CN104065179A

CN104065179A - 供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法

Info

Publication number: CN104065179A
Application number: CN201410304778.1A
Authority: CN
Inventors: 余峰; 赵晨
Original assignee: Nanjing Xilijie Semiconductor Technology Co Ltd
Current assignee: Nanjing Sili Microelectronics Technology Co., Ltd
Priority date: 2014-06-27
Filing date: 2014-06-27
Publication date: 2014-09-24
Anticipated expiration: 2034-06-27
Also published as: US10819155B2; CN104065179B; US20180351411A1; TW201603436A; TWI575839B; US10103578B2; US20150380944A1

Abstract

公开了一种谐振型非接触供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法。所述谐振型非接触供电装置包括:变换器，将输入电源信号变换为可调节直流电压；逆变器，接收所述可调节直流电压输出具有漏感谐振频率的交流电压；发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述逆变器接收所述交流电压；接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；控制电路，根据所述逆变器输出的交流电压和交流电流的相位差控制所述变换器调节所述可调节直流电压，使得所述相位差保持为预定角度值。由此，可以使得阻抗匹配不受负载阻抗的限制，提高电路阻抗匹配的可控性和可调节性。

Description

供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术，尤其涉及一种供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法。

背景技术

非接触供电技术基于其方便实用的特点而广泛应用于电子产品领域，尤其是小功率电子产品行业如移动电话、MP3播放器、数码照相机、便携式电脑等。现有技术的非接触供电装置通常包含有一个由发射线圈L1和接收线圈L2构成的变压器，通常利用变压器发射线圈、接收线圈间磁场耦合的性能将能量从电能发射端向电能接收端传送。

为了提升电能传输效率，通常会在非接触供电装置的谐振和磁耦合电路中加入无源的阻抗匹配网络。例如，如图1所示，在发射侧谐振电路加入LC阻抗匹配网络01，使流过前级高频逆变电路功率开关器件和初级发射线圈上的电流能够有效的降低。同时，在接收侧谐振电路的输出端口并联匹配电容C_m，可以在一定范围内调整从负载向发射端观察的阻抗和接收端的谐振频率，使得谐振和磁耦合电路能够在比较宽的频率范围内保持较高的输出电压，来获得较高的能量传输效率。

但是，实际的负载阻抗和设计匹配网络时的理论阻抗往往不同，同时，无源的阻抗匹配网络会增加装置的体积和重量，其可控性和可调节性也较差。

发明内容

有鉴于此，提供一种谐振型非接触供电装置、集成电路、电能发射端和阻抗匹配方法，使得阻抗匹配可以不受负载阻抗的限制，提高电路阻抗匹配的可控性和可调节性。

第一方面，提供一种谐振型非接触供电装置，包括:

变换器，将输入电源信号变换为可调节直流电压；

逆变器，接收所述可调节直流电压输出具有漏感谐振频率的交流电压；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述逆变器接收所述交流电压；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；

