圧値に保つことである。この出力電圧Ｖｏを概ね一定の電圧値に保つことによる効果を図１３～図１５のフローチャート、および図１６、図１７の交流電圧生成回路３０５の周波数、電圧の特性図を参照して述べる。

＜非接触給電装置３０１のスイープモード中の動作＞
　以上のように構成されている非接触給電装置３０１において、図１３～１６を参照してスイープモード中の動作について以下に説明する。
　なお、図１３～１５に示したスイープモードの動作と、そのフローチャートは、図３～図５と共通するところが多いので、ここでは、第１実施形態において説明したスイープモードの動作と異なるステップを、主として取り上げて説明する。

＜スイープモードの概略動作について＞
　はじめに、スイープモードの概略動作について図１３を用いて説明する。
　図１３は、本発明の第４実施形態によるスイープモードの周波数探索における非接触給電装置３０１の全体の動作を示すフローチャートである。
　図１３において、ステップ４３２（Ｓ４３２）のみがフローチャートとしては、図３のフローチャートから増えたステップである。
　図１３のステップ４００（Ｓ４００）～ステップ４０９（Ｓ４０９）は、基本的には、図３のステップ１００（Ｓ１００）～ステップ１０９（Ｓ１０９）にそれぞれ対応している。

《ステップ４３２》
　ステップ４３２は、第４実施形態において新たに追加されたステップである。ステップ４３２では、制御手段３１２によってスイッチＳＷ３２をオンし、平滑コンデンサＣ２１と定電圧回路３０９を接続する。
　なお、ステップ４３２は、ステップ４００（Ｓ４００）の周波数探索を開始した後に引き続いて行われるステップであり、ステップ４３２の後は、ステップ４０１（Ｓ４０１）に進む。

　なお、ステップ４０１～ステップ４０２は、概ねステップ１０１～ステップ１０２と同じであるので重複する説明は省略する。

《ステップ４０３》
　ステップ４０３では、ツェナーダイオードＤ３０（図１２）の特性によって決定される出力電圧Ｖｏと、ステップ４０３で設定された電圧比指令値Ｋｖｒｅｆに基づいて、次に示す式（４）を用いて直流リンク電圧の初期値Ｖｄｃ１を設定する。
　　Ｖｄｃ１＝Ｖｏ／Ｋｖｒｅｆ　　・・・式（４）
　なお、初期値Ｖｄｃ１を式（４）から定めるのは、第３実施形態の非接触給電装置では、ツェナーダイオードＤ３０を用いた定電圧回路３０９（図１２）によってスイープモード中の出力電圧Ｖｏを一定に保つことができることによる。

　なお、ステップ４０４～ステップ４０９は、前記したように概ねステップ１０４～ステップ１０９と同じであるので重複する説明は省略する。

＜交流電圧生成回路３０５の動作＞
　図１４は、スイープモードの周波数探索における交流電圧生成回路３０５の動作ロジックの詳細を示すフローチャートである。
　図１４のステップ５００（Ｓ５００）～ステップ５０５（Ｓ５０５）からなるフローチャートは、図１２の交流電圧生成回路３０５の動作についてのフローチャートであるが、図１の交流電圧生成回路５の動作ロジックについてのフローチャートである図４のステップ２００（Ｓ２００）～ステップ２０５（Ｓ２０５）からなるフローチャートと概ね同じであるので重複する説明は省略する。

＜直流電圧生成回路３０４の動作＞
　次に、図１５と図１６を参照して、直流電圧生成回路３０４の動作について説明する。
　図１５は、スイープモードの周波数探索における直流電圧生成回路３０４の動作ロジックについてのフローチャートである。
　また、図１６は、受電側に定電圧回路を備えた第４実施形態のスイープモードにおける交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの特性を示す図である。横軸は、時間ｔｉｍｅであり、縦軸には、ｆｓｗとＦｓとＦｅの周波数と、Ｖｄｃ、Ｖｏの電圧とを重ねて表示している。
　第３実施形態では、図１６の時刻ｔ５２～ｔ５３の期間に示すように、定電圧回路３０９によってスイープモード中の出力電圧Ｖｏを一定にできる。
　その結果、周波数探索時における直流電圧生成回路４の電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆを、ステップ４０４で設定した初期値Ｖｄｃ１に一定とすることができる。

