CN104037956B - 谐振型非接触供电装置和电能接收端 - Google Patents

Abstract

公开了一种谐振型非接触供电装置和电能接收端，高频电源，输出具有预定频率的高频交流电；发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述高频电源接收所述高频交流电；接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；以及接收侧并联电容,并联连接在所述接收侧谐振电路的输出端口；其中，所述接收侧并联电容的电容值与所述预定频率对应的角频率值的平方和预定互感值的乘积成反比，所述预定互感值为所述发射线圈和所述接收线圈以所述预定耦合系数耦合时的互感值。使得谐振型非接触供电装置能够在预定频率下工作时获得稳定的输出电压。

Description

谐振型非接触供电装置和电能接收端

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种谐振型非接触供电装置和电能接收端。

背景技术

非接触供电技术基于其方便实用的特点而广泛应用于电子产品领域，尤其是小功率电子产品行业如移动电话、MP3播放器、数码照相机、便携式电脑等。现有技术的非接触供电装置通常包含有一个由发射线圈L1和接收线圈L2构成的变压器，通常利用变压器初、次级线圈间磁场耦合的性能将能量从电能发射端向电能接收端传送。

在电能传输的过程中，在电能传输的过程中，受外界障碍物(如导磁性物体等)、电能接收端负载、电路工作温度变化、线圈的位置关系变化等各方面的影响，往往导致谐振电路中收发线圈电感量变化，从而引起谐振频率的变化，即失谐，这会使得系统传输效率将迅速下降。

现有技术的无线电能传输系统多工作于系统自感谐振频率，系统自感谐振频率是指能使发射端和接收端的电容和线圈的自感的阻抗相互抵消的频率。但是，工作在自感谐振频率下时，接收侧向负载提供电流并不稳定，效率不高，而且控制较复杂。

发明内容

有鉴于此，提供一种谐振型非接触供电装置和电能接收端，可以使得所述谐振型非接触供电装置能够在耦合系数发生变化时仍保持稳定的输出电压，消除系统谐振频率变化引起的失谐对传输效率的影响。

第一方面，提供一种谐振型非接触供电装置，包括：

高频电源，输出具有预定频率的高频交流电；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述高频电源接收所述高频交流电；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；以及

接收侧并联电容,并联连接在所述接收侧谐振电路的输出端口；

其中，所述预定频率为所述发射线圈和所述接收线圈以预定耦合系数耦合时的漏感谐振频率，所述接收侧并联电容的电容值与所述预定频率对应的角频率值的平方和预定互感值的乘积成反比，所述预定互感值为所述发射线圈和所述接收线圈以所述预定耦合系数耦合时的互感值。

优选地，所述接收侧并联电容的电容值等于1/nω₁ ²L_M；

其中，ω₁为所述预定频率对应的角频率值，L_M为所述预定互感值，n为大于等于1.5小于等于2.5的值。

优选地，n等于2。

优选地，所述接收侧谐振电路还包括谐振电容，所述预定频率等于 $\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_d-L_M)C_d}};$

其中，L_d为所述接收线圈的电感值，L_M为所述预定互感值，C_d为所述接收侧谐振电路的谐振电容值。

优选地，所述预定耦合系数等于k_min为耦合系数最小值，k_max为耦合系数最大值。

优选地，所述发射侧谐振电路和所述接收侧谐振电路具有相同的谐振频率。

第二方面，提供一种谐振型非接触电能接收端，包括：

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述发射线圈被具有预定频率的高频交流电驱动，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；

接收侧并联电容,并联连接在所述接收侧谐振电路的输出端口；

其中，所述预定频率为所述发射线圈和所述接收线圈以预定耦合系数耦合时的漏感谐振频率，所述接收侧并联电容的电容值与所述预定频率对应的角频率值的平方和预定互感值的乘积成反比，所述预定互感值为所述发射线圈和所述接收线圈以预定耦合系数耦合时的互感值。

优选地，所述接收侧并联电容的电容值等于1/nω₁ ²L_M；

其中，ω₁为所述预定频率对应的角频率值，L_M为所述预定互感值，n为大于等于1.5小于等于2.5的值。

优选地，n等于2。

优选地，所述接收侧谐振电路还包括谐振电容，所述预定频率等于 $\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_d-L_M)C_d}};$

其中，L_d为所述接收线圈的电感值，L_M为所述预定互感值，C_d为所述接收侧谐振电路的谐振电容值。

通过所述高频电源输出具有预定频率的高频交流电，使所述谐振型非接触供电装置工作在固定的频率下，通过在所述接收侧谐振电路的输出端口并联具有特定值的接收侧并联电容，使所述谐振型非接触供电装置能够在耦合系数发生变化时仍保持稳定的输出电压。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的电路示意图；

