TWI575839B - Power supply device, integrated circuit, power transmitter and impedance matching method - Google Patents

Description

供電裝置、積體電路、電能發射端和阻抗匹配方法

本發明關於電力電子技術，尤其關於一種供電裝置、積體電路、電能發射端和阻抗匹配方法。

非接觸供電技術基於其方便實用的特點而廣泛應用於電子產品領域，尤其是小功率電子產品行業如行動電話、MP3播放機、數碼照相機、可攜式電腦等。現有技術的非接觸供電裝置通常包含有一個由發射線圈L1和接收線圈L2構成的變壓器，通常利用變壓器發射線圈、接收線圈間磁場耦合的性能將能量從電能發射端向電能接收端傳送。

為了提升電能傳輸效率，通常會在非接觸供電裝置的諧振和磁耦合電路中加入無源的阻抗匹配網路。例如，如圖1所示，在發射側諧振電路加入LC阻抗匹配網路01，使流過前級高頻逆變電路功率開關器件和初級發射線圈上的電流能夠有效的降低。同時，在接收側諧振電路的輸出埠並聯匹配電容C_m，可以在一定範圍內調整從負載向發射端觀察的阻抗和接收端的諧振頻率，使得諧振和磁耦合 電路能夠在比較寬的頻率範圍內保持較高的輸出電壓，來獲得較高的能量傳輸效率。

但是，實際的負載阻抗和設計匹配網路時的理論阻抗往往不同，同時，無源的阻抗匹配網路會增加裝置的體積和重量，其可控性和可調節性也較差。

有鑑於此，提供一種諧振型非接觸供電裝置、積體電路、電能發射端和阻抗匹配方法，使得阻抗匹配可以不受負載阻抗的限制，提高電路阻抗匹配的可控性和可調節性。

第一方面，提供一種諧振型非接觸供電裝置，包括：轉換器，將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓；逆變器，接收所述可調節直流電壓輸出具有漏感諧振頻率的交流電壓；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從所述逆變器接收所述交流電壓；接收側諧振電路，包括接收線圈，所述接收線圈與所述發射線圈分離地以非接觸方式耦合，所述接收側諧振電路用於從所述發射線圈接收電能；控制電路，根據所述逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差控制所述轉換器調節所述可調節直流電壓，使得所述相位差保持為預定角度值。

較佳地，所述預定角度值為大於等於50度小於等於 60度的角度值。

較佳地，所述預定角度值為55度。

較佳地，所述控制電路包括：電流相位檢測電路，用於檢測所述交流電流的相位輸出電流相位信號；補償信號產生電路，根據所述逆變器控制信號和所述電流相位信號獲取所述相位差，並根據所述相位差與所述預定角度值產生補償信號；控制信號產生電路，根據所述轉換器回饋的功率級電路電流和所述補償信號輸出控制信號，所述控制信號用於控制所述轉換器調節所述可調節直流電壓。

較佳地，所述補償信號產生電路獲取相位差信號，並根據所述相位差信號以及角度值閾值信號產生所述補償信號；所述相位差信號與所述相位差成比例，所述角度值閾值信號與所述預定角度值成比例。

較佳地，所述補償信號產生電路包括：與邏輯電路，輸入所述電流相位信號和所述逆變器控制信號輸出相位差寬度信號，所述相位差寬度信號具有與所述相位差對應的脈衝寬度；平均電路，對所述相位差寬度信號進行平均輸出所述相位差信號；誤差放大電路，比較所述相位差信號和所述角度值閾值信號輸出誤差放大信號； 補償電路，對所述誤差放大信號進行補償產生所述補償信號。

第二方面，提供一種積體電路，用於諧振型非接觸電能發射端，包括：轉換器，將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓；逆變器，接收所述可調節直流電壓輸出具有漏感諧振頻率的交流電壓，所述交流電壓驅動諧振型非接觸電能發射端的發射側諧振電路傳輸電能；控制電路，根據所述逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差控制所述轉換器調節所述可調節直流電壓，使得所述相位差保持為預定角度值。

較佳地，所述預定角度值為大於等於50度小於等於60度的角度值。

較佳地，所述預定角度值為55度。

較佳地，所述控制電路包括：電流相位檢測電路，用於檢測所述交流電流的相位輸出電流相位信號；補償信號產生電路，根據所述逆變器控制信號和所述電流相位信號獲取所述相位差，並根據所述相位差與所述預定角度值產生補償信號；控制信號產生電路，根據所述轉換器回饋的功率級電路電流和所述補償信號輸出控制信號，所述控制信號用於控制所述轉換器調節所述可調節直流電壓。

