CN110690812B - 电流补偿方法、功率解耦电路及功率变换器系统 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种电流补偿方法、功率解耦电路及功率变换器系统，该方法包括：通过控制功率解耦电路注入的补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，提高功率解耦电路的损耗补偿能力，使得功率解耦电路采用成本较低且损耗较大的元器件，有益于减小功率解耦电路的体积，还可以基于主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量，调节功率解耦电路注入的补偿电流的幅值，综合考虑主功率变换器电路的损耗和功率解耦电路的损耗，优化了功率变换器系统的综合损耗和效率，减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，保证了良好的电流补偿抵消效果。

Description

电流补偿方法、功率解耦电路及功率变换器系统

技术领域

本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种电流补偿方法、功率解耦电路及功率变换器系统。

背景技术

功率变换器电路(如功率变换器)是一种可以将某种电流转换为其他类型电流的电子设备。图1示出了一种功率变换器系统的架构示意图。如图1所示，该功率变换器系统可以包括：依次电连接的直流设备、主功率变换器电路和交流设备。其中，直流设备可以包括直流负载或者直流电源，主功率变换器电路可以为交流电源转直流电源(alternatingcurrent/direct current，AC/DC)功率变换器，或者，直流电源转交流电源DC/AC功率变换器。交流设备可以包括交流负载，或者，交流电源。主功率变换器电路的交流侧和直流母线侧上的瞬时功率均为p₁(t)＝P+Pcos(2ωt+φ)，ω＝2πf，f为交流设备的工作频率，φ为交流设备的相位角，P为直流设备的直流侧上的瞬时功率。在主功率变换器电路的交流侧与直流母线侧之间会存在瞬时不平衡的脉动功率，即主功率变换器电路的直流母线侧上存在2倍交流侧频率的脉动功率p₂(t)＝Pcos(2ωt+φ)，容易引起主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，该电压纹波会影响主功率变换器电路无法正常工作，降低功率变换器系统的效率。为了解决上述问题，如图1所示，通常将功率解耦电路电连接在主功率变换器电路的直流母线侧上，实现对主功率变换器电路的交流侧与直流侧之间的功率解耦或能量缓冲，从而限制电压纹波。

通常，功率解耦电路包括无源功率解耦电路和有源功率解耦电路。

其中，无源功率解耦电路采用无源电容C和电感L等器件实现功率解耦，通常包括两种形式，一种是在主功率变换器电路的直流母线侧并联电容C；另一种是在主功率变换器电路的直流母线侧并联低通滤波LC。对于第一种形式，由于电容C的容值与电压纹波的大小为反比例关系，在电压纹波较小时，电容C的容值和体积将急剧增大。对于第二种形式，由于脉动功率或电压纹波的频率较低，电感L和电容C的体积将会很大，容易受到空间限制。

其中，有源功率解耦电路通过变换器电路，将主功率变换器电路的直流母线侧存在的2倍交流侧频率的脉动功率或者电压纹波，转移到允许电压纹波范围更大的储能器件(如电容C或电感L)上。针对独立型的有源功率解耦电路，由于储能器件采用陶瓷电容和氮化镓器件，其价格贵，造成成本升高。假若采用成本较低的如电解电容或者二氧化硅的金属-氧化物-半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor，简称MOS管)等的储能器件，容易导致有源功率解耦电路的损耗增大，造成有源功率解耦电路无法正常工作。

发明内容

本申请提供一种电流补偿方法、功率解耦电路及功率变换器系统，解决了传统功率解耦电路中由于元器件体积过大而受到空间限制的问题，提高了功率解耦电路的损耗补偿能力，降低了功率解耦电路的元器件成本，使得功率解耦电路能够正常工作，减少了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，保证了良好的电流补偿抵消效果。

第一方面，本申请提供一种电流补偿方法，应用于功率解耦电路，功率解耦电路包括：第一电容、第二电容、第三电容、电感、双向功率变换器电路和控制电路。其中，第一电容的第一端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，主功率变换器电路用于将交流输入转换为直流输出，和/或，将直流输入转换成交流输出，第一电容的第二端与第三电容的第一端电连接，双向功率变换器电路的第一端通过电感还与第三电容的第一端电连接，双向功率变换器电路的第二端与第三电容的第二端电连接，第三电容的第二端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，双向功率变换器电路的第三端与第二电容的第一端电连接，双向功率变换器电路的第四端与第二电容的第二端电连接，控制电路的第一端与双向功率变换器电路的控制端电连接。

方法包括：控制电路向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号，其中，第一驱动信号的周期与第二驱动信号的周期相同，第一驱动信号的相位角与第二驱动信号的相位角之间的差值为180°，第一驱动信号和第二驱动信号用于驱动双向功率变换器电路的断开和导通。控制电路根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流，补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，且补偿电流的幅值与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量的幅值有关。

通过第一方面提供的电流补偿方法，可以通过控制功率解耦电路注入的补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，有效提高了功率解耦电路的损耗补偿能力，允许功率解耦电路的损耗可以更大些，使得功率解耦电路可以采用成本较低且损耗较大的元器件器件，解除了元器件的空间限制，有益于减小功率解耦电路的体积，降低了功率解耦电路的元器件成本，还可以通过主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量，调节功率解耦电路注入的补偿电流的幅值，综合考虑主功率变换器电路的损耗和功率解耦电路的损耗，优化了功率变换器系统的综合损耗和效率，同时确保了功率解耦电路的损耗补偿能力，使得功率解耦电路能够正常工作，减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，保证了良好的电流补偿抵消效果。

在一种可能的设计中，控制电路的第二端分别与第二电容的第一端和第二端电连接，控制电路的第三端分别与第三电容的第一端和第二端电连接，控制电路的第四端分别与电感的第一端和第二端电连接，控制电路的第五端用于分别与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端电连接。在控制电路向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号之前，该方法还包括：控制电路从主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端上，获取母线电压。控制电路从主功率变换器电路与功率解耦电路之间的直流母线侧上获取母线电流。控制电路获取第二电容两端的第一电压、第三电容两端的第二电压和电感上的采样电流。控制电路根据母线电压、母线电流、第一电压和第二电压确定补偿电流的瞬时值。控制电路根据补偿电流的瞬时值和采样电流的比较结果，生成第一驱动信号和第二驱动信号。

通过该实施方式提供的电流补偿方法，一方面，控制电路可以事先从180°到270°中固定一个相位角，将这个相位角作为补偿电流与母线电流的交流分量之间的差值，也可以事先从180°到270°中固定多个相位角，将这些相位角随着功率解耦电路的补偿电流或者主功率变换器电路的输出负载的变化而变化，以作为补偿电流的相位角与母线电流的交流分量的相位角之间的差值，也可以根据功率解耦电路的损耗需求，将180°到270°之间的电角度随着功率解耦电路的补偿电流或者主功率变换器电路的输出负载的变化而变化，以自适应设置补偿电流的相位角与母线电流i_bus的交流分量的相位角之间的差值，从而，使得双向功率变换器电路可以控制功率解耦电路注入的补偿电流的的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，保证了功率解耦电路足够的损耗补偿能力，确保了功率解耦电路良好的电流补偿抵消效果，使得功率解耦电路可以正常工作，减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波。另一方面，控制电路在功率变换器系统的损耗最优且电压纹波满足主电路功率变换器的实际要求的基础上，可以事先设置多个补偿电流的幅值以减少对应的电压纹波，对应的电压纹波的取值范围随着主电路功率变换器的输出负载的变化而变化，也可以根据主电路功率变换器的输出负载的变化，自适应设置补偿电流的幅值，从而，使得双向功率变换器电路可以通过功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量，调节将补偿电流的幅值，合理地减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波或者自适应减小主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，实现功率变换器系统的综合损耗最优。

在一种可能的设计中，控制电路根据母线电压、母线电流、第一电压和第二电压确定补偿电流的瞬时值，包括：控制电路根据母线电压、母线电流、第一电压的低通分量和第二电压的低通分量，确定预期补偿电流。控制电路根据预期补偿电流、第一电压和第二电压，确定补偿电流的瞬时值。

在一种可能的设计中，控制电路根据预期补偿电流、第一电压和第二电压，确定补偿电流的瞬时值，包括：控制电路根据第一电压，确定第一电压环补偿值。控制电路根据第二电压，确定第二电压环补偿值。控制电路根据预期补偿电流、第一电压环补偿值和第二电压补偿值，确定补偿电流的瞬时值。

在一种可能的设计中，控制电路根据母线电压、母线电流、第一电压的低通分量和第二电压的低通分量，确定预期补偿电流，包括：控制电路根据母线电压的交流分量的幅值以及当前的预设阈值，确定预期补偿电流的幅值，其中，当前的预设阈值用于表示母线电压的交流分量的期望值。控制电路将母线电流的交流分量的过零点对应的相位角确定为第一相位。控制电路根据第一电压的低通分量和第二电压的低通分量确定出第二相位，第二相位的相位角大于或等于180°且小于或等于270°。控制电路根据第一相位和第二相位确定预期补偿电流的相位。

