CN102386769A

CN102386769A - 开关稳压器

Info

Publication number: CN102386769A
Application number: CN2011102207915A
Authority: CN
Inventors: 木村武士
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Cypress Semiconductor Corp
Priority date: 2010-09-03
Filing date: 2011-07-27
Publication date: 2012-03-21
Anticipated expiration: 2031-07-27
Also published as: JP5730520B2; US8698473B2; US20120056610A1; CN102386769B; JP2012055129A

Abstract

一种开关稳压器：第一开关元件和第二开关元件；逻辑单元，该逻辑单元通过使第一开关元件和第二开关元件执行开关操作，来向负载输出被从输入电压转换为恒定电压的输出电压；误差放大器，该误差放大器输出指示输出电压与第一参考电压之间的误差的第一信号；第一比较器，该第一比较器输入第一信号以及指示与负载中流动的负载电流成比例的输出电压的第二信号，并且基于第一信号和第二信号向逻辑单元输出使逻辑单元执行开关操作的控制信号；以及校正单元，该校正单元连接至误差放大器的输入侧，并且校正误差放大器的输入电压以将该输入电压减小到给定值或更低。

Description

开关稳压器

技术领域

这里讨论的实施例涉及开关稳压器(switching regulator)。

背景技术

电源电路被用在诸如移动电话和数码相机之类的电子设备中，其中输入电力被转换为给定的输出电力。广泛使用的电源电路的示例例如包括开关稳压器(或DC-DC变换器)，它拥有高效率并且可以减小尺寸。在电子设备中使用开关稳压器例如具有减小电子设备中的功耗的效果。

图12是示出开关稳压器200的配置示例的示图。开关稳压器200通过VIN而被供应以输入电压，并且将输出电压通过VOUT输出给负载50。通过将输入电压VIN转换为具有给定值的恒定电压，开关稳压器200可供应输出电压VOUT以使得负载50处不发生过电压。负载50例如是消耗电力的电阻器或元件，如CPU(中央处理单元)等。

开关稳压器200包括第一和第二开关元件11、12，平滑线圈13，电容器14，电阻器15，I/V转换电路16，第一比较器(PWM_COMP)17，逻辑单元18，误差放大器(反相放大器电路)19，第二比较器(PFM_COMP)20，时钟生成器电路21，OR(或)电路22，恒压源25、26，电容器27，电阻器28、29，反向电流检测比较器30以及输入端子31。积分电路24包括误差放大器19、恒压源25和电容器27。

开关稳压器200经由输入端子31接收外部控制信号(MODE(模式))的输入，并且基于此外部控制信号来以强制PWM(脉宽调制)模式或者PFM(脉频调制)/PWM自动切换模式(在下文中称为自动切换模式)进行操作。强制PWM模式例如是如下模式：在该模式中，开关稳压器200以给定周期(以给定占空比)输出输出电压VOUT，不管负载50的类型如何。自动切换模式例如是如下模式：在该模式中，开关稳压器200根据负载50的类型在PWM操作与PFM操作之间来回切换，以使得开关稳压器200在负载50是轻负载时以PFM操作并且在负载50是重负载时以PWM操作。例如，在输入作为外部控制信号的“HIGH(高)”后，开关稳压器200操作为强制PWM模式，并且在输入“LOW(低)”后，开关稳压器200操作为自动切换模式。自动切换模式例如可通过将暂停时段插入PWM操作(或强制PWM模式)中来实现。

开关稳压器200在强制PWM模式中的操作将首先被说明，跟着是对自动切换模式中的操作的说明。图13A到图13C是示出强制PWM模式期间的波形示例的示图。下面将参考这些波形图来说明强制PWM模式。

在图12中，例如，逻辑单元18起到了例如基于第一比较器17处的输出电压来接通和关断第一和第二开关元件11、12的驱动单元的作用。

例如，当第一比较器17的输出电压为“HIGH”时，逻辑单元18接通第一开关元件(或高侧MOS)11并且关断第二开关元件(或低侧MOS)12。在此情况下，针对输入电压VIN，输出了具有给定电压的输出电压VOUT(输出电压VOUT是导通的)。

例如当第一比较器17的输出电压为“LOW”时，逻辑单元18关断第一开关元件11并且接通第二开关元件12。在此情况下，没有电流在第一开关元件11中流动，因此输出电压VOUT是断开的。