較佳地，所述補償信號產生電路獲取相位差信號，並 根據所述相位差信號以及角度值閾值信號產生所述補償信號；所述相位差信號與所述相位差成比例，所述角度值閾值信號與所述預定角度值成比例。

較佳地，所述補償信號產生電路包括：與邏輯電路，輸入所述電流相位信號和所述逆變器控制信號輸出相位差寬度信號，所述相位差寬度信號具有與所述相位差對應的脈衝寬度；平均電路，對所述相位差寬度信號進行平均輸出所述相位差信號；誤差放大電路，比較所述相位差信號和所述角度值閾值信號輸出誤差放大信號；補償電路，對所述誤差放大信號進行補償產生所述補償信號。

協力廠商面，提供一種諧振型非接觸電能發射端，包括如上所述的積體電路和發射側諧振電路；所述發射側諧振電路包括發射線圈，用於從所述逆變器接收所述交流電壓。

第四方面，提供一種阻抗匹配方法，用於對諧振型非接觸供電裝置進行阻抗匹配，包括：將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓輸入到逆變器；根據所述逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差控制所述可調節直流電壓，使得所述相位差保持為預定角 度值。

較佳地，所述預定角度值為大於等於50度小於等於60度的角度值。

較佳地，所述預定角度值為55度。

透過在逆變電路前設置轉換器，使得諧振型非接觸供電裝置的諧振與磁耦合電路的輸入電壓可調，透過調節輸入到諧振與磁耦合電路的電壓可以使得阻抗匹配不受負載阻抗的限制，大大提高電路阻抗匹配的可控性和可調節性。

01‧‧‧LC阻抗匹配網路

10‧‧‧諧振型非接觸供電裝置

11‧‧‧電能發射端

12‧‧‧電能接收端

111‧‧‧轉換器

112‧‧‧逆變器

113‧‧‧發射側諧振電路

114‧‧‧控制電路

114a‧‧‧電流相位檢測電路

114b‧‧‧補償信號產生電路

114c‧‧‧控制信號產生電路

121‧‧‧接收側諧振電路

810、820‧‧‧步驟

透過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特徵和優點將更為清楚，在附圖中：圖1是現有技術中帶有阻抗匹配網路的諧振與磁耦合電路的示意圖；圖2是本發明實施例的諧振型非接觸供電裝置的電路示意圖；圖3A-3C是本發明實施例的諧振型非接觸供電裝置的諧振與磁耦合電路的等效電路示意圖；圖4是本發明實施例的一個較佳的控制電路的電路示意圖；圖5是本發明實施例的一個較佳的補償信號產生電路的電路示意圖；圖6是本發明實施例的補償信號產生電路的工作波形 圖；圖7是本發明實施例的一個較佳的控制信號產生電路的電路示意圖；圖8是本發明實施例的阻抗匹配方法的流程圖。

以下基於實施例對本發明進行描述，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，公知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敘述。

此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一定是按比例繪製的。

同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路透過電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。

除非上下文明確要求，否則整個說明書和申請專利範 圍中的“包括”、“包含”等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是“包括但不限於”的含義。

在本發明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅用於描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，“多個”的含義是兩個或兩個以上。

圖2是本發明實施例的諧振型非接觸供電裝置的電路示意圖。如圖2所示，諧振型非接觸供電裝置10包括電能發射端11和電能接收端12。

其中，電能發射端11包括轉換器111、逆變器112、發射側諧振電路113和控制電路114。

轉換器111將輸入電源信號v_s轉換為可調節直流電壓v_in。輸入電源信號v_s可以為交流電源信號，對應地，轉換器111為交流-直流轉換器。輸入電源信號v_s也可以是直流電源信號，對應地，轉換器111為直流-直流轉換器。轉換器可以為開關型轉換器。

逆變器112接收可調節直流電壓v_in輸出具有漏感諧振頻率的交流電壓v_ac。在本實施例中，漏感諧振頻率是指將發射線圈和接收線圈的自感解耦為漏感和互感兩部分，使得解耦後發射側諧振電路中漏感和諧振電容的阻抗以及接收側諧振電路的漏感和諧振電容阻抗均相互抵消的諧振頻率。當電路工作在漏感諧振頻率下時，系統效率較高。

