CN104079081B - 谐振型非接触供电装置和集成电路 - Google Patents

Abstract

公开了一种谐振型非接触供电装置和集成电路。所述谐振型非接触供电装置包括：逆变器，接收电能输出具有自感谐振频率的交流电；发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述逆变器接收所述交流电；接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；整流电路，与所述接收侧谐振电路连接；开关型变换器，与所述整流电路连接，对整流电路的输出电压进行变换；控制电路，根据第一反馈电压输出开关控制信号控制所述开关型变换器，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定。由此，可以实现恒压输出。

Description

谐振型非接触供电装置和集成电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种谐振型非接触供电装置和集成电路。

背景技术

非接触供电技术基于其方便实用的特点而广泛应用于电子产品领域，尤其是小功率电子产品行业，如移动电话、MP3播放器、数码照相机、便携式电脑等。现有技术的谐振型非接触供电装置通常包含有一个由发射线圈L1和接收线圈L2构成的谐振与磁耦合电路，发射线圈L1与电能发射端的其它元件构成发射侧谐振电路，接收线圈L2与电能接收端的其它元件构成接收侧谐振电路。通过将发射侧谐振电路和接收侧谐振电路的谐振频率设置为相同，可以使得发射侧谐振电路谐振时，通过电磁场与发射侧谐振电路耦合的接收侧谐振电路也发生谐振，由此实现以非接触的方式传输电能。该谐振频率被称为自感谐振频率。

在工作在自感谐振频率下时，现有的谐振型非接触供电装置对负载输出一个相对恒定的电流，其等效于一个电流源，因此，谐振型非接触供电装置的输出不能应用于需要恒定电压的负载。

发明内容

有鉴于此，提供一种谐振型非接触供电装置和集成电路，使得工作于自感谐振频率的谐振型非接触供电装置输出相对恒定的电压，从而可以直接连接需要恒定电压的负载。

第一方面，提供一种谐振型非接触供电装置，包括：

逆变器，接收电能输出具有自感谐振频率的交流电；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述逆变器接收所述交流电；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；

整流电路，与所述接收侧谐振电路连接；

开关型变换器，与所述整流电路连接，对整流电路的输出电压进行变换；

控制电路，根据第一反馈电压输出开关控制信号控制所述开关型变换器，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第一反馈电压与所述开关型变换器的输出电压成比例。

优选地，所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

优选地，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

比较器，比较所述第一补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

优选地，所述控制电路根据第一反馈电压和第二反馈电压输出开关控制信号控制所述开关型变换器，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第二反馈电压与所述开关型变换器的输入电压成比例；

所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

优选地，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

第二补偿电路，输入所述第一补偿信号和所述第二反馈电压输出第二补偿信号；

比较器，比较所述第二补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

第二方面，提供一种集成电路，用于谐振型非接触供电装置，所述集成电路包括：

整流电路；

功率开关和整流元件，所述功率开关和整流元件用于构建与整流电路连接的开关型变换器；

控制电路，根据第一反馈电压输出开关控制信号控制所述功率开关，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第一反馈电压与所述开关型变换器的输出电压成比例。

优选地所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

优选地，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

比较器，比较所述第一补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

优选地，所述控制电路根据第一反馈电压和第二反馈电压输出开关控制信号控制所述功率开关，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第二反馈电压与所述整流电路的输出电压成比例；

所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

优选地，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

第二补偿电路，输入所述第一补偿信号和所述第二反馈电压输出第二补偿信号；

比较器，比较所述第二补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

通过在整流电路输出端连接开关型变换器，根据开关型变换器的输出电压来控制开关型变换器，使得开关型变换器的输出电压保持稳定。由此，可以直接连接恒压型负载。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是本发明第一实施例的谐振型非接触供电装置的电路示意图；