第一和第二开关元件11、12例如分别包括pMOS和nMOS。

逻辑单元18在第一开关元件11接通时就关断第二开关元件，并且在第一开关元件11关断时就接通第二开关元件。逻辑单元18对第一和第二开关元件执行互相相反的开关操作。因此通过对第一和第二开关元件11、12执行这种开关操作，针对输入电压VIN，逻辑单元18使得具有给定电压值的输出电压VOUT能够被生成并输出至负载50。

在第一开关元件11的接通后，电流在电阻器15中流动并且I/V转换电路16将该电流转换为电压。I/V转换电路16向第一比较器17的负侧输入端输出转换后的电压。这里，当第一开关元件11被接通时输出电压被供应给负载50，因此负载电流在负载50中流动。也就是说，负载50中流动的负载电流的增大必然伴有(entail)第一开关元件11中流动的电流的增大和I/V转换电路16的输出电压的上升。相反，当负载电流减小时，I/V转换电路16的输出电压降低。因此，在负载电流与I/V转换电路16的输出电压之间存在比例关系。I/V转换电路16向第一比较器17以与负载电流成比例的输出电压的形式输出第二信号。

来自I/V转换电路16的输出电压被输入至第一比较器17的负输入侧，同时误差放大器19的输出电压被输入至第一比较器17的正输入侧，它决定了开关稳压器200的输出电压(或占空比)的脉冲宽度。图13B和图13C是示出第一比较器(PWM_COMP)17的输出电压与两个开关元件11、12间的连接点LX处的输出电压之间的关系的示图。如上所述，当第一比较器17输出“HIGH”时，逻辑单元18接通第一开关元件11，并且当第一比较器17输出“LOW”时，逻辑单元18关断第一开关元件11。结果，通过逻辑单元18的操作，第一比较器17输出接通或关断第一和第二开关元件11、12的控制信号。从而决定了输出电压VOUT的占空比。

返回到图12，误差放大器19是放大输出电压VOUT与参考电压Voref之间的误差并且向第一比较器17输出指示放大后的误差的第一信号的反相放大器电路。接下来考虑误差放大器19的输出电压。

图13A是示出误差放大器19的输出电压与I/V转换电路16的输出电压之间的关系的示例的示图。当以强制PWM模式操作时，开关稳压器200以恒定的占空比输出输出电压VOUT。然而，可以想到，输出电压VOUT可能降到给定电压值(在下文中称为第一特定电压值)以下。输出电压VOUT这里被输入至误差放大器19的负输入侧，结果误差放大器19的输出电压上升。当误差放大器19的输出电压上升时，被输入至第一比较器17的正输入侧的电压变得比输出电压VOUT下降前的时候更大，因此“HIGH”输出的时间同样变得比以前更长。结果，逻辑单元18接通第一开关元件11的时间变得更长，并且输出电压VOUT上升。相反，当输出电压VOUT等于或高于第一特定电压值时，开关稳压器200进行操作以降低输出电压VOUT，以便使得能够以恒定占空比来供应输出电压VOUT。作为上述的结果，处于恒定占空比的输出电压VOUT可被维持。一般地，当I/V转换电路16的输出电压和误差放大器19的输出电压相等时，输出具有恒定占空比的输出电压VOUT。开关稳压器200因此以如上所述的强制PWM模式来操作。

接下来说明自动切换模式。图14A到图14D是示出自动切换模式期间各种单元中的波形示例的示图。自动切换模式是其中PWM操作和PFM操作彼此交替的模式。PFM操作是通过将暂停时段插入PWM操作中来执行的。

例如，当负载50是重负载时，开关稳压器200以与强制PWM模式中相同的方式而操作为PWM模式。例如，当负载50的负载电流降到给定电流值以下时，I/V转换电路16的输出电压逐渐降低。在PWM操作中，I/V转换电路16的输出电压和误差放大器19的输出电压相等。因此，当I/V转换电路16的输出电压降低时，误差放大器19的输出电压降低。

误差放大器19的输出电压被输入至第二比较器20。当误差放大器19的输出电压等于或低于第二比较器20的负输入(参考电压被输入)时，第二比较器20的输出电压(PFM_COMP输出)从“HIGH”切换为“LOW”(例如，图14B和图14C)。此时，来自OR电路22的“LOW”被输入给逻辑单元18，开关操作被中止，并且进入到暂停状态。当处于暂停状态时，开关稳压器200输出电容器14中存储的电荷作为输出电压VOUT。