图2是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的谐振和磁耦合电路的示意图；

图3是图2所示的谐振和磁耦合电路的等效电路图；

图4是图2所示的谐振和磁耦合电路工作在漏感谐振频率时的等效电路图；

图5是本发明实施例的谐振和磁耦合电路实际工作时的等效电路图；

图6是n＝2时，V₀/V_ac随m变化的曲线图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的电路示意图。如图1所示，谐振型非接触供电装置10包括电能发射端11和电能接收端12。

其中，电能发射端11包括高频电源111和发射侧谐振电路112。高频电源111输出具有预定频率的高频交流电，发射侧谐振电路112包括发射线圈L1，用于从高频电源111接收高频交流电，并通过发射线圈L1向电能接收端12传输电能。其中，预定频率为发射线圈L1和接收线圈L2以预定耦合系数耦合时的漏感谐振频率。

在本实施例中，漏感谐振频率是指将发射线圈和接收线圈的自感解耦为漏感和互感两部分，解耦后使得发射侧谐振电路中漏感和谐振电容的阻抗以及接收侧谐振电路的漏感和谐振电容阻抗均相互抵消的谐振频率。当电路工作在漏感谐振频率下时，系统效率较高。

电能接收端12可以以分离地以及非接触方式耦合到发射端11接收电能，其包括接收侧谐振电路121。接收侧谐振电路121包括接收线圈L2，接收线圈L2与发射线圈L1分离地以非接触方式耦合，接收侧谐振电路121用于从发射线圈L1接收电能。

在本实施例中，高频电源111可以包括逆变电路111a和控制电路111b。

其中，逆变电路111a用于根据控制电路111b提供的控制信号输出具有预定频率的高频交流电，也即，将输入的直流电转换为高频交流电。

发射侧谐振电路112包括发射线圈L1，其用于从高频电源111接收具有预定频率的高频交流电。为了平衡发射侧谐振电路112的漏感抗和接收侧谐振电路121的反射感抗以及电路中由寄生参数引起的感抗，消除高频下由于这些寄生参数存在而产生的电压尖峰和浪涌电流，减小电磁干扰和电源噪声并达到减小电源的视在功率，提高电源的功率因数，发射侧谐振电路112中需要加入发射侧谐振电容Cs，其与发射线圈L1串联或并联，以与发射线圈L1形成谐振电路。当然，本领域技术人员可以理解，在某些情况下可以利用电路的分布电容(例如发射线圈导线之间的分布电容)来做为发射侧谐振电容，从而不必在电路中设置独立的电容元件。

电能接收端12包括接收侧谐振电路121。接收侧谐振电路121包括接收线圈L2，接收线圈L2可以与发射线圈L1分离地以非接触方式耦合(耦合度为k)，从发射线圈L1接收电能。同时，为了减小接收侧消耗的无功功率，增大磁耦合结构传输的有功功率，接收侧谐振电路121需要加入接收侧谐振电容C_d。如上所述，接收侧谐振电容C_d可以利用电路其它元件的分布电容(例如线圈导线之间的分布电容)来实现，从而不必在电路中设置专门的电容元件。

在本实施例中，发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121具有相同的谐振频率。

电能接收端12还包括接收侧并联电容C_L,接收侧并联电容C_L并联连接在所述接收侧谐振电路121的输出端口。

其中，接收侧并联电容C_L的电容值与所述预定频率对应的角频率值的平方(即，ω₁ ²)和预定互感值L_M的乘积(ω₁ ²L_M)成反比，也即，接收侧并联电容C_L的电容值C_L＝1/nω₁ ²L_M。

其中，预定互感值L_M为发射线圈L1和接收线圈L2以一预定的耦合系数k_mid耦合时的互感值，该预定耦合系数由设计人员在电路设计时选定。其中，n可以为大于等于1.5小于等于2.5的值。

图2是本发明实施例的谐振型非接触供电装置的谐振和磁耦合电路的示意图，也即发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121的电路示意图。

如图2所示，发射线圈L1可以等效为第一理想线圈L_s以及线圈电阻R_s，同样，接收线圈L2可以等效为第二理想线圈L_d以及线圈电阻R_d。第一理想线圈L_s和第二理想线圈L_d相互耦合。在图2中，发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121均采用串联谐振电阻的方式来组成谐振电路，其中，发射侧谐振电路112具有发射侧谐振电容C_s，接收侧具有接收侧谐振电容C_d。如上所述，发射侧谐振电容C_s和接收侧谐振电容C_d可以为集中元件或者利用其它元件的分布参数实现。

由此，谐振和磁耦合电路构成一互感耦合电路。

通常，为了使得发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121能够以谐振方式传递能量，两者具有相同的谐振频率，也即：