图2是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的等效电路图；

图3是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路解耦后的等效电路图；

图4是图3所示等效电路工作在自感谐振频率下时的阻抗参数示意图；

图5是本发明第一实施例的谐振型非接触供电装置的原理示意图；

图6是本发明第一实施例的开关型变换器的电路示意图；

图7是本发明第一实施例的控制电路的电路示意图；

图8是本发明第一实施例的一个替代实施方式的控制电路的电路示意图；

图9是本发明第二实施例的控制电路的电路示意图；

图10是本发明第二实施例的一个替代实施方式的控制电路的电路示意图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1是本发明第一实施例的谐振型非接触供电装置的电路示意图。如图1所示，谐振型非接触供电装置10包括逆变器11、发射侧谐振电路12、接收侧谐振电路13、整流电路14、开关型变换器15和控制电路16。

在本实施例中，逆变器11、发射侧谐振电路12属于谐振型非接触供电装置10的电能发射端；接收侧谐振电路13、整流电路14、开关型变换器15和控制电路16属于谐振型非接触供电装置10的电能接收端。

电能发射端和电能接收端通过发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13分离地以非接触方式耦合，从而实现电能传输。

其中，逆变器11接收电能输入v_in输出具有自感谐振频率的交流电v_ac。

逆变器11可以是全桥式逆变电路、半桥式逆变电路以及其他任何公知的具有逆变功能的逆变器。

发射侧谐振电路12包括发射线圈L1，其用于从逆变器11接收所述交流电v_ac。为了平衡发射侧谐振电路12的漏感抗和接收侧谐振电路13的反射感抗以及电路中由寄生参数引起的感抗，消除高频下由于这些寄生参数存在而产生的电压尖峰和浪涌电流，减小电磁干扰和电源噪声并达到减小电源的视在功率，提高电源的功率因数，发射侧谐振电路12中可以加入发射侧谐振电容C_s，其与发射线圈L1串联或并联，以与发射线圈L1形成谐振电路。当然，本领域技术人员可以理解，在某些情况下可以利用电路的分布电容(例如发射线圈导线之间的分布电容)来做为发射侧谐振电容，从而不必在电路中设置独立的电容元件。

接收侧谐振电路13包括接收线圈L2，接收线圈L2与发射侧谐振电路12的发射线圈L1可以分离地以非接触方式耦合，接收侧谐振电路13用于从发射线圈L1接收电能。

同时，为了减小电能接收端消耗的无功功率，增大谐振与磁耦合电路传输的有功功率，接收侧谐振电路13可以加入接收侧谐振电容C_d。如上所述，接收侧谐振电容C_d可以利用电路其它元件的分布电容(例如线圈导线之间的分布电容)来实现，从而不必在电路中设置专门的电容元件。

发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13构成谐振与磁耦合电路。

图2是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路的等效电路图，也即发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13的电路示意图。

如图2所示，发射线圈L1可以等效为第一理想线圈L_s以及线圈电阻R_s，同样，接收线圈L2可以等效为第二理想线圈L_d以及线圈电阻R_d。第一理想线圈L_s和第二理想线圈L_d相互耦合。在图2中，发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13均采用串联谐振的方式来组成谐振电路，其中，发射侧谐振电路12具有发射侧谐振电容C_s，接收侧具有接收侧谐振电容C_d。如上所述，发射侧谐振电容C_s和接收侧谐振电容C_d可以为集总元件或者利用其它元件的分布参数实现。

由此，谐振与磁耦合电路构成一互感耦合电路。

通常，为了使得发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13能够以谐振方式传递能量，两者具有相同的谐振频率，也即：

$f_s=1/2\mathrm{\π}\·\sqrt{L_s\·C_s}=1/2\mathrm{\π}\·\sqrt{L_d\·C_d}=f_d$

其中，f_s为发射侧谐振电路12的谐振频率，f_d为接收侧谐振电路13的谐振频率；L_s为第一理想线圈L_s的电感值，L_d为第二理想线圈L_d的电感值；C_s为发射侧谐振电容的电容值，C_d为接收侧谐振电容的电容值。