此后，电容器14中存储的电荷被输出给负载50，并且输出电压VOUT更进一步降低。通过被输入至误差放大器19的负输入侧的输出电压VOUT的降低，误差放大器19的输出电压随后再次上升。在第二比较器20中，正输入(误差放大器19的输出电压)此后变得等于或大于负输入(参考电压被输入)。第二比较器20的输出电压(PFM_COMP输出)然后从“LOW”转变为“HIGH”；来自OR电路22的“HIGH”被输入至逻辑单元18；并且PWM操作被执行。在自动切换模式期间，开关稳压器200在暂停状态与PWM操作之间交替(例如，图14C)。通过变化暂停时段和PWM操作时段的周期，并且通过变化它们之间的比例，开关稳压器200被带到开关稳压器200总体执行PFM操作的状态。

当负载50从轻负载改变为重负载时，误差放大器19的输出电压变得等于或高于第二比较器20的负输入，结果第二比较器20恒定地输出“HIGH”。因此，逻辑单元18执行开关操作，并且开关稳压器200恒定地执行PWM操作。以上因此已描述了自动切换模式的操作示例。

在图12中，反向电流检测比较器30是检测线圈13中的线圈电流的反向电流的比较器(反向电流是经由线圈13和第二开关元件12从输出电压VOUT流向GND的电流)。反向电流检测比较器30在自动切换模式期间进行操作。当在第二开关元件12被接通的状态中由反向电流检测比较器30检测到反向电流时(反向电流检测比较器30输出“HIGH”时)，逻辑单元18关断第二开关元件12从而防止反向电流。因此，在开关稳压器200中，通过由逻辑单元18防止线圈电流的反向电流，在自动切换模式期间，输出电压VOUT的功率效率可保持在给定效率或者更高。

非专利文献1：A study of the slope compensation scheme of a current-mode DC-DC converter to obtain the input and output independent frequencycharacteristics，Chihiro KAWABATA and two others，Proceedings of the IEICEGeneral Conference 2008，Electronics(2)121，2008-03-05

下面说明开关稳压器200的问题。图15A到图15D是用于说明这样的问题的示图。

在自动切换模式中的PWM操作中，如上所述，负载电流降到给定电流值或更低伴随着I/V转换电路16的输出电压的降低、以及误差放大器19的输出电压降到第二特定电压值或更低。结果误差放大器19的负输入增大(例如，图14A、图15B)。当误差放大器19的负输入变得等于或大于正输入(参考电压Voref)时，误差放大器19的输出电压降低。误差放大器19的输出电压被输入至第二比较器20的正侧，以使得当其输出电压变得等于或低于负输入(参考电压)时第二比较器20输出“LOW”给逻辑单元18并且进入暂停状态。

在自动切换模式中的这样的暂停状态中，当“HIGH”(强制PWM模式)作为外部控制信号而被输入给开关稳压器200时，逻辑单元18执行开关操作。在此情况下，误差放大器19的负侧输入电压变得高于正侧参考电压Voref(例如，图15B)。结果，开关稳压器200错误地输出等于或高于第一特定电压值的输出电压VOUT。误差放大器19中的负侧输入电压现在高于正侧参考电压Voref，并且误差放大器19的输出电压(第一比较器17的正侧输入电压)变得等于或低于第一比较器17的负输入侧电压。第一比较器17使逻辑单元18进行操作以缩短第一开关元件11的导通时间，从而减小输出电压VOUT。结果，如图15D所示，开关稳压器200的输出电压VOUT显著地摆向负电压。

因此，当开关稳压器200处于自动切换模式中的暂停状态的同时，在强制PWM模式被作为外部控制信号而输入时，输出电压显著地波动。

发明内容

因此，本发明的一个方面中的一个目的是提供其中抑制了输出电压波动的开关稳压器。

根据本发明的一个方面，一种用于将输入电压转换为给定的恒定电压并且向负载输出该恒定电压作为输出电压的开关稳压器，所述开关稳压器包括：第一开关元件和第二开关元件；逻辑单元，所述逻辑单元通过使所述第一开关元件和所述第二开关元件执行开关操作，来向所述负载输出被从所述输入电压转换为恒定电压的所述输出电压；误差放大器，所述误差放大器输入所述输出电压和第一参考电压，并且输出指示所述输出电压与所述第一参考电压之间的误差的第一信号；第一比较器，所述第一比较器输入所述第一信号以及指示与所述负载中流动的负载电流成比例的输出电压的第二信号，并且基于所述第一信号和所述第二信号向所述逻辑单元输出使所述逻辑单元执行所述开关操作的控制信号；以及校正单元，所述校正单元连接至所述误差放大器的输入侧，并且校正所述误差放大器的输入电压以将该输入电压减小到给定值或更低。