在一种可能的设计中，控制电路根据第一电压的低通分量和第二电压的低通分量确定出第二相位，包括：控制电路根据第一电压的低通分量，确定第一电压的最小值。控制电路根据第二电压的低通分量，确定第二电压的最大值。控制电路根据第一电压的最小值和第二电压的最大值之间的电压差值。控制电路在所述电压差值位于第一预设范围内时，将第一预设范围对应的相位角确定为第二相位。

在一种可能的设计中，控制电路根据第一电压，确定第一电压环补偿值，包括：控制电路根据第一电压的低通分量和第一电压的参考阈值，计算得到第一电压的误差值。控制电路将第一电压的误差值输入到控制电路中的第一比例积分控制器PI控制模块，得到第一电压环补偿值。控制电路根据第二电压，确定第二电压环补偿值，包括：控制电路根据第二电压的低通分量和第二电压的参考阈值，计算得到第二电压的误差值。控制电路将第二电压的误差值输入到控制电路中的第二PI控制模块，得到第二电压环补偿值。

第二方面，本申请提供一种功率解耦电路，包括：第一电容、第二电容、第三电容、电感、双向功率变换器电路和控制电路。其中，第一电容的第一端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，主功率变换器电路用于将交流输入转换为直流输出，和/或，将直流输入转换成交流输出，第一电容的第二端与第三电容的第一端电连接，双向功率变换器电路的第一端通过电感与第三电容的第一端电连接，双向功率变换器电路的第二端与第三电容的第二端电连接，第三电容的第二端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，双向功率变换器电路的第三端与第二电容的第一端电连接，双向功率变换器电路的第四端与第二电容的第二端电连接，控制电路的第一端与双向功率变换器电路的控制端电连接。控制电路，用于向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号，并根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入的补偿电流，补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，且补偿电流的幅值与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量的幅值有关。其中，第一驱动信号的周期与第二驱动信号的周期相同，第一驱动信号的相位角与第二驱动信号的相位角之间的差值为180°，第一驱动信号和第二驱动信号用于驱动双向功率变换器电路的断开和导通。

在一种可能的设计中，控制电路的第二端分别与第二电容的第一端和第二端电连接，控制电路的第三端分别与第三电容的第一端和第二端电连接，控制电路的第四端分别与电感的第一端和第二端电连接，控制电路的第五端用于分别与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端电连接。在控制电路向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号之前，控制电路，还用于从主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端上，获取母线电压。从主功率变换器电路与功率解耦电路之间的直流母线侧上获取母线电流。获取第二电容两端的第一电压、第三电容两端的第二电压和电感上的采样电流。根据母线电压、母线电流、第一电压和第二电压确定补偿电流的瞬时值，并根据补偿电流的瞬时值和采样电流的比较结果，生成第一驱动信号和第二驱动信号。

在一种可能的设计中，控制电路，用于根据母线电压、母线电流、第一电压的低通分量和第二电压的低通分量，确定预期补偿电流。根据预期补偿电流、第一电压和第二电压，确定补偿电流的瞬时值。

在一种可能的设计中，控制电路，用于根据第一电压，确定第一电压环补偿值。根据第二电压，确定第二电压环补偿值。根据预期补偿电流、第一电压环补偿值和第二电压环补偿值，确定补偿电流的瞬时值。

在一种可能的设计中，控制电路，用于根据母线电压的交流分量的幅值以及当前的预设阈值，确定预期补偿电流的幅值，其中，当前的预设阈值用于表示母线电压的交流分量的期望值。控制电路，还用于将母线电流的交流分量的过零点对应的相位角确定为第一相位。根据第一电压的低通分量和第二电压的低通分量确定出第二相位，第二相位的相位角大于或等于180°且小于或等于270°。根据第一相位和第二相位确定预期补偿电流的相位。

在一种可能的设计中，控制电路，用于根据第一电压的低通分量，确定第一电压的最小值。根据第二电压的低通分量，确定第二电压的最大值。确定第一电压的最小值和第二电压的最大值之间的电压差值，在所述电压差值位于第一预设范围内时，将第一预设范围对应的相位角确定第二相位。

在一种可能的设计中，控制电路，用于根据第一电压的低通分量和第一电压的参考阈值，计算得到第一电压的误差值。将第一电压的误差值输入到控制电路中的第一PI控制模块，得到第一电压环补偿值。根据第二电压的低通分量和第二电压的参考阈值，计算得到第二电压的误差值。将第二电压的误差值输入到控制电路中的第二PI控制模块，得到第二电压环补偿值。

在一种可能的设计中，双向功率变换器电路包括如下任意一种类型：

双极性的双向Boost变换器电路、单极性的双向Boost变换器电路、单极性的双向Buck变换器电路、单极性的双向Buck-Boost变换器电路以及半桥变换器电路。

上述第二方面以及上述第二方面的各可能的设计中所提供的功率解耦电路，其有益效果可以参见上述第一方面和第一方面的各可能的实施方式所带来的有益效果，在此不再赘述。

第三方面，本申请提供一种功率变换器系统，包括：主功率变换器电路和上述第二方面以及上述第二方面的各可能的设计中的功率解耦电路。其中，主功率变换器电路用于将交流输入转换为直流输出，和/或，将直流输入转换成交流输出，功率解耦电路中的第一电容的第一端与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，功率解耦电路中的第三电容的第二端与主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，功率解耦电路用于向主功率变换器电路注入补偿电流。

在一种可能的设计中，功率解耦电路中的控制电路分别与主功率变换器电路的第一输出端和第二输出端电连接。

在一种可能的设计中，功率变换器系统还包括：直流转直流电源DC/DC功率变换器电路。其中，主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和DC/DC功率变换器电路的第一端电连接，主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端和DC/DC功率变换器电路的第二端电连接，DC/DC功率变换器电路用于将主功率变换器电路转换得到的直流输出转换为目标输出，或者，将直流输入转换为直流输出并提供给主功率变换器电路。

在一种可能的设计中，功率变换器系统还包括负载，其中，当前的预设阈值是根据负载的载荷量确定的。

在一种可能的设计中，当前的预设阈值是根据功率变换器系统的效率确定的。

在一种可能的设计中，控制电路，还用于在控制电路基于更新前的预设阈值向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号之后，获取更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率。基于第一计算规则，根据预设量和更新前的预设阈值得到更新后的预设阈值，获取更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率。判断更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内。在效率差值位于第二预设范围之内时，基于更新后的预设阈值发送第一驱动信号和第二驱动信号。在效率差值位于第二预设范围之外时，基于与第一计算规则的计算规律相反的第二计算规则，根据预设量和更新前的预设阈值确定再次更新后的预设阈值，获取再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率。判断再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内。

上述第三方面以及上述第三方面的各可能的设计中所提供的功率变换器系统，其有益效果可以参见上述第二方面和第二方面的各可能的实施方式所带来的有益效果，在此不再赘述。

附图说明

图1为一种功率变换器系统的架构示意图；

图2A为本申请一实施例提供的功率解耦电路的电路结构示意图；

图2B为本申请一实施例提供的功率解耦电路的电路结构示意图；

图3为本申请一实施例提供的功率解耦电路中的双向功率变换器电路采用双极性的双向Boost变换器电路时功率解耦电路的电路结构示意图；

图4为本申请一实施例提供的功率解耦电路中的双向功率变换器电路采用单极性的双向Boost变换器电路时功率解耦电路的电路结构示意图；

图5为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图；

图6为本申请一实施例提供的补偿电流i_buf中用于补偿功率解耦电路的损耗的i_{buf_loss}的幅值与相位差φ之间的对应关系图；

图7为本申请一实施例提供的功率变换器系统的架构示意图；

图8为本申请一实施例提供的主功率变换器电路的损耗、功率解耦电路的损耗和DC/DC功率变换器电路的损耗分别与补偿电流i_buf的幅值之间的关系曲线图；

图9为本申请一实施例提供的功率解耦电路的电路结构示意图；

图10为本申请一实施例提供的功率解耦电路中控制电路的电路结构示意图；

图11为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图；

图12为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图；

图13为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图。

具体实施方式

在本申请中，需要解释的是，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，“至少一个”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B的情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指的这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b，或c中的至少一项(个)，可以表示：单独a，单独b，单独c，a和b的组合，a和c的组合，b和c的组合，或a、b以及c的组合，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。

本申请提供一种电路补偿方法，可提高功率解耦电路的损耗补偿能力，还可降低元器件的成本，优化功率变换器系统的损耗和效率，以减少主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波.该电路补偿方法可应用于长寿命、高可靠、较高功率密度的单相交流变直流或者双向交流变直流的功率变换器系统场合，如光伏逆变器、车载充电器等，以及其他任何可能的功率变换器系统场合中，特别适用于主电路功率变换器为内部阻抗较小的多级功率变换器和成本较低或高综合性价比的功率解耦电路中。另外，本申请还提供了可以实现该电路补偿方法的功率解耦电路和应用该功率解耦电路的功率变换器系统。