$f_s=1/2\mathrm{\π}\·\sqrt{L_s\·C_s}=1/2\mathrm{\π}\·\sqrt{L_d\·C_d}=f_d$

其中，f_s为发射侧谐振电路112的谐振频率，f_d为接收侧谐振电路121的谐振频率；L_s为第一理想线圈L_s的电感值，L_d为第二理想线圈L_d的电感值；C_s为发射侧谐振电容的电容值，C_d为接收侧谐振电容的电容值。

优选地，可以设置使得第一理想线圈L_s的电感值等于第二理想线圈L_d的电感值，并且发射侧谐振电容的电容值C_s等于接收侧谐振电容的电容值C_d，从而使得发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121谐振频率相同。

通常，将上述谐振频率称为自感谐振频率。工作在上述谐振频率下时，发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121同时谐振，谐振和磁耦合电路中所有的电感和电容阻抗均相互抵消，系统具有很高的效率。

但是，一旦失谐，电路效率会大幅下降。

图3是图2所示的谐振和磁耦合电路的等效电路图。由于发射线圈L1和接收线圈L2的耦合存在漏感和互感，图2所示的磁耦合电路可以等效为图3的形式，即，将相互耦合的理想线圈L_s和L_d解耦为发射侧漏电感L_s’、接收侧漏电感L_d’和互感L_m。

图4是图2所示的谐振和磁耦合电路工作在漏感谐振频率下时的等效电路。如图4所示，在工作在漏感谐振频率下时，发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121中的发射侧漏感L_s’、发射侧谐振电容C_s、接收侧漏感L_d’和接收侧谐振电容C_d的阻抗相互抵消，使得电路等效为仅包括互感L_m和线圈电阻R_s和R_d的两端口网络。在线圈电阻R_s和R_d很小的前提下，其可以被忽略，此时，互感L_m可以看作并联在输出端口，则谐振和磁耦合电路可以输出一个恒定的与输入电压基本一致的电压，即V_O≈V_ac。系统如果工作在漏感谐振频率下，输出则可以等效为一个电压源。但是，互感L_m会随耦合系数k变化，漏感谐振频率也会相应变化，为了使系统始终稳定地工作在漏感谐振频率下，需设置相应的频率跟踪控制电路来跟踪检测当前的漏感谐振频率，这会使系统结构变得复杂，控制也相对困难。

为简化结构，本实施例在接收侧谐振电路121的输出端口并联一个接收侧并联电容C_L，接收侧并联电容C_L的电容值C_L＝1/nω₁ ²L_M，其中，L_M为所述预定互感值。ω₁为所述预定频率f₁对应的角频率值，f₁是电路互感为所述预定互感L_M时，电路对应的漏感谐振频率。

当发射线圈L1和接收线圈L2以预定的耦合系数k_mid耦合时，互感L_m等于预定互感值L_M，此时电路的漏感谐振频率等于预定频率(角频率值为ω₁)。在此前提下，由于高频电源对发射侧谐振电路输入的高频交流电的频率等于预定频率f₁，因此，发射侧谐振电路112和接收侧谐振电路121中的发射侧漏感L_s’、发射侧谐振电容C_s、接收侧漏感L_d’和接收侧谐振电容C_d的阻抗相互抵消，使得电路等效为仅包括互感L_m和线圈电阻R_s和R_d的两端口网络。

优选地，在耦合系数k的变化范围为[k_min，k_max]时，预定耦合系数可k_mid可以选取为：

$k_{\mathrm{mid}}=\sqrt{k_{\min }{k}_{\max }}$

其中，k_min为耦合系数最小值，k_max为耦合系数最大值。当然本领域技术人员容易理解，也可以通过多次测量或经验公式来设定所述预定耦合系数。

耦合系数k决定了互感、漏感与线圈电感的关系。以接收侧谐振电路为例，互感L_m＝kL_d，漏感L_d’＝(1-k)L_d。

在线圈电阻R_s和R_d很小的前提下，两者可以被忽略，此时，如图4所示，互感L_m可以看作并联在输出端口，在负载等效阻抗远大于谐振和耦合电路的端口输出阻抗时(即，R_L>>Z_CL时)，磁耦合电路可以输出一个恒定的与输入电压基本一致的电压，即V_o≈V_ac。

对于图3所示电路，其漏感谐振频率满足其中，f₁为漏感谐振频率，L_d’为接收侧漏电感，C_d为接收侧谐振电容。又因为，接收侧漏电感等于接收线圈电感与互感的差，在互感L_m等于预定互感值L_M时，L′_d＝(L_d-L_M)。因此有，漏感谐振频率