附图说明

图1是示出开关稳压器的配置示例的示图；

图2A到图2G是示出在模式切换期间的波形示例的示图；

图3A到图3E是示出在模式切换期间的波形示例的示图；

图4A到图4E是示出在模式切换期间的波形示例的示图；

图5是示出模式控制电路的配置示例的示图；

图6A到图6H是示出模式控制电路中的波形示例的示图；

图7是示出误差放大器校正电流源的配置示例的示图；

图8A是用于说明误差放大器校正电流源的配置示例的示图，并且图8B是用于说明其操作示例的示图；

图9A是用于说明误差放大器校正电流源的配置示例的示图，并且图9B是用于说明其操作示例的示图；

图10A是用于说明误差放大器校正电流源的配置示例的示图，并且图10B是用于说明其操作示例的示图；

图11是示出开关稳压器的另一配置示例的示图；

图12是示出开关稳压器的配置示例的示图；

图13A到图13C是示出强制PWM模式期间的波形示例的示图；

图14A到图14D是示出自动切换模式期间的波形示例的示图；并且

图15A到图15D是示出在模式切换期间的波形示例的示图。

具体实施方式

接下来说明用于实施本发明的实施例。

<总体配置的示例>

首先将说明开关稳压器的总体配置的示例。图1是示出开关稳压器100的配置示例的示图。与图11的那些元件相同的构成元件被标以相同的标号。

开关稳压器100还包括模式控制电路(MODE_CNT)23和误差放大器校正电流源40。

模式控制电路23接收外部控制信号(MODE)的输入和第二比较器(PFM_COMP)20的输出电压，并且输出控制信号(CNT)给误差放大器校正电流源40，输出模式信号(MODE1)给反向电流检测比较器30和第二比较器20。

由模式控制电路23输出的控制信号(CNT)例如是用于操作误差放大器校正电流源40的控制信号。模式控制电路23响应于外部控制信号(MODE)和来自第二比较器(PFM_COMP)20的信号而通过输出“HIGH”作为控制信号(CNT)来使误差放大器校正电流源40进行操作，并且通过输出“LOW”来中止误差放大器校正电流源40的操作。

模式信号(MODE1)是用于操作反向电流检测比较器30和第二比较器20的控制信号。例如，模式控制电路23当外部控制信号是“LOW”(自动切换模式)时输出“LOW”，以操作反向电流检测比较器30和第二比较器20。模式控制电路23的详细配置示例等将在稍后说明。

外部控制信号(MODE)经由输入端子31而被输入，并且例如当“HIGH”时指示强制PWM模式、当“LOW”时指示自动切换模式。开关稳压器100基于外部控制信号(MODE)的输入来移到强制PWM模式或自动切换模式，并且根据各个模式来进行操作。

误差放大器校正电流源40基于控制信号(CNT)输出校正电流。以误差放大器校正电流源40向误差放大器19的负输入侧输出的校正电流的方式，误差放大器19的负侧输入电压可被减小到给定值或更低。图1示出误差放大器校正电流源40作为校正单元70的示例，所述校正单元70以该输入电压被减小到给定值或更低的方式来校正该输入电压。

如上所述，在自动切换模式期间的暂停状态中，开关稳压器100被带到这样的状态：误差放大器19的负侧输入电压高于参考电压(例如，图15B)。在此状态中，移到强制PWM模式使得输出电压VOUT显著地朝负电压摆动。因此，以误差放大器校正电流源40输出的校正电流的方式，误差放大器19的负侧输入电压被减小到给定值或更低，结果输出电压VOUT的波动可被抑制。误差放大器校正电流源40的详细配置示例等将在稍后说明。

接下来将描述开关稳压器100总体的操作。模式控制电路23和误差放大器校正电流源40将在其后详细说明。

<总体操作示例>

图2A到图2G是示出在自动切换模式中的暂停状态移到强制PWM模式的示例中的、开关稳压器100的各种单元中的波形示例的示图。将参考这些图来说明操作。

在自动切换模式中，当误差放大器19的输出电压(或第一信号)变得等于或低于第二比较器20的负侧输入电压(参考电压)时，第二比较器20输出“LOW”作为第三信号，于是逻辑单元18被带到暂停状态(例如，图2C和图2D)。在此情况下，误差放大器19的输出电压变得等于或低于第二特定电压值并且等于或高于误差放大器19的负输入侧的参考电压Voref(例如，图2B)。