为了实现降低功率解耦电路中元器件成本的诉求以及同时保证通过功率解耦电路可减少主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，本申请提供一种电路补偿方法，该电路补偿方法应用于功率解耦电路，通过功率解耦电路中的控制电路向功率解耦电路中的双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号，其中，第一驱动信号的周期与第二驱动信号的周期相同，第一驱动信号的相位角与第二驱动信号的相位角之间的差值为180°，第一驱动信号和第二驱动信号用于驱动双向功率变换器电路的断开和导通。从而，控制电路可以根据第一驱动信号和第二驱动信号，可以控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流，不仅通过该补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，提高了功率解耦电路的损耗补偿能力，更好的适用于直流设备中的内部阻抗小以及功率解耦电路中的元器件成本低的应用场合，还可以基于母线电压的交流分量的幅值调节该补偿电流的幅值，综合考虑主功率变换器电路的损耗和功率解耦电路的损耗，优化了功率变换器系统的综合损耗和效率，同时确保了功率解耦电路可以正常工作，以减少主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波。

其中，主功率变换器电路可以用于将交流输入转换为直流输出，如AC/DC功率变换器，还可以用于将直流输入转换成交流输出，如DC/AC功率变换器，还可以同时实现上述两种转换过程，本申请对此不做限定。

下面，在图1所示实施例的基础上，结合本申请实施例中的附图，对本申请功率解耦电路的技术方案进行描述。

图2A为本申请一实施例提供的功率解耦电路的电路结构示意图，图2B为本申请一实施例提供的功率解耦电路的电路结构示意图。如图2A和图2B所示，功率解耦电路可以包括：第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、电感L、双向功率变换器电路和控制电路。

其中，第一电容C1、第二电容C2和第三电容C3的容值以及电感L的感值可根据实际情况进行设置，本申请对此不做限定。双向功率变换器电路可以包括但不限于：双极性的双向Boost变换器电路、单极性的双向Boost变换器电路、单极性的双向Buck变换器电路、单极性的双向Buck-Boost变换器电路以及半桥变换器电路中的任意一种类型。控制电路可以为功率解耦电路中原有的控制电路，也可以为功率解耦电路中新增的控制电路，本申请对此不做限定。

另外，图2A中，功率变换器系统的电流走向为从交流设备、主功率变换器电路、功率解耦电路到直流设备的方向，采用以向右箭头方向进行示意。图2B中，功率变换器系统的电流走向为从直流设备、功率解耦电路、主功率变换器电路到交流设备的方向，采用以向左箭头方向进行示意。

为了便于说明，在上述图2A所示实施例的基础上，图3示出了双向功率变换器电路采用双极性的双向Boost变换器电路时功率解耦电路的电路结构示意图，图4示出了双向功率变换器电路采用单极性的双向Boost变换器电路时功率解耦电路的电路结构示意图。

需要说明的是，本申请中的功率解耦电路可获得提高功率解耦电路的损耗补偿能力的效果，不仅与双向功率变换器电路的拓扑无关，而且也与主功率变换器电路的拓扑无关。

在上述图2A、图2B-图4所示实施例的基础上，图5为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图，如图5所示，本申请的电流补偿方法可以包括：

S101、控制电路向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号。

基于第二电容C2两端的第一电压V_C2、第三电容C3两端的第二电压V_C3、电感L上的采样电流i_L和主功率变换器电路的直流母线侧上实际所需抵消的电压纹波，控制电路的第一端通过与双向功率变换器电路的控制端的电连接，可以向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号。

其中，第一驱动信号和第二驱动信号均为脉冲信号，如方波，本申请对第一驱动信号和第二驱动信号的实现方式不做限定，只需满足第一驱动信号的周期与第二驱动信号的周期相同(或者频率相同)，且第一驱动信号的相位与第二驱动信号的相位之间的电角度差值为180°即可。

本申请中，第一电容C1的第一端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，以便功率解耦电路可以经由第一电容C1向主功率变换器电路注入补偿电流i_buf。第一电容C1的第二端与第三电容C3的第一端电连接，双向功率变换器电路的第一端通过电感L还与第三电容C3的第一端电连接，双向功率变换器电路的第二端与第三电容C3的第二端电连接，第三电容C3的第二端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，双向功率变换器电路的第三端与第二电容C2的第一端电连接，双向功率变换器电路的第四端与第二电容C2的第二端电连接。

基于前述连接关系，由于第一驱动信号和第二驱动信号均为脉冲信号，因此，双向功率变换器电路可以根据第一驱动信号和第二驱动信号，来调整双向功率变换器电路内部的断开和导通。

一方面，控制电路可以控制功率解耦电路注入的补偿电流i_buf的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流i_bus的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，来提高功率解耦电路的耗补偿能力。

下面，结合图2A和图2B，以图2A和图2B中的三个箭头方向分别对应的直流电流i_DC、母线电流i_bus和补偿电流i_buf的电流方向为例，对本申请的工作原理进行介绍。

根据节点电流方程i_DC＝i_bus+i_buf，分别得到如公式(1)所示的直流分量方程和如公式(2)所示的交流分量方程：

I_{DC_DC}＝I_{bus_DC} 公式(1)；

i_{DC_ac}＝i_{bus_ac}+i_buf 公式(2)；

其中，i_DC为输入到直流设备的直流电流，I_{DC_DC}为i_DC的直流分量，i_{DC_ac}为i_DC的交流分量，I_{bus_DC}为母线电流i_bus的直流分量，i_{bus_ac}为母线电流i_bus的交流分量。

本领域技术人员可以理解，电容的特性：隔直通交。由于补偿电流i_buf注入到主功率变换器电路需经过第一电容C1，因此，补偿电流i_buf仅有交流分量。且补偿电流i_buf由两部分构成，一部分为i_{buf_ac}，用于抵消i_{bus_ac}，减小主功率变换器电路的直流母线侧上的交流分量。另一部分为i_{buf_loss}，用于补偿功率解耦电路的损耗。

为了简化分析，假设i_buf与i_{bus_ac}的相位相反，则如公式(3)所示：

i_{bus_ac}＝-i_{buf_ac} 公式(3)；

根据公式(2)，得到公式(4)：

i_{buf_loss}＝i_{DC_ac}＝i_{bus_ac}+i_buf 公式(4)；

通过公式(4)可知，i_{buf_loss}的值取决于自母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}。且i_{bus_ac}与i_buf之间的差值越大，i_{buf_loss}的值越大，功率解耦电路的损耗补偿能力越大。

根据公式(3)和公式(4)，得到公式(5)：

i_buf＝i_{buf_ac}+i_{buf_loss} 公式(5)；

假设i_{bus_ac}＝asinωt，i_buf＝asin(ωt+φ)，其中，φ为i_{bus_ac}与i_buf之间的相位差，则根据公式(4)，得到公式(6)：

其中，

本申请中，根据公式(6)，假设a＝1，b＝0.5，图6示出了i_{buf_loss}的幅值和相位差φ之间的对应关系图。如图6所示，在π≤φ≤3π/2内，当φ＝π时，i_{buf_loss}的幅值最小。当φ＝3π/2，i_{buf_loss}的幅值最大。

在传统技术中，补偿电流i_buf的相位与母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的相位反向，即φ＝π，此时，i_{buf_loss}的幅值最小，功率解耦电路的损耗补偿能力最小，会大大降低功率解耦电路的损耗补偿能力，严重时甚至会导致功率解耦电路无法正常工作。

在本申请中，通过双向功率变换器电路的断开和导通，控制电路可以控制补偿电流i_buf的相位角滞后于母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的相位角之间的差值为φ，且π≤φ≤3π/2，即控制补偿电流i_buf的相位角与母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的相位角之间的差值大于等于180°且小于等于270°，不仅使得i_{buf_loss}的幅值可变化且增长，提高了功率解耦电路的损耗补偿能力，保证了功率解耦电路良好的电流补偿抵消效果，还确保了功率解耦电路可以正常工作，减少了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波。

另外，由于功率解耦电路的损耗随着补偿电流i_buf增大而增大(即主电路功率变换器电路的输出功率越大，需要缓冲的功率也越大，补偿电流i_buf也越大)，而不同的补偿电流i_buf，功率解耦电路所需补偿的损耗也不同。

若无论负载情况如何，均以满载时所需补偿的损耗，设计补偿电流i_buf与母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}之间的相位差φ，功率解耦电路的补偿能力裕量太大。此时，补偿电流i_buf抵消补偿母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的能力将削弱，即在注入相同幅值的补偿电流i_buf时，因其相位差不是抵消母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的效果最佳的180°，功率解耦电路的电流补偿抵消效果变差，主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波将变大。

基于上述描述，本申请中的控制电路可以事先从180°到270°中固定一个相位角，将这个相位角作为补偿电流i_buf与母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}之间的相位差φ，也可以事先从180°到270°中固定多个相位角，将这些相位角随着功率解耦电路的补偿电流或者主功率变换器电路的输出负载的变化而变化，以作为补偿电流i_buf与母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}之间的相位差φ，也可以根据功率解耦电路的损耗需求，将180°到270°之间的相位角随着功率解耦电路的补偿电流或者主功率变换器电路的输出负载的变化而变化，以自适应设置补偿电流i_buf的相位角与母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的相位角之间的差值φ，从而，使得双向功率变换器电路可以控制功率解耦电路注入的补偿电流i_buf的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ac}的相位角之间的电角度差值大于或等于180°且小于或等于270°，保证了功率解耦电路足够的损耗补偿能力，确保了功率解耦电路良好的电流补偿抵消效果，使得功率解耦电路可以正常工作，减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波。