优选地，可以设置使得第一理想线圈L_s的电感值等于第二理想线圈L_d的电感值，并且发射侧谐振电容的电容值C_s等于接收侧谐振电容的电容值C_d，从而使得发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13谐振频率相同。

将上述谐振频率称为自感谐振频率。工作在上述谐振频率下时，发射侧谐振电路12和接收侧谐振电路13同时谐振，谐振与磁耦合电路中所有的电感和电容阻抗均相互抵消，系统具有很高的效率。

图3是本发明的谐振型非接触供电装置的谐振与磁耦合电路解耦后的等效电路图。如图3所示，由于发射线圈L1和接收线圈L2的耦合存在漏感和互感，图2所示的谐振与磁耦合电路可以解耦等效为图3的形式，即，将相互耦合的理想线圈L_s和L_d解耦为发射侧漏电感L_s’、接收侧漏电感L_d’和互感L_M。由此，图2所示的谐振与磁耦合电路可以进一步等效为图3所示的两端口网络。

图4是图3所示等效电路工作在自感谐振频率下时的阻抗参数示意图。如图4所示，当逆变电路11对发射侧谐振电路12输出具有自感谐振频率ω₀的交流电v_ac时，图3中发射侧漏电感L_s’和发射侧谐振电容C_s的串联电路的等效阻抗为-jω₀L_M，由此，可以与互感的阻抗抵消，从而使得电能发射端输入端口的阻抗最小，发射侧谐振电路谐振。同时，接收侧漏电感L_d’和接收侧谐振电容C_d的串联电路的等效阻抗为-jω₀L_M，也可以与互感的阻抗抵消，从而使得电能接收端输出端口的阻抗最小，接收侧谐振电路谐振。由此，可以保证传输效率最高。

在工作在自感谐振频率ω₀下时，谐振型非接触供电装置10的谐振与磁耦合电路相对于在后的由整流电路14、开关型变换器15以及负载构成的部分可等效为一个交流电流源。由于整流电路14只进行交流-直流变换，并不调节电压和电流的幅值，因此，谐振与磁耦合电路和整流电路14相对于在后的开关型变换器以及负载可等效为一个直流电流源A，如图5所示。

整流电路14与接收侧谐振电路13连接，其可以将接收侧谐振电路13输出的交流电整流为直流电输出。

整流电路14可以是全桥整流电路也可以是半桥整流电路。

开关型变换器15与整流电路14连接，对整流电路14的输出电压v_r进行变换。开关型变换器15可以采用现有的电路拓扑，其可以为例如降压型(BUCK)变换器。

图6是本发明实施例的开关型变换器的电路示意图。如图6所示，开关型变换器15采用降压型拓扑，包括输入滤波电容C_in、功率开关S1、整流二极管D1、储能电感L1和输出电容C_o。其中，输入滤波电容C_in连接在开关型变换器15的输入端和接地端之间，功率开关S1连接在开关型变换器15的输入端和中间端LX之间，整流二极管D1连接在中间端LX和接地端之间，储能电感L1连接在中间端LX和输出端之间，输出电容C_o连接在输出端和接地端之间。

应理解，整流二极管D1可以替换为整流开关S2，其与功率开关S1交替导通和关断，也可以实现进行电压变换。

应理解，功率开关S1和整流开关S2可以利用任何可控半导体开关器件实现，例如，金属氧化物晶体管等。

在本实施例中，控制电路16根据第一反馈电压v_fb1输出开关控制信号Q控制开关型变换器15，以使得开关型变换器15的输出电压v_out保持恒定。

其中，第一反馈电压v_fb1与开关型变换器15的输出电压v_out成比例。，第一反馈电压v_fb1可以通过连接在开关型变换器15的输出端和接地端之间的分压网络对输出电压v_out分压获得。