在此状态中，在作为外部控制信号的“HIGH”(强制PWM模式)的输入(图2A)后，模式控制电路23输出“HIGH”作为控制信号(CNT)(例如，图2E)。结果误差放大器校正电流源40输出校正电流。

以该校正电流的方式，误差放大器19的负输入侧的输入电压比传统情况下(例如，如图2B中的虚线所表示的)降低得更快，以使得输入电压变得等于参考电压Voref所用的时间比传统情况下更短。

在误差放大器19的负输入侧电压的降低后，误差放大器19的输出电压逐渐上升(例如，图2C)。当误差放大器19的负输入侧电压变得低于正输入侧的电压时，误差放大器19的输出电压变得高于参考负输入侧电压，并且第二比较器20输出“HIGH”(例如，图2D)。

在检测到由第二比较器20作为第三信号输出的“HIGH”后，模式控制电路23输出“LOW”作为控制信号(CNT)。结果，误差放大器校正电流源40的校正电流的输出被中止(例如，图2E)。

在检测到第二比较器20对“HIGH”的输出后，逻辑单元18执行PWM操作。通过发起此PWM操作，第一比较器17基于I/V转换电路16的输出电压(或第二信号)来检测输出电压VOUT等于或低于第一特定电压值。当误差放大器19的负输入侧电压(输出电压VOUT)变得等于或低于参考电压Voref时，误差放大器19的输出电压上升为等于或高于第二特定电压值。在第一比较器17中，第一信号(误差放大器19的输出电压)变得高于第二信号(I/V转换电路16的输出电压)。结果，第一比较器17输出“HIGH”，并且逻辑单元18被控制以接通第一开关元件11。结果可使输出电压VOUT上升(例如，图2G)。

也就是说，在从第二比较器20检测到作为结果的到PWM模式的移行后，模式控制电路23中止校正电流。在此时，逻辑单元18也执行开关操作，结果输出电压VOUT的波动被抑制。

结果，在开关稳压器100中，当在自动切换模式中进入到暂停状态时，在切换至强制PWM模式后也可抑制输出电压VOUT的波动。

当第二比较器20的输出电压为“HIGH”(PWM模式)时，逻辑单元18由于来自第二比较器20的输出电压“HIGH”而执行开关操作。在这样的状态中，输出电压VOUT被控制为通常PWM操作并且其波动被抑制，不改变逻辑单元18的开关操作，即使“HIGH”(强制PWM模式)作为外部控制信号而被输入也是如此。

例如，如上所述，当输出电压VOUT变得等于或低于第一特定电压值时，误差放大器19的输出电压变为高于第一比较器17的负输入的电压(高于第二信号的第一信号)。在此情况下，第一比较器17的输出电压为“HIGH”。因此，逻辑单元18接通第一开关元件11并且使输出电压VOUT上升。当输出电压VOUT变得大于第一特定电压值时，误差放大器19的输出电压变得等于或低于第一比较器17的负输入侧电压。因为I/V转换电路16的输出电压(第二信号)高于误差放大器的输出电压(第一信号)，所以第一比较器17输出“LOW”。结果，第一比较器17以这样的方式被控制：向逻辑单元18输出使得关断第一开关元件11的控制信号。结果输出电压VOUT降低。在PWM操作(强制PWM模式)中，开关稳压器100重复以上操作，结果抑制了输出电压VOUT的波动。

在此情况下，因为第二比较器20的输出为“HIGH”，所以模式控制电路23不输出“HIGH”作为控制信号(CNT)。因此，没有校正电流被输出(例如，图2E)。

此外，在从作为外部控制信号的“HIGH”(强制PWM模式)改变为“LOW”(自动切换模式)后，输出电压VOUT没有显著地波动。此情况的原因在下面说明。

<在从强制PWM模式移到自动切换模式后输出电压VOUT没有显著地波动的原因>

图3A到图3E是示出在从强制PWM模式移到自动切换模式前后PWM模式中的操作的示例的波形示例的示图。

即使当外部控制信号从“HIGH”切换为“LOW”时(例如，图3A)，第二比较器(PFM_COMP)20的输出电压在切换前后也为“HIGH”(PWM模式)(例如，图3C)。因此，逻辑单元18中的开关操作没有改变。也就是说，逻辑单元18在强制PWM模式期间执行开关操作。此时即使在自动切换模式中，处于执行PWM操作的状态中的第二比较器20的输出电压也为“HIGH”，并且逻辑单元18继续执行开关操作。当在开关稳压器100中正在执行开关操作时，如上所述，抑制了输出电压VOUT的波动(例如，图3E)。