另一方面，双向功率变换器电路还可以调节该补偿电流的幅值，折中功率解耦电路的损耗和主电路功率变换器电路的损耗，使得功率变换器系统的综合损耗和效率最优。

本申请中，补偿电流的幅值不仅直接决定功率解耦电路的损耗，还影响主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，即影响母线电压V_bus的交流分量的变化范围，从而间接影响主功率变换器电路的工作状态。

一般情况下，与交流设备连接的主功率变换器电路通常采用功率因数校正(powerfactor correction，PFC)整流器或脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)整流器或逆变器。主功率变换器电路的损耗受到母线电压V_bus的变化范围影响小。

在上述图2A和图2B所示实施例的基础上，如图7所示，功率变换器系统还可以包括：直流转直流电源(direct current/direct current，DC/DC)功率变换器电路。

其中，该DC/DC功率变换器电路设置在功率解耦电路与直流设备之间，主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和DC/DC功率变换器电路的第一端电连接，主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端和DC/DC功率变换器电路的第二端电连接，DC/DC功率变换器电路用于将主功率变换器电路转换得到的直流输出转换为目标输出，或者，将直流输入转换为直流输出并提供给主功率变换器电路。

一般情况下，与直流设备连接的DC/DC功率变换器电路通常采用软开关变换器，如常用的LLC串联谐振变换器。DC/DC功率变换器电路的输入电压的变化范围会影响DC/DC功率变换器电路的开关频率而有可能使得处于部分电压区间的DC/DC功率变换器电路不能工作在软开关，进而较明显影响DC/DC功率变换器电路的开关损耗。

图8示出了主功率变换器电路的损耗、功率解耦电路的损耗和DC/DC功率变换器电路的损耗分别与补偿电流i_buf的幅值之间的关系曲线。为了便于说明，图8中曲线1代表主功率变换器电路的损耗与补偿电流i_buf的幅值之间的关系曲线，曲线2代表功率解耦电路的损耗与补偿电流i_buf的幅值之间的关系曲线，曲线3代表DC/DC功率变换器电路的损耗分别与补偿电流i_buf的幅值之间的关系曲线。

如图8所示，随着补偿电流i_buf的幅值的增大，曲线1中，主功率变换器电路的损耗基本保持不变。曲线2中，功率解耦电路的损耗先降低后维持不变。曲线3中，DC/DC功率变换器电路的损耗逐渐增大。

结合图8，增大补偿电流i_buf的幅值，虽然电压纹波的变化范围减小，主功率变换器电路和DC/DC功率变换器电路在电压纹波的整个变化范围内均工作于软开关，损耗减小，但功率解耦电路的损耗将增大。

此外，在实际应用中，母线电压V_bus允许一定大小的电压纹波，该电压纹波可随着主功率变换器电路的输出负载变化而变化，没必要趋近于零。且趋近于零的电压纹波需要功率解耦电路注入更大的补偿电流，将增大功率解耦电路的损耗。

基于上述描述，本申请中的控制电路在功率变换器系统的损耗最优且电压纹波满足主电路功率变换器的实际要求的基础上，可以事先设置多个补偿电流i_buf的幅值以减少对应的电压纹波，对应的电压纹波的取值范围随着主电路功率变换器的输出负载的变化而变化，也可以根据主电路功率变换器的输出负载的变化，自适应设置补偿电流i_buf的幅值，从而，使得双向功率变换器电路可以通过功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}，调节将补偿电流i_buf的幅值，合理地减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波或者自适应减小主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，实现功率变换器系统的综合损耗最优。

继续结合图8，图8中，A点表示补偿电流i_buf使得主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波较小且对DC/DC功率变换器电路的软开关基本没有影响。由于DC/DC功率变换器电路的损耗占比大，是功率变换器系统的总损耗中主要的影响因素。因此，本申请中的双向功率变换器电路可以将A点对应的幅值作为补偿电流i_buf的幅值，作为主功率变换器电路的直流母线侧的反馈控制量。

另外，本申请中的双向功率变换器电路也可以根据主功率变换器电路和DC/DC功率变换器电路的输入输出功率，直接将功率变换器系统的综合损耗最小对应的电流幅值作为补偿电流i_buf的幅值，本申请对此不做限定。

S102、控制电路根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流。

本申请中，控制电路在向双向功率变换器发送第一驱动信号和第二驱动信号之后，更改双向功率变换器内部的断开状态和导通状态，使得功率解耦电路可以向主功率变换器电路的直流母线侧注入前述补偿电流，从而，不仅通过控制或自适应控制补偿电流的相位与母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180于且小于或等于270°，有效提高了功率解耦电路的损耗补偿能力，很好的适用于直流设备的内部小阻抗和功率解耦电路的较低成本的应用场合，还基于主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}，对补偿电流的幅值进行调节，折中了功率解耦电路的损耗和主电路功率变换器的损耗，有效提高了功率变换器系统的综合损失和效率，实现了功率解耦或能量缓冲以限制电压纹波。

在一个具体的实施例中，采用本申请提供的功率解耦电路作为某型6.6kW车载充电器的有源功率解耦电路。该车载充电器的主电路拓扑为2级，前级为PWM整流器，后级为LLC串联谐振DC/DC功率变换器。处于成本的考虑，功率解耦电路中的第二电容C2采用了损耗较大、储能密度较高的电解电容，而没有采用损耗很小、体积小但价格昂贵的陶瓷电容。功率解耦电路中双向功率变换器电路为全桥双向Boost开关管，采用了价格较低的英飞凌OptiMos开关管。

由于电解电容、OptiMos开关管的损耗较大，因此，传统的功率解耦电路中，通过相位差180°的反相位且不调整控制相位差，可以实现注入最大的补偿电流i_buf约为1.5A，对应的双向车载充电器的输出功率约为2kW，这显然不能满足车载充电器输出满功率要求。又由于随着车载充电器的输出功率不断增大，为使直流母线侧上的电压纹波满足要求，须注入超过1.5A的补偿电流i_buf。而补偿电流i_buf不断增大，会使得功率解耦电路的损耗变大，且在超过损耗补偿能力时将无法维持双向功率Boost开关管中第二电容C2两端的第一电压须大于第三电容C3两端的第二电压的工作条件，功率解耦电路便不能正常工作。

在本申请中，通过控制功率解耦电路注入的补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值为198°，可实现注入最大的补偿电流i_buf约为7A，损耗补偿能力满足车载充电器输出满功率要求。

另外，分别采用本申请中通过调节补偿电流i_buf的幅值进行母线电压纹波管理，以及采用传统技术中的母线电压纹波无管理两种方案，车载充电器在输出半载和满载时所增加的损耗如表1所示。其中，增加的损耗是与车载充电器的母线全部采用电解电容时进行比较的，即增大的损耗为功率变换器系统的损耗，具体包括主电路功率变换器的损耗和功率解耦电路的损耗。

表1

表1中，在半载采用母线电压纹波管理时，注入的补偿电流i_buf为2.7A，功率变换器系统的损耗为9.4W。在半载采用母线电压纹波无管理时，注入的补偿电流i_buf为3.6A，但功率变换器系统的损耗为17.1W。在这两种方案中，采用母线电压纹波管理时的损耗9.4W比采用母线电压纹波无管理时的损耗17.1W小了约7.7W。在满载采用母线电压纹波管理时，注入的补偿电流i_buf虽然增大为7.2A，即功率解耦电路的损耗增大，但功率变换器系统的损耗却只为33.7W。在满载采用母线电压纹波无管理时，注入的补偿电流i_buf为6.5A，但功率变换器系统的损耗为38.6W。在这两种方案中，采用母线电压纹波管理时的损耗33.7W比采用母线电压纹波无管理时的损耗38.6W小了约5W，约为15％。明显地，本申请的母线电压纹波管理方案取得良好控制效果。

本申请提供的电流补偿方法、功率解耦电路及功率变换器系统，通过控制功率解耦电路注入的补偿电流的相位角与主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于或等于180°且小于或等于270°，有效提高了功率解耦电路的损耗补偿能力，允许功率解耦电路的损耗可以更大些，使得功率解耦电路可以采用成本较低且损耗较大的元器件器件，解除了元器件的空间限制，有益于减小功率解耦电路的体积，降低了功率解耦电路的元器件成本，还通过主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量，调节功率解耦电路注入的补偿电流的幅值，综合考虑主功率变换器电路的损耗和功率解耦电路的损耗，优化了功率变换器系统的综合损耗和效率，同时确保了功率解耦电路的损耗补偿能力，使得功率解耦电路能够正常工作，减小了主功率变换器电路的直流母线侧上的电压纹波，保证了良好的电流补偿抵消效果。