　これによって、図１５に示すように、第１実施形態で必要であった出力電圧Ｖｏを検出する図５のステップ３０１および、出力電圧Ｖｏの変化に応じて電圧比指令値Ｖｄｃｒｅｆを更新するステップ３０２が不要となるため、直流電圧生成回路３０４の制御を簡略化ができる。
　つまり、図１５は、ステップ６００（Ｓ６００）と、ステップ６０３（Ｓ６０３）～ステップ６０６（Ｓ６０６）で構成されている。つまり、ステップ６００と、ステップ６０３～ステップ６０６については、図５のステップ３００と、ステップ３０３～ステップ３０６と同じ動作をする。ただし、図５におけるステップ３０１（Ｓ３０１）とステップ３０２（Ｓ３０２）に相当するステップが図１５にはない。
　直流電圧生成回路３０４の動作については、第１実施形態の図１で示した直流電圧生成回路４と同じ動作であるため、ここでは説明を省略する。

＜受電側回路に定電圧回路を備えたときのスイープモードの特性＞
　図１７は、第４実施形態のスイープモードにおける交流電圧生成回路（交流電圧生成手段）３０５の周波数ｆｓｗ、出力電圧Ｖｏ、直流リンク電圧Ｖｄｃの特性を示す図であり、異なるＫｖの条件において、スイープモードを２回行う場合の特性図である。横軸は、時間ｔｉｍｅであり、縦軸には、ｆｓｗとＦｓとＦｅの周波数と、Ｖｄｃ、Ｖｏの電圧とを重ねて表示している。
　図１６では、電圧比Ｋｖが１つの条件で周波数探索した場合の動作を示しているが、図１７に示すように、周波数探索を行う電圧比Ｋｖの条件が複数存在する場合においても、実施例１と同様に周波数探索することができる。
　なお、図１７では、ｔ６２～ｔ６３においては、Ｋｖ６１の条件のもとに周波数ｆｓｗをスイープさせ、また、ｔ６４～ｔ６５においては、Ｋｖ６２の条件のもとに周波数ｆｓｗをスイープさせている。

　図１６、図１７に示すように、第４実施形態によれば、受電側回路に定電圧回路を備えることで、スイープモード中の出力電圧を一定に保つことができる。したがって、直流リンク電圧の制御に出力電力のフィードバックが不要となり、非接触給電装置の制御の簡略化が図れる。

（第５実施形態）
　次に、本発明に係る非接触給電装置を電気自動車の電源システムに採用した形態を第５実施形態として説明する。
　図１８は、本発明の第５実施形態による非接触給電装置４０１を採用した電気自動車４００の電源システムの概要の構成を示す図である。
　図１８において、非接触給電装置４０１は、動力用モータ４２２を駆動するインバータ４２１へ電力供給を行う二次電池４０８と、交流電源４０７とに接続されている。
　非接触給電装置４０１は、直流電圧生成回路４０４と、交流電圧生成回路４０５、巻線Ｎ１と、巻線Ｎ２と、充電二次回路４０６と、制御手段４１１、４１２と、通信手段１３、１４を備えている。この非接触給電装置４０１の構成は、第１実施形態～第４実施形態と基本的には同じ構成である。

　非接触給電装置４０１は、交流電源４０７の電力を直流電圧生成回路４０４と、交流電圧生成回路４０５、巻線Ｎ１と、巻線Ｎ２から充電二次回路４０６を介して二次電池４０８へ供給する。
　図１８に示すように本発明に係る非接触給電装置を電気自動車の電源システムに採用した場合には、非接触給電装置４０１がスイープモード時の電力を給電モード時と比べて小電力化できるため、電気自動車の電源システムとしての非接触給電装置４０１における消費電力を低減することが可能となる。