图4A到图4E是示出暂停状态紧跟着从强制PWM模式到自动切换模式的移行的情况下的波形示例的示图。

在模式移行之后，第二比较器20的输出电压为“LOW”，由此逻辑单元18进入暂停状态(例如，图4D)。

在进入暂停状态后，输出电压VOUT逐渐降低。在此情况下，输出电压VOUT被输出至误差放大器19的负输入侧，结果误差放大器19的输出电压相反地上升(例如，图4C)。

在第二比较器20处，正侧输入电压(误差放大器19的输出电压)变得高于负侧参考电压，因此“HIGH”被输出。结果，逻辑单元18执行开关操作(执行PWM操作)(例如，图4D)。

最终，开关稳压器100以重复暂停状态和实施PWM操作的状态(突发状态)的通常PFM来进行操作。虽然输出电压VOUT在暂停状态中降低，但是输出电压VOUT的波动可以在实施PWM操作的状态中被抑制。输出电压VOUT的波动因此总体地被抑制。

如上所述，即使在从强制PWM模式移到自动切换模式后，输出电压VOUT也没有波动超过给定的程度。

接下来详细说明模式控制电路23和误差放大器校正电流源40。

<模式控制电路>

接下来详细说明模式控制电路23。例如，当第二比较器20的输出电压为“LOW”(暂停状态)(强制PWM模式)时，在作为外部控制信号(MODE)的“HIGH”的输入后，模式控制电路23输出“HIGH”作为控制信号(CNT)。结果，模式控制电路23接通误差放大器校正电流源40。

在此状态中，当第二比较器20的输出电压为“HIGH”(PWM模式)时，模式控制电路23输出“LOW”作为控制信号(CNT)。结果，模式控制电路23关断误差放大器校正电流源40。

在输入作为外部控制信号的“LOW”后，模式控制电路23输出“LOW”作为模式信号(MODE1)，以操作反向电流检测比较器30和第二比较器20。

模式控制电路23可具有使得能够维持诸如上述输入输出关系之类的输入输出关系的电路配置。图5是示出模式控制电路23的配置示例的示图。模式控制电路23包括NOT(非)电路230、OR电路231、第一AND(与)电路232、第一D型触发器233、延迟电路234、第二AND电路235、第二D型触发电路236以及第三AND电路237。

图6A到图6H是示出模式控制电路23的各种单元的波形示例的示图。模式控制电路23的操作将参考图6A到图6H来说明。

当外部控制信号(MODE)为“LOW”(自动切换模式)时，外部控制信号“LOW”被输入至第一D型触发器233的“Reset(复位)”输入端，由此第一D型触发器被复位。此后，第一D型触发器233中，“LOW”输出电压被从Q输出端(D1Q)输出，并且“HIGH”输出电压被从XQ输出端(D1XQ)输出(例如，图6E和图6F)。外部控制信号和第一D型触发器233的XQ输出被输入给第三AND电路237。然而，外部控制信号为“LOW”，因此其输出电压为“LOW”。结果，模式控制电路23向误差放大器校正电流源40输出“LOW”作为控制信号(CNT)(例如，图6G)。对比地，“LOW”也被输入至第二D型触发器236的“Reset”输入端，因此“LOW”被第二D型触发器236的Q输出端所输出。因此，模式控制电路23输出“LOW”作为模式信号(MODE1)(例如，图6H)。

接下来，在作为外部控制信号的“HIGH”(强制PWM模式)的输入后，第一AND电路232的输出电压ck1为“LOW”，并且第一D型触发器233的Q输出端和XQ输出端处的输出电压分别被保持在“LOW”和“HIGH”状态。第三AND电路237的两个输入都是“HIGH”，因此“HIGH”被输出。在此情况下，因此，模式控制电路23输出“HIGH”作为控制信号(CNT)。对比地，第二比较器20的输出电压为“LOW”，因此第二AND电路235的输出电压ck2保持在“LOW”，并且第二D型触发器236的Q输出端处的电压被输出为“LOW”，它是第一D型触发器233的Q输出的电压。在此情况下，因此，模式控制电路23输出“LOW”作为模式信号(MODE1)(例如，图6H)。

