CN109274281B - 光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统及抑制方法 - Google Patents

光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统及抑制方法 Download PDF

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Abstract

本发明主要涉及到光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统及抑制方法。针对提供直流电压源给逆变器的直流母线上存在的低频脉动电流分成，本发明主张利用可吸取和释放电能的电压转换器，选择合适的时机从母线上撷取和反馈能量，由电压转换器产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上。抑制逆变器低频输入脉动电流的方法主要在于：至少需要采样提供直流电压给逆变器的直流母线上的低频脉动电流成分的信号，然后利用提供的电压转换器，用于产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上，用以抵消低频脉动电流。

Description

光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统及抑制方法
技术领域
本发明主要涉及到光伏发电技术领域，确切的说，是涉及到电力电子领域的逆变器及应用于其直流输入级中用于消弭低频脉动电流成分的缓冲级电路和抑制方案。
背景技术
传统化工能源如石油、煤炭、天然气等的不可再生性，而且化工能源造成的负面环境问题变得日趋严重，可再生能源来取代资源有限、对环境有污染的传统化工能源成为了新能源领域迫切需要解决的重要命题。太阳能光伏电池组件可通过逆变器将直流电源转变成交流电，并最终实现并网运行。光伏并网逆变器可具备两个基本功能：第一是将太阳能电池的输出转换为交流电连接到电网，第二是实现太阳能电池的最大功率点跟踪。并网逆变器自身的输入电流/电压及输出电流/电压特性，直接影响着整个太阳能光伏发电系统的发电量及运行稳定性、高效性、安全性，是发电系统的核心参数。在中低功率场合较多的采用两级式单相并网逆变器，其输入功率相对平稳，但输出功率是脉动的，而且功率脉动频率较低，大约是输出电压频率的两倍，导致问题是：需要储能电容来平衡瞬时输入功率和输出功率，储能电容电压即直流母线电压大约以两倍的工频频率脉动，而两级式单相并网逆变器中，其前级升压或降压或升降压变换器的最大功率追踪演算控制和后级逆变器的控制在大部分时候是独立的，这主要体现在：包含直流母线的电压平均值控制和并网电流的控制，因此前级升压或降压或升降压变换器的输入电流即光伏电池输出电流也以两倍工频频率脉动，该脉动不仅降低了最大功率跟踪的精度，也会恶化电磁干扰和引发光伏电池的异常发热，导致发电系统的发电量及组件的寿命周期都受到负面影响。
目前在光伏发电、航空及新能源电动汽车等分布式发电系统中，通常兼容传统的低压直流电源系统规格，如沿用几十伏的直流电源。为获得负载所需的市电交流电，需要采用两级甚至多级架构——前级直流变换器完成逆变器输入输出电压匹配及电气隔离、后级逆变器完成直流交流的逆变转换并给终端负载供电。由于后级逆变器输出电压和电流都是低频交流电，逆变级的瞬时功率中含有两倍频脉动量，低频脉动功率使逆变级输入电流含较大的两倍输出电压频率交流分量，使前级直流变换器的输出电流出现低频脉动，该脉动功率由直流变换器输出滤波电感及中间母线电容共同承担。在实际设计时，为保证两级级联系统的稳定性以及前级的稳压性能，前级闭环输出阻抗一般很小，因此大部分脉动功率由电感电流脉动来承担，反映在直流输入端的输入电流的低频分量幅值相对其平均值的比例很高，尤其是对中频逆变器等输出频率较高的情况，低频脉动很难通过两级电路中的参数优化设计来解决。低频脉动电流对直流输入源产生较大的干扰，严重时会影响直流电源系统的稳定性，会影响光伏组件、蓄电池、燃料电池等输入电压源的使用寿命。因此我们希望能有一种方法来抑制两级直交逆变器输入电压源的电流低频脉动。
光伏组件的输出特性受到外界温度、光辐射强度的影响而发生很大的变化。加上逆变器输入侧的输入电流低频脉动等各种因素混杂起来，更导致逆变器的输入输出特性变得异常复杂和难以控制。本申请的目标旨在：即使是在逆变器的输入端受到严重的脉动干扰的情况下，也可以实现信号调理，稳定直流母线的非预期脉动部分，在不影响系统正常工作的情况下，提供补偿机制，降低甚至消除输入电流的低频脉动，提高光伏逆变器的输入电流品质，尤其是配置有执行最大功率点追踪的逆变器的正常运作，减小系统电磁干扰等级和压制光伏电池的异常发热，具有性价比优势。
发明内容
在本发明的可选但非必须的一个实施例中，披露了一种光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其中主要包括：补偿提供直流电压给逆变器的直流母线上的低频脉动电流的电压转换器，所述的电压转换器用于产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，所述的低频脉动电流是逆变器输出的瞬时功率中的低频脉动量引起的逆变器的输入电流中存在的低频交流分量。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，所述的低频脉动电流的频率是逆变器输出的交流电压频率的两倍。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，由所述电压转换器调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律正向变化的第一脉动电压，反馈到直流母线上的所述第一脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的负半周大小相等相位相反。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，由所述电压转换器调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律负向变化的第二脉动电压，反馈到直流母线上的所述第二脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的正半周大小相等相位相反。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，包括串联连接在一对直流母线之间的第一和第二组电容，并且第一组电容和第二组电路连接于一个中间节点；所述电压转换器包括：串联在所述中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；串联在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；其中还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，所述电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，电压转换器配置有处理器；处理器用于驱动电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容，处理器还驱动所述电压转换器利用储能电容的能量产生从所述中间节点处注入到直流母线的所述补偿电流。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，一对直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，所述第一参考节点耦合到第一母线。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，一对直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，所述第二参考节点耦合到第二母线。
上述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位；在第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关；在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设有二极管；二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点。作为可选的实施方式，所述的第一参考节点还可以选择耦合到第一母线。