（その他の実施形態）
　以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。

《共振コンデンサＣｒ１１の接続構成》
　図１に示した例では、共振コンデンサＣｒ１１は巻線Ｎ１に対して直列に接続した構成としているが、巻線Ｎ１と並列に接続した構成としてもよい。また、共振コンデンサＣｒ２１は、巻線Ｎ２と直列に接続した構成としているが、巻線Ｎ２と並列に接続した構成としてもよい。

《テーブルによるＦｓ、Ｆｅの設定》
　図３のステップ１０３において、図４に示すスイープモードの動作では、周波数探索時の周波数ｆｓｗの初期周波数Ｆｓをスイープ周波数で最も高い周波数に設定し、終了周波数Ｆｅに向けて交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗを高い値から低い値に向けて変化させているが、この限りではない。
　あらかじめ給電側回路２と受電側回路３の距離Ｄと、初期周波数Ｆｓおよび終了周波数Ｆｅの関係を示すテーブルを保有しておき、距離センサによって検出した給電側回路２と受電側回路３の距離Ｄから、テーブルを参照することでスイープ周波数の初期周波数Ｆｓおよび終了周波数Ｆｅを設定してもよい。

《共振電流特性の検出》
　また、図４のステップ２０２（Ｓ２０２）では、共振電流の位相を検出しているが、共振電流の振幅や絶対値を検出してもよい。

《初期充電動作》
　また、図６において、時刻ｔ１～ｔ２の期間の区間で、交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗを、ステップ１０４で設定した初期周波数Ｆｓとしているが、これに限ったものではない。例えば、巻線Ｎ１と共振コンデンサＣｒ１１の共振周波数を交流電圧生成回路５の周波数ｆｓｗに設定して初期充電動作をしてもよい。また、初期充電期間（図６中の時刻ｔ１～ｔ２の期間）を短縮するために、周波数ｆｓｗを一定とせず、充電電力が最大となる周波数ｆｓｗを探索しながら初期充電動作をしてもよい。

《直流電源》
　また、図１０に示した第２実施形態では、電源１０７を交流電源としたが、直流電源としてもよい。電源１０７を直流電源とした場合では、直流電圧生成回路１０４の整流ダイオードＤ１１～Ｄ１４を介さず、電源１０７から平滑コンデンサＣ１０を介して降圧チョッパ回路を接続した構成としてもよい。

《三相交流電源》
　また、図１０に示した第２実施形態では、電源１０７を単相交流電源としたが、三相交流電源としてもよい。電源１０７を三相交流電源とした場合は、昇圧チョッパ回路を介さず、電源１０７から整流ダイオードＤ１１～Ｄ１４と、平滑コンデンサＣ１０とを介して降圧チョッパ回路を接続した構成としてもよい。

《スイッチング素子》
　また、図１０においては、昇圧スイッチング素子Ｓ１と降圧スイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をＭＯＳＦＥＴとした。また、図１１においては、昇圧スイッチング素子Ｓ１と降圧スイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をＩＧＢＴとした。しかしながら、これらのデバイスに限定されない。例えばバイポーラトランジスタやＢｉＣＭＯＳを用いても良い。
　また、スイッチＳＷ１１をＭＯＳＦＥＴとしたが、ＩＧＢＴやリレースイッチを用いても良い。

《逆並列ダイオード》
　また、図１０においては、逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４をそれぞれスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に接続している。しかしながら、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がＭＯＳＦＥＴで構成されているので、ＭＯＳＦＥＴに寄生しているダイオードを利用すれば、それらのダイオードが逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４と同等の動作をするので、逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４を敢えて部品として付加しなくともよい場合がある。