对于降压型拓扑的开关型变换器，其输出电压等于输入电压与开关控制信号的占空比的乘积(在此以开关控制信号Q为高电平时，功率开关S1导通为例进行说明)，也即：v_out＝v_r·D，其中，D为开关控制信号的占空比。

由此，假设负载阻抗为R_L，则在图5中，从电流源A输出端口向右看得到的输入阻抗Z_in满足：

$Z_{\mathrm{in}}=\frac{R_L}{D^2}$

在负载发生变化时，例如，R_L增大时，在占空比D不变的前提下，输入阻抗Z_in也相应增大。同时，因为电流源A的电流i_in恒定，所以，输入到开关型变换器的输入电压v_r会由于输入阻抗Z_in的增大而增大，进而导致开关型变换器15的输出电压v_out增大。

开关型变换器的输出电压v_out和输入电流i_in可以满足如下公式：

$v_r=i_{\mathrm{in}}\frac{R_L}{D^2},v_{\mathrm{out}}=i_{\mathrm{in}}\frac{R_L}{D}$

$\frac{{v_{\mathrm{out}}}^2}{R_L}=i_{\mathrm{in}}{v}_r={i_{\mathrm{in}}}^2\frac{R_L}{D^2}$

即，在输入电流i_in不变的前提下，输入电压v_r与占空比D的平方成反比，开关型变换器15的输出电压v_out与占空比D成反比。

要保持开关型变换器15的输出电压v_out稳定，需要调整占空比D使得其与负载阻抗R_L同步变化。

根据上述公式，在占空比D不变时，负载阻抗R_L变大会导致输入电压v_r变大，并进而导致开关型变换器15的输出电压v_out变大，此时，需要增大占空比D，使得输入电压下降，并进而使得开关型变换器15的输出电压v_out下降，以保持稳定。

因此，在本实施例中，根据开关型变换器15的输出电压v_out来动态调整开关型变换器的占空比D保证输出电压v_out稳定。

由此，控制电路16在第一反馈电压v_fb1增大时增大开关控制信号Q的占空比D，在所述第一反馈电压v_fb1减小时减小开关控制信号Q的占空比D。这一操作与降压型拓扑的开关型变换器的常见调整方式相反。

图7是本发明第一实施例的控制电路的电路示意图。如图7所示，控制电路16包括第一补偿电路16a和比较器CMP。

第一补偿电路16a输入第一反馈电压v_fb1和参考电压v_ref输出第一补偿信号v_c1。

第一补偿信号v_c1用于表征第一反馈电压v_fb1和参考电压v_ref之间的差值变化。

在本实施例中，第一补偿电路16a包括第一误差放大器EA1和第一补偿电容C1，第一补偿电容C1连接在第一误差放大器EA1的反相输入端和输出端之间；第一反馈电压v_fb1输入到第一误差放大器EA1的反相输入端，参考电压v_ref输入到第一误差放大器EA1的同相输入端。

比较器CMP比较第一补偿信号v_c1和三角波信号v_ramp输出一脉宽调制信号PWM。脉宽调制信号PWM的占空比D随第一补偿信号v_c1变化，其频率与三角波信号v_ramp的频率相等。在本实施例中，脉宽调制信号PWM可以直接作为开关控制信号Q控制开关型变换器15。必要时，开关控制信号Q通过使用驱动电路对脉宽调制信号PWM处理后获得。在本实施例中，第一补偿信号v_c1输入到比较器CMP的反相输入端，三角波信号v_ramp输入到比较器CMP的同相输入端。

图8是本实施例的一个替代实施方式中控制电路的电路示意图。在图8中，第一补偿电路16a具有不同的结构，其包括第一跨导放大器GM1和第一补偿电容C1，第一补偿电容C1连接在第一跨导放大器GM1的输出端和接地端之间；第一反馈电压v_fb1输入到第一跨导放大器GM1的反相输入端，参考电压v_ref输入到第一跨导放大器GM1的同相输入端。