在本发明的可选但非必须的一个实施例中，披露了一种抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，其中主要包括：串联连接在提供直流电压给逆变器的直流母线之间的第一组电容和第二组电容；调节直流母线上低频脉动电流的电压转换器，所述电压转换器用于产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上；所述电压转换器包括：串联在第一组和第二组电容之间的一个中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；以及串联连接在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，所述电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间。
上述的抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，电压转换器还配置有处理器；处理器用于驱动电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容，处理器还驱动电压转换器将储能电容的能量转化成从中间节点处注入到直流母线的所述补偿电流。
上述的抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，一对直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，所述第一参考节点耦合到第一母线。
上述的抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，一对直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，所述第二参考节点耦合到第二母线。
上述的抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，一对直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位；在第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关；还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管；二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点。作为可选的实施方式，所述的第一参考节点耦合到第一母线。
在本发明的可选但非必须的一个实施例中，披露了一种抑制逆变器低频输入脉动电流的方法，其中主要包括：至少采样提供直流电压给逆变器的直流母线上的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号；提供一个电压转换器和配套的处理器，由处理器接收所述低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号；利用处理器驱动所述电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容；所述处理器基于接收的所述低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号，驱动所述电压转换器以撷取储能电容的能量并产生注入到直流母线上与低频脉动电流的大小相等但相位相反的补偿电流，用以抵消低频脉动电流。
上述的方法，其中：在提供直流电压给逆变器的直流母线之间串联连接有第一组电容和第二组电容；所述电压转换器包括：串联在第一组和第二组电容之间的一个中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；以及串联连接在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间。
上述的方法，其中：直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，所述第一参考节点耦合到第一母线；所述处理器控制接通第一和第二开关但关断第三和第四开关以给储能电容充电，或者所述处理器控制接通第一和第四开关但关断第二和第三开关以给储能电容充电；然后所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
上述的方法，其中：直流母线中具有第一和第二母线，其中第一母线的电位高于第二母线的电位，所述第二参考节点耦合到第二母线；所述处理器控制接通第一和第三开关但关断第二和第四开关以给储能电容充电；或者所述处理器控制接通第一开关至第四开关以给储能电容充电；然后所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
上述的方法，其中：直流母线中具有第一和第二母线，其中第一母线的电位高于第二母线的电位，在所述第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关；还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管，二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点；所述处理器驱动换向开关接通，所述处理器还控制接通第一和第三开关但关断第二和第四开关以给储能电容充电；或者所述处理器驱动换向开关接通，所述处理器还控制接通第一至第四开关以给储能电容充电；然后由所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
上述的方法，其中：直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，在第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关，所述第一参考节点耦合到第一母线；还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管，二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点；所述处理器驱动换向开关接通以给所述的储能电容充电；所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
上述的方法，其中：所述处理器驱动换向开关接通后再关断换向开关，藉此所述第二电感储存的能量进一步传递给储能电容。
上述的方法，其中：所述第二参考节点具有参考电位；所述处理器驱动视为升降压型的所述电压转换器BUCK-BOOST在中间节点处撷取功率以给储能电容充电；然后由所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
在本发明的可选但非必须的一个实施例中，披露了一种改善逆变器的瞬时输入输出功率不平衡的方法，由逆变器将直流母线上的直流电压逆变成交流电，方法为：当逆变器的瞬时输入功率小于瞬时输出功率时，调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律正向变化的第一脉动电压耦合到直流母线上，第一脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的负半周大小相等相位相反；当逆变器的瞬时输入功率大于瞬时输出功率时，调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律负向变化的第二脉动电压耦合到直流母线上，第二脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的正半周大小相等相位相反；任意一个周期均包含第一和第二脉动电压的补偿脉动电压用于减小直流母线上电压的波动并实现逆变器输入功率恒定和输出波动功率之间的解耦。
附图说明
为使上述目的和特征及优点能够更加明显易懂，下面结合附图对具体实施方式做详细的阐释，阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见。