控制电路，根据所述逆变器输出的交流电压和交流电流的相位差控制所述变换器调节所述可调节直流电压，使得所述相位差保持为预定角度值。

优选地，所述预定角度值为大于等于50度小于等于60度的角度值。

优选地，所述预定角度值为55度。

优选地，所述控制电路包括：

电流相位检测电路，用于检测所述交流电流的相位输出电流相位信号；

补偿信号生成电路，根据所述逆变器控制信号和所述电流相位信号获取所述相位差，并根据所述相位差与所述预定角度值生成补偿信号；

控制信号生成电路，根据所述变换器反馈的功率级电路电流和所述补偿信号输出控制信号，所述控制信号用于控制所述变换器调节所述可调节直流电压。

优选地，所述补偿信号生成电路获取相位差信号，并根据所述相位差信号以及角度值阈值信号生成所述补偿信号；

所述相位差信号与所述相位差成比例，所述角度值阈值信号与所述预定角度值成比例。

优选地，所述补偿信号生成电路包括：

与逻辑电路，输入所述电流相位信号和所述逆变器控制信号输出相位差宽度信号，所述相位差宽度信号具有与所述相位差对应的脉冲宽度；

平均电路，对所述相位差宽度信号进行平均输出所述相位差信号；

误差放大电路，比较所述相位差信号和所述角度值阈值信号输出误差放大信号；

补偿电路，对所述误差放大信号进行补偿生成所述补偿信号。

第二方面，提供一种集成电路，用于谐振型非接触电能发射端，包括：

变换器，将输入电源信号变换为可调节直流电压；

逆变器，接收所述可调节直流电压输出具有漏感谐振频率的交流电压，所述交流电压驱动谐振型非接触电能发射端的发射侧谐振电路传输电能；

优选地，所述预定角度值为55度。

优选地，所述控制电路包括：

优选地，所述补偿信号生成电路包括：

第三方面，提供一种谐振型非接触电能发射端，包括如上所述的集成电路和发射侧谐振电路；

所述发射侧谐振电路包括发射线圈，用于从所述逆变器接收所述交流电压。

第四方面，提供一种阻抗匹配方法，用于对谐振型非接触供电装置进行阻抗匹配，包括：

将输入电源信号变换为可调节直流电压输入到逆变器；

根据所述逆变器输出的交流电压和交流电流的相位差控制所述可调节直流电压，使得所述相位差保持为预定角度值。

优选地，所述预定角度值为55度。

通过在逆变电路前设置变换器，使得谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的输入电压可调，通过调节输入到谐振与磁耦合电路的电压可以使得阻抗匹配不受负载阻抗的限制，大大提高电路阻抗匹配的可控性和可调节性。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是现有技术中带有阻抗匹配网络的谐振与磁耦合电路的示意图；

图2是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的电路示意图；

图3A-3C是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的等效电路示意图；

图4是本发明实施例的一个优选的控制电路的电路示意图；

图5是本发明实施例的一个优选的补偿信号生成电路的电路示意图；

图6是本发明实施例的补偿信号生成电路的工作波形图；

图7是本发明实施例的一个优选的控制信号生成电路的电路示意图；

图8是本发明实施例的阻抗匹配方法的流程图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的电路示意图。如图2所示，谐振型非接触供电装置10包括电能发射端11和电能接收端12。

其中，电能发射端11包括变换器111、逆变器112、发射侧谐振电路113和控制电路114。

变换器111将输入电源信号v_s变换为可调节直流电压v_in。输入电源信号v_s可以为交流电源信号，对应地，变换器111为交流-直流变换器。输入电源信号v_s也可以是直流电源信号，对应地，变换器111为直流-直流变换器。变换器可以为开关型变换器。

逆变器112接收可调节直流电压v_in输出具有漏感谐振频率的交流电压v_ac。在本实施例中，漏感谐振频率是指将发射线圈和接收线圈的自感解耦为漏感和互感两部分，使得解耦后发射侧谐振电路中漏感和谐振电容的阻抗以及接收侧谐振电路的漏感和谐振电容阻抗均相互抵消的谐振频率。当电路工作在漏感谐振频率下时，系统效率较高。

发射侧谐振电路113包括发射线圈L1，用于从逆变器112接收交流电压v_ac，并受交流电压v_ac驱动向电能接收端12传输电能。为了平衡发射侧谐振电路113的漏感抗和接收侧谐振电路121的反射感抗以及电路中由寄生参数引起的感抗，消除高频下由于这些寄生参数存在而产生的电压尖峰和浪涌电流，减小电磁干扰和电源噪声并达到减小电源的视在功率，提高电源的功率因数，发射侧谐振电路112中可以加入发射侧谐振电容C_s，其与发射线圈L1串联或并联，以与发射线圈L1形成谐振电路。当然，本领域技术人员可以理解，在某些情况下可以利用电路的分布电容(例如发射线圈导线之间的分布电容)来作为发射侧谐振电容，从而不必在电路中设置独立的电容元件。

控制电路114根据逆变器112输出的交流电压v_ac和交流电流i_ac的相位差Δφ输出控制信号Q，控制信号Q用于控制变换器111调节可调节直流电压v_ac，使得相位差Δφ保持为预定角度值φ_th。

