TWI604678B - Radio transmission system - Google Patents

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TWI604678B
TWI604678B TW105128949A TW105128949A TWI604678B TW I604678 B TWI604678 B TW I604678B TW 105128949 A TW105128949 A TW 105128949A TW 105128949 A TW105128949 A TW 105128949A TW I604678 B TWI604678 B TW I604678B
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林佑昇
王建今
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Description

無線電能傳輸系統
本發明是有關於一種傳輸系統，特別是指一種無線電能傳輸系統。
習知的無線傳輸電能傳輸技術具有以下缺點：
1.充電距離受限制：習知的無線傳輸電能(wireless power transfer,WPT)技術的方式主要為感應耦合電能傳輸(inductively coupled wireless power transfer,IC WPT)，簡稱磁感應(magnetic inductively coupling)，磁感應的基本原理為在發射機和接收機皆裝置一個線圈，當發射機線圈連接電源時進而形成電流而產生磁場，磁場變化製造電場的電磁感應，以使接收機線圈感應到時變磁場即可產生電流為電子裝置的電池充電，因此，充電距離通常無法超過0.5公分。
2.傳導損失過大：習知的無線傳輸電能技術的另一方式為共振無線電能傳輸(resonant wireless power transfer,resonant WPT)，簡稱磁共振(magnetic resonance)，其交流轉直流單元9主要是使用如圖1、圖2所示的無額外電感切換式(switching)組態，其交流轉直流單元9是由多個開關所構成，可提升功率轉換效率及降低 成本，但當該開關SW2導通時交流電流Is會逐漸上升(亦即該交流電流Is的峰值太大)，而使共振單元與另一開關SW1的傳導損耗增加，以致輸出功率和效率不佳。再者，且由於該交流電流Is來回流動(圖3)，因此，無可避免地需要基底切換技術(body switching technique)。
3.有響應延遲：現有的共振無線電能傳輸之作動方式是利用該控制模組91將該輸出電壓與一參考電壓V4進行比較而產生一回授給發射機的電源Vd以調整電源值的誤差訊號，因此具有能達到降低系統成本之功效，亦可提升功率轉換效率，但由於該誤差訊號須由接收機的負載端經由控制模組91或是無線通訊的方式回傳至發射機，發射機再經由共振單元送到接收機，因此，通常需要幾個周期的時間來處理，因此會造成響應延遲，以及造成輸出電壓產生振盪之缺失。
因此，本發明之目的，即在提供一種能減少傳導損耗又能提升功率轉換效率的無線電能傳輸系統。
於是本發明無線電能傳輸系統，適用於對一電子裝置進行充電，並包含一發射機及一接收機。
該發射機受控制產生一輸入電壓，且具有一第一共振單元。
該接收機包括一第二共振單元、一交流轉直流 單元、一儲能元件，及一穩壓器。
該第二共振單元與該發射機的該第一共振單元進行磁共振耦合而產生一振幅值正比於該輸入電壓的交流電壓。
該交流轉直流單元包括一第一輸入端及一第二輸入端，該第一輸入端及該第二輸入端電連接該第二共振單元用以接收該交流電壓，該交流轉直流單元並將該交流電壓轉換成一直流電壓。
該儲能元件電連接該交流轉直流單元的該第一輸入端與該第二輸入端間，用以承受該第一輸入端與該第二輸入端間的電壓壓力。
穩壓器電連接該交流轉直流單元與該電子裝置間，以接收來自該交流轉直流單元的直流電壓，並將該直流電壓穩壓後，產生一穩壓電壓以充電到該電子裝置。
本發明之功效在於，利用該儲能元件電連接該交流轉直流單元的該第一輸入端與該第二輸入端間，以承受該第一輸入端與該第二輸入端間的電壓壓力，藉此使該穩壓器的電壓壓力獲得舒緩。
1‧‧‧發射機
10‧‧‧閘極驅動器
11‧‧‧功率放大器
12‧‧‧第一共振單元
2‧‧‧接收機
21‧‧‧第二共振單元
22‧‧‧交流轉直流單元
23‧‧‧穩壓器
24‧‧‧控制模組
25‧‧‧儲能元件
26‧‧‧切換單元
27‧‧‧第一開關
28‧‧‧第二開關
29‧‧‧電阻
30‧‧‧第三開關
3‧‧‧分壓器
31‧‧‧放大器
32‧‧‧濾波器
33‧‧‧比較器
34‧‧‧正反器
35‧‧‧及閘
36‧‧‧控制單元
37‧‧‧計數器
4‧‧‧差動比較電路
41‧‧‧開關
42‧‧‧反閘
43‧‧‧時間延遲器
44‧‧‧差動比較器
5‧‧‧共振腔
6‧‧‧電子裝置
71‧‧‧第一限流器
72‧‧‧第二限流器
73‧‧‧第三限流器
74‧‧‧第四限流器
8‧‧‧負載
9‧‧‧交流轉直流單元
91‧‧‧控制模組
C‧‧‧電容
CL‧‧‧電容
C1‧‧‧第一電容
C2‧‧‧第二電容
Co‧‧‧輸出電容
R‧‧‧電阻
Rs1‧‧‧第一分壓電阻