由此，控制电路16形成反馈电压控制环路。在输出电压v_out增大时，第一反馈电压v_fb1增大，使得第一补偿信号v_c1减小。由于比较器CMP输出的脉宽调制信号PWM在三角波信号v_ramp位于第一补偿信号v_c1下方时为低电平，在在三角波信号v_ramp位于第一补偿信号v_c1上方时为高电平，因此，第一补偿信号v_c1下降使得每个脉宽调制信号周期内高电平部分增多，低电平部分减少，也即，占空比D增加。占空比D增加会使得输入电压v_r减小，进而使得输出电压v_out减小，使其保持稳定。

反之类似，在输出电压v_out减小时，控制电路16减小脉宽调制信号PWM的占空比，从而提高输入电压v_r，使得输出电压v_out上升，保持输出电压的稳定。

以上以脉宽调制信号PWM为高电平时，开关控制信号Q控制功率开关S1导通为例进行说明。当然，也可以在脉宽调制信号PWM为低电平时通过控制功率开关S1导通，这时使得比较器的输入端调换即可。

同时，应理解，图7中所示的控制电路结构仅为示例，其可以被替换为各种已有的电压反馈控制回路，只要能够实现根据反馈电压调节脉宽调制信号的占空比,保持输出电压恒定即可。

同时，应理解，开关型变换器15并不限于降压型拓扑，其也可以为升压型(BOOST)或升降压型(BUCK-BOOST)拓扑。例如，当开关型变换器15为升压型拓扑时,由于升压型拓扑的输入电压和输出电压关系满足因此，在输入电流i_in恒定时有：

v_r＝i_inR_L(1-D)²，v_out＝i_inR_L(1-D)

因此，可以控制电路16可以采用与对降压型拓扑类似的调整策略，即，在第一反馈电压增大时，增大占空比，在第一反馈电压减小时，减小占空比，以维持输出电压稳定。

同时，本实施例的谐振型非接触供电装置10中的整流电路14、控制电路16和开关型变换器中的功率开关S1和整流元件(整流二极管D1或整流开关S2)可以被集成为集成电路，由此，在该集成电路基础上增加接收线圈和接收侧谐振电容以及输入滤波电容、储能电感和输出电容等外围部件后即可搭建电能接收端。

通过在整流电路输出端连接开关型变换器，根据开关型变换器的输出电压来控制开关型变换器，使得开关型变换器的输出电压保持稳定。由此，可以直接连接恒压型负载。

图10是本发明第二实施例的控制电路的电路示意图。在第二实施例中，谐振型非接触供电装置中除控制电路的其它部分的配置和连接方式均与第一实施例相同，在后说明中，采用相同的附图标记指代。

如前所述，对于采用降压型拓扑的开关型变换器，在输入电流i_in不变的前提下，开关型变换器15的输入电压v_r与占空比D的平方成反比。由于开关型变换器15的输入电压v_r的增减对于输出电压v_out直接造成影响。因此，输入电压v_r也可以作为反馈参量加入控制环路。

在本实施例中，控制电路26可以根据第一反馈电压v_fb1和第二反馈电压v_fb2输出开关控制信号Q控制开关型变换器15，以使得开关型变换器15的输出电压v_out保持恒定。

其中，第一反馈电压v_fb1与开关型变换器15的输出电压v_out成比例。，第一反馈电压v_fb1可以通过连接在开关型变换器15的输出端和接地端之间的分压网络对输出电压v_out分压获得。

第二反馈电压v_fb2与整流电路14的输出电压v_r(也即，开关型变换器15的输入电压)成比例。第二反馈电压v_fb2可以通过连接在开关型变换器15的输入端和接地端之间的分压网络对整流电路14的输出电压v_r分压获得。