在上述图1-图8所示实施例的基础上，为了生成第一驱动信号和第二驱动信号，控制电路可以通过与各个元器件的连接方式自动获取第二电容C2两端的第一电压V_C2、第三电容C3两端的第二电压V_C3、电感L上的采样电流i_L和主功率变换器电路的直流母线侧上实际所需抵消的电压纹波，也可以接收第二电容C2两端的第一电压V_C2、第三电容C3两端的第二电压V_C3、电感L上的采样电流i_L和主功率变换器电路的直流母线侧上实际所需抵消的电压纹波，本申请对此不做限定。

下面，控制电路采用通过与各个元器件的连接方式，以双向功率变换器电路采用图3所示的双极性的双向Boost变换器电路为例，结合图9和图10，对控制电路自动获取上述信号的实现方式进行详细说明。

图9示出功率解耦电路的电路结构示意图，图10示出功率解耦电路中控制电路的电路结构示意图。如图9所示，控制电路的第二端通过分别与第二电容C2的第一端和第二端的电连接，方便实时获取第二电容C2两端的第一电压V_C2。控制电路的第三端通过分别与第三电容C3的第一端和第二端的电连接，方便实时获取第三电容C3两端的第二电压V_C3。控制电路的第四端通过分别与电感L的第一端和第二端的电连接，方便实时获取电感L上的采样电流i_L。控制电路的第五端通过分别与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端的电连接，方便实时得到主功率变换器电路的直流母线侧上实际所需抵消的电压纹波。

在S101中的控制电路向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号之前，基于前述连接关系，控制电路可以从主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端上，获取瞬时的母线电压V_bus，从主功率变换器电路与功率解耦电路之间的直流母线侧上获取瞬时的母线电流i_bus。并且，控制电路还可以获取瞬时的第一电压V_C2、瞬时的第二电压V_C3和瞬时的采样电流i_L。

从而，本申请中，控制电路可以采用软件程序的方式或者硬件电路的方式或者软硬件结合的方式，根据母线电压V_bus、母线电流i_bus、第一电压V_C2和第二电压V_C3，确定补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}，再根据补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}和采样电流i_L的比较，生成第一驱动信号和第二驱动信号。

为了便于说明，结合图9-图12，对控制电路通过硬件电路的方式，根据瞬时的母线电压V_bus、母线电流i_bus、第一电压V_C2和第二电压V_C3，确定补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}的实现方式进行描述。

如图10所示，控制电路中可以包括第一带通滤波器BPF、母线电压纹波控制器、第二带通滤波器BPF、母线电流纹波锁相器、第一低通滤波器LPF、第二低通滤波器LPF、补偿相位角控制器、母线电压电流基准控制器、第一加法器、第一比例积分控制器(PI)控制模块、第二加法器、第二PI控制模块、乘法器、第三加法器和滞环比较器。

其中，第一带通滤波器BPF的输入端用于获取母线电压V_bus，第一带通滤波器BPF的输出端与母线电压纹波控制器的输入端电连接，第二带通滤波器BPF用于获取母线电流i_bus，第二带通滤波器BPF的输出端与母线电流纹波锁相器的输入端电连接，第一低通滤波器LPF用于获取第二电容C2两端的第一电压V_C2，第一低通滤波器LPF的输出端与补偿相位角控制器的第一输入端电连接(图10中未示出)，第二低通滤波器LPF用于获取第三电容C3两端的第二电压V_C3，第二低通滤波器LPF的输出端与补偿相位角控制器的第二输入端电连接(图10中未示出)，母线电压电流基准控制器的第一输入端与母线电压纹波控制器的输出端电连接，母线电压电流基准控制器的第二输入端与母线电流纹波锁相器的输出端电连接，母线电压电流基准控制器的第三输入端与补偿相位角控制器的输出端电连接，第一低通滤波器LPF的输出端还与第一加法器的输入端电连接，第一加法器的输出端与第一PI控制模块的输入端电连接，第一PI控制模块的输出端与乘法器的第一输入端电连接，母线电压电流基准控制器的输出端与乘法器的第二输入端电连接(图10中未示出)，第二低通滤波器LPF的输出端还与第二加法器的输入端电连接，第二加法器的输出端与第二PI控制模块的输入端电连接，乘法器的输入端与第三加法器的第一输入端电连接，第二PI控制模块的输出端与第三加法器的第二输入端电连接，母线电压电流基准控制器的输出端与第三加法器的第三输入端电连接(图10中未示出)，第三加法器的输出端与滞环比较器的第一输入端电连接，滞环比较器的第二输入端用于获取电感L上的采样电流i_L，滞环比较器的输出端用于输出第一驱动信号和第二驱动信号。

其中，本申请对控制电路中包含的前述元器件的具体类型不做限定。另外，图10仅示出了控制电路一种硬件结构的可行方式，本申请中的控制电路不限于此种可行方式。

图11为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图，如图11所示，本申请的电流补偿方法可以包括：

S201、控制电路根据母线电压、母线电流、第一电压的低通分量和第二电压的低通分量，确定预期补偿电流。

本领域技术人员可以理解，一个矢量的三要素为幅值、相位和频率。基于图9和图10，本申请可以分别从预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的相位、预期补偿电流i_{bus_ac_ref}幅值和预期补偿电流i_{bus_ac_ref}频率，来确定预期补偿电流i_{bus_ac_ref}。

下面，结合图12，对分别从预期补偿电流i_{bus_ac_ref}相位、预期补偿电流i_{bus_ac_ref}幅值和预期补偿电流i_{bus_ac_ref}频率确定预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的实现过程进行示意。

图12为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图，如图12所示，本申请的电流补偿方法可以包括：

S301、控制电路根据母线电压的交流分量的幅值以及当前的预设阈值，确定预期补偿电流的幅值，其中，当前的预设阈值用于表示母线电压的交流分量的期望值。

本申请中，控制电路在获取到母线电压V_bus时，可以分析得到母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}。可选地，结合图9和图10，控制电路可以采样瞬时的母线电压V_bus，并通过控制电路中的第一带通滤波器BPF进行带通滤波处理，得到母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}。

为了实现功率解耦或能量缓冲以降低限制电压纹波，控制电路可以事先在控制电路中的母线电压纹波控制器中设置电压纹波和当前的预设阈值之间的大小关系。从而，控制电路在从母线电压V_bus中得到母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}时，可以将母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}经母线电压纹波控制器确定预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的幅值。另外，母线电压纹波控制器还可以根据母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}的频率作为预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的频率。为了便于说明，预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的幅值和频率采用i_{bus_ac_rms}表示。

其中，当前的预设阈值用于表示母线电压V_bus的交流分量V_{bus_ripple}的期望值。当前的预设阈值可根据实际情况进行设置，本申请对此不做限定。例如，当前的预设阈值是根据功率变换器系统中负载的载荷量确定的。其中，该负载可以为直流负载，也可以为交流负载，具体可以根据功率变换器系统的实际输出端进行确定。一般情况下，负载的载荷量越大，预设阈值越大。

另外，当前的预设阈值还可以是根据功率变换器系统的效率确定的。在当前的预设阈值是根据功率变换器系统的效率进行确定时，控制电路可以更新当前的预设阈值，并判断功率变换器系统在预设阈值更新变化前后对应的功率变换器系统的效率的大小关系，来确定当前的预设阈值。

下面结合图13，对控制电路确定当前的预设阈值的具体实现过程进行举例说明。

图13为本申请一实施例提供的电流补偿方法的流程示意图，如图13所示，本申请的电流补偿方法可以包括：

S401、在控制电路基于更新前的预设阈值根据S201-S202实施例执行S101中的向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号的过程以及控制电路执行S102中的根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流的过程之后，控制电路获取更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率。

S402、控制电路基于第一计算规则，根据预设量和更新前的预设阈值得到更新后的预设阈值。

本申请中，控制电路可以事先确定第一计算规则，如在预设阈值的基础上增加预设量的规则，或者在预设阈值的基础上减少预设量的规则等，本申请对此不做限定。进而，控制电路基于第一计算规则，根据预设量和更新前的预设阈值可以计算得到更新后的预设阈值，如更新后的预设阈值可以为更新前的预设阈值与预设量的和值，也可以为更新前的预设阈值与预设量的差值，本申请对此不做限定。

其中，预设量的大小可以根据实际经验进行设置，预设量可以为固定值，也可以为可变值，本申请对此不做限定。

S403、在控制电路基于更新后的预设阈值根据S201-S202实施例执行S101中的向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号的过程以及控制电路执行S102中的根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流的过程之后，控制电路获取更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率。

S404、控制电路判断更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内。

本申请中，控制电路可以通过判断更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内，来确定功率变换器系统在预设阈值发生变化前后的效率是否发生改变。

从而，若更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值在第二预设范围内，则执行S4051；若更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值不在第二预设范围内，则执行S4052。