Rs2‧‧‧第二分壓電阻
R1‧‧‧第一電阻
R2‧‧‧第二電阻
R3‧‧‧第三電阻
R4‧‧‧第四電阻
R5‧‧‧第五電阻
Rr‧‧‧共振電阻
Rb‧‧‧基極電阻
Rdc‧‧‧直流電阻
L‧‧‧線圈
Lr‧‧‧共振電感
Lk‧‧‧漏電感
M1‧‧‧第一電晶體
M2‧‧‧第二電晶體
M3‧‧‧第三電晶體
M4‧‧‧第四電晶體
Si‧‧‧鋸齒波
S1‧‧‧第一控制信號
S2‧‧‧第二控制信號
S3‧‧‧比較信號
S5‧‧‧反相信號
S6‧‧‧整合信號
S7‧‧‧差動信號
Sf‧‧‧調整信號
Sd4‧‧‧輸出信號
Sd5‧‧‧數位信號
T‧‧‧時鐘信號
Vdd‧‧‧可調電壓源
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
V3‧‧‧分壓電壓
V4‧‧‧參考電壓
Vac‧‧‧交流電壓
Vdc‧‧‧直流電壓
Vdd‧‧‧可調電壓源
Vd‧‧‧電源
Vb‧‧‧偏壓
Vr‧‧‧參考電壓
Vo‧‧‧穩壓電壓
Vp‧‧‧預設值
△Vac‧‧‧電壓突波
Iac‧‧‧交流電流
Idc‧‧‧直流電流
Pi1‧‧‧第一輸入端
Pi2‧‧‧第二輸入端
Po1‧‧‧第一輸出端
Po2‧‧‧第二輸出端
Mode‧‧‧模式信號
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明習知無線電能傳輸系統的一實施例； 圖2是一電路圖，說明習知無線電能傳輸系統的該實施例之一交流轉直流單元的一開關導通之狀態；圖3是一波形圖，說明習知無線電能傳輸系統的交流轉直流單元的交流電流波形；圖4是一電路方塊圖，說明本發明無線電能傳輸系統的一實施例；圖5是一電路方塊圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例，當一第一電壓大於一第二電壓時的該交流電流流向圖；圖6是一電路方塊圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例，當該第二電壓大於該第一電壓時的一交流電流流向圖；圖7是一波形圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例之一不連續導通模式下的該交流電流之控制機制；圖8是一波形圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例之一連續導通模式下的該交流電流之控制機制；圖9是一電路圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例之一控制模組；圖10是一電路圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例的一交流轉直流單元與一控制單元的細部電路；圖11是一波形圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例之功率轉換效率模擬圖；圖12是一電路方塊圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該實施例之等效電路； 圖13是一電路圖，說明本發明無線電能傳輸系統的圖12之等效電路圖；圖14是一波形圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該穩壓電壓超過該預定值其責任週期的變化；圖15是一波形圖，說明本發明無線電能傳輸系統的該穩壓電壓低於該預定值其責任週期的變化；圖16是一電路圖，說明本發明無線電能傳輸系統的穩壓器處於狀態二且該第二電壓大於該第一電壓；及圖17是一電路圖，說明本發明無線電能傳輸系統的控制單元之另一態樣。
在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。
參閱圖4，本發明無線電能傳輸系統之實施例適用於對一電子裝置6，例如手機或是電腦等電子產品進行無線充電，並包含一發射機1及一接收機2。
該發射機1具有一產生一輸入電壓的可調電壓源Vdd、一接收該輸入電壓的閘極驅動器10、一接收該輸入電壓並電連接於該閘極驅動器10與地之間的功率放大器11，及一第一共振單元12，其中，該功率放大器11為E類功率放大器。
該第一共振單元12電連接於該功率放大器11 和地之間，且包括串接的一電容C、一電阻R及一線圈L。
該接收機2包括一第二共振單元21、一交流轉直流單元22、一儲能元件25、一穩壓器23，及一控制模組24。
該第二共振單元21包括串聯的一電容C、一電阻R和一線圈L，當該發射機1的該第一共振單元12和該第二共振單元21以相同的頻率共振時，該第二共振單元21與該第一共振單元12即進行磁共振耦合而使該第二共振單元21能接收到該第一共振單元12所產生的磁場，進而使該第二共振單元21產生一振幅值正比於該發射機1的該輸入電壓的交流電壓Vac，並產生一正比該交流電壓Vac的交流電流Iac，且該交流電壓Vac包括一第一電位V1和一第二電位V2，該第一電位V1和該第二電位V2分別自該線圈L的一端及該電容C的一端輸出，其中，當該第一電位V1為正電位時，該第二電位V2為零電位，而當該第二電位V2為負電位時，該第一電位V1為零電位。