接下来，当第二比较器20的输出电压为“HIGH”(PWM模式)时，第一AND电路232的输出电压ck1为“HIGH”，第一D型触发器233的Q输出端处的电压为“HIGH”，并且XQ输出端处的电压为“LOW”(例如，图6C、图6E和图6F)。第三AND电路237处的输入电压之一(第一D型触发器233的XQ输出)为“LOW”，因此输出电压为“LOW”。在此情况下，因此，模式控制电路23输出“LOW”作为控制信号(CNT)。同时，作为第一D型触发器233的Q输出端处的电压的“HIGH”经由延迟电路234被输入给第二AND电路235。自第二比较器20的输出变为“HIGH”以来，在给定时间已流逝之后，第二AND电路235的输出电压ck2被输出为“HIGH”。自第二比较器20的输出变为“HIGH”以来，在给定时间已流逝之后，第二D型触发器236的Q输出端处的电压也被输出为“HIGH”。在此情况下，因此，模式控制电路23输出“HIGH”作为模式信号(MODE1)。

因此已如上所述地说明了模式控制电路23的操作。

在从自动切换模式中的暂停状态移到PWM操作状态后(第二比较器输出为“HIGH”)，模式信号(MODE1)没有变为“HIGH”，但是在给定时间段已流逝之后，模式信号(MODE1)变为“HIGH”。结果，在反向电流检测比较器30中，操作被中止(在输入“HIGH”后模式信号被中止)前的时间段被扩展了给定时间段，并且用于检测第二开关元件12中流动的电流的反向电流的时间段类似地被扩展了给定时间段。

<误差放大器校正电流源>

接下来详细说明误差放大器校正电流源40。例如，误差放大器校正电流源40当模式控制电路23的控制信号(CNT)为“HIGH”时输出校正电流，并且当模式控制电路23的控制信号(CNT)为“LOW”时中止操作。此校正电流可被设置以使得误差放大器19的负输入侧电压被减小到给定值或更低(例如，图2B)。图7到图10B是示出以这样的方式操作的误差放大器校正电流源40的配置示例的示图。

首先将说明图7。图7所示的误差放大器校正电流源40包括恒流源(V’IN)，第一和第二nMOS 401、402，以及开关电路403。彼此相连并且连接到地的第一和第二nMOS 401、402的源极构成了电流镜电路。第二nMOS 402的漏极侧连接至点X(例如，图1)，并且经由该点X连接至误差放大器19的负输入侧。

误差放大器校正电流源40的操作示例如下。在输入模式控制电路23的作为控制信号(CNT)的“LOW”后，接通开关电路403。结果，由恒流源(V′IN)输出的电流没有流向第nMOS 402，而是经由开关电路403流向了接地面。电流没有从恒流源(V′IN)流向第二nMOS 402，因此没有校正电流流动。当作为控制信号(CNT)的“HIGH”被输入给开关电路403时，关断开关电路403。结果，来自恒流源(V′IN)的恒定电流流向第一和第二nMOS 401、402，并且校正电流I以图7中的箭头所指示的方向流向第二nMOS 402的漏极侧。以校正电流I的方式，误差放大器19的负输入侧电压被降低到给定值或更低。

图8A示出另一个误差放大器校正电流源40的配置示例。误差放大器校正电流源40包括Gm放大器(反相放大器电路)405和恒压源404。例如，Gm放大器405操作为将电压转换成电流的跨导放大器。恒压源404供应与被输入给误差放大器19的正侧的参考电压Voref相同的电压值。

操作例如如下。具体地，Gm放大器405在作为控制信号(CNT)的“LOW”的输入后不进行操作，但是Gm放大器405在“HIGH”的输入后进行操作。当参考电压Voref被输入至Gm放大器405的负侧输入端并且正侧输入电压高于该参考电压Voref时，校正电流I以图8A指示的方向流动。Gm放大器405的正侧输入端经由点X而连接至误差放大器19的负侧输入端。最终，当误差放大器19的负侧输入电压变得高于参考电压Voref时，校正电流I被输出(例如，图8B)。Gm放大器405根据参考电压与误差放大器19的输入电压之间的差来输出校正电流I。