第一反馈电压v_fb1与开关型变换器15的输出电压v_out的第一比例和第二反馈电压v_fb2与开关型变换器15的输入电压v_r的第二比例可以相同也可以不同。

根据第一实施例中所述公式，在开关型变换器为降压型拓扑时，如果占空比D不变，负载阻抗R_L变大会导致输入电压v_r变大，并进而导致开关型变换器15的输出电压v_out变大，此时，需要增大占空比D，使得输入电压下降，并进而使得开关型变换器15的输出电压v_out下降，以保持稳定。

由此，可以在控制电路26中构建第一反馈控制环路，在第一反馈电压v_fb1增大时增大开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压v_fb1减小时减小所述开关控制信号的占空比。这一操作与降压型拓扑的开关型变换器的常见调整方式相反。

同时，由于第二反馈电压v_fb2可以表征输入电压v_r的变化，因此，可以在控制电路26构建第二反馈控制环路，在第二反馈电压v_fb2增大时增大开关控制信号Q的占空比D，在第二反馈电压v_fb2减小时减小开关控制信号Q的占空比D。

基于输入电压v_r的反馈环路可以避免输入电压过压，同时还可以提高动态控制响应速度。

在图9中，本实施例的控制电路26可以包括第一补偿电路26a，第二补偿电路26b和比较器CMP。

第一补偿电路26a输入第一反馈电压v_fb1和参考电压v_ref输出第一补偿信号v_c1。第一补偿信号v_c1用于表征第一反馈电压v_fb1和参考电压v_ref之间的差值变化。

第二补偿电路26b输入第一补偿信号v_c1和第二反馈电压v_fb2输出第二补偿信号v_c2。

比较器CMP比较第二补偿信号v_c2和三角波信号v_ramp输出一脉宽调制信号PWM。脉宽调制信号PWM的占空比D随第一补偿信号v_c1变化和第二补偿信号v_c2，其频率与三角波信号v_ramp的频率相等。在本实施例中，脉宽调制信号PWM可以直接作为开关控制信号Q控制开关型变换器15。必要时，开关控制信号Q也可以通过使用驱动电路对脉宽调制信号PWM处理后获得。

在本实施例中，第一补偿电路26a包括第一误差放大器EA1和第一补偿电容C1。第一补偿电容C1连接在第一误差放大器EA1的反相输入端和输出端之间。第二补偿电路26b包括第二误差放大器EA2和第二补偿电容C2。第二补偿电容C2连接在第二误差放大器EA2的反相输入端和输出端之间。第一反馈电压v_fb1输入到第一误差放大器EA1的反相输入端，参考电压v_ref输入到第一误差放大器EA1的同相输入端，第二反馈电压v_fb2输入到第二误差放大器EA2的反相输入端，第一误差放大器EA1的输出端与第二误差放大器EA2的同相输入端连接。

图10是本实施例的一个替代实施方式中控制电路的电路示意图。在图10中，第一补偿电路26a和第二补偿电路26b具有不同的结构，第一补偿电路26a包括第一跨导放大器GM1和第一补偿电容C1，第一补偿电容C1连接在第一跨导放大器GM1的输出端和接地端之间。第二补偿电路26b包括第二跨导放大器GM2和第二补偿电容C2，第二补偿电容C2连接在第二跨导放大器GM2的输出端和接地端之间。第一反馈电压v_fb1输入到第一跨导放大器GM1的反相输入端，参考电压v_ref输入到第一跨导放大器GM1的同相输入端，第二反馈电压v_fb2输入到第二跨导放大器GM2的反相输入端，第一跨导放大器GM1的输出端与第二跨导放大器GM2的同相输入端连接。

以上以脉宽调制信号PWM为高电平时，对应输出的开关控制信号Q控制功率开关S1导通为例进行说明。当然，也可以在脉宽调制信号PWM为低电平时控制功率开关S1导通，这时使得比较器的输入端调换即可。