但在实际中，耦合系数k会随着周围环境影响以及发射线圈L1和接收线圈L2的相对位置发生变化。假设实际耦合系数k与预定耦合系数k_mid成比例，比例系数为m，所以k＝mk_mid。当耦合系数变化时，由于输入到发射侧谐振电路的高频交流电的频率不变，发射侧漏电感L_s’电感和发射侧谐振电容C_s的阻抗并不能相互抵消，此时，图3所示电路的等效电路图如图5所示，发射侧的阻抗为jω₁(1-m)L_M，接收侧的阻抗也为jω₁(1-m)L_M，互感阻抗等于jω₁mL_M。由此，各阻抗值均与ω₁L_M相关。由于接收侧并联电容C_L的电容值C_L＝1/nω₁ ²L_M，其容抗值为Z_CL＝-jnω₁L_M。

此时，电路简化为一个简单地串并联网络，可以根据各等效阻抗、容抗值得出系统的输入电压V_ac与输出电压V_o的关系满足：

$V_0=\frac{\mathrm{mn}}{m^2+(n-1)}{V}_{\mathrm{ac}}$

由此可以看出，通过适当选择接收侧并联电容C_L的电容值，可以使得m在一定范围内变化时(也即，耦合系数k在预定耦合系数k_mid附近较小范围内变化时)，系统的输入电压V_ac仍保持基本等于输出电压V_o。

在m在较小的范围内变化时，可以确定n的取值范围，例如，n取1.5至2.5范围内的不同值时，系统的输入电压V_ac与输出电压V_o可以基本保持不变，由此，可以选取n＝1.5至2.5中的值，获得合适的接收侧并联电容的电容值。

进一步地，在m在0.75-1.5的范围内变化时，选取n＝2时，有 $V_0=\frac{m}{m^2+1}{V}_{\mathrm{ac}}.$

图6是n＝2时，V₀/V_ac随m变化的曲线图。如图6所示，此时m输出电压的变化范围很小，即，耦合系数在一定的变化范围内变化时，系统仍然具有稳定的输出电压，而且输出电压几乎等于输入电压。

本实施例通过对接收侧并联电容C_L设定特定的值，使得谐振型非接触供电装置能够在一定的耦合系数变化范围内保持较高的输出电压，从而使系统可以在预定频率下工作时获得稳定的输出电压。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种谐振型非接触供电装置，包括：

高频电源，输出具有预定频率的高频交流电；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述高频电源接收所述高频交流电；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；以及

接收侧并联电容,并联连接在所述接收侧谐振电路的输出端口；

其中，所述预定频率为所述发射线圈和所述接收线圈以预定耦合系数耦合时的漏感谐振频率，所述接收侧并联电容的电容值与所述预定频率对应的角频率值的平方和预定互感值的乘积成反比，所述预定互感值为所述发射线圈和所述接收线圈以所述预定耦合系数耦合时的互感值；

其中，所述接收侧谐振电路还包括谐振电容，所述预定频率等于 $\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_d-L_M)C_d}};$

其中，L_d为所述接收线圈的电感值，L_M为所述预定互感值，C_d为所述接收侧谐振电路的谐振电容值。

2.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述接收侧并联电容的电容值等于1/nω₁ ²L_M；

其中，ω₁为所述预定频率对应的角频率值，L_M为所述预定互感值，n为大于等于1.5小于等于2.5的值。

3.根据权利要求2所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，n等于2。

4.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述预定耦合系数等于k_min为耦合系数最小值，k_max为耦合系数最大值。

5.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述发射侧谐振电路和所述接收侧谐振电路具有相同的谐振频率。

6.一种谐振型非接触电能接收端，包括：

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述发射线圈被具有预定频率的高频交流电驱动，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；

接收侧并联电容,并联连接在所述接收侧谐振电路的输出端口；

其中，所述预定频率为所述发射线圈和所述接收线圈以预定耦合系数耦合时的漏感谐振频率，所述接收侧并联电容的电容值与所述预定频率对应的角频率值的平方和预定互感值的乘积成反比，所述预定互感值为所述发射线圈和所述接收线圈以预定耦合系数耦合时的互感值；

其中，所述接收侧谐振电路还包括谐振电容，所述预定频率等于 $\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(L_d-L_M)C_d}};$

其中，L_d为所述接收线圈的电感值，L_M为所述预定互感值，C_d为所述接收侧谐振电路的谐振电容值。

7.根据权利要求6所述的谐振型非接触电能接收端，其特征在于，所述接收侧并联电容的电容值等于1/nω₁ ²L_M；

其中，ω₁为所述预定频率对应的角频率值，L_M为所述预定互感值，n为大于等于1.5小于等于2.5的值。

8.根据权利要求7所述的谐振型非接触电能接收端，其特征在于，n等于2。