發射側諧振電路113包括發射線圈L1，用於從逆變器112接收交流電壓v_ac，並受交流電壓v_ac驅動向電能接收端12傳輸電能。為了平衡發射側諧振電路113的漏感抗和接收側諧振電路121的反射感抗以及電路中由寄生參數引起的感抗，消除高頻下由於這些寄生參數存在而產生的電壓尖峰和浪湧電流，減小電磁干擾和電源雜訊並達到減小電源的視在功率，提高電源的功率因數，發射側諧振電路112中可以加入發射側諧振電容C_s，其與發射線圈L1串聯或並聯，以與發射線圈L1形成諧振電路。當然，本領域技術人員可以理解，在某些情況下可以利用電路的分佈電容(例如發射線圈導線之間的分佈電容)來作為發射側諧振電容，從而不必在電路中設置獨立的電容元件。

控制電路114根據逆變器112輸出的交流電壓v_ac和交流電流i_ac的相位差△φ輸出控制信號Q，控制信號Q用於控制轉換器111調節可調節直流電壓v_ac，使得相位差△φ保持為預定角度值φ_th。

電能接收端12可以以分離地以及非接觸方式耦合到發射端11接收電能，其包括接收側諧振電路121。接收側諧振電路121包括接收線圈L2，接收線圈L2與發射線圈L1分離地以非接觸方式耦合，接收側諧振電路112用於從發射線圈接收電能。同時，為了減小電能接收端12消耗的無功功率，增大諧振與磁耦合電路傳輸的有功功率，接收側諧振電路121可以加入接收側諧振電容C_d。如上所述，接收側諧振電容C_d可以利用電路其它元件的 分佈電容(例如線圈導線之間的分佈電容)來實現，從而不必在電路中設置專門的電容元件。

電能接收端12通常還可以包括整流電路，對接收側諧振電路接收的信號進行整流。

負載可以連接在整流電路的輸出埠。

圖3A是本發明實施例的諧振型非接觸供電裝置的諧振與磁耦合電路的等效電路示意圖，也即發射側諧振電路113和接收側諧振電路121的電路示意圖。

如圖3A所示，發射線圈L1可以等效為第一理想線圈L_s以及線圈電阻R_s，同樣，接收線圈L2可以等效為第二理想線圈L_d以及線圈電阻R_d。第一理想線圈L_s和第二理想線圈L_d相互耦合。在圖3A中，發射側諧振電路113和接收側諧振電路121均採用串聯諧振的方式來組成諧振電路，其中，發射側諧振電路113具有發射側諧振電容C_s，接收側諧振電路121具有接收側諧振電容C_d。如上所述，發射側諧振電容C_s和接收側諧振電容C_d可以為集中元件或者利用其它元件的分佈參數實現。

由此，諧振與磁耦合電路構成一互感耦合電路。

通常，為了使得發射側諧振電路113和接收側諧振電路121能夠以諧振方式傳遞能量，兩者具有相同的諧振頻率，也即：

其中，f_s為發射側諧振電路113的諧振頻率，f_d為接收側諧振電路121的諧振頻率；L_s為第一理想線圈L_s的 電感值，L_d為第二理想線圈L_d的電感值；C_s為發射側諧振電容的電容值，C_d為接收側諧振電容的電容值。

較佳地，可以設置使得第一理想線圈L_s的電感值等於第二理想線圈L_d的電感值，並且發射側諧振電容的電容值C_s等於接收側諧振電容的電容值C_d，從而使得發射側諧振電路113和接收側諧振電路121諧振頻率相同。

通常，將上述諧振頻率稱為自感諧振頻率，其相對於上述的漏感諧振頻率而言。工作在自感諧振頻率下時，發射側諧振電路113和接收側諧振電路121同時諧振，諧振和磁耦合電路中所有的電感和電容阻抗均相互抵消，系統具有較高的效率。

但是，一旦失諧，電路效率會大幅下降。

圖3B是圖2A所示的諧振與磁耦合電路的在漏感模型下的等效電路圖。由於發射線圈L1和接收線圈L2的耦合存在漏感和互感，圖3A所示的諧振與磁耦合電路可以等效為圖3B的形式，即，將相互耦合的理想線圈L_s和L_d解耦為發射側漏電感L_s’、接收側漏電感L_d’和互感L_M。