其中，第二预设范围可以根据实际经验进行设备，本申请对此不做限定。

S4051、控制电路基于更新后的预设阈值向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号。

本申请中，在更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值在第二预设范围之内时，控制电路可以确定功率变换器系统在预设阈值发生变化前后的效率保持不变，故无需继续改变预设阈值，从而控制电路可以基于更新后的预设阈值向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号。

需要说明的是，正是由于功率变换器系统在预设阈值发生变化前后的效率保持不变，因此，控制电路也可以基于更新前的预设阈值向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号。

S4052、控制电路基于与第一计算规则的计算规律相反的第二计算规则，根据预设量和更新前的预设阈值确定再次更新后的预设阈值，在控制电路基于再次更新后的预设阈值根据S201-S202实施例执行S101中的向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号的过程以及控制电路执行S102中的根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流的过程之后，获取再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率，即功率变换器系统的第三效率。判断再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内。

本申请中，在更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值不在第二预设范围之内时，控制电路可以确定功率变换器系统在预设阈值发生变化前后的效率变化较为明显，此时控制电路无需继续执行第一计算规则来得到更新后的预设阈值，而需要改变第一计算规则的计算规律。

从而，控制电路可以使用与第一计算规则的计算规律相反的第二计算规则，使得更新前的预设阈值基于预设量从相反方向发生改变，从而，控制电路可以根据预设量和更新前的预设阈值，确定再次更新后的预设阈值，并通过判断再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内，来确定功率变换器系统在预设阈值再次发生变化前后的效率是否发生改变。

在再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值在第二预设范围内，控制电路可以执行S4051。在再次更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值不在第二预设范围内，控制电路执行S4052。

从而，控制电路通过调整预设阈值的大小，直至后一次的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值在第二预设范围内为止，以便准确得到预设阈值。

例如，若控制电路在更新后的预设阈值对应的功率变换器系统的效率与更新前的预设阈值对应的功率变换器系统的效率的效率差值不在第二预设范围之内时采用第一计算规则为：在预设阈值的基础上增加预设量的方式得到更新后的预设阈值，则控制电路采用的第二计算规则可以为：在预设阈值的基础上减少预设量的方式得到更新后的预设阈值。

需要说明的是，控制电路不仅可以从增加和减少这两个方向上来回调整预设阈值的大小，实现大体方向上预设阈值的确定，还可以在调整过程中，通过改变预设量的大小微调预设阈值的大小，高精准度的实现预设阈值的确定。

在一个具体的实施例中，控制电路采用图13所示实施例确定预设阈值f的具体过程可以包括：

步骤1、控制电路可以确定更新前的预设阈值为f1。

步骤2、在控制电路基于更新前的预设阈值f1根据S201-S202实施例执行S101中的向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号的过程以及控制电路执行S102中的根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流的过程之后，控制电路可以获取更新前的预设阈值f1对应的功率变换器系统的效率，即功率变换器系统的第一效率η1。

步骤3、控制电路确定第一计算规则为在预设阈值的基础上增加预设量的规则，便可确定更新后的预设阈值f2为预设量与预设阈值f1的和值。

步骤4、在控制电路基于更新后的预设阈值f2根据S201-S202实施例执行S101中的向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号的过程以及控制电路执行S102中的根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流的过程之后，控制电路获取更新后的预设阈值f2对应的功率变换器系统的效率，即功率变换器系统的第二效率η2。

步骤5、控制电路判断功率变换器系统的第二效率η2与功率变换器系统的第一功率η2的差值是否在第二预设范围内。若是，则控制电路执行步骤61；若否，则控制电路执行步骤62。

步骤61、控制电路确定预设阈值f为更新后的预设阈值f2。

步骤62、控制电路将第二计算规则确定为第一计算规则，其中，第二计算规则为在预设阈值的基础上减少预设量的规则。控制电路根据更新前的预设阈值f1和预设量的差值，得到再次更新后的预设阈值f3。在控制电路基于再次更新后的预设阈值f3根据S201-S202实施例执行S101中的向双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号的过程以及控制电路执行S102中的根据第一驱动信号和第二驱动信号控制功率解耦电路向主功率变换器电路的直流母线侧注入补偿电流的过程之后，控制电路获取再次更新后的预设阈值f3对应的功率变换器系统的效率，即功率变换器系统的第三效率η3。控制电路判断功率变换器系统的第三效率η3与功率变换器系统的第一功率η1的差值是否在第二预设范围内。若是，则控制电路确定预设阈值f为再次更新后的预设阈值f3；若否，则控制电路继续更新预设阈值，具体过程可参见步骤62的描述，此处不做赘述。

S302、控制电路将母线电流的交流分量的过零点对应的相位角确定为第一相位。

本申请中，控制电路在获取到母线电流i_bus时，可以分析得到母线电流i_bus的交流分量。可选地，结合图9和图10，控制电路可以采样瞬时的母线电流i_bus，并通过控制电路中的第二带通滤波器BPF进行带通滤波处理，得到母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ripple}。

为了实现功率解耦或能量缓冲以降低限制电压纹波，控制电路可以将母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ripple}经控制电路中的母线电流纹波锁相器得到预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第一相位θ₁。可选地，控制电路中的母线电流纹波锁相器可以判断母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ripple}的过零点，进而将母线电流i_bus的交流分量i_{bus_ripple}的过零点对应的相位角确定为预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第一相位θ₁。

S303、控制电路根据第一电压的低通分量和第二电压的低通分量确定出第二相位，第二相位的相位角大于或等于180°且小于或等于270°。

本申请中，控制电路在获取到第一电压V_C2和第二电压V_C3时，可以分析第一电压V_C2的低通分量和第二电压V_C3的低通分量。可选地，结合图9和图10，控制电路可以采样瞬时的第一电压V_C2，并通过控制电路中的第一低通滤波器LPF进行低通滤波处理，得到第一电压V_C2的低通分量V_{C2_LPF}。控制电路也可以采样瞬时的第二电压V_C3，并通过控制电路中的第二低通滤波器LPF进行低通滤波处理，得到第二电压V_C3的低通分量V_{C3_LPF}。

为了实现功率解耦或能量缓冲以降低限制电压纹波，控制电路可以将第一电压V_C2的低通分量V_{C2_LPF}和第二电压V_C3的低通分量V_{C3_LPF}经控制电路中的补偿相位角控制器可以确定预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第二相位θ₂，其中，第二相位θ₂的相位角大于等于180°且小于等于270°。

本领域技术人员可以理解，由于双向功率变换器电路可以为升压电路，也可以为降压电路，也可以同时兼顾升压和降压的功能，且第二电容C2和第三电容C3位于双向功率变换器电路的两侧，因此，第二电容C2两端的第一电压V_C2和第三电容C3两端的第二电压V_C3不等。

为了便于说明，本申请中以双向功率变换器电路为升压电路为例，可见，第二电容C2两端的第一电压V_C2的最小值要大于第三电容C3两端的第二电压V_C3的最大值。

基于前述描述，可选地，结合图9和图10，控制电路中的补偿相位角控制器可以根据第一电压V_C2的低通分量V_{C2_LPF}，确定第一电压V_C2的最小值V_{C2_min}。控制电路中的补偿相位角控制器可以根据第二电压V_C3的低通分量V_{C3_LPF}，确定第二电压V_C3的最大值V_{C3_max}。为了保证第二电容C2两端的第一电压V_C2的最小值要大于第三电容C3两端的第二电压V_C3的最大值，控制电路中的补偿相位角控制器通过判断第一电压V_C2的最小值V_{C2_min}是否大于第二电压V_C3的最大值V_{C3_max}，可以根据第一电压V_C2的最小值V_{C2_min}和第二电压V_C3的最大值V_{C3_max}之间的差值，与第一预设范围之间的大小关系，来确定预期补偿电流i_{bus_ac_rms}的第二相位θ₂。

其中，第一预设范围可以表示为第一电压V_C2的最小值V_{C2_min}大于第二电压V_C3的最大值V_{C3_max}的预设裕量，作为控制电路中的补偿相位角控制器的预先输入量，具体可根据实际情况进行设置，本申请对此不做限定。一般情况下，不同的第一预设范围，对应不同的预期补偿电流i_{bus_ac_rms}的第二相位θ₂。

需要说明的是：当双向功率变换器电路为降压电路时，第三电容C3两端的第二电压V_C3的最小值要大于第二电容C2两端的第一电压V_C2的最大值，控制电路确定预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第二相位θ₂的具体过程与双向功率变换器电路为升压电路的工作原理类似，可参见同双向功率变换器电路为升压电路的描述，此处不做赘述。

S304、控制电路根据第一相位和第二相位确定预期补偿电流的相位。

基于前述描述，结合图9和图10，控制电路中的母线电流纹波锁相器向控制电路中的母线电压电流基准控制器传输预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第一相位θ₁，控制电路中的补偿相位角控制器可以向控制电路中的母线电压电流基准控制器传输预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第二相位θ₂，控制电路中的母线电压纹波控制器向控制电路中的母线电压电流基准控制器传输预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的幅值和频率i_{bus_ac_rms}。