同时，应理解，图9和图10中所示的控制电路结构仅为示例，其可以被替换为各种现有电压反馈控制回路，只要能够实现根据反馈电压调节脉宽调制信号的占空比,保持输出电压恒定即可。

同时，应理解，开关型变换器15并不限于降压型拓扑，其也可以为升压型(BOOST)或升降压型(BUCK-BOOST)拓扑。例如，当开关型变换器15为升压型拓扑时,由于升压型拓扑的输入电压和输出电压关系满足因此，在输入电流i_in恒定时有：

v_r＝i_inR_L(1-D)²，v_out＝i_inR_L(1-D)

因此，可以控制电路16可以采用与对降压型拓扑类似的调整策略，即，在第一反馈电压增大时，增大占空比，在第一反馈电压减小时，减小占空比；在第二反馈电压增大时，增大占空比，在第二反馈电压减小时，减小占空比。

同时，本实施例的谐振型非接触供电装置10中的整流电路14、控制电路26和开关型变换器中的功率开关和整流元件(整流二极管D1或整流开关S2)可以被集成为集成电路，由此，在该集成电路基础上增加接收线圈和接收侧谐振电容以及输入滤波电容、储能电感和输出电容等外围部件后即可搭建电能接收端。

通过在整流电路输出端连接开关型变换器，根据开关型变换器的输入电压和输出电压来控制开关型变换器，使得开关型变换器的输出电压保持稳定。由此，可以直接连接恒压型负载。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种谐振型非接触供电装置，包括：

逆变器，接收电能输出具有自感谐振频率的交流电；

发射侧谐振电路，包括发射线圈，用于从所述逆变器接收所述交流电；

接收侧谐振电路，包括接收线圈，所述接收线圈与所述发射线圈分离地以非接触方式耦合，所述接收侧谐振电路用于从所述发射线圈接收电能；

整流电路，与所述接收侧谐振电路连接；

开关型变换器，与所述整流电路连接，对整流电路的输出电压进行变换；

控制电路，根据第一反馈电压输出开关控制信号控制所述开关型变换器，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第一反馈电压与所述开关型变换器的输出电压成比例；

其中，所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

2.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

比较器，比较所述第一补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

3.根据权利要求1所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于所述控制电路根据第一反馈电压和第二反馈电压输出开关控制信号控制所述开关型变换器，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第二反馈电压与所述开关型变换器的输入电压成比例；

所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

4.根据权利要求3所述的谐振型非接触供电装置，其特征在于，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

第二补偿电路，输入所述第一补偿信号和所述第二反馈电压输出第二补偿信号；

比较器，比较所述第二补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

5.一种集成电路，用于谐振型非接触供电装置，所述集成电路包括：

整流电路；

功率开关和整流元件，所述功率开关和整流元件用于构建与整流电路连接的开关型变换器；

控制电路，根据第一反馈电压输出开关控制信号控制所述功率开关，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第一反馈电压与所述开关型变换器的输出电压成比例；

其中，所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

6.根据权利要求5所述的集成电路，其特征在于，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

比较器，比较所述第一补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。

7.根据权利要求5所述的集成电路，其特征在于，所述功率开关和整流元件用于构建降压型拓扑的开关型变换器；

所述控制电路根据第一反馈电压和第二反馈电压输出开关控制信号控制所述功率开关，以使得所述开关型变换器的输出电压保持恒定；

所述第二反馈电压与所述整流电路的输出电压成比例；

所述控制电路在所述第一反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第一反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压增大时增大所述开关控制信号的占空比，在所述第二反馈电压减小时减小所述开关控制信号的占空比。

8.根据权利要求7所述的集成电路，其特征在于，所述控制电路包括：

第一补偿电路，输入所述第一反馈电压和参考电压输出第一补偿信号；

第二补偿电路，输入所述第一补偿信号和所述第二反馈电压输出第二补偿信号；

比较器，比较所述第二补偿信号和三角波信号输出所述开关控制信号。