图1是光伏组件先串联成电池串然后由电池串并联给逆变器供电的示意图。
图2是在逆变器的交流侧的交流电导致逆变器的直流侧脉动电流的示意图。
图3A是通过基于电容等效负载而向直流母线上注入低频脉动电压的示意图。
图3B是滤除直流母线的直流电和高频脉动成分保留低频脉动成分的示意图。
图4是补偿直流侧的直流母线脉动电流的电压转换器的基本原理的示意图。
图5是电压转换器产生低频脉动成分的反相电压波形来与之抵消的示意图。
图6是补偿直流侧的母线脉动电压的电压转换器的可选拓扑之一的示意图。
图7是补偿直流侧的母线脉动电压的电压转换器的可选拓扑之二的示意图。
图8是补偿直流侧的母线脉动电压的电压转换器的可选拓扑之三的示意图。
图9是补偿直流侧的母线脉动电压的电压转换器的可选拓扑之四的示意图。
具体实施方式
下面将结合各实施例，对本发明的技术方案进行清楚完整的阐述，但所描述的实施例仅是本发明用作叙述说明所用的实施例而非全部的实施例，基于该等实施例，本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的方案都属于本发明的保护范围。
参见图1，串联的光伏组件PV1、PV2、……PVN（N为大于1的自然数）它们组合连接在一起构成一个电池组串，多个这样的电池组串并联，共同提供逆变器INVT需要的直流电压。在光伏发电逆变领域，光伏组件/电池产生的直流电压需要被转换成交流电才能实现并网，光伏逆变器INVT的作用就是将电池组串的直流电能转变成交流电能以满足交流负载或设备供电及并网的需求，逆变器通常有单相或三相甚至多相等逆变。逆变器配套的母线直流电容CD主要是保障直流电压的稳定，抑制母线电压的波动。构成逆变器的逆变桥/单臂/双臂的功率开关管的接通或关断由图中没有展示出的逻辑器件、处理器或控制装置、状态机、控制器、芯片、软件驱动控制、门阵列等发送的脉冲宽度调制信号进行驱动和控制，基本原则是：对逆变电路开关器件的通断进行控制，用一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替正弦波或所需要的波形，正如SPWM波形调制——利用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形那样调制形成交流电。光伏逆变器的作用就是将电池或组件的直流电逆变转换成交流电，逆变器INVT的各种适用类型在现有技术中对本领域的技术人员来说已经较为熟知，因此本申请不再单独予详细赘述。
光伏组件或光伏电池是光伏发电系统的核心部件之一，太阳能电池板在当前的主流技术的方向大约可分为单晶硅太阳电池、多晶硅太阳电池、非晶硅太阳能电池等，由于硅电池在本领域要求的使用年限一般高达二十多年的寿命，所以对电池板的长期性和持久性保护是必不可少的。很多因素都会导致光伏组件的发电效率降低，如光伏组件自身之间的制造差异、安装差异或阴影遮挡或最大功率追踪适配等因素都会引起效率地下。光伏发电系统的其他核心部件还有电力并网的逆变器，逆变器输出负载所需要的交流电。正如前文阐释的那样，逆变器输出的瞬时功率基于负载所需的交流量而持续不停的交变，因此导致逆变器的输入瞬时功率也是不停的脉动的。通常规定逆变器的输入量是直流电压源，限定输入电压基本上不能大幅度脉动。但实际上，由于后级逆变器的输出电压和输出电流都是低频交流电，逆变器的瞬时功率中含有两倍频脉动量，低频脉动功率必然使前级起到追踪最大功率点的直流电压变换器的输出电流出现低频脉动，使逆变器输入电流含较大两倍输出电压频率的交流分量，由电压转换器输出滤波电感及中间母线电容共同承担。
参见图1，与传统的光伏组件直接串联的区别在于：首先是任何光伏组件都配置有功率优化器，功率优化器完成电池和逆变器之间的电压匹配及电气隔离、然后再由逆变器完成直流电到交流电的逆变转换并给终端负载供电。与常规的方案类似，光伏发电系统具有串联的多个光伏组件PV1、PV2……PVN，它们串接构成电池组串，电池串组由N级串联连接的光伏组件PV1至PVN串接构成。光伏组件或称光伏电池PV均配置有执行最大功率追踪MPPT的功率优化电路PO：例如电池串组中的第一个光伏组件PV1产生的光伏电压由第一个功率优化电路PO1进行直流到直流的电压转换以执行功率优化，第二个光伏组件PV2产生的光伏电压由第二个功率优化电路PO2进行电压转换，至第N级的光伏组件PVN产生的光伏电压由第N级的功率优化电路PON进行电压转换以执行功率优化功能。实质上，与每块光伏电池PV对应的功率优化电路PO输出的电压才可以表征该光伏电池PV提供在光伏电池串组上的实际电压。设定任意一串的光伏电池串组中串接有第一级光伏组件PV1、第二级光伏组件PV2…至第N级的光伏组件PVN：第一级功率优化电路PO1将第一级光伏电池PV1的光伏电压源执行最大功率追踪而进行电压转换并输出V1，第二级功率优化电路PO2输出V2，第N级的功率优化电路PON将第N级的光伏电池PVN的电压执行最大功率追踪而进行直流电压转换并输出VN。
参见图1，可以计算出，任意一串光伏电池串组上总的串级电压粗略等于：第一级功率优化电路PO1输出的电压V1加上第二级功率优化电路PO2输出的电压V2再加第三级功率优化电路PO3输出的电压V3……直至累加到第N级的功率优化电路PON所输出的直流电压VN，串级电压的运算结果就等于V1+ V2+……VN。功率优化电路/优化器或电压转换电路PO在上下文中指代的拓扑，本质上是直流到直流的DC/DC变换器，典型的降压变换器BUCK，升压变换器BOOST、升降压变换器BUCK-BOOST等都适用于功率优化电路。必须强调的是，现有技术披露的针对光伏电池的最大功率追踪的任何方案同样也适用于本申请的电压变换电路，常见的最大功率追踪法有恒定电压法、电导增量法、扰动观察法等，本申请不再单独对电压转换电路执行最大功率追踪的方案予以赘述。前文已经解释与每块光伏电池对应的功率优化电路输出的电压才表征该光伏电池提供在光伏电池串组上的实际电压：第一级功率优化电路PO1、第二级功率优化电路PO2至第N级的功率优化电路PON等均通过串接线串联连接，串接线上由优化电路叠加的串级电压再由直流母线输送给类似于汇流箱/逆变器等电力设备进行汇流/逆变。
参见图2，展示逆变器INVT输出特性：输出电压VG波形和输出电流IG波形都是低频交流电，逆变器输出的瞬时功率PG中含有两倍频脉动量，任意一个工频周期内逆变器的输出功率平均值PA由电池板输出的功率决定。低频脉动功率必然使前级起到追踪最大功率点的直流电压变换器PO的输出电流出现低频脉动，从而逆变器输入电流含较大两倍输出电压频率的交流分量，由电压变换器PO输出滤波电感及中间母线电容CD共同承担交流分量。前级电压变换器PO电感上的低频脉动分量必然会传递到前级电压变换器的输入端，这将不可避免的要求类似光伏电池或其他等同的输入源具有较强的承受较大纹波电流的能力，纹波电流对充当输入源的光伏电池或蓄电池、燃料电池的使用寿命存在较大的威胁，尤其是硅电池的使用寿命要求高达二十多年。因此希望能有方法来抑制前级的电压变换器的输出滤波电感支路的低频脉动成分或是抑制直流母线脉动成分从而抑制直交逆变器输入电压源的电流低频脉动。否则，储能电容电压也即直流母线电压以两倍工频频率脉动，而在并网逆变器中，前级的电压变换器PO的最大功率点控制和后级逆变器的控制是独立的，因此电压变换器PO的输入电流即光伏电池输出电流也可能以两倍工频频率脉动，该脉动不仅降低最大功率点跟踪精度，也会恶化系统的电磁干扰和诱发光伏电池的异常发热，进而影响电池的寿命及发电效率。很容易理解：光伏发电系统中逆变器作为二次电源使用，其输入的直流脉动电流会污染直流电源，必然也会影响到直流电源上的其他用电设备。很多场合，逆变器的输入直流电流的脉动成分不仅降低电池的使用寿命，还浪费过多的能源。直流脉动电流最有可能导致直流电源承受周期性的过载电流，还会诱发发电系统的过流保护装置的非正常动作或跳闸，图2逆变器输出特性是诱因之一。