該交流轉直流單元22接收該交流電壓Vac，並將該交流電壓Vac轉換成一直流電壓Vdc，且包括一第一輸入端Pi1、一第二輸入端Pi2、一第一輸出端Po1、一第二輸出端Po2、一第一限流器71、一第二限流器72、一第三限流器73，及一第四限流器74。
該第二共振單元21的該線圈L的一端電連接該第一輸入端Pi1，而該第二共振單元21的該電容C的一端電連接該第二輸入端Pi2，以接收該交流電壓Vac。
同時參閱圖5，該第一限流器71電連接該第一輸入端Pi1及該第一輸出端Po1間，用以限制該交流電流Iac從該第一輸入端Pi1流向該第一輸出端Po1，且該第一限流器71包括一第一電晶體M1，及一基極電阻Rb，該第一電晶體M1具有一電連接該第一輸出端Po1的第一端、一電連接該第一輸出端Po1的控制端、一電連接該第一輸入端Pi1的第二端，及一第三端，而該基極電阻Rb電連接於該第一電晶體M1的該第三端和該第一端之間。
該第四限流器74電連接該第二輸入端Pi2及該第二輸出端Po2間，用以限制該交流電流Iac從該第二輸出端Po2流向該第二輸入端Pi2，且該第四限流器74包括一第四電晶體M4，及一基極電阻Rb，該第四電晶體M4具有一電連接該第二輸出端Po2的第一端、一電連接該第一輸入端Pi1的控制端、一電連接該第二輸入端Pi2的第二端，及一第三端，而該基極電阻Rb電連接於該第四電晶體M4的該第三端和該第一端之間。
同時參閱圖6，該第二限流器72電連接該第二輸入端Pi2及該第一輸出端Po1間，用以限制該交流電流Iac從該第二輸入端Pi2流向該第一輸出端Po1，且該第二限流器72包括一第二電晶體M2，及一基極電阻Rb，該第二電晶體M2具有一電連接該第一輸出端Po1的第一端、一電連接該第一輸出端Po1的控制端、一電連接該第二輸入端Pi2的第二端，及一第三端，而該基極電阻Rb電連接於該第二電晶體M2的該第三端和該第一端之間。
該第三限流器73電連接該第一輸入端Pi1及該第二輸出端Po2間，用以限制該交流電流Iac從該第二輸出端Po2流向該第一輸入端Pi1，且該第三限流器73包括一第三電晶體M3，及一基極電阻Rb，該第三電晶體M3具有一電連接該第二輸出端Po2的第一端、一電連接該第二輸入端Pi2的控制端、一電連接該第一輸入端Pi1的第二端，及一第三端，而該基極電阻Rb電連接於該第三電晶體M3的該第三端和該第一端之間。
在此更進一步地針對本發明無線電能傳輸系統的該交流轉直流單元22之作動加以說明，為簡化圖示，圖5和圖6以一負載8來取代與該交流轉直流單元22電連接的該穩壓器23、該電子裝置6和該控制模組24，須注意的是，流經該儲能元件25的電流相對於該交流電流Iac過小，可忽略，以致此時的該儲能元件25的該電容CL等效開路。
因此，當該第一電位V1大於該第二電位V2時，該交流電流Iac的流動方向會如圖5示意圖所示，由該第一電晶體M1至該穩壓器23和該電子裝置6，再由該第四電晶體M4回至該第二共振單元21，此時，跨於該穩壓器23和該電子裝置6的電壓為正半週；而當該第二電位V2大於該第一電位V1時，該交流電流Iac的流動方向會如圖6示意圖所示，由該第二電晶體M2至該穩壓器23和該電子裝置6，再由該第三電晶體M3回至該第二共振單元21，此時，跨於該穩壓器23和該電子裝置6的電壓亦為正 半週。
在本實施例中，該第一電晶體M1、該第二電晶體M2、該第三電晶體M3和第四電晶體M4為金氧半場效電晶體，且該等第一電晶體M1、該第二電晶體M2、該第三電晶體M3和該第四電晶體M4的該等第一端為汲極、該等第二端為源極、該等控制端為閘極，及該等第三端為基極，其中，該第一電晶體M1和第二電晶體M2為P型的金氧半場效電晶體，而該第三電晶體M3和第四電晶體M4為N型的金氧半場效電晶體。
該儲能元件25電連接於該交流轉直流單元22的該第一輸入端Pi1與該第二輸入端Pi2之間，用以承受該第一輸入端Pi1與該第二輸入端Pi2間的電壓壓力，其中，該儲能元件25包括一電容CL，該電容CL電連接於該第一輸入端Pi1與該第二輸入端Pi2之間。且該儲能元件25的該電容CL之電容值選擇則是依據該交流電流Iac與一由該交流轉直流單元22流出至該穩壓器23的直流電流Idc之電流值來決定，進而得到最佳化的電容CL，也就是說如果各個不同電容值的電容CL之共振條件皆能完美維持，則於共振週期的一半相位期間，整流能量的半徑及面積維持不變，可得到各個不同的電容CL之電容值的模擬曲線，藉此獲得於最大負載的條件下所對應的最佳電容值之電容CL。
另外補充的是，假設共振腔(該第一共振單元12和該第二共振單元21)的直流電阻為r，則傳導損耗為 Iac2r，由於先前技術的該交流電流Is峰值過大(如圖7的交流電流Iac)，導致傳導損耗無法有效降低，輸出功率及效率不佳，而本實施例將該儲能元件25電連接於該交流轉直流單元22的該第一輸入端Pi1與該第二輸入端Pi2之間以取代先前技術的該開關SW2(參考圖2)，以致能將圖7之該交流電流Iac波形修正如圖8之該交流電流Iac波形，則即使該交流電流Iac的平均位準差不多，該交流電流Iac的均方根值(Root Mean Square,RMS)仍能有效降低。
再回至圖4，該穩壓器23電連接於該交流轉直流單元22與該電子裝置6之間，以接收來自該交流轉直流單元22的直流電壓Vdc，並將該直流電壓Vdc穩壓後，產生一穩壓電壓Vo以充電到該電子裝置6，該穩壓器23包括一第一電容C1、一輸出電容Co，及一切換單元26。