电能接收端12可以以分离地以及非接触方式耦合到发射端11接收电能，其包括接收侧谐振电路121。接收侧谐振电路121包括接收线圈L2，接收线圈L2与发射线圈L1分离地以非接触方式耦合，接收侧谐振电路112用于从发射线圈接收电能。同时，为了减小电能接收端12消耗的无功功率，增大谐振与磁耦合电路传输的有功功率，接收侧谐振电路121可以加入接收侧谐振电容C_d。如上所述，接收侧谐振电容C_d可以利用电路其它元件的分布电容(例如线圈导线之间的分布电容)来实现，从而不必在电路中设置专门的电容元件。

电能接收端12通常还可以包括整流电路，对接收侧谐振电路接收的信号进行整流。

负载可以连接在整流电路的输出端口。

图3A是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的等效电路示意图，也即发射侧谐振电路113和接收侧谐振电路121的电路示意图。

如图3A所示，发射线圈L1可以等效为第一理想线圈L_s以及线圈电阻R_s，同样，接收线圈L2可以等效为第二理想线圈L_d以及线圈电阻R_d。第一理想线圈L_s和第二理想线圈L_d相互耦合。在图3A中，发射侧谐振电路113和接收侧谐振电路121均采用串联谐振的方式来组成谐振电路，其中，发射侧谐振电路113具有发射侧谐振电容C_s，接收侧谐振电路121具有接收侧谐振电容C_d。如上所述，发射侧谐振电容C_s和接收侧谐振电容C_d可以为集中元件或者利用其它元件的分布参数实现。

由此，谐振与磁耦合电路构成一互感耦合电路。

通常，为了使得发射侧谐振电路113和接收侧谐振电路121能够以谐振方式传递能量，两者具有相同的谐振频率，也即：

f_{s} = 1 / 2 π \cdot \sqrt{L_{s} \cdot C_{s}} = 1 / 2 π \cdot \sqrt{L_{d} \cdot C_{d}} = f_{d}

其中，f_s为发射侧谐振电路113的谐振频率，f_d为接收侧谐振电路121的谐振频率；L_s为第一理想线圈L_s的电感值，L_d为第二理想线圈L_d的电感值；C_s为发射侧谐振电容的电容值，C_d为接收侧谐振电容的电容值。

优选地，可以设置使得第一理想线圈L_s的电感值等于第二理想线圈L_d的电感值，并且发射侧谐振电容的电容值C_s等于接收侧谐振电容的电容值C_d，从而使得发射侧谐振电路113和接收侧谐振电路121谐振频率相同。

通常，将上述谐振频率称为自感谐振频率，其相对于上述的漏感谐振频率而言。工作在自感谐振频率下时，发射侧谐振电路113和接收侧谐振电路121同时谐振，谐振和磁耦合电路中所有的电感和电容阻抗均相互抵消，系统具有较高的效率。

但是，一旦失谐，电路效率会大幅下降。

图3B是图2A所示的谐振与磁耦合电路的在漏感模型下的等效电路图。由于发射线圈L1和接收线圈L2的耦合存在漏感和互感，图3A所示的谐振与磁耦合电路可以等效为图3B的形式，即，将相互耦合的理想线圈L_s和L_d解耦为发射侧漏电感L_s’、接收侧漏电感L_d’和互感L_M。

对于图3A所示电路，耦合度k会随着其相对位置的变化以及周边环境的影响而变化，进而导致图3B中发射侧漏电感L_s’、接收侧漏电感L_d’和互感L_M变化。在电能发射端11和电能接收端12除负载外其他电路元件确定的前提下，在负载阻抗R_L和互感L_M(也即两者之间的耦合度)的关系满足一定条件时(R_L<ω₀L_M)，输入电流i_in在输入电压v_ac的频率为漏感谐振频率时具有最大值。