参见图3A，在可选而非必须的实施例中，光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统主要包括电压转换器CON及储能单元STO等必要模块。通常处理单元或微处理器还与电压转换器CON配合使用。在母线LNA-LNB间串联第一组电容和第二组电容且两组电容之间设置有中间节点ND，第一组电容连在母线LNA和中间节点ND之间，第二组电容连在母线LNB和中间节点ND之间：例如设第一组电容包含电容CS1以及第二组电容包含电容CS2，此外第一组电容还包含与电容CS1串联的电容CSO，当然第一组电容和第二组电容还可以具有更多串联的电容，数量不受图式的限制。微处理器还可以控制电压转换器从中间节点ND或第一组和第二组电容中某个其他电容的某个端点来吸取功率传递给储能单元STO予以保存。在图3A的实施例中，假定电容CSO连接在某个中间节点ND和另一个节点ND1之间，然后微处理器驱动电压转换器CON，产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压VD大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压VR，产生的补偿脉动电压VR加载在电容CSO等效负载两端，注意由于母线LNA-LNB之间串联连接了系列的电容，而电容CSO是这一系列串接电容中随机任意选取的某个电容，电容CSO除了可以连接在中间节点ND与母线LNA之间，作为可选项该电容CSO还可以连接在中间节点ND与母线LNB之间。基于在等效负载上所施加的补偿脉动电压VR，从而可以产生与低频脉动电流大小相等但相位相反的补偿电流注入到直流母线上，用以抵消低频脉动电流。
参见图3B，在可选而非必须的实施例中，光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统主要包括采样单元BDP和电压转换器CON及储能单元STO等必要模块。通常处理单元或微处理器110还与电压转换器CON及采样单元BDP配合使用。为了精准的补偿或消弭低频脉动电流，须先侦测直流母线上的低频脉动电流信号的各项参数，例如幅度即最大值/峰值、周期即频率或角频率还有相位/初相位等必要正弦函数量，这些正弦参数的侦测可采用已知的侦测模块来感测。采样单元通常可以包含带通滤波器，带通滤波器可从直流母线LNA-LNB上滤除母线直流电压分量和滤除母线高频电压脉动分量并保留指定频率范围的低频交流电压分量以体现出带通的作用，譬如：频率是逆变器INVT输出的交流电压频率的两倍的低频交流电压分量被保留。采样单元不限制于的带通滤波器，带通滤波器的等同替代方式还有多种方案：电压互感器可测量母线的低频脉动电压信号，由于感应出来的低频脉动电压信号含有杂波，还需要滤波单元将杂波过滤掉，然后利用运算放大器对真实的低频脉动电压信号进行放大防止衰减从而达到电压调理的作用，滤波放大后的信号量经过模拟到数字的AD转化成为微处理器能够接受的电压值。在其他实施例中，带通滤波器的等同替代手段：电流互感器可测量母线的低频脉动电流信号，由于感应出来的低频脉动电流信号含有杂波，还需要滤波单元将杂波过滤掉，并利用电阻之类的电流电压转换器将低频脉动电流信号转化为电压信号，然后利用运算放大器对电压信号进行放大防止衰减从而达到电压调理的作用，滤波并放大后的信号量经过模拟到数字的转化成为微处理器能够接受的电压值。按照这些实施例，能够采样直流母线LNA-LNB上的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号，关于低频脉动电压/低频脉动电流信号的采样，在本领域还有更多的可选方案可应用于本申请，但本申请不再赘述。
参见图3B，总而言之，基于上文介绍，采样单元BDP及其各种替代方案的明确目的就在于：撷取直流母线上的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号。微处理器藉由侦测到的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号，其中脉动成分函数的峰值、周期还有初相位等必要函数量视为参数指标，微处理器110依据这些指标，将进一步控制电压转换器CON产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上，也可以说是产生与低频脉动电压大小相等相位相反的补偿电压注入到直流母线上，但是最终的目的还是抵消负面的低频脉动电流。在可选的实施例中，虽然图3B储能单元STO可以被其他的供电装置取代，但在较佳的实施例中，电压转换器CON和储能单元STO配合使用则额外的供电装置可以被摒弃而节省成本。因为：产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上，电压转换器CON需要电能供应，额外的供电装置可以满足电压转换器的能量需求，储能单元STO也可以提供电能，但储能单元相对于额外的供电装置的优势是：电压转换器CON可以从直流母线上撷取功率而保存到储能单元并且在产生补偿电流时电压转换器CON反而又从储能单元撷取功率反馈到母线上。当电压转换器存储/吸收能量注入到储能单元和消除/释放储能单元的能量，实现了能量调节的动态平衡和节省成本，也达到了抵消直流母线上的低频脉动电流的目的。
参见图3B，采样单元BDP感测母线低频脉动电压和/或低频脉动电流信号，低频脉动电压和/或低频脉动电流信号输送给由微处理器110，然后微处理器110基于低频脉动电压和/或低频脉动电流信号的参数而控制电压转换器CON产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上。微处理器110还控制电压转换器CON从直流母线上吸取功率传递给储能单元STO予以保存，实现储能，并且微处理器110在控制电压转换器CON产生补偿电流时，微处理器110再控制电压转换器CON从储能单元吸取功率产生补偿电流传递给直流母线，实现储能对母线的反向馈送。采样单元BDP感测母线的低频脉动成分除了可以直接在母线LNA-LNB上实现外，还可以在直流母线之间串联连接多个电容器件，然后再在串接的电容器件之间选取一个或某几个分压点来感测母线的低频脉动成分。在一组母线LNA-LNB之间串联第一组电容和第二组电容并且两组电容之间设置有中间节点ND，第一组电容连接在母线LNA和中间节点ND之间，第二组电容连接在母线LNB和中间节点ND之间：例如设第一组电容包含电容CS1以及第二组电容包含电容CS2。除了可以在中间节点ND感测母线的低频脉动成分之外，微处理器还可以控制电压转换器从中间节点ND吸取功率传递给储能单元STO予以保存。
参见图4，电压转换器CON有多种电路拓扑结构，在可选的实施例中至少包括串联在中间节点ND与第二参考节点NR之间的第一开关SA1和第二开关SA2，还包括串联在第一参考节点NH和第二参考节点NR之间的第三开关SB1和第四开关SB2，其中使第一开关SA1和第二开关SA2两者互连于互连节点NX1，其中使第三开关SB1和第四开关SB2两者互连于互连节点NX2。因此拓扑结构还可以简述为：第一开关SA1连接在中间节点ND与第一互连节点NX1之间，第二开关SA2连接在第一互连节点NX1与第二参考节点NR之间；第三开关SB1连接在第一参考节点NH与第二互连节点NX2之间和第四开关SB2连接在第二互连节点NX2与第二参考节点NR之间。第一电感L1则连接在第一互连节点NX1与第二互连节点NX2之间。另外储能单元STO则利用了可以储能的电容CS3来视为保存电能能量的蓄电单元，储能电容CS3的第一端连接到第一参考节点NH而储能电容CS3的第二端连接到第二参考节点NR。值得注意的是，在可选但非必须的实施方式中，第一参考节点NH可以被配置到具有第一参考电位和/或第二参考节点NR则可以被配置到具有第二参考电位。
参见图4，以储能的角度考虑，微处理器110的功能之一是对电压转换器CON的各个开关器件SA1-SA2和SB1-SB2的接通或关断进行驱动，而且这种控制不是唯一的而是多种方法并存的。微处理器110的替代方式为可发送驱动信号的逻辑器件、处理器或控制装置、状态机、控制器、芯片、软件驱动控制、门阵列等。在可选的实施例中设定接通开关SA1-SA2但关断SB1-SB2，只要第一参考节点NH的电位高于中间节点ND的电位就会导致储能电容CS3被充电。在可选的实施例中设定接通开关SA1-SB2但同时关断开关SB1-SA2，同样只要第一参考节点NH的电位高于中间节点ND的电位就会导致储能电容CS3被充电。在可选的实施例中设定第一开关SA1和第二开关SA2为互补开关而第三开关SB1和第四开关SB2为互补开关，第一种情况是：第三开关SB1持续接通而第四开关SB2持续关断，第一开关SA1和第二开关SA2高频交替接通且其中一者接通另一者关断，由于电压转换器CON的降压作用，使得储能电容CS3储存在第一参考节点NH的电位比中间节点ND的电位低。第二种情况是：第一开关SA1持续接通而第二开关SA2持续关断，第三开关SB1和第四开关SB2高频交替接通且其中一者接通另一者关断，由于电压转换器CON的升压作用，还会使得储能电容CS3储存在第一参考节点NH的电位比中间节点ND的电位高。第三种情况是：要求第一开关SA1和第二开关SA2高频交替接通且其中一者接通另一者关断，第三开关SB1和第四开关SB2高频交替接通且其中一者接通另一者关断，则第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位不会相差很大。如果第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位它们之间的差值需要大于一个阈值，就认为电压转换器CON可以选择第一种情况的降压或者是选择第二种情况的升压；相反，如果第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位它们之间的差值需要限制在不高于所述的阈值，则电压转换器CON可以选择第三种情况。注意这三种情况是需要额外将合适的预设直流电压值引入到中间节点ND处。根据以上解释的内容可以获悉：站在储能的角度考虑，微处理器110对电压转换器CON的各个开关器件的接通或关断进行驱动控制，可以让电压转换器直接或间接从直流母线上撷取功率而保存到储能单元上，这种储能的控制方式不是唯一的而是多种方法并存的。