對於圖3A所示電路，耦合度k會隨著其相對位置的變化以及周邊環境的影響而變化，進而導致圖3B中發射側漏電感L_s’、接收側漏電感L_d’和互感L_M變化。在電能發射端11和電能接收端12除負載外其他電路元件確定的前提下，在負載阻抗R_L和互感L_M(也即兩者之間的耦合度)的關係滿足一定條件時(R_L<ω₀L_M)，輸入電流i_in在輸入電壓v_ac的頻率為漏感諧振頻率時具有最大值。

在L_s’C_s=L_d’C_d的前提下，漏感諧振頻率可以等於，其中，L_s’為發射側漏電感的電感值，其等於L_s-L_M。

利用該特性，可以在電路開始工作時，透過掃描預定的頻率範圍獲取漏感諧振頻率。

圖3C是輸入到發射側諧振電路113的交流電壓v_ac的頻率為漏感諧振頻率時，諧振與磁耦合電路、整流電路以及負載的等效電路示意圖。

如圖3C所示，工作在漏感諧振頻率下時，發射側諧振電路113和接收側諧振電路121中的發射側漏感L_s’、發射側諧振電容C_s、接收側漏感L_d’和接收側諧振電容C_d的阻抗相互抵消，使得電路等效為僅包括互感L_M和線圈電阻R_s和R_d的兩埠網路。在線圈電阻R_s和R_d很小的前提下，其可以被忽略，此時，互感L_M可以看作並聯在輸出埠。因此，諧振與磁耦合電路可以輸出一個恆定的與輸入電壓基本一致的電壓，即 v _ac 。

雖然輸出埠阻抗在不同範圍時，諧振與磁耦合電路呈現出不同的諧振特性，但是，無論輸出埠阻抗如何變化，只要發射線圈L1和接收線圈L2的耦合關係不變(也即，耦合度k或互感L_M不變)，在工作在漏感諧振頻率下時，發射側諧振電路112和接收側諧振電路121中的發射側漏感L_s’、發射側諧振電容C_s、接收側漏感L_d’和接收側諧振電容C_d的阻抗仍會相互抵消。由此，在掃描漏感諧振頻率的操作結束後，供電裝置工作在漏感諧振頻率仍 然使得電路的等效電路如圖3C所示，使得輸出為一個較穩定的電壓，並可以直接連接負載，減小失諧對效率的影響，從而提高系統效率。

在此前提下，根據圖3C所示的等效電路，在負載等效阻抗R_L較大時，輸入的電流幾乎全部流過互感L_M，傳輸到負載的功率很少，系統能量傳輸效率較低。如果負載等效阻抗R_L較小，會導致負載回路中的電流較大，使得發射線圈電阻和接收線圈電阻R_s和R_d消耗較大功率，使得系統效率降低。因此，需要進行阻抗匹配使得等效負載阻抗的大小在不同情況下始終為較優的值。

根據圖3C所示的等效電路，通常而言，負載為具有恆定功率的用電設備，也即負載功率P_L為一定值。根據上述分析，本實施例的諧振型非接觸供電裝置的諧振與磁耦合電路工作在漏感諧振頻率下時，其輸入的交流電壓v_ac近似等於作用於包括負載和整流電路的等效負載的電壓v_RL，即：v_ac v_RL。而負載等效阻抗R_L可以利用輸出電壓和負載功率計算，即：

在此前提下，對於本實施例的在負載為恆定功率設備時，負載等效電阻R_L是交流電壓v_ac的函數，即：

由於v_ac的幅值與可調節直流電壓v_in相關，因此，可以透過調節可調節直流電壓v_in來實現調節負載等效阻抗進而實現阻抗匹配。

對於圖3C所示的等效電路，系統效率η滿足下式：

其中，R_L為負載等效阻抗，R_s為發射線圈電阻，R_d為接收線圈電阻，L_M為互感，ω₁為漏感諧振頻率。

在假設R_s=R_d且遠小於R_L的前提下，當R _L ω ₁ L _M 時，系統效率η可以取得最大值。

在圖3C所示電路中，在R_L滿足上述使得系統效率η取最大值的條件時，可以計算得到，輸入到諧振與磁耦合電路的交流電壓v_ac與交流電流i_ac的相位相差約55度，也即，交流電壓的相位φ_v與交流電流的相位φ_i的相位差△φ約等於55度。也就是說，在交流電流i_ac的相位φ_i滯後交流電壓v_ac的相位φ_v約55度時，系統效率取得最大值。