在L_s’C_s＝L_d’C_d的前提下，漏感谐振频率可以等于其中，L_s’为发射侧漏电感的电感值，其等于L_s-L_M。

利用该特性，可以在电路开始工作时，通过扫描预定的频率范围获取漏感谐振频率。

图3C是输入到发射侧谐振电路113的交流电压v_ac的频率为漏感谐振频率时，谐振与磁耦合电路、整流电路以及负载的等效电路示意图。

如图3C所示，工作在漏感谐振频率下时，发射侧谐振电路113和接收侧谐振电路121中的发射侧漏感L_s’、发射侧谐振电容C_s、接收侧漏感L_d’和接收侧谐振电容C_d的阻抗相互抵消，使得电路等效为仅包括互感L_M和线圈电阻R_s和R_d的两端口网络。在线圈电阻R_s和R_d很小的前提下，其可以被忽略，此时，互感L_M可以看作并联在输出端口。因此，谐振与磁耦合电路可以输出一个恒定的与输入电压基本一致的电压，即

V_{R_{L}} \approx v_{ac} .

虽然输出端口阻抗在不同范围时，谐振与磁耦合电路呈现出不同的谐振特性，但是，无论输出端口阻抗如何变化，只要发射线圈L1和接收线圈L2的耦合关系不变(也即，耦合度k或互感L_M不变)，在工作在漏感谐振频率下时，发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121中的发射侧漏感L_s’、发射侧谐振电容C_s、接收侧漏感L_d’和接收侧谐振电容C_d的阻抗仍会相互抵消。由此，在扫描漏感谐振频率的操作结束后，供电装置工作在漏感谐振频率仍然使得电路的等效电路如图3C所示，使得输出为一个较稳定的电压，并可以直接连接负载，减小失谐对效率的影响，从而提高系统效率。

在此前提下，根据图3C所示的等效电路，在负载等效阻抗R_L较大时，输入的电流几乎全部流过互感L_M，传输到负载的功率很少，系统能量传输效率较低。如果负载等效阻抗R_L较小，会导致负载回路中的电流较大，使得发射线圈电阻和接收线圈电阻R_s和R_d消耗较大功率，使得系统效率降低。因此，需要进行阻抗匹配使得等效负载阻抗的大小在不同情况下始终为较优的值。

根据图3C所示的等效电路，通常而言，负载为具有恒定功率的用电设备，也即负载功率P_L为一定值。根据上述分析，本实施例的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路工作在漏感谐振频率下时，其输入的交流电压v_ac近似等于作用于包括负载和整流电路的等效负载的电压v_RL，即：v_ac≈v_RL。而负载等效阻抗R_L可以利用输出电压和负载功率计算，即：

R_{L} = \frac{{v_{RL}}^{2}}{P_{L}}

在此前提下，对于本实施例的在负载为恒定功率设备时，负载等效电阻R_L是交流电压v_ac的函数，即：

R_{L} \approx \frac{{v_{ac}}^{2}}{P_{L}}

由于v_ac的幅值与可调节直流电压v_in相关，因此，可以通过调节可调节直流电压v_in来实现调节负载等效阻抗进而实现阻抗匹配。

对于图3C所示的等效电路，系统效率η满足下式：

η = \frac{R_{L}}{R_{s} [{(\frac{R_{L} + R_{d}}{ω_{1} L_{M}})}^{2} + 1] + R_{L} + R_{d}}

其中，R_L为负载等效阻抗，R_s为发射线圈电阻，R_d为接收线圈电阻，L_M为互感，ω₁为漏感谐振频率。

在假设R_s＝R_d且远小于R_L的前提下，当时，系统效率η可以取得最大值。

在图3C所示电路中，在R_L满足上述使得系统效率η取最大值的条件时，可以计算得到，输入到谐振与磁耦合电路的交流电压v_ac与交流电流i_ac的相位相差约55度，也即，交流电压的相位φ_v与交流电流的相位φ_i的相位差Δφ约等于55度。也就是说，在交流电流i_ac的相位φ_i滞后交流电压v_ac的相位φ_v约55度时，系统效率取得最大值。

而在实际中，根据不同的电路参数，在相位差为50度至60度的区间内时均有可能取得较高效率。

由此，只要通过调整输入到逆变电路112的可调节直流电压v_in，使得逆变电路112输出的交流电压v_ac和交流电流i_ac的相位差保持为预定角度值，即可实现谐振型非接触供电装置的阻抗匹配。