参见图4，以释放能量的角度考虑，微处理器110还在于对电压转换器CON的各个开关器件SA1-SA2和SB1-SB2的接通或关断进行驱动，而且这种控制也不是唯一的而是多种方法并存的。微处理器110的替代方式为可发送驱动信号的逻辑器件、处理器或控制装置、状态机、控制器、芯片、软件驱动控制、门阵列等。在可选的实施例中控制该第一开关SA1持续接通但控制第二开关SA2持续关断，第三开关SB1和第四开关SB2视为互补开关并且高频交替接通以及其中一者接通另一者关断。上文已经介绍微处理器藉由侦测到的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号，脉动电压成分含峰值、周期还有初相位等必要的交流参数指标，微处理器110依据这些指标，对第三开关SB1和第四开关SB2的关断和接通进行控制。结合图5，例如：微处理器110驱动第三开关SB1和第四开关SB2，在0-1/4的周期时段内由于侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的正向脉动电压，该时段内关断第三开关SB1，驱动第四开关SB2产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替0-1/4时段内所需要的脉动波形VR的负向脉动电压；与之对应，在1/4-1/2的周期时段内由于侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的负向脉动电压，该时段内关断第四开关SB2，驱动第三开关SB1产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替1/4-1/2时段内所需要的脉动波形VR的正向脉动电压；这里所谓的周期例如是逆变器INVT输出的具有工频频率的电压的周期。按照以上的实施方式微处理器110驱动第三开关SB1和第四开关SB2，调制出按正弦波规律正向变化的第一脉动电压，第一脉动电压譬如是脉动波形VR在1/4-1/2时段内的片段，所述第一脉动电压与低频脉动电压的负半周（例如1/4-1/2时段）大小相等相位相反，所述第一脉动电压反馈到直流母线上可以抵消所述低频脉动电流的负半周。按照以上的实施方式微处理器驱动第三开关SB1和第四开关SB2，调制出按正弦波规律负向变化的第二脉动电压，第二脉动电压譬如是脉动波形VR在0-1/4时段内的片段，所述的第二脉动电压与低频脉动电压的正半周（例如0-1/4时段）大小相等相位相反，所述第二脉动电压反馈到直流母线上可以抵消所述低频脉动电流的正半周。完整的补偿脉动波形VR的某一个周期0-1/2内的正弦波包括了连续衔接的第二脉动电压和第一脉动电压。
参见图5，经过从时间0到1/4的工频周期通过对图4拓扑的高频开关控制我们可以产生补偿交流电的负半周输出曲线VR2，也即产生负向脉动电压，曲线VR2从0时刻的过零点/零值逐步降低到1/8的工频周期VR2表示的交流电负向脉动电压达到正弦波的最谷值，从1/8的工频周期的谷值逐步升高到1/4的过零点的零值。从时间1/4到1/2也通过对图4拓扑的高频开关控制我们可以产生补偿交流电的正半周输出曲线VR1，即产生正向脉动电压，VR1从1/4时刻的过零点/零值逐步升高到3/8的工频周期时VR1表示的交流电正向脉动电压达到正弦波最大值，还从3/8的峰值逐步降低到1/2的工频周期时的过零点的零值。藉由本申请介绍的补偿交流电曲线VR的调制方案，则可知：完整的正弦函数波VR的单个周期的周期时间段为0到1/2的工频周期，或者是从1/2倍的工频周期时间点算到单个工频周期结束。波形VR由一系列VR1和VR2合成，从补偿的角度来看它是额外施加于母线的标准正弦交流电：时间轴T上正向脉动电压也即曲线VR1之后是负向脉动电压也即曲线VR2，或时间轴T上负向脉动电压也即曲线VR2之后是正向脉动电压也即曲线VR1，曲线VR1和曲线VR2交替出现。加载在母线上的一系列的正向脉动电压和负向脉动电压相互交替间隔出现，从而由母线上连续施加的正向脉动和负向脉动电压等效为：提供给母线的补偿交流电压的正弦函数的正半周和负半周。补偿交流电的曲线VR实际上被加载在母线间的第一组和/或第二组电容上，仍然是等效为产生流程电容的补偿电流，由于控制电压转换器产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上，最终的目的还是抵消负面的低频脉动电流。
参见图6所示，在图4的拓扑结构基础上进行微调改善，体现在：储能电容CS3的第一端NT1连接到第一参考节点NH而第二端NT2连接到第二参考节点NR，在该实施例中可以将第一参考节点NH耦合到一组母线中的母线LNA。如果微处理器110控制接通第一开关SA1和第二开关SA2且关断SB1和SB2则储能电容CS3会被充电，或者微处理器110控制接通第一开关SA1和第四开关SB2且关断SB1和SA2则同样使储能电容CS3会被充电。这里给出由微处理器110控制开关SA1-SA2和SB1-SB2的接通或关断状态来达到使储能电容充电的范例，仅仅是作为阐释说明，在实际应用中还有更多等同的简单变化或修饰来实现相同的目的。储能电容CS3被充电意味着完成储能步骤而且它还相当于一个蓄电单元。然后第三开关SB1和第四开关SB2视为互补开关并且由微处理器110控制它们高频交替接通，其中一者接通另一者关断。在0-T/4的时段内由于侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的正向脉动电压，该时段内控制关断第三开关SB1，驱动第四开关SB2产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替0-T/4时段内所需要的补偿脉动电压VR的负向脉动电压波形VR2，也即第二脉动电压，实质上也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第二个半周期；与之对应，在T/4-T/2的周期时段内由于侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的负向脉动电压，该时段内关断第四开关SB2，微处理器驱动第三开关SB1产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替T/4-T/2时段内所需要的补偿脉动电压VR的正向脉动电压VR1，也即第一脉动电压，实质上也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第一个半周期。耦合到直流母线上的一系列的第一和第二脉动电压VR1-VR2相互交替间隔出现，从而由直流母线上连续耦合的第一和第二脉动电压等效为提供给母线的补偿交流电压；以及所述补偿交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的所述第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。第一脉动电压VR1相对呈现为补偿交流电的正向脉动变化以及第二脉动电压呈现为补偿交流电的负向脉动变化，因此所述补偿交流电压的任意一个完整周期TVR包括定义为正的半个周期的所述第一个半周期TVR1和定义为负的半个周期的所述第二个半周期TVR2。注意补偿交流电压的任意一个完整周期TVR和逆变器INVT输出的交流电压VG的周期T的含义不同，通过以上分析也能看出来，补偿脉动电压VR的总周期时长TVR是交流电压VG的总周期时长T的二分之一，或说补偿脉动电压VR的频率是逆变器INVT输出的交流电压VG频率的两倍。图6是可选拓扑之一。