該第一電容C1具有一電連接該交流轉直流單元22的該第一輸出端Po1以接收該直流電壓Vdc的第一端，及一第二端。
該輸出電容Co具有一輸出該穩壓電壓Vo的第一端，及一接地的第二端。
該切換單元26電連接於該第一電容C1的該第一端和該第二端，及該輸出電容Co的該第一端和該第二端之間，且受控制以決定該第一電C1容與該輸出電容Co的連接方式，切換於並聯與串聯間，該切換單元26包括一第一開關27、一第二開關28、一電阻29，及一第三開關30。
該第一開關27具有一電連接該第一電容C1的第一端的第一端、一電連接該輸出電容Co的第一端的第二端，及一接收一第一控制信號S1的控制端，該第一開關27根據該第一控制信號S1切換於導通與不導通間。
該第二開關28具有一電連接該第一電容C1的第二端的第一端、一接地且電連接該第二輸出端Po2的第二端，及一接收該第一控制信號S1的控制端，該第二開關28根據該第一控制信號S1切換於導通與不導通間。
該電阻29具有一電連接該第一電容C1的第二端的第一端，及一第二端。
該第三開關30具有一電連接該電阻29的第二端的第一端、一電連接該輸出電容Co的第一端的第二端，及一接收一第二控制信號S2的控制端，該第三開關30根據該第二控制信號S2切換於導通與不導通間。
其中，在本實施例中，該第一開關27、第二開關28和該第三開關30為N型金氧半場效電晶體，且該第一開關27、第二開關28和該第三開關30的該等第一端為汲極、該等第二端為源極，及該等控制端為閘極。
另外，該電阻29亦為N型金氧半場效電晶體，且具有一電連接該第二開關28的第一端的汲極、一電連接該第三開關的第一端的源極，及一電連接該第二開關28的該第一端的閘極，其中，該電阻29的該第一端為汲極，該第二端為源極或閘極。
參閱圖9，該控制模組24電連接於該交流轉直 流單元22的該第一輸入端Pi1和該第二輸入端Pi2、該穩壓器23和該電子裝置6之間，以接收該穩壓電壓Vo，並接收一鋸齒波Si和一參考電壓Vr，該控制模組24根據該穩壓電壓Vo、該參考電壓Vr和該鋸齒波Si進行比較而產生該第一控制信號S1、該第二控制信號S2和一調整信號Sf，其中，該參考電壓Vr為高準位電壓。
該控制模組24包括一分壓器3、一放大器31、一濾波器32、一第五電阻R5、一第二電容C2、一比較器33、一正反器34、一及閘35(And Gate)、一控制單元36，一計數器37，及一處理器38。
該分壓器3具有串接的一第一分壓電阻Rs1及一第二分壓電阻Rs2，串接的該第一分壓電阻Rs1和該第二分壓電阻Rs2之二端分別電連接於該輸出電容Co的該第一端和地之間以接收該穩壓電壓Vo，且串接的該第一分壓電阻Rs1和該第二分壓電阻Rs2之一共同點輸出一分壓電壓V3。
該放大器31為一運算轉導放大器31(Operational Transimpedance Amplifier,OTA)，且具有一非反相輸入端、一反相輸入端，及一輸出端，該非反相輸入端接收該參考電壓Vr，該反相輸入端電連接該分壓器3的該共同點以接收該分壓電壓V3，該放大器31根據該參考電壓Vr和該分壓電壓V3進行放大而產生一放大電壓V4，並由該輸出端輸出。
該濾波器32為π型低通濾波器，該濾波器32 電連接該放大器31的該輸出端以接收該放大電壓V4，並用以濾除該放大電壓V4的高頻雜訊以產生濾波後的放大電壓V5。
串聯的該第五電阻R5和該第二電容C2電連接於該濾波器32與地之間。
該比較器33具有一接收該鋸齒波Si的反相輸入端、一電連接該濾波器32和串聯的該第五電阻R5和該第二電容C2以接收濾波後的該放大電壓V5的非反相輸入端，及一輸出端，該比較器33根據該鋸齒波Si和濾波後的該放大電壓V5進行比較產生該比較信號S3並由該輸出端輸出，當該放大電壓V5大於該鋸齒波Si時，該比較信號S3為高準位；而當該放大電壓V5小於該鋸齒波Si時，該比較信號S3為低準位，其中，該比較信號S3為脈衝寬度調變信號(Pulse Width Modulation,PWM)。
同時參閱圖10，該控制單元36電連接於該交流轉直流單元22的該第三電晶體M3與該第四電晶體M4的該等控制端、該正反器34和該計數器37的該等時脈輸入端該之間以接收該交流電壓Vac，並接收一模式信號Mode和一可控制延遲時間的數位信號Sd5，該控制單元36根據該模式信號Mode使該控制單元36操作於一差動比較器同步化(Differential comparator sync)與一反相器同步化(Inverter sync)二者之間，當該控制單元36操作於該差動比較器同步化時，該控制單元36根據該交流電壓Vac進行差分運算產生該整合信號S6，而當該控制單元36操作於 該反相器同步化時，該控制單元36即根據該交流電壓Vac的該第一電位V1進行反相運算，並藉由該數位信號S5的延遲時間控制產生該時鐘信號T，該數位信號Sd5為五位元的數位信號。該控制單元36包括一差動比較電路4、一開關41、一反閘42(NOT gate)，及一時間延遲器43。
該差動比較電路4為一差動比較器同步化，且包括一第一電阻R1、一第二電阻R2、一第三電阻R3、一第四電阻R4，及一差動比較器44。