图4是本发明实施例的一个优选的控制电路的电路示意图。如图4所示，控制电路114可以包括电流相位检测电路114a、补偿信号生成电路114b和控制信号生成电路114c。

电流相位检测电路114a用于检测交流电流i_ac的相位φ_i输出电流相位信号S_φi。

优选地，电流相位检测电路114a可以输入电流采样电路采样逆变电路112输出的交流电流i_ac获得采样信号v_i，检测采样信号v_i的过零点，以获得交流电流i_ac为正或为负的区间。例如，输出的电流相位信号S_φi在交流电流i_ac为沿第一方向流动时为高电平，在交流电流i_ac为沿与第一方向相反方向流动时为低电平，或者正好相反。

补偿信号生成电路114b根据逆变器控制信号S_n和电流相位信号S_φi获取相位差Δφ，并根据所述相位差Δφ与预定角度值φ_th生成补偿信号S_comp。

具体地，补偿信号生成电路114b获取相位差信号S_Δφ，并根据相位差信号S_Δφ以及角度值阈值信号S_φth生成补偿信号v_c。

其中，相位差信号S_Δφ与相位差Δφ成比例，角度值阈值信号S_φth与预定角度值φ_th成比例。

补偿信号v_c提供当前的逆变器输出的交流电压和交流电流的相位差Δφ与预定角度值φ_th的误差的相关信息，从而供后续控制信号生成电路114c使用。

图5是本发明实施例的一个优选的补偿信号生成电路的电路示意图。

如图5所示，该优选的补偿信号生成电路114b包括与逻辑电路AND、平均电路AVG、误差放大电路Gm和补偿电路CP。

与逻辑电路AND输入电流相位信号S_φi和逆变器控制信号S_n输出相位差宽度信号S_pw，相位差宽度信号S_pw具有与相位差Δφ对应的脉冲宽度。

逆变器控制信号S_n用于控制逆变器的逆变频率和相位，其与逆变器输出的交流电压具有相同或相反相位，并具有相同的频率。

如上所述，电流相位信号S_φi在交流电流i_ac为沿第一方向流动时为高电平，在交流电流i_ac为沿与第一方向相反方向流动时为低电平，或者正好相反。

可以利用具有与交流电压v_ac相反相位的逆变器控制信号S_n来生成相位差宽度信号S_pw。如图6所示，交流电流i_ac滞后交流电压v_ac一相位差Δφ，电流相位信号S_φi与交流电流v_ac具有相同的相位，而逆变器控制信号S_n具有与交流电压v_ac相反的相位。与逻辑电路AND只有在电流相位信号S_φi和逆变器控制信号S_n均为高电平时才输出高电平，在其它情况下均输出低电平。由此，与逻辑电路AND输出的信号的高电平脉冲宽度与相位差Δφ对应。

当然，本领域技术人员容易理解，也可以通过设置不同的信号使得低电平脉冲宽度与相位差Δφ对应。

平均电路AVG对相位差宽度信号S_pw进行平均，输出相位差信号SΔ_φ。

由于具有与相位差Δφ对应的脉冲宽度的信号是周期信号，因此，对其进行平均后获得信号的幅值与其高电平脉冲宽度成正比，由此，平均电路AVG输出的相位差信号S_Δφ与相位差Δφ成比例。

在图5的优选电路中，平均电路AVG为RC滤波电路，其包括第一电阻R1和第一电容C1，第一电阻R1连接在与逻辑电路AND的输出端和误差放大电路Gm的输入端之间，第一电容C1连接在误差放大电路Gm的输入端和接地端之间。

误差放大电路Gm用于比较与相位差Δφ成比例的信号S_Δφ和角度值阈值信号S_φth输出误差放大信号；补偿电路CP对误差放大信号进行补偿后生成补偿信号v_c。

容易理解，角度值阈值信号S_φth与预定角度值φ_th之间的比例等于信号S_Δφ与相位差Δφ之间的比例。

误差放大电路Gm将信号S_Δφ和角度值阈值信号S_φth之间的误差放大输出。在图5的优选电路中，误差放大电路Gm为跨导放大器。

补偿电路CP用于对误差放大电路Gm输出的误差放大信号进行补偿生成补偿信号v_c。补偿电路CP优选为RC电路，其包括串联连接在误差放大电路Gm输出端第二电阻R2和第二电容C2。