産業上の利用の可能性

　本発明による非接触給電装置は、電気自動車やプラグインハイブリッド自動車や電動アシスト自転車に用いられる二次電池充電用の電源装置や、工場の搬送装置の電源装置や、電動工具、またテレビやパソコンなどの据え置き型機器や携帯電話などの携帯機器に用いられる電源装置などに適用できる。

　１、１０１、２０１、３０１、４０１　　非接触給電装置
　２、１０２、２０２、３０２　　給電側回路
　３、１０３、２０３、３０３　　受電側回路
　４、１０４、２０４、３０４、４０４　　直流電圧生成回路、直流電圧生成手段、第１の回路
　５、１０５、２０５、３０５、４０５　　交流電圧生成回路、交流電圧生成手段、第２の回路
　６、１０６、２０６、３０６、４０６　　充電二次回路、第３の回路
　７、１０７、４０７　　電源、交流電源
　８、４０８　　二次電池
　１１、１１１、２１１、３１１、４１１　　制御手段、第１の制御手段
　１２、１１２、２１２、３１２、４１２　　制御手段、第２の制御手段
　１３、１４　　通信手段、通信機
　２１、２２、２４、２６、２８　　電圧センサ、電圧検出手段
　２３、２５、２７　　電流センサ、電流検出手段
　３０９　　定電圧回路
　４００　　電気自動車
　４２１　　インバータ
　４２２　　モータ
　Ｃ１０、Ｃ２１　　平滑コンデンサ
　Ｃ１１　　直流リンクコンデンサ
　Ｃｒ１１～Ｃｒ１４、Ｃｒ２１、Ｃｒ２２　　共振コンデンサ
　Ｄ１～Ｄ６　　ダイオード、
　Ｄ１０、Ｄ２１１　　昇圧ダイオード、
　Ｄ１１～Ｄ１４、Ｄ２１～Ｄ２４　　整流ダイオード
　Ｄ２０、Ｄ２１０　　降圧ダイオード
　Ｄ３０　ツェナーダイオード、ダイオード、定電圧回路
　Ｌ１　　昇圧インダクタ
　Ｌ２　　降圧インダクタ
　Ｌ３　　平滑インダクタ
　Ｌｒ１　　共振インダクタ
　Ｎ１　　巻線、第１の巻線
　Ｎ２　　巻線、第２の巻線
　Ｑ１～Ｑ６　　スイッチング素子
　Ｓ１、Ｓ２０１　　昇圧スイッチング素子、昇圧スイッチ
　Ｓ２、Ｓ２０２　　降圧スイッチング素子、降圧スイッチ
　ＳＷ１、ＳＷ１１、ＳＷ２１、ＳＷ３１　　スイッチ（第１のスイッチ）
　ＳＷ３２　　スイッチ（第２のスイッチ）
　Ｔ１　　給電トランス