該第一電阻R1具有一電連接該第二電晶體M2的該第二端以接收該第二電壓V2的第一端，及一第二端。
該第二電阻R2具有一電連接該第一電阻R1的該第二端的第一端，及一接地的第二端。
該第三電阻R3具有一電連接該第一電晶體M1的第二端以接收該第一電壓V1的第一端，及一第二端。
該第四電阻R4具有一電連接該第三電阻R3的該第二端的第一端，及一接收一偏壓Vb的第二端。
該差動比較器44具有一電連接該第一電阻R1的第二端的非反相輸入端、一電連接該第三電阻R3的第二端的反相輸入端，及一輸出一差動比較信號S7的輸出端。
該反閘42為一反相器同步化，且具有一電連接該第一電晶體M1的第二端以接收該第一電壓V1的第一端，及一輸出一相關於該第一電壓V1的反相信號S5的第 二端。
該開關41具有一電連接該反閘42的第二端的第一端、一電連接該差動比較器44的該輸出端的第二端，及一電連接該時間延遲器43的第三端，且接收該模式信號Mode，並回應於該模式信號Mode，經由其本身將該反閘42的該第二端電連接該時間延遲器43和該差動比較器44的該輸出端之其中之一者，以將該反相信號S5輸出至該時間延遲器43和該差動比較電路4其中之一，其中，該模式信號Mode為模式1時，該開關41會經由其本身將該反閘42的該第二端電連接該差動比較器44的該輸出端，以使自該差動比較器44輸出的該差動信號S7與該反閘42所輸出的該反相信號S5整合成該整合信號S6，並供該及閘35的該第一輸入端接收，而當該模式信號Mode為模式0時，該開關41會經由其本身將該反閘42的該第二端電連接該時間延遲器43，以使自該反閘42所輸出的該反相信號S5能輸出至該時間延遲器43。
該時間延遲器43具有一輸入端、一接收該數位信號Sd5的控制端，及一輸出端，當該時間延遲器43的該輸入端接收到該反相信號S5時，該時間延遲器43即根據該數位信號Sd5的延遲時間控制產生相關於該反相信號S5的該時鐘信號T。
繼續參閱圖9，該正反器34為D型正反器，且具有一電連接該比較器33的該輸出端以接收該比較信號S3的資料輸入端、一接收該時鐘信號T的時脈輸入端、一 電連接該第一開關27和該第二開關28的該等控制端的資料輸出端，及一反相資料輸出端，當該時鐘信號T於上升緣時間點時，該正反器34即根據該比較信號S3產生該第一控制信號S1並自該資料輸出端輸出，且由該反相資料輸出端輸出該第一控制信號S1之反相邏輯值。
該及閘35具有一接收一整合信號S6的第一輸入端、一電連接該正反器34的該反相資料輸出端以接收該第一控制信號S1之反相值的第二輸入端，及一電連接該第三開關30的該控制端的輸出端，該及閘35並根據該整合信號S6和該第一控制信號S1之反相邏輯值，進行及運算以產生該第二控制信號S2，並自該輸出端輸出。
該計數器37具有一電連接該比較器33的該輸出端以接收該比較信號S3的資料輸入端、一接收一時鐘信號T的時脈輸入端，及一輸出端，該計數器37根據該時鐘信號T和該比較信號S3產生一輸出信號Sd4，並自該輸出端輸出，其中，該輸出信號Sd4為四位元數位資訊，且其位元值相關於該比較信號S3的脈衝調變寬度。
該處理器38電連接該計數器37的該輸出端以接收並儲存相關於該比較信號S3和該時鐘信號T的該輸出信號Sd4，且儲存到N筆數量的該輸出信號Sd4時，該處理器即根據N筆的該輸出信號Sd4進行平均運算而產生該調整信號Sf。
更細部的說，本發明無線電能傳輸系統的系統時脈(clock)頻率通常為13.56MHz，於本實施例，脈衝寬度 調變(PWM)之訊號頻率設為該系統時脈頻率的十六分之一，亦即828KHz，而計數器37計數一次的時間為脈衝寬度調變訊號之週期，也就是說，計數器37於每一脈衝寬度調變的責任週期間，傳送一次輸出信號至該處理器38，以提供該四位元數位資訊，並於該處理器38累積至1000個該四位元數位資訊後，該處理器38則將該1000個該四位元數位資訊加以平均而得到平均責任週期，更經由該平均責任週期調整該可調電壓源Vdd的該輸入電壓之大小，以致該可調電壓源Vdd的該輸入電壓每一秒就被控制5次。
更具體的說，該控制單元36的主要功能為提供該計數器37和該正反器34所需要的該時鐘信號T(例如，本發明無線電能傳輸系統的操作頻率通常為13.56MHz的十六分之一，因此約為848KHz)，並提供該整合信號S6給該及閘35，藉由人為外部控制提供該模式信號Mode以調整該開關41切換於模式0和模式1的頻率和時間，可得以改變該計數器37和該正反器34所接收的該時鐘信號T與該及閘35所接收的該整合信號S6。
參閱圖17，該控制單元36還有另一態樣，亦即該控制單元36可不包括該反閘42，而直接將該開關41的該第一端電連接該第二電晶體M2的該第二端以接收該第二電壓V2，其作動同上，在此不再贅述。
同時參閱圖4和圖9，由於該穩壓器23之作動相關於該控制模組24所產生的該第一控制信號S1與該第二控制信號S2，為方便說明，以下將該穩壓器23與該控 制模組24之作動一道說明。
當該穩壓電壓Vo之電壓值增加而大於一預設值Vp時，該分壓電壓V3也會等比例增加，此時該參考電壓Vr減該分壓電壓V3之差值降低，則該放大器31根據該參考電壓Vr和該分壓電壓V3所產生的該放大電壓V4之電壓值也會降低，以致該濾波後的放大電壓V5之電壓值也隨之降低，因此，該比較器33所產生的該比較信號S3所對應的責任導通比(duty ratio)D會降低，其中，該預設值Vp和該參考電壓Vr之關係如下(式1)所示。