而在實際中，根據不同的電路參數，在相位差為50度至60度的區間內時均有可能取得較高效率。

由此，只要透過調整輸入到逆變電路112的可調節直流電壓v_in，使得逆變電路112輸出的交流電壓v_ac和交流電流i_ac的相位差保持為預定角度值，即可實現諧振型非接觸供電裝置的阻抗匹配。

圖4是本發明實施例的一個較佳的控制電路的電路示意圖。如圖4所示，控制電路114可以包括電流相位檢測電路114a、補償信號產生電路114b和控制信號產生電路114c。

電流相位檢測電路114a用於檢測交流電流i_ac的相位φ_i輸出電流相位信號S_φi。

較佳地，電流相位檢測電路114a可以輸入電流採樣電路採樣逆變電路112輸出的交流電流i_ac獲得採樣信號v_i，檢測採樣信號v_i的過零點，以獲得交流電流i_ac為正或為負的區間。例如，輸出的電流相位信號S_φi在交流電流i_ac為沿第一方向流動時為高電平，在交流電流i_ac為沿與第一方向相反方向流動時為低電平，或者正好相反。

補償信號產生電路114b根據逆變器控制信號S_n和電流相位信號S_φi獲取相位差△φ，並根據所述相位差△φ與預定角度值φ_th產生補償信號S_comp。

具體地，補償信號產生電路114b獲取相位差信號S_△φ，並根據相位差信號S_△φ以及角度值閾值信號S_φth產生補償信號v_c。

其中，相位差信號S_△φ與相位差△φ成比例，角度值閾值信號S_φth與預定角度值φ_th成比例。

補償信號v_c提供當前的逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差△φ與預定角度值φ_th的誤差的相關資訊，從而供後續控制信號產生電路114c使用。

圖5是本發明實施例的一個較佳的補償信號產生電路的電路示意圖。

如圖5所示，該較佳的補償信號產生電路114b包括與邏輯電路AND、平均電路AVG、誤差放大電路Gm和補償電路CP。

與邏輯電路AND輸入電流相位信號S_φi和逆變器控制信號S_n輸出相位差寬度信號S_pw，相位差寬度信號S_pw具有與相位差△φ對應的脈衝寬度。

逆變器控制信號S_n用於控制逆變器的逆變頻率和相位，其與逆變器輸出的交流電壓具有相同或相反相位，並具有相同的頻率。

如上所述，電流相位信號S_φi在交流電流i_ac為沿第一方向流動時為高電平，在交流電流i_ac為沿與第一方向相反方向流動時為低電平，或者正好相反。

可以利用具有與交流電壓v_ac相反相位的逆變器控制信號S_n來產生相位差寬度信號S_pw。如圖6所示，交流電流i_ac滯後交流電壓v_ac一相位差△φ，電流相位信號S_φi與交流電流v_ac具有相同的相位，而逆變器控制信號S_n具有與交流電壓v_ac相反的相位。與邏輯電路AND只有在電流相位信號S_φi和逆變器控制信號S_n均為高電平時才輸出高電平，在其它情況下均輸出低電平。由此，與邏輯電路AND輸出的信號的高電平脈衝寬度與相位差△φ對應。

當然，本領域技術人員容易理解，也可以透過設置不同的信號使得低電平脈衝寬度與相位差△φ對應。

平均電路AVG對相位差寬度信號S_pw進行平均，輸出相位差信號S_△φ。

由於具有與相位差△φ對應的脈衝寬度的信號是週期信號，因此，對其進行平均後獲得信號的幅值與其高電平脈衝寬度成正比，由此，平均電路AVG輸出的相位差信 號S_△φ與相位差△φ成比例。

在圖5的較佳電路中，平均電路AVG為RC濾波電路，其包括第一電阻R1和第一電容C1，第一電阻R1連接在與邏輯電路AND的輸出端和誤差放大電路Gm的輸入端之間，第一電容C1連接在誤差放大電路Gm的輸入端和接地端之間。