参见图7所示，在图4的拓扑结构基础上进行微调改善，体现在：储能电容CS3的第一端NT1连接到第一参考节点NH而第二端NT2连接到第二参考节点NR，在可选实施例中可以将第二参考节点NR耦合到一组母线中的母线LNB。设第一开关SA1和第二开关SA2为互补开关，第三开关SB1和第四开关SB2为互补开关。如果需要第一参考节点NH的电位远低于中间节点ND的电位且前者与后者的差值大于阈值，认为电压转换器可以选择第一种情况的降压工作模式：控制第三开关SB1持续接通而第四开关SB2持续被关断，第一开关SA1和第二开关SA2交替切换接通，由于电压转换器的降压作用使得储能电容CS3储存在第一参考节点NH的电位比中间节点ND的电位低。再者如果需要第一参考节点NH的电位远高于中间节点ND的电位且两者的差值大于阈值，认为电压转换器可以选择第二种情况的升压工作模式：第一开关SA1持续接通而第二开关SA2持续关断，第三开关SB1和第四开关SB2交替切换接通，由于电压转换器的升压作用使得储能电容CS3储存在第一参考节点NH的电位比中间节点ND的电位高。其次如果需要第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位相差不大，而且它们之间的差值需要限制在不超过所述的阈值，则电压转换器可以选择第三种情况：则要求第一开关SA1和第二开关SA2交替切换接通体现为互补开关，及第三开关SB1和第四开关SB2交替切换接通体现为互补开关，第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位不会相差很大。注意这三种情况是需要额外将合适的预设直流电压值引入到中间节点ND处。综上所述，这里给出由微处理器110控制开关SA1-SA2和SB1-SB2的接通或关断状态来达到使储能电容充电的范例，仅仅是作为阐释说明，在实际应用中还有更多等同的简单变化或修饰来实现相同的目的。储能电容CS3被充电意味着完成储能步骤。图7的其他实施例：处理器控制接通第一开关SA1和第三开关SB1但关断第二开关SA2和第四开关SB2以给储能电容充电，或者，处理器直接控制第一开关SA1和第三开关SB1接通以及还同步控制第二开关SA2和第四开关SB2接通，则给储能电容充电。
参见图7所示，然后由微处理器110控制第三开关SB1和第四开关SB2高频交替接通并且它们被视为互补开关。在0-T/4的时段内侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的正向脉动电压，该时段内关断第三开关SB1，驱动第四开关SB2产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替0-T/4时段内所需要的补偿脉动电压VR的负向脉动电压波形VR2，也即第二脉动电压，也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第二个半周期。与之对应，在T/4-T/2的周期时段内侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的负向脉动电压，该时段内关断第四开关SB2，驱动第三开关SB1产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替T/4-T/2时段内所需要的补偿脉动电压VR的正向脉动电压VR1，也即第一脉动电压，实质上也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第一个半周期。耦合到直流母线上的一系列的第一和第二脉动电压VR1-VR2相互交替间隔出现，从而由直流母线上连续耦合的第一和第二脉动电压等效为提供给母线的补偿交流电压，在可选的实施例中，可以从中间节点ND处间接注入到直流母线LNA-LNB或直接注入到直流母线上。结合图5，补偿交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压。在产生所谓的第二和第一脉动电压阶段一般需要接通第一开关SA1和关断第二开关SA2。
参见图8所示，在图4的拓扑结构基础上进行微调改善，体现在：储能电容CS3的第一端NT1连接到第一参考节点NH而第二端NT2连接到第二参考节点NR，在该实施例中可以将第一参考节点NH耦合到一组母线中的母线LNA，将第二参考节点NR耦合到一组母线中的母线LNB，但第二参考节点NR通过第二电感L2和换向开关SC1间接耦合到母线LNB，其中第二电感L2和换向开关SC1串联连接在第二参考节点NR与母线中的LNB之间。通常而言母线LNA带有的电位高于母线LNB带有的电位。如果微处理器110接通第一开关SA1和第二开关SA2且关断SB1和SB2则储能电容CS3会被充电，或微处理器110控制接通第一开关SA1和第四开关SB2且关断SB1和SA2则同样使储能电容CS3会被充电，此种情况换向开关SC1可关断。在其他的实施例中，如果微处理器控制换向开关SC1接通一次，其他的第一至第四开关此时可关断，则由于换向开关SC1的路径导致储能电容CS3会被充电。在某些实施例中第二参考节点NR与母线中的LNB间的第二电感L2可被省略。在某些实施例中第二电感L2和换向开关SC1设为相连于第三互连节点NX3，也即第二电感L2被连接在第三互连节点NX3与第二参考节点NR之间，换向开关SC1被连接在第三互连节点NX3与母线LNB之间。在某些实施例中第三互连节点NX3与第一参考节点NH之间连接有二极管D，其中二极管D的阳极连到第三互连节点NX3而阴极连到第一参考节点NH。在某些实施例中如果存在二极管和第二电感则当换向开关SC1被关断时第二电感L2存储的能量会通过二极管D进行续流而进一步将能量传递给储能电容CS3。针对储能电容CS3无论是采用以上讨论的哪种充电模式，都意味着储能步骤可以得以实现。
参见图8所示，储能电容CS3作为蓄电单元完成充电，无论换向开关SC1被关断还是被接通，微处理器再驱动SA1-SA2和SB1-SB2来产生补偿交流电压VR。由微处理器控制第三开关SB1和第四开关SB2高频交替接通并且它们被视为互补开关。在0-T/4的时段内侦测到母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的正向脉动电压，该时段内关断第三开关SB1，驱动第四开关SB2产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替0-T/4时段内所需要的补偿脉动电压VR的负向脉动电压波形VR2，也即第二脉动电压，也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第二个半周期。与之对应，在T/4-T/2的周期时段内侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的负向脉动电压，该时段内关断第四开关SB2，驱动第三开关SB1产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替T/4-T/2时段内所需要的补偿脉动电压VR的正向脉动电压VR1，也即第一脉动电压，实质上也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第一个半周期。上下文类似，在产生所谓的第二和第一脉动电压阶段一般需要接通第一开关SA1和关断第二开关SA2。耦合到直流母线上的一系列的第一和第二脉动电压VR1-VR2相互交替间隔出现，从而由直流母线上连续耦合的第一和第二脉动电压等效为提供给母线的补偿交流电压，在可选的实施例中可以从中间节点ND处间接注入到母线LNA-LNB或直接注入到直流母线上。结合图5可发现补偿交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压，此阶段释放电容的储能。