补偿信号v_c输入到控制信号生成电路114c。

控制信号生成电路114c可以采用峰值电流控制方式，根据变换器111反馈的功率级电路电流采样信号v_p和补偿信号v_c输出控制信号Q控制变换器111调节可调节直流电压v_in，使得根据可调节直流电流v_in逆变获得的交流电压v_ac和交流电流i_ac的相位差Δφ保持为预定角度值φ_th。

如图7所示，一个优选的控制信号生成电路114c包括比较电路CMP和RS触发器，比较电路CMP的同相输入端输入功率级电路电流采样信号v_p，其反相输入端输入补偿信号v_c，比较电路CMP的输出端连接到RS触发器的复位端。RS触发器的置位端输入时钟信号CLK，RS触发器输出控制信号Q。控制信号Q可以控制变换器111的功率开关的占空比，使得根据可调节直流电流v_in逆变获得的交流电压v_ac和交流电流i_ac的相位差保持为预定角度值φ_th。

根据图5和图7所示电路可知，控制电路114实际上构成了将逆变电路输出的交流电压和交流电流的相位差作为调节目标，采用电流模式控制方式进行控制的反馈控制环路。由此，通过控制上述相位差保持在预定角度值使得系统始终保持在阻抗匹配状态，系统传输效率保持较高。

本实施例通过在逆变电路前设置变换器，使得谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的输入电压可调，通过调节输入到谐振与磁耦合电路的电压可以使得阻抗匹配不受负载阻抗的限制，大大提高电路阻抗匹配的可控性和可调节性。

对于本实施例，上述的控制电路可以集成为独立的集成电路。在其它的具体实施方式中，也可以将变换器、逆变器和控制电路集成在一起形成集成电路，提高系统的集成度，在此前提下，只需要将集成电路连接发射侧谐振电路并构建必要的外围电路即可搭建谐振型非接触电能发射端。

图8是本发明实施例的阻抗匹配方法的流程图。如图8所示，所述方法包括：

步骤810、将输入电源信号变换为可调节直流电压输入到逆变器。

步骤820、根据所述逆变器输出的交流电压和交流电流的相位差控制所述可调节直流电压，使得所述相位差保持为预定角度值。

优选地，所述预定角度值为55度。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种谐振型非接触供电装置，包括:

变换器，将输入电源信号变换为可调节直流电压；

2.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述预定角度值为大于等于50度小于等于60度的角度值。

3.根据权利要求2所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述预定角度值为55度。

4.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述控制电路包括：

5.根据权利要求4所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述补偿信号生成电路获取相位差信号，并根据所述相位差信号以及角度值阈值信号生成所述补偿信号；

6.根据权利要求5所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述补偿信号生成电路包括：

7.一种集成电路，用于谐振型非接触电能发射端，包括：

变换器，将输入电源信号变换为可调节直流电压；

8.根据权利要求7所述的集成电路，其特征在于，所述预定角度值为大于等于50度小于等于60度的角度值。

9.根据权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述预定角度值为55度。

10.根据权利要求7所述的集成电路，其特征在于，所述控制电路包括：

11.根据权利要求10所述的集成电路，其特征在于，所述补偿信号生成电路获取相位差信号，并根据所述相位差信号以及角度值阈值信号生成所述补偿信号；

12.根据权利要求11所述的集成电路，其特征在于，所述补偿信号生成电路包括：

13.一种谐振型非接触电能发射端，包括根据权利要求7-12任一项所述的集成电路和发射侧谐振电路；

14.一种阻抗匹配方法，用于对谐振型非接触供电装置进行阻抗匹配，包括：

将输入电源信号变换为可调节直流电压输入到逆变器；

15.根据权利要求14所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述预定角度值为大于等于50度小于等于60度的角度值。

16.根据权利要求15所述的阻抗匹配方法，其特征在于，所述预定角度值为55度。