參數vp和vr分別為該預設值Vp與該參考電壓Vr之電壓值，參數rs1和rs2分別為該第一分壓電阻Rs1和該第二分壓電阻Rs2之電阻值。
更進一步地說，當該比較信號S3為高準位時，且該正反器34的該時鐘信號T為上升緣時間點時，該正反器34即根據該資料輸入端所接收的該比較信號S3產生跟隨該比較信號S3之準位的該第一控制信號S1，並由該資料輸出端輸出，因此，由該反相資料輸出端輸出的該第一控制信號S1之反相值為低準位，使得該及閘35輸出的該第二控制信號S2為低準位，因此，該第一開關27與該第二開關28導通，而該第三開關30不導通，以致該第一電容C1與該輸出電容Co呈並聯狀態，以致在該連續導通模式的導通時間(on duty)內，該穩壓電壓Vo會等於該直流電壓Vdc。
而當該比較信號S3為低準位時，且該正反器34的該時鐘信號T為上升緣時間點時，該正反器34即根據該資料輸入端所接收的該比較信號S3產生並於該資料輸出端輸出該第一控制信號S1，且該第一控制信號S1處於低準位，而該反相資料輸出端輸出的該第一控制信號S1之反相值則為高準位，該及閘35根據該第一控制信號S1之反相值與處於高準位的該整合信號進行及運算，而輸出該第二控制信號S2，此時的該第二控制信號S2為高準位，以致該第一開關27與該第二開關28切換為不導通，而該第三開關30切換為導通，使得該第一電容C1和該輸出電容Co呈串聯狀態，以致在該連續導通模式下的不導通時間內(off duty)將該穩壓電壓Vo之電壓值調回至該直流電壓Vdc的二分之一，藉此將該穩壓電壓Vo往下拉。
反之，當該穩壓電壓Vo之電壓值降低而小於該預設值Vp時，該分壓電壓V3也會等比例降低，此時該參考電壓Vr與該分壓電壓V3的差值增加，則該放大器31根據該參考電壓Vr和該分壓電壓V3所產生的該放大電壓V4之電壓值也會增加，以致該濾波後的放大電壓V5之電壓值也隨之增加，因此，該比較器所產生的該比較信號S3所對應的高準位之責任導通比(duty ratio)會提高，而使得該比較信號S3所對應的低準位之工作時間相對地降低。
舉例來說，當該比較信號S3為高準位，該正反器34的該資料輸出端輸出的該第一控制信號S1即為高準位，而由該反相資料輸出端輸出的該第一控制信號S1之反 相值為低準位，使得該及閘35輸出的該第二控制信號S2為低準位，因此，該第一開關27與該第二開關28導通，而該第三開關30不導通，以致該第一電容C1與該輸出電容Co呈並聯狀態而操作於該不連續導通模式的導通模式(on duty)，以致該穩壓電壓Vo會等於該直流電壓Vdc，藉此將該穩壓電壓Vo提升。
而當該比較信號S3為低準位時，且該正反器34的該時鐘信號T為上升緣時間點時，該正反器34即根據該資料輸入端所接收的該比較信號S3產生跟隨該比較信號S3之準位的該第一控制信號S1，使得該第一控制信號S1同為低準位，並由該資料輸出端輸出，而該反相資料輸出端輸出的該第一控制信號S1之反相值，這時該控制單元36的該開關41受該模式信號Mode控制而經由其本身將該反閘42的該第二端電連接該差動比較器44的該輸出端，以輸出處於高準位的該整合信號S6，此時，該及閘35根據該第一控制信號S1之反相值與處於高準位的該整合信號進行及運算，而輸出該第二控制信號S2，此時的該第二控制信號S2即為高準位，以致該第一開關27和該第二開關28不導通，而該第三開關30為導通，以致該第一電容C1串聯該輸出電容Co，藉此將該穩壓電壓Vo往下拉。
而當該穩壓電壓Vo之電壓值等於該預設值Vp時，該比較信號S3的責任週期則保持不變，以致該穩壓器23的該第一電容C1並聯該輸出電容Co(該比較信號S3和該第一控制信號S1為高準位，該第二控制信號S2為低準 位)的時間與該第一電容C1串聯該輸出電容Co(該比較信號S3和該第一控制信號S1為低準位，該第二控制信號S2為高準位)的時間維持原狀，藉此穩定該穩壓電壓Vo的電壓值。
綜上，如(式2)所示每一週期的該穩壓電壓Vo的平均電壓值Vave。
參閱圖14，當該控制模組24偵測到穩壓電壓Vo超過該預定值時，會使該穩壓電壓Vo在高電壓(Vdc)的比例降低，在相對低電壓(Vdc/2)的比例增加，以致將該穩壓電壓Vo的平均電壓值Vave拉下至預定值。反之，參閱圖15，當該控制模組24偵測到該穩壓電壓Vo低於該預定值時，會使該穩壓電壓Vo在高電壓(Vdc)的比例增加，在相對低電壓(Vdc/2)的比例減少，將穩壓電壓Vo的平均電壓值Vave提升至預定值。
參閱圖11，證實本發明無線電能傳輸系統功率轉換效率(Power Conversion Efficiency,PCE)的表現確實更加地優異。
參閱圖12，為本發明無線電能傳輸系統的一利用相量轉換之等效電路，其中，圖12中所示的一共振腔5(由該第一共振單元12與該第二共振單元21共同構成)利用相量轉換使該共振腔5等效成一共振電阻Rr，及一共振電感Lr，由於該共振電感Lr的耦合係數不高，因此該共振電感Lr的電感值約為4倍的漏電感Lk(圖13)，再將圖12 的該發射機1簡化成一理想的變壓器並與該交流轉直流單元22結合而以一包括所有寄生電阻的直流電阻Rdc與4倍的漏電感Lk代替而成圖13之等效電路圖，而若將圖13的等效電路之該直流電阻Rdc忽略，由於導通模式(on-duty)時，該直流電壓Vdc等於1倍的該穩壓電壓Vo，而不導通時(off-duty)時，該直流電壓Vdc為2倍的該穩壓電壓Vo，因此可以得到如公式(3)之穩壓電壓Vo的公式。