参见图9所示，在图8的拓扑结构基础上进行微调改善，体现在：储能电容CS3的第一端NT1连接到第一参考节点NH而第二端NT2连接到第二参考节点NR，在该实施例中可以不将第一参考节点NH耦合到一组母线中的母线LNA，将第二参考节点NR耦合到一组母线中的母线LNB，但第二参考节点NR通过第二电感L2和换向开关SC1间接耦合到母线LNB，其中第二电感L2和换向开关SC1串联连接在第二参考节点NR与母线中的LNB之间。在某些可选的实施例中第二参考节点NR与母线中的LNB间的第二电感L2可被省略。在某些实施例中将第二电感L2和换向开关SC1设为相连于第三互连节点NX3，即第二电感L2被连接在第三互连节点NX3与第二参考节点NR之间，换向开关SC1被连接在第三互连节点NX3与母线LNB之间。在某些可选的实施例中第三互连节点NX3与第一参考节点NH之间连接有二极管D，其中二极管D的阳极连到第三互连节点NX3而阴极连到第一参考节点NH。在某些实施例中如果存在二极管和第二电感则当换向开关SC1被关断时第二电感L2存储的能量会通过二极管D进行续流而进一步将能量传递给储能电容CS3。设第一开关SA1和第二开关SA2为互补开关，以及设第三开关SB1和第四开关SB2为互补开关。如果需要第一参考节点NH的电位远低于中间节点ND的电位且前者与后者的差值大于阈值，认为电压转换器可以选择第一种情况的降压工作模式：控制第三开关SB1持续接通而第四开关SB2持续被关断，第一开关SA1和第二开关SA2交替切换接通，由于电压转换器的降压作用使得储能电容CS3储存在第一参考节点NH的电位比中间节点ND的电位低。再者如果需要第一参考节点NH的电位远高于中间节点ND的电位且两者的差值大于阈值，认为电压转换器可以选择第二种情况的升压工作模式：第一开关SA1持续接通而第二开关SA2持续关断，第三开关SB1和第四开关SB2交替切换接通，由于电压转换器的升压作用使得储能电容CS3储存在第一参考节点NH的电位比中间节点ND的电位高。其次如果需要第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位相差不大，而且它们之间的差值需要限制在不超过所述的阈值，则电压转换器可以选择第三种情况：则要求第一开关SA1和第二开关SA2交替切换接通体现为互补开关，及第三开关SB1和第四开关SB2交替切换接通体现为互补开关，第一参考节点NH的电位和中间节点ND的电位不会相差很大。注意这三种情况是需要额外将合适的预设直流电压值引入到中间节点ND处。并且该实施例中在储能电容充电的阶段最好使换向开关SC1较佳的被接通，跟上文一样，如果换向开关SC1被关断则第二电感L2的能量会通过二极管D续流而将能量传递给储能电容CS3。图9在其他的实施例中：处理器驱动换向开关SC1接通，然后处理器控制接通第一开关SA1和第三开关SB1但关断第二开关SA2和第四开关SB2以给储能电容充电。
参见图9所示，储能电容CS3作为蓄电单元完成充电，无论换向开关SC1被关断还是被接通，微处理器再驱动SA1-SA2和SB1-SB2来产生补偿交流电压VR。由微处理器控制第三开关SB1和第四开关SB2高频交替接通并且它们被视为互补开关。在0-T/4的时段内侦测到母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的正向脉动电压，该时段内关断第三开关SB1，驱动第四开关SB2产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替0-T/4时段内所需要的补偿脉动电压VR的负向脉动电压波形VR2，也即第二脉动电压，也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第二个半周期。与之对应，在T/4-T/2的周期时段内侦测到直流母线的低频脉动电压VD信号是正弦波形的负向脉动电压，该时段内关断第四开关SB2，驱动第三开关SB1产生一系列等幅度但不等宽度的窄脉冲来代替T/4-T/2时段内所需要的补偿脉动电压VR的正向脉动电压VR1，也即第一脉动电压，实质上也是补偿脉动电压VR自身每一个完整周期的第一个半周期。上下文类似，在产生所谓的第二和第一脉动电压阶段一般需要接通第一开关SA1和关断第二开关SA2。耦合到直流母线上的一系列的第一和第二脉动电压VR1-VR2相互交替间隔出现，从而由直流母线上连续耦合的第一和第二脉动电压等效为提供给母线的补偿交流电压，在可选的实施例中可以从中间节点ND处间接注入到母线LNA-LNB或直接注入到直流母线上。结合图5可发现补偿交流电压的正弦函数的每个完整周期中出现的第一和第二脉动电压分别视为第一个半周期和第二个半周期的脉动电压，此阶段释放电容的储能。在产生所谓的第二和第一脉动电压阶段一般需要接通第一开关SA1和关断第二开关SA2。基于电容器件的隔离直流而允许交流流过的特性，对储能电容在图4和图6-9的充电方式中，处理器控制各个开关对储能电容的充电机制，很大部分因素是采用了开关瞬态接通/关断引发的阶跃电压施加在电容上而实现对电容充电的。当然如果中间节点ND处的电压作为电压源也可以将电压转换器定义为升降压型的直流转换器来实现对储能电容的升压、降压储能。
综上所述，从逆变器的瞬时输入输出功率不平衡的角度观察，当逆变器INVT的瞬时输入功率小于瞬时输出功率时，母线直流电容CD放电。当逆变器INVT的瞬时输入功率大于瞬时输出功率时，母线直流电容CD充电。显而易见非常有必要减小母线电压的波动及高效的实现输入基本恒定和输出波动功率之间的解耦。由于逆变器INVT输入功率与输出功率之间的不平衡，使母线电容CD在单个工频周期T内存在两次充放电的情况且相当于母线电容电压VD以两倍工频脉动。在光伏并网逆变系统中，起到最大功率点追踪的电压变换器PO的输入电流即光伏电池板PV的输出电流可能以两倍的工频脉动，给电池的寿命和承受电流水准都带来了负面的影响。本申请就在检测出直流母线上的低频脉动电流信号和/或低频脉动电压信号，根据该等信号的参数，由电压转换器产生与低频脉动电压大小相等相位相反的补偿脉动电压VR注入到母线上，相当于电压转换器产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到母线上，抵消低频脉动电流。当这种污染电池电源的脉动电流被抑制，除了电池本身被保护之外，共用电池电源上的其他用电设备潜在的脉动电流也被抑制，提高了能源的利用率，避免诱发系统的非正常保护动作。在本发明的可选但非必须的一个实施例中，披露了一种改善逆变器的瞬时输入输出功率不平衡的方法，由逆变器将直流母线上的直流电压逆变成交流电，方法为：当逆变器的瞬时输入功率小于瞬时输出功率时，调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律正向变化的第一脉动电压VR1耦合到直流母线上，第一脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的负半周大小相等相位相反；当逆变器的瞬时输入功率大于瞬时输出功率时，调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律负向变化的第二脉动电压VR2耦合到直流母线上，第二脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的正半周大小相等相位相反；从而任意一个周期均包含第一和第二脉动电压的补偿脉动电压VR用于减小直流母线上电压的波动并实现逆变器INVT输入功率恒定和输出波动功率之间的解耦。
以上通过说明书和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在本申请权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。

Claims (14)

1.一种光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，包括：
补偿提供直流电压给逆变器的直流母线上的低频脉动电流的电压转换器，所述的电压转换器用于产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上；
串联连接在一对直流母线之间的第一和第二组电容，并且第一组电容和第二组电路连接于一个中间节点；
所述电压转换器包括：
串联在所述中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；
串联在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；
其中还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，所述电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间；
一对直流母线中具有第一和第二母线，其中第一母线的电位高于第二母线的电位；
在所述第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关；
还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管；
二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点。