誤差放大電路Gm用於比較與相位差△φ成比例的信號S_△φ和角度值閾值信號S_φth輸出誤差放大信號；補償電路CP對誤差放大信號進行補償後產生補償信號v_c。

容易理解，角度值閾值信號S_φth與預定角度值φ_th之間的比例等於信號S_△φ與相位差△φ之間的比例。

誤差放大電路Gm將信號S_△φ和角度值閾值信號S_φth之間的誤差放大輸出。在圖5的較佳電路中，誤差放大電路Gm為跨導放大器。

補償電路CP用於對誤差放大電路Gm輸出的誤差放大信號進行補償產生補償信號v_c。補償電路CP較佳為RC電路，其包括串聯連接在誤差放大電路Gm輸出端第二電阻R2和第二電容C2。

補償信號v_c輸入到控制信號產生電路114c。

控制信號產生電路114c可以採用峰值電流控制方式，根據轉換器111回饋的功率級電路電流採樣信號v_p和補償信號v_c輸出控制信號Q控制轉換器111調節可調節直流電壓v_in，使得根據可調節直流電流v_in逆變獲得的交流電壓v_ac和交流電流i_ac的相位差△φ保持為預定角度 值φ_th。

如圖7所示，一個較佳的控制信號產生電路114c包括比較電路CMP和RS觸發器，比較電路CMP的同相輸入端輸入功率級電路電流採樣信號v_p，其反相輸入端輸入補償信號v_c，比較電路CMP的輸出端連接到RS觸發器的復位端。RS觸發器的置位元端輸入時鐘信號CLK，RS觸發器輸出控制信號Q。控制信號Q可以控制轉換器111的功率開關的占空比，使得根據可調節直流電流v_in逆變獲得的交流電壓v_ac和交流電流i_ac的相位差保持為預定角度值φ_th。

根據圖5和圖7所示電路可知，控制電路114實際上構成了將逆變電路輸出的交流電壓和交流電流的相位差作為調節目標，採用電流模式控制方式進行控制的回饋控制環路。由此，透過控制上述相位差保持在預定角度值使得系統始終保持在阻抗匹配狀態，系統傳輸效率保持較高。

本實施例透過在逆變電路前設置轉換器，使得諧振型非接觸供電裝置的諧振與磁耦合電路的輸入電壓可調，透過調節輸入到諧振與磁耦合電路的電壓可以使得阻抗匹配不受負載阻抗的限制，大大提高電路阻抗匹配的可控性和可調節性。

對於本實施例，上述的控制電路可以集成為獨立的積體電路。在其它的具體實施方式中，也可以將轉換器、逆變器和控制電路集成在一起形成積體電路，提高系統的集成度，在此前提下，只需要將積體電路連接發射側諧振電 路並構建必要的週邊電路即可搭建諧振型非接觸電能發射端。

圖8是本發明實施例的阻抗匹配方法的流程圖。如圖8所示，所述方法包括：

步驟810：將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓輸入到逆變器。

步驟820：根據所述逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差控制所述可調節直流電壓，使得所述相位差保持為預定角度值。

較佳地，所述預定角度值為大於等於50度小於等於60度的角度值。

較佳地，所述預定角度值為55度。

本實施例透過在逆變電路前設置轉換轉換器，使得諧振型非接觸供電裝置的諧振與磁耦合電路的輸入電壓可調，透過調節輸入到諧振與磁耦合電路的電壓可以使得阻抗匹配不受負載阻抗的限制，大大提高電路阻抗匹配的可控性和可調節性。

以上所述僅為本發明的較佳實施例，並不用於限制本發明，對於本領域技術人員而言，本發明可以有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。

10‧‧‧諧振型非接觸供電裝置

11‧‧‧電能發射端

12‧‧‧電能接收端

111‧‧‧轉換器

112‧‧‧逆變器

113‧‧‧發射側諧振電路

114‧‧‧控制電路

121‧‧‧接收側諧振電路

Claims (16)