其中，參數Vin為圖12自該第一輸出端Po1和該第二輸出端Po2往左看入之等效電壓，參數D為導通比。
值得注意的是，若將圖13的等效電路之該直流電阻Rdc忽略(通常成立)，由於該共振電感Lr之直流壓降等於零(因為該共振電感Lr於直流時相當於短路)，所以，該等效電壓Vin之電壓值相當於該直流電壓Vdc。
因此，很清楚地看出，理想上，該穩壓電壓Vo會被穩壓於Vin至Vin/2之間，顯然，本發明無線電能傳輸系統確實能有穩定的穩壓電壓Vo。
然而若具有較高的導通比(duty)，效率也會對應的提高，以致該穩壓電壓Vo亦會提高，因此，可藉由該控制模組24搭配該穩壓器23以控制導通比。
又，需特別說明的是，承上所述的該穩壓器23會操作如下的狀態一與狀態二：
狀態一：該第一開關27和該第二開關28導通 ，但該第三開關30不導通，此時的該穩壓電壓Vo等於該直流電壓Vdc。
狀態二：該第一開關27和該第二開關28不導通，但該第三開關30導通時，該穩壓電壓Vo等於二分之一倍的該直流電壓Vdc。
當該穩壓器23處於該狀態二時，該交流轉直流單元2和該穩壓器23會呈現如圖16所示之電路圖(以交流電壓Vac為正半週之情況加以說明)，且為清楚說明，不導通之元件(第一電晶體M1、第四電晶體M4、第一開關27和第二開關28)以虛線表示，其餘導通之元件以實線表示，假設該接收機2因為靜電放電等因素突然於該第一輸入端Pi1產生一電壓突波△Vac，由於該儲能元件25的電容值小於該第一開關27的內部等效電容，所以該儲能元件25會承受大部分的電壓突波△Vac，而該第一開關27的內部等效電容只需承受剩餘的一小部分之該電壓突波△Vac，所以該儲能元件25還可達到使該穩壓器23的該第一開關27的電壓壓力得到舒緩之優點。
甚至，本發明無線電能傳輸系統還可透過該調整信號Sf調整該發射機1的該可調電壓源Vdd的該輸入電壓之大小，藉此確保責任週期(duty cycle)位於80%左右的一最佳化系統效率。
綜上所述，本發明無線電能傳輸系統具有以下優點：
1.本發明無線電能傳輸系統使用共振耦合之方 式，因此其充電距離可達10公分以上，較不受限制。
2.藉由該交流轉直流單元22電連接該儲能元件25，使該交流電流Iac降低，以減少傳導損失，又能提高整體的功率轉換效率，再者該儲能元件25還能舒緩該穩壓器23的該第一開關27的電壓壓力。
3.將該穩壓器23設置於該接收機2，且藉由該控制模組24偵測該穩壓電壓Vo，當該穩壓電壓Vo之電壓值過大時(該參考電壓Vr與該分壓電壓V3的差值大於該預設值Vp)，該控制模組直接控制該穩壓器23的該第一開關27、該第二開關28和該第三開關30的導通狀態而使該穩壓電壓Vo之電壓值下拉至一穩定值(亦即該參考電壓Vr與該分壓電壓V3的差值近似於該預設值Vp)，而當穩壓電壓Vo之電壓值過小時(該參考電壓Vr與該分壓電壓V3的差值小於該預設值Vp)，該控制模組直接控制該穩壓器23的該第一開關27、該第二開關28和該第三開關30的導通狀態而使該穩壓電壓Vo之電壓值上拉至該穩定值(亦即該參考電壓Vr與該分壓電壓V3的差值近似於該預設值Vp)，藉此方式來快速地調整該穩壓電壓Vo，而避免響應延遲，更利用該控制模組24傳送該調整信號Sf以供該發射機1的該可調電壓源Vdd接收，以調整該發射機1的該輸入電壓之大小，而控制責任週期。
利用上述之優點使得該電子裝置6能接收穩定的該穩壓電壓Vo，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當 不能以此限定本發明實施之範圍，即凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
1‧‧‧發射機
10‧‧‧閘極驅動器
11‧‧‧功率放大器
12‧‧‧第一共振單元
2‧‧‧接收機
21‧‧‧第二共振單元
22‧‧‧交流轉直流單元
23‧‧‧穩壓器
24‧‧‧控制模組
25‧‧‧儲能元件
26‧‧‧切換單元
27‧‧‧第一開關
28‧‧‧第二開關
29‧‧‧電阻
30‧‧‧第三開關
6‧‧‧電子裝置
71‧‧‧第一限流器
72‧‧‧第二限流器
73‧‧‧第三限流器
74‧‧‧第四限流器
C‧‧‧電容
CL‧‧‧電容
C1‧‧‧第一電容
Co‧‧‧輸出電容
R‧‧‧電阻
Rb‧‧‧基極電阻
L‧‧‧線圈
M1‧‧‧第一電晶體
M2‧‧‧第二電晶體
M3‧‧‧第三電晶體
M4‧‧‧第四電晶體
Si‧‧‧鋸齒波
S1‧‧‧第一控制信號
S2‧‧‧第二控制信號
Sf‧‧‧調整信號
Sd5‧‧‧數位信號
Vdd‧‧‧可調電壓源
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
Vac‧‧‧交流電壓
Vdc‧‧‧直流電壓
Vr‧‧‧參考電壓
Vo‧‧‧穩壓電壓
Iac‧‧‧交流電流
Idc‧‧‧直流電流
Pi1‧‧‧第一輸入端
Pi2‧‧‧第二輸入端
Po1‧‧‧第一輸出端
Po2‧‧‧第二輸出端
Mode‧‧‧模式信號