2.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，所述的低频脉动电流是逆变器输出的瞬时功率中的低频脉动量引起的逆变器的输入电流中存在的低频交流分量。
3.根据权利要求2所述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，所述的低频脉动电流的频率是逆变器输出的交流电压频率的两倍。
4.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，由所述电压转换器调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律正向变化的第一脉动电压，反馈到直流母线上的所述第一脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的负半周大小相等相位相反。
5.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，由所述电压转换器调制出相对于直流母线的直流电压按正弦波规律负向变化的第二脉动电压，反馈到直流母线上的所述第二脉动电压与引起低频脉动电流的低频脉动电压的正半周大小相等相位相反。
6.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，所述电压转换器还配置有处理器；
处理器用于驱动所述电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容，以及处理器还驱动所述电压转换器利用储能电容的能量产生从所述中间节点处注入到直流母线的所述补偿电流。
7.根据权利要求1所述的光伏并网逆变器低频输入脉动电流的抑制系统，其特征在于，所述第一参考节点耦合到第一母线。
8.一种抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，其特征在于，包括：
串联连接在提供直流电压给逆变器的直流母线之间的第一组电容和第二组电容；
调节直流母线上低频脉动电流的电压转换器，所述电压转换器用于产生与低频脉动电流大小相等相位相反的补偿电流注入到直流母线上；
所述电压转换器包括：
串联在第一组和第二组电容之间的一个中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；以及
串联连接在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；
其中还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，所述电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间；
一对直流母线中具有第一和第二母线，其中第一母线的电位高于第二母线的电位；
在所述第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关；
还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管；
二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点。
9.根据权利要求8所述的抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，其特征在于，所述电压转换器还配置有处理器；
处理器用于驱动所述电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容，以及处理器还驱动所述电压转换器将储能电容的能量转化成从所述中间节点处注入到直流母线的所述补偿电流。
10.根据权利要求8所述的抑制逆变器直流母线上低频输入脉动电流的拓扑，其特征在于，所述第一参考节点耦合到第一母线。
11.一种抑制逆变器低频输入脉动电流的方法，其特征在于，包括：
至少采样提供直流电压给逆变器的直流母线上的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号；
提供一个电压转换器和配套的处理器，由处理器接收所述低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号；
利用处理器驱动所述电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容；
所述处理器基于接收的所述低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号，驱动所述电压转换器以撷取储能电容的能量并产生注入到直流母线上与低频脉动电流的大小相等但相位相反的补偿电流，用以抵消低频脉动电流；
在提供直流电压给逆变器的直流母线之间串联连接有第一组电容和第二组电容；
所述电压转换器包括：
串联在第一组和第二组电容之间的一个中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；以及
串联连接在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；
其中还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，所述电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间；
直流母线中具有第一和第二母线，其中第一母线的电位高于第二母线的电位，在所述第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关；
还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管，二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点；
所述处理器驱动换向开关接通，所述处理器控制接通第一和第三开关但关断第二和第四开关以给储能电容充电；
所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于：
所述处理器驱动换向开关接通后再关断换向开关，藉此所述第二电感储存的能量进一步传递给储能电容。
13.一种抑制逆变器低频输入脉动电流的方法，其特征在于，包括：
至少采样提供直流电压给逆变器的直流母线上的低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号；
提供一个电压转换器和配套的处理器，由处理器接收所述低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号；
利用处理器驱动所述电压转换器吸取直流母线上的能量储存到储能电容；
所述处理器基于接收的所述低频脉动电压信号和/或低频脉动电流信号，驱动所述电压转换器以撷取储能电容的能量并产生注入到直流母线上与低频脉动电流的大小相等但相位相反的补偿电流，用以抵消低频脉动电流；
在提供直流电压给逆变器的直流母线之间串联连接有第一组电容和第二组电容；
所述电压转换器包括：
串联在第一组和第二组电容之间的一个中间节点与一个第二参考节点之间的第一和第二开关；以及
串联连接在第一参考节点与第二参考节点之间的第三和第四开关；
其中还在第一和第二开关间的互连节点与第三和第四开关间的互连节点之间设置有第一电感，所述电压转换器配置的储能电容连接在第一和第二参考节点之间；
直流母线中具有第一和第二母线，第一母线的电位高于第二母线的电位，在第二参考节点与第二母线之间串联有第二电感和换向开关，所述第一参考节点耦合到第一母线；
还在第二电感和换向开关的互连节点与第一参考节点之间设置有二极管，二极管的阳极连到第二电感和换向开关间的互连节点而阴极连到第一参考节点；
所述处理器驱动换向开关接通以给所述的储能电容充电；
所述处理器控制接通第一开关和关断第二开关，并控制互补的第三和第四开关交替接通从而产生与直流母线上的引起低频脉动电流的低频脉动电压大小相等但相位相反的按正弦波规律变化的补偿脉动电压。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于：
所述处理器驱动换向开关接通后再关断换向开关，藉此所述第二电感储存的能量进一步传递给储能电容。
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