Claims

　第１の巻線と、
　第１の直流電圧を生成し、降圧機能を有する第１の回路と、
　前記第１の回路に接続され、前記第１の直流電圧を入力し、交流電圧を出力して前記第１の巻線に電力を供給する第２の回路と、
　前記第２の回路の出力電流を検出する電流検出手段と、
を備え、
　前記第１の巻線と磁気的に結合する第２の巻線と、前記第２の巻線の電力を入力し第２の直流電圧を出力して負荷へ電力を供給する第３の回路とを具備する受電側回路へ、非接触で電力を伝送する非接触給電装置であって、
　該非接触給電装置が前記負荷へ電力を供給する給電モードと、
　前記交流電圧の周波数を変化させて、前記電流検出手段により前記第２の回路の出力電流の周波数特性を探索するスイープモードと、
を有し、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記給電モードで動作する期間と比較して前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧を低い値とすることを特徴とする非接触給電装置。
　第１の巻線と、
　第１の直流電圧を生成し、降圧機能を有する第１の回路と、
　前記第１の回路に接続され、前記第１の直流電圧を入力し、交流電圧を出力して前記第１の巻線に電力を供給する第２の回路と、
　前記第２の回路の出力電流を検出する電流検出手段と、
　前記第１の回路と前記第２の回路を制御する第１の制御手段と、
を備え、
　前記第１の巻線と磁気的に結合する第２の巻線と、前記第２の巻線の電力を入力し第２の直流電圧を出力して負荷へ電力を供給する第３の回路と、前記第３の回路と前記負荷とを切り離す第１のスイッチと、該第１のスイッチを制御する第２の制御手段とを具備する受電側回路へ、非接触で電力を伝送する非接触給電装置であって、
　該非接触給電装置が前記負荷へ電力を供給する給電モードと、
　前記第２の回路の出力の交流電圧の周波数を変化させて、前記電流検出手段により前記第２の回路の出力電流の周波数特性を探索するスイープモードと、
を有し、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記第１のスイッチにより、前記負荷から前記第３の回路を切り離すとともに、前記給電モードで動作する期間と比較して前記第１の直流電圧および前記第２の直流電圧を低い値とすることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記第１の直流電圧を変化させることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記第１の直流電圧と前記第２の直流電圧の比を概ね一定とすることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記給電モードで動作する期間の電圧よりも低い範囲において、前記第２の直流電圧の上昇にともない、前記第１の直流電圧を上昇させることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記給電モードで動作する期間の電圧よりも低い範囲において、前記第１の直流電圧を上昇させた後に前記第１の直流電圧を下降させて、再び前記第１の直流電圧を上昇させることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第２項において、
　前記受電側回路は、さらに、
　前記第２の直流電圧を概ね一定に保つ定電圧回路と、前記第３の回路と前記定電圧回路を接続する第２のスイッチと、を具備し、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記第２のスイッチにより、前記第３の回路と前記定電圧回路を接続することを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第７項において、
　前記定電圧回路は、ツェナーダイオードを備えることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第２項において、
　前記受電側回路は、さらに、前記第３の回路の出力端子間に接続される平滑コンデンサを具備し、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記第１のスイッチにより、前記負荷と前記平滑コンデンサを切り離し、前記第３の回路の出力電流で前記平滑コンデンサを充電することを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記電流検出手段は、前記第２の回路の出力電流の位相を検出することを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記電流検出手段は、前記第２の回路の出力電流の大きさを検出することを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記交流電圧の周波数を高い値から低い値に向けて変化させることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記スイープモードで動作する期間に、前記交流電圧の周波数を低い値から高い値に向けて変化させることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記第１の回路は、
　入力端子間に直列接続された降圧スイッチング素子および降圧ダイオードと、
　前記降圧ダイオードの両端間に直列接続された降圧インダクタおよび直流コンデンサと、を備え、
　前記直流コンデンサの両端間を前記第１の直流電圧とすることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記第１の回路は、
　入力端子間に直列接続された降圧スイッチング素子および降圧ダイオードと、
　前記降圧ダイオードの両端間に直列接続された平滑インダクタおよび昇圧スイッチング素子と、
　前記昇圧スイッチング素子の両端間に直列接続された昇圧ダイオードおよび直流コンデンサと、
を備え、
　前記直流コンデンサの両端を前記第１の直流電圧とすることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記第１の巻線に直列又は並列に挿入された共振コンデンサを備えることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記第２の巻線に直列又は並列に挿入された共振コンデンサを備えることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記第２の回路は、
　第１、第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、
　第３、第４のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグと、
を備えたことを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記第３の回路は、
　第１、第２のダイオードを直列接続した第１のダイオードレッグと、
　第３、第４のダイオードを直列接続し、前記第１のダイオードレッグに並列接続された、第２のダイオードレッグと、
を備えることを特徴とする非接触給電装置。
　請求の範囲第１項または第２項において、
　前記非接触給電装置は、車両に搭載された二次電池を充電することを特徴とする非接触給電装置。