Claims (9)

  1. 一種無線電能傳輸系統，適用於對一電子裝置進行充電，並包含：一發射機，受控制產生一輸入電壓，具有一第一共振單元；及一接收機，包括一第二共振單元，與該發射機的該第一共振單元進行磁共振耦合而產生一振幅值正比於該輸入電壓的交流電壓，且產生一正比該交流電壓的交流電流，一交流轉直流單元，包括一第一輸入端及一第二輸入端，該第一輸入端及該第二輸入端電連接該第二共振單元用以接收該交流電壓，該交流轉直流單元並將該交流電壓轉換成一直流電壓，一儲能元件，電連接該交流轉直流單元的該第一輸入端與該第二輸入端間，用以承受該第一輸入端與該第二輸入端間的電壓壓力，一穩壓器，電連接該交流轉直流單元與該電子裝置間，以接收來自該交流轉直流單元的直流電壓，並將該直流電壓穩壓後，產生一穩壓電壓以充電到該電子裝置，一第一輸出端，一第二輸出端，一第一限流器，電連接該第一輸入端及該第一輸出端間，用以限制該交流電流從該第一輸入端流向 該第一輸出端，一第二限流器，電連接該第二輸入端及該第一輸出端間，用以限制該交流電流從該第二輸入端流向該第一輸出端，一第三限流器，電連接該第一輸入端及該第二輸出端間，用以限制該交流電流從該第二輸出端流向該第一輸入端，一第四限流器，電連接該第二輸入端及該第二輸出端間，用以限制該交流電流從該第二輸出端流向該第二輸入端。
  2. 如請求項1所述的無線電能傳輸系統，其中，該儲能元件更包括一電容，該電容電連接於該第一輸入端與該第二輸入端間。
  3. 如請求項1所述的無線電能傳輸系統，其中，該第一限流器包括一第一電晶體，該第二限流器包括一第二電晶體，該第三限流器包括一第三電晶體，該第一限流器包括一第四電晶體，該第一電晶體具有一電連接該第一輸出端的第一端、一電連接該第一輸出端的控制端，及一電連接該第一輸入端的第二端，該第二電晶體具有一電連接該第一輸出端的第一端、一電連接該第一輸出端的控制端，及一電連接該第二輸入端的第二端， 該第三電晶體具有一電連接該第二輸出端的第一端、一電連接該第二輸入端的控制端，及一電連接該第一輸入端的第二端，該第四電晶體具有一電連接該第二輸出端的第一端、一電連接該第一輸入端的控制端，及一電連接該第二輸入端的第二端。
  4. 如請求項3所述的無線電能傳輸系統，其中，該第一電晶體、該第二電晶體、該第三電晶體和該第四電晶體各自還具有一第三端，且該第一限流器、該第二限流器、該第三限流器和該第四限流器還各自包括一個基極電阻，該四個基極電阻分別電連接於該第一電晶體、該第二電晶體、該第三電晶體和該第四電晶體的該第三端和該第一端之間。
  5. 如請求項1所述的無線電能傳輸系統，其中，該穩壓器包括一第一電容，具有一電連接該交流轉直流單元的該第一輸出端以接收該直流電壓的第一端，及一第二端，一輸出電容，具有一輸出該穩壓電壓的第一端，及一接地的第二端，及一切換單元，電連接於該第一電容的該第一端和該第二端，及該輸出電容的該第一端和該第二端之間，且受控制以決定該第一電容與該輸出電容的連接方 式，切換於並聯與串聯間。
  6. 如請求項5所述的無線電能傳輸系統，其中，當該第一電容並聯該輸出電容時，該第一電容的第一端和該輸出電容的第一端呈導通狀態，且該第一電容的第二端和該輸出電容的第二端呈導通狀態，而該第一電容的第二端和該輸出電容的第一端呈不導通狀態，當該第一電容串聯該輸出電容時，該第一電容的第一端和該輸出電容的第一端呈不導通狀態，且該第一電容的第二端和該輸出電容的第二端呈不導通狀態，而該第一電容的第二端和該輸出電容的第一端呈導通狀態。
  7. 如請求項5所述的無線電能傳輸系統，其中，該切換單元包括一第一開關，具有一電連接該第一電容的第一端的第一端、一電連接該輸出電容的第一端的第二端，及一接收一第一控制信號的控制端，該第一開關根據該第一控制信號切換於導通與不導通間，一第二開關，具有一電連接該第一電容的第二端的第一端、一接地的第二端，及一接收該第一控制信號的控制端，該第二開關根據該第一控制信號切換於導通與不導通間，一電阻，具有一電連接該第一電容的第二端的第一 端，及一第二端，及一第三開關，具有一電連接該電阻的第二端的第一端、一電連接該輸出電容的第一端的第二端，及一接收一第二控制信號的控制端，該第三開關根據該第二控制信號切換於導通與不導通間。
  8. 如請求項7所述的無線電能傳輸系統，還包含一控制模組，該控制模組電連接該穩壓器以偵測該穩壓電壓，並根據該穩壓電壓產生該第一控制信號和該第二控制信號，當該控制模組判斷該穩壓電壓大於一預設值時，則根據該穩壓電壓使該第一控制信號先為高準位後再切換為低準位，而該第二控制信號則先為低準位後再切換為高準位，及當該控制模組判斷該穩壓電壓小於該預設值時，則根據該穩壓電壓使該第一控制信號先為高準位後再切換為低準位，而該第二控制信號則一直保持低準位。
  9. 如請求項1所述的無線電能傳輸系統，還包含一控制模組，該控制模組電連接於該穩壓器以偵測該穩壓電壓，並根據該穩壓電壓產生一用以調成該發射機的輸入電壓之大小的調整信號，當該控制模組判斷該穩壓電壓大於一預設值時，則該調整信號指示將該輸入電壓調小，及當該控制模組判斷該穩壓電壓小於該預設值時，則 該調整信號指示將該輸入電壓調大。
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