从而，母线电压电流基准控制器根据预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第一相位θ₁和预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的第二相位θ₂可以确定预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的相位。这样，控制电路可以根据预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的相位、预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的幅值和预期补偿电流i_{bus_ac_ref}的频率i_{bus_ac_rms}，可以确定出预期补偿电流i_{bus_ac_ref}。

S202、控制电路根据预期补偿电流、第一电压和第二电压，确定补偿电流的瞬时值。

结合图9和图10，功率解耦电路的控制过程由第二电容C2和第三电容C3的电压环、补偿电流i_buf的电流环组成。其中，第二电容C2的电压环用于实现对第二电容C2的稳压控制，第三电容C3的电压环用于实现第三电容C3的直流偏置为零。

本申请中，控制电路可以基于第一电压V_C2确定第一电压环补偿值PI_C2。可选地，结合图9和图10，控制电路可以从第二电容C2两端采样瞬时的第一电压V_C2，并通过控制电路中的第一低通滤波器LPF进行低通滤波处理，得到第一电压V_C2的低通分量V_{C2_LPF}。控制电路中的第一低通滤波器LPF的输出端通过与控制电路中的第一加法器的连接，可以将第一电压V_C2的低通分量V_{C2_LPF}输入到第一加法器中，并与第一加法器的另一输入端中的第一电压V_C2的参考阈值V_{C2_ref}进行运算，可以计算得到第一电压V_C2的误差值V_{C2_error}＝V_{C2_ref}-V_{C2_LPF}。第一加法器通过与控制电路中的第一PI控制模块的连接，可以将第一电压V_C2的误差值V_{C2_error}输入到控制电路中的第一PI控制模块中，使得控制电路中的第一PI控制模块可以得到第一电压环补偿值PI_C2。

本申请中，控制电路可以基于第二电压V_C3确定第二电压环补偿值PI_C3。可选地，结合图9和图10，控制电路可以从第三电容C2两端采样瞬时的第二电压V_C3，并通过控制电路中的第二低通滤波器LPF进行低通滤波处理，得到第二电压V_C3的低通分量V_{C3_LPF}。控制电路中的第二低通滤波器LPF的输出端通过与控制电路中的第二加法器的连接，可以将第二电压V_C3的低通分量V_{C3_LPF}输入到第二加法器中，并与第二加法器的另一输入端中的第二电压V_C3的参考阈值V_{C3_ref}(通常为0V)进行运算，可以计算得到第二电压V_C3的误差值V_{C3_error}＝V_{C3_ref}-V_{C3_LPF}。第二加法器通过与控制电路中的第二PI控制模块的连接，可以将第二电压V_C3的误差值V_{C3_error}输入到控制电路中的第二PI控制模块中，使得控制电路中的第二PI控制模块可以得到第二电压环补偿值PI_C3。

结合图9和图10，第二电容C2的电压环的输出、第三电容C3的电压环的输出和控制电路中的母线电流基准控制器所得到的预期补偿电流i_{bus_ac_ref}构成对实际的补偿电流i_buf的电流环，以获得补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}。

本申请中，通过S201中的S301-S304可以得到预期补偿电流i_{bus_ac_ref}。通过S202可以得到第一电压环补偿值PI_C2和第二电压环补偿值PI_C3。故，继续结合图9和图10，控制电路可以将第一电压环补偿值PI_C2和预期补偿电流i_{bus_ac_ref}输入到控制电路中的乘法器中，再将乘法器所输出的结果、第二电压环补偿值PI_C3和预期补偿电流i_{bus_ac_ref}共同输入到控制电路中的第三加法器中，得到补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}＝i_{bus_ac_ref}+i_{bus_ac_ref}*PI_C2+PI_C3。

进一步地，控制电路也可以通过硬件电路的方式，根据瞬时的母线电压V_bus、母线电流i_bus、第一电压V_C2和第二电压V_C3，确定补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}的实现方式进行描述。

本申请中，结合图9和图10，控制电路中的第三加法器的输出端通过与控制电路中的滞环比较器的输入端的连接，可以将通过图11-13得到的补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}和电感L上的采样电流i_L输入到控制电路中的滞环比较器中进行比较，从而，根据比较结果，生成第一驱动信号和第二驱动信号，其中，第一驱动信号和第二驱动信号可以作为双向功率变换器电路的开关信号，以控制双向功率变换器电路的导通与断开。小于

例如，当电感L小于补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}时，第一驱动信号为高电平，第二驱动信号为低电平；当电感L大于补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}时，第一驱动信号为低电平，第二驱动信号为高电平；当电感L等于补偿电流i_buf的瞬时值i_{buf_ref}时，第一驱动信号和第二驱动信号维持之前的电平不变。

本申请中，控制电路根据主功率变换器电路中母线电压的交流分量的幅值和频率、主功率变换器电路中母线电流的交流分量的相位、对功率解耦电路损耗的补偿相位，可以得到预期补偿电流。接着，控制电路基于第二电容C2和第三电容C3的电压信号，计算得到电压环补偿值。之后，控制电路基于预期补偿电流和电压环补偿值可以得到补偿电流的瞬时值。比较补偿电流的瞬时值与电感L上的采样电流的大小关系，可以基于比较结果生成第一驱动信号和第二驱动信号，并通过双向功率变换器电路使得功率解耦电路可以向主功率变换器电路注入补偿电流，以抵消主功率变换器电路的直流母线侧上实际所需抵消的电压纹波。

示例性的，在图1-图13所示实施例的基础上，本申请还提供一种功率解耦电路，该功率解耦电路结构的可参见前述描述，此处不再赘述。

示例性的，在图1-图13所示实施例的基础上，本申请还提供一种功率变换器系统，该功率变换器系统结构的可参见前述描述，此处不再赘述。

以上的实施方式、结构示意图或仿真示意图仅为示意性说明本申请的技术方案，其中的尺寸比例、仿真数值并不构成对该技术方案保护范围的限定，任何在上述实施方式的精神和原则之内所做的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (21)

1.一种电流补偿方法，其特征在于，应用于功率解耦电路，所述功率解耦电路包括：第一电容、第二电容、第三电容、电感、双向功率变换器电路和控制电路；

其中，所述第一电容的第一端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，所述主功率变换器电路用于将交流输入转换为直流输出，和/或，将直流输入转换成交流输出，所述第一电容的第二端与所述第三电容的第一端电连接，所述双向功率变换器电路的第一端通过所述电感还与所述第三电容的第一端电连接，所述双向功率变换器电路的第二端与所述第三电容的第二端电连接，所述第三电容的第二端用于与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，所述双向功率变换器电路的第三端与所述第二电容的第一端电连接，所述双向功率变换器电路的第四端与所述第二电容的第二端电连接，所述控制电路的第一端与所述双向功率变换器电路的控制端电连接；

所述方法包括：

所述控制电路向所述双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号，其中，所述第一驱动信号的周期与所述第二驱动信号的周期相同，所述第一驱动信号的相位角与所述第二驱动信号的相位角之间的差值为180°，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号用于驱动所述双向功率变换器电路的断开和导通；

所述控制电路根据所述第一驱动信号和所述第二驱动信号控制所述功率解耦电路向所述主功率变换器电路的直流母线侧注入所述补偿电流，所述补偿电流的相位角与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于180°且小于或等于270°，且所述补偿电流的幅值与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量的幅值有关。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制电路的第二端分别与所述第二电容的第一端和第二端电连接，所述控制电路的第三端分别与所述第三电容的第一端和第二端电连接，所述控制电路的第四端分别与所述电感的第一端和第二端电连接，所述控制电路的第五端用于分别与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端电连接；

在所述控制电路向所述双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号之前，所述方法还包括：

所述控制电路从所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端上，获取母线电压；

所述控制电路从所述主功率变换器电路与所述功率解耦电路之间的直流母线侧上获取母线电流；

所述控制电路获取所述第二电容两端的第一电压、所述第三电容两端的第二电压和所述电感上的采样电流；

所述控制电路根据所述母线电压、所述母线电流、所述第一电压和所述第二电压确定所述补偿电流的瞬时值；

所述控制电路根据补偿电流的瞬时值和所述采样电流的比较结果，生成所述第一驱动信号和所述第二驱动信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述控制电路根据所述母线电压、所述母线电流、所述第一电压和所述第二电压确定所述补偿电流的瞬时值，包括：

所述控制电路根据母线电压、母线电流、所述第一电压的低通分量和所述第二电压的低通分量，确定预期补偿电流；

所述控制电路根据所述预期补偿电流、所述第一电压和所述第二电压，确定所述补偿电流的瞬时值。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述控制电路根据所述预期补偿电流、所述第一电压和所述第二电压，确定所述补偿电流的瞬时值，包括：

所述控制电路根据所述第一电压，确定第一电压环补偿值；

所述控制电路根据所述第二电压，确定第二电压环补偿值；

所述控制电路根据所述预期补偿电流、所述第一电压环补偿值和所述第二电压补偿值，确定所述补偿电流的瞬时值。

5.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，所述控制电路根据母线电压、母线电流、所述第一电压的低通分量和所述第二电压的低通分量，确定预期补偿电流，包括：