1. 一種諧振型非接觸供電裝置，包括：轉換器，將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓；逆變器，接收該可調節直流電壓輸出具有漏感諧振頻率的交流電壓；發射側諧振電路，包括發射線圈，用於從該逆變器接收該交流電壓；接收側諧振電路，包括接收線圈，該接收線圈與該發射線圈分離地以非接觸方式耦合，該接收側諧振電路用於從該發射線圈接收電能；以及控制電路，根據該逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差和預定角度值的誤差來控制該轉換器調節該可調節直流電壓，使得該相位差保持為該預定角度值。
2. 根據申請專利範圍第1項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該預定角度值為大於等於50度且小於等於60度的角度值。
3. 根據申請專利範圍第2項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該預定角度值為55度。
4. 根據申請專利範圍第1項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該控制電路包括：電流相位檢測電路，用於檢測該交流電流的相位輸出電流相位信號；補償信號產生電路，根據該逆變器控制信號和該電流相位信號獲取該相位差，並根據該相位差與該預定角度值 產生補償信號；以及控制信號產生電路，根據該轉換器回饋的功率級電路電流和該補償信號輸出控制信號，該控制信號用於控制該轉換器調節該可調節直流電壓。
5. 根據申請專利範圍第4項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該補償信號產生電路獲取相位差信號，並根據該相位差信號以及角度值閾值信號產生該補償信號；該相位差信號與該相位差成比例，該角度值閾值信號與該預定角度值成比例。
6. 根據申請專利範圍第5項所述的諧振型非接觸供電裝置，其中，該補償信號產生電路包括：與邏輯電路，輸入該電流相位信號和該逆變器控制信號輸出相位差寬度信號，該相位差寬度信號具有與該相位差對應的脈衝寬度；平均電路，對該相位差寬度信號進行平均輸出該相位差信號；誤差放大電路，比較該相位差信號和該角度值閾值信號輸出誤差放大信號；以及補償電路，對該誤差放大信號進行補償產生該補償信號。
7. 一種積體電路，用於諧振型非接觸電能發射端，包括：轉換器，將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓；逆變器，接收該可調節直流電壓輸出具有漏感諧振頻 率的交流電壓，該交流電壓驅動諧振型非接觸電能發射端的發射側諧振電路傳輸電能；以及控制電路，根據該逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差和預定角度值的誤差來控制該轉換器調節該可調節直流電壓，使得該相位差保持為該預定角度值。
8. 根據申請專利範圍第7項所述的積體電路，其中，該預定角度值為大於等於50度且小於等於60度的角度值。
9. 根據申請專利範圍第8項所述的積體電路，其中，該預定角度值為55度。
10. 根據申請專利範圍第7項所述的積體電路，其中，該控制電路包括：電流相位檢測電路，用於檢測該交流電流的相位輸出電流相位信號；補償信號產生電路，根據該逆變器控制信號和該電流相位信號獲取該相位差，並根據該相位差與該預定角度值產生補償信號；以及控制信號產生電路，根據該轉換器回饋的功率級電路電流和該補償信號輸出控制信號，該控制信號用於控制該轉換器調節該可調節直流電壓。
11. 根據申請專利範圍第10項所述的積體電路，其中，該補償信號產生電路獲取相位差信號，並根據該相位差信號以及角度值閾值信號產生該補償信號；該相位差信號與該相位差成比例，該角度值閾值信號 與該預定角度值成比例。
12. 根據申請專利範圍第11項所述的積體電路，其中，該補償信號產生電路包括：與邏輯電路，輸入該電流相位信號和該逆變器控制信號輸出相位差寬度信號，該相位差寬度信號具有與該相位差對應的脈衝寬度；平均電路，對該相位差寬度信號進行平均輸出該相位差信號；誤差放大電路，比較該相位差信號和該角度值閾值信號輸出誤差放大信號；以及補償電路，對該誤差放大信號進行補償產生該補償信號。
13. 一種諧振型非接觸電能發射端，包括根據申請專利範圍第7-12中任一項所述的積體電路和發射側諧振電路；該發射側諧振電路包括發射線圈，用於從該逆變器接收該交流電壓。
14. 一種阻抗匹配方法，用於對諧振型非接觸供電裝置進行阻抗匹配，包括：將輸入電源信號轉換為可調節直流電壓輸入到逆變器；根據該逆變器輸出的交流電壓和交流電流的相位差和預定角度值的誤差來控制該可調節直流電壓，使得該相位差保持為該預定角度值。
15. 根據申請專利範圍第14項所述的阻抗匹配方法，其中，該預定角度值為大於等於50度且小於等於60度的角度值。
16. 根據申請專利範圍第15項所述的阻抗匹配方法，其中，該預定角度值為55度。