所述控制电路根据所述母线电压的交流分量的幅值以及当前的预设阈值，确定所述预期补偿电流的幅值，其中，所述当前的预设阈值用于表示所述母线电压的交流分量的期望值；

所述控制电路将所述母线电流的交流分量的过零点对应的相位角确定为第一相位；

所述控制电路根据所述第一电压的低通分量和所述第二电压的低通分量确定出第二相位，所述第二相位的相位角大于或等于180°且小于或等于270°；

所述控制电路根据第一相位和第二相位确定所述预期补偿电流的相位。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述控制电路根据所述第一电压的低通分量和所述第二电压的低通分量确定出第二相位，包括：

所述控制电路根据所述第一电压的低通分量，确定所述第一电压的最小值，根据所述第二电压的低通分量，确定所述第二电压的最大值，根据所述第一电压的最小值和所述第二电压的最大值之间的电压差值，以及在所述电压差值位于第一预设范围内时，将所述第一预设范围对应的相位角确定为所述第二相位。

7.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述控制电路根据所述第一电压，确定第一电压环补偿值，包括：

所述控制电路根据所述第一电压的低通分量和所述第一电压的参考阈值，计算得到所述第一电压的误差值；

所述控制电路将所述第一电压的误差值输入到所述控制电路中的第一比例积分控制器PI控制模块，得到所述第一电压环补偿值；

所述控制电路根据所述第二电压，确定第二电压环补偿值，包括：

所述控制电路根据所述第二电压的低通分量和所述第二电压的参考阈值，计算得到所述第二电压的误差值；

所述控制电路将所述第二电压的误差值输入到所述控制电路中的第二PI控制模块，得到所述第二电压环补偿值。

8.一种功率解耦电路，其特征在于，包括：第一电容、第二电容、第三电容、电感、双向功率变换器电路和控制电路；

其中，所述第一电容的第一端用于与主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，所述主功率变换器电路用于将交流输入转换为直流输出，和/或，将直流输入转换成交流输出，所述第一电容的第二端与所述第三电容的第一端电连接，所述双向功率变换器电路的第一端通过所述电感与所述第三电容的第一端电连接，所述双向功率变换器电路的第二端与所述第三电容的第二端电连接，所述第三电容的第二端用于与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，所述双向功率变换器电路的第三端与所述第二电容的第一端电连接，所述双向功率变换器电路的第四端与所述第二电容的第二端电连接，所述控制电路的第一端与所述双向功率变换器电路的控制端电连接；

所述控制电路，用于向所述双向功率变换器电路发送第一驱动信号和第二驱动信号，并根据所述第一驱动信号和所述第二驱动信号控制所述功率解耦电路向所述主功率变换器电路的直流母线侧注入的补偿电流，所述补偿电流的相位角与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电流的交流分量的相位角之间的差值大于180°且小于或等于270°，且所述补偿电流的幅值与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的母线电压的交流分量的幅值有关；

其中，所述第一驱动信号的周期与所述第二驱动信号的周期相同，所述第一驱动信号的相位角与所述第二驱动信号的相位角之间的差值为180°，所述第一驱动信号和所述第二驱动信号用于驱动所述双向功率变换器电路的断开和导通。

9.根据权利要求8所述的功率解耦电路，其特征在于，所述控制电路的第二端分别与所述第二电容的第一端和第二端电连接，所述控制电路的第三端分别与所述第三电容的第一端和第二端电连接，所述控制电路的第四端分别与所述电感的第一端和第二端电连接，所述控制电路的第五端用于分别与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端电连接；

在所述控制电路向所述双向功率变换器电路发送所述第一驱动信号和所述第二驱动信号之前，所述控制电路，还用于从所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和第二端上，获取母线电压；从所述主功率变换器电路与所述功率解耦电路之间的直流母线侧上获取母线电流；获取所述第二电容两端的第一电压、所述第三电容两端的第二电压和所述电感上的采样电流；根据所述母线电压、所述母线电流、所述第一电压和所述第二电压确定所述补偿电流的瞬时值，并根据所述补偿电流的瞬时值和所述采样电流的比较结果，生成所述第一驱动信号和所述第二驱动信号。

10.根据权利要求9所述的功率解耦电路，其特征在于，所述控制电路，用于：

根据所述母线电压、所述母线电流、所述第一电压的低通分量和所述第二电压的低通分量，确定预期补偿电流；以及

根据所述预期补偿电流、所述第一电压和所述第二电压，确定所述补偿电流的瞬时值。

11.根据权利要求10所述的功率解耦电路，其特征在于，所述控制电路，用于：

根据所述第一电压，确定第一电压环补偿值；

根据所述第二电压，确定第二电压环补偿值；以及

根据所述预期补偿电流、所述第一电压环补偿值和所述第二电压环补偿值，确定所述补偿电流的瞬时值。

12.根据权利要求10或11所述的功率解耦电路，其特征在于，所述控制电路，用于：

根据所述母线电压的交流分量的幅值以及当前的预设阈值，确定所述预期补偿电流的幅值，其中，所述当前的预设阈值用于表示所述母线电压的交流分量的期望值；

将所述母线电流的交流分量的过零点对应的相位角确定为第一相位；

根据所述第一电压的低通分量和所述第二电压的低通分量确定出第二相位，所述第二相位的相位角大于或等于180°且小于或等于270°；以及

根据所述第一相位和所述第二相位确定所述预期补偿电流的相位。

13.根据权利要求12所述的功率解耦电路，其特征在于，所述控制电路，用于：

根据所述第一电压的低通分量，确定所述第一电压的最小值；

根据所述第二电压的低通分量，确定所述第二电压的最大值；

确定所述第一电压的最小值和所述第二电压的最大值之间的电压差值，并在所述电压差值位于第一预设范围内时，将所述第一预设范围对应的相位角确定所述第二相位。

14.根据权利要求10、11和13中任一种所述的功率解耦电路，其特征在于，所述控制电路，用于：

根据所述第一电压的低通分量和所述第一电压的参考阈值，计算得到所述第一电压的误差值，将所述第一电压的误差值输入到所述控制电路中的第一PI控制模块，得到所述第一电压环补偿值；以及

根据所述第二电压的低通分量和所述第二电压的参考阈值，计算得到所述第二电压的误差值，将所述第二电压的误差值输入到所述控制电路中的第二PI控制模块，得到所述第二电压环补偿值。

15.根据权利要求8至11以及权利要求13中任一项所述的功率解耦电路，其特征在于，所述双向功率变换器电路包括如下任意一种类型：

双极性的双向Boost变换器电路、单极性的双向Boost变换器电路、单极性的双向Buck变换器电路、单极性的双向Buck-Boost变换器电路。

16.一种功率变换器系统，其特征在于，包括：主功率变换器电路和如权利要求8-15任一项所述的功率解耦电路；

其中，所述主功率变换器电路用于将交流输入转换为直流输出，和/或，将直流输入转换成交流输出，所述功率解耦电路中的第一电容的第一端与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端电连接，所述功率解耦电路中的第三电容的第二端与所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端电连接，所述功率解耦电路用于向所述主功率变换器电路注入补偿电流。

17.根据权利要求16所述的功率变换器系统，其特征在于，所述功率解耦电路中的控制电路分别与所述主功率变换器电路的第一输出端和第二输出端电连接。

18.根据权利要求16或17所述的功率变换器系统，其特征在于，所述功率变换器系统还包括：直流转直流电源DC/DC功率变换器电路；

其中，所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第一端和所述DC/DC功率变换器电路的第一端电连接，所述主功率变换器电路的直流母线侧上的第二端和所述DC/DC功率变换器电路的第二端电连接，所述DC/DC功率变换器电路用于将所述主功率变换器电路转换得到的直流输出转换为目标输出，或者，将直流输入转换为直流输出并提供给所述主功率变换器电路。

19.根据权利要求16至17任一项所述的功率变换器系统，其特征在于，所述功率变换器系统还包括负载，其中，当前的预设阈值是根据所述负载的载荷量确定的。

20.根据权利要求16至17任一项所述的功率变换器系统，其特征在于，当前的预设阈值是根据所述功率变换器系统的效率确定的。

21.根据权利要求20所述的功率变换器系统，其特征在于，

所述控制电路，还用于：

在所述控制电路基于更新前的预设阈值向所述双向功率变换器电路发送所述第一驱动信号和所述第二驱动信号之后，获取所述更新前的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率；

基于第一计算规则，根据预设量和所述更新前的预设阈值得到更新后的预设阈值，获取所述更新后的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率；

判断所述更新后的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率与所述更新前的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率的效率差值是否在第二预设范围内；

在所述效率差值位于所述第二预设范围之内时，基于所述更新后的预设阈值发送所述第一驱动信号和所述第二驱动信号；

在所述效率差值位于所述第二预设范围之外时，基于与所述第一计算规则的计算规律相反的第二计算规则，根据所述预设量和所述更新前的预设阈值确定再次更新后的预设阈值，获取所述再次更新后的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率；判断所述再次更新后的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率与所述更新后的预设阈值对应的所述功率变换器系统的效率的效率差值是否在所述第二预设范围内。

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