图9A示出误差放大器校正电流源40的配置示例。相对于图8A所示的误差放大器校正电流源40，图9A所示的误差放大器校正电流源40还包括用于施加偏移电压的恒压源406。即使误差放大器19的负侧输入电压高于参考电压Voref，校正电流也不立刻流动。当误差放大器19的负侧输入电压高于参考电压Voref给定电压时，参考校正电流I才流动(例如，图9B)。Gm放大器405根据参考电压与误差放大器19的输入电压之间的并且包括偏移电压的差，来输出校正电流I。以校正电流I的方式、误差放大器19的负侧输入电压被减小到给定值或更低的特征与图8A中的示例相同。然而，这里，例如考虑到其他电路组件中的延迟，校正电流I在给定时间段之后流动。

图10A示出误差放大器校正电流源40的配置示例。在此误差放大器校正电流源40中，多个nMOS 410到416连接在Gm放大器405前后。多个nMOS 410到416中的一些形成电流镜电路，并且一些构成跨导线性(translinear)电路。跨导线性电路例如是以如下方式连接的电路：在闭环中，当顺时针方向上的半导体元件的数目和逆时针方向上的半导体元件的数目相同时，则顺时针方向上的电流密度的积和逆时针方向上的电流密度的积相同。在图10A的示例中，跨导线性电路由nMOS 410到413的闭环形成。包括跨导线性电路的误差放大器校正电流源40连接至误差放大器19的负输入侧，并且因此以如下方式进行操作：当电压变得高于参考电压Voref时，校正电流I沿Gm放大器405的负输入侧的方向流动。在此情况下，当误差放大器19的负输入侧高于参考电压Voref时，依靠跨导线性电路，校正电流I呈现了逐渐更高的值(例如，图10B)。

图11是示出开关稳压器100的另一配置示例的示图。开关稳压器100包括作为校正单元70的示例的开关电路42以及第一和第二电阻器29、41，所述校正单元70校正误差放大器19的负输入侧电压以便减小到给定值或更低。

此情况下的操作例如如下。具体地，例如，在作为控制信号(CNT)的“LOW”的输入后，开关电路42断开开关。在此情况下，区间Y处的组合电阻值为(r1+r2)，其中r1、r2表示第一和第二电阻器29、41的电阻。例如，在作为控制信号(CNT)的“HIGH”的输入后，开关电路42接通开关。在此情况下，开关是导通的，因此区间Y处的组合电阻值为r1。通过开关电路42进行的开关的断开到接通(从控制信号(CNT)的“LOW”到“HIGH”的切换)，组合电阻值从(r1+r2)改变为r1。以上配置的特性是通过对以上组合电阻值的修改(对反馈电阻比的修改)，在给定时间段中，误差放大器19的负输入侧电压被减小到给定值或更低。图11所示的开关电路42以及第一和第二电阻器29、41被配置为使误差放大器19的负输入侧电压通过反馈电阻比的改变而被减小到给定值或更低，而不是引出校正电流I的流动。以修改第一和第二电阻器29、41的反馈电阻比的方式，通过开关电路42进行的开关，误差放大器19的负输入侧电压被减小到给定值或更低。

<其他示例>

在上述示例中，已描述了第一比较器17的误差放大器19连接至误差放大器19的输出端并且负输入侧连接至I/V转换电路16的输出端的配置。第一比较器17的输入可被反转，以使得I/V转换电路16的输出端连接至正输入侧并且误差放大器19的输出端连接至负输入侧。在此情况下，第一比较器17的输出电压相对于上述示例中的“HIGH”和“LOW”而被反转。因此，逻辑单元18可在“LOW”时接通第一开关元件11，并且在“HIGH”时接通第二开关元件12。

输入在第二比较器20中被类似地反转。正输入侧因此可连接至恒压源26的输出，并且负输入侧连接至误差放大器19的输出。同样在此情况下，第二比较器20中的输出电压相对于上述示例中的输出反向地被输出，以使得在自动切换模式操作期间，逻辑单元18在“HIGH”的输入后执行暂停状态并且在“LOW”的输入后执行PWM操作。

本实施例实现了对输出电压波动进行抑制。

这里陈述的所有示例和条件性语言希望是出于教导的目的，以帮助读者理解发明人为促进本领域而贡献的本发明和概念，并且这里陈述的所有示例和条件性语言要被理解为没有限制到这样具体陈述的示例和条件，说明书中对这样的示例的组织也不涉及展示本发明的优势和劣势。虽然本发明的实施例已被具体地描述，但是应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可于此进行各种改变、替换和变更。

Claims

1.一种用于将输入电压转换为给定的恒定电压并且向负载输出该恒定电压作为输出电压的开关稳压器，所述开关稳压器包括：

第一开关元件和第二开关元件；

逻辑单元，所述逻辑单元通过使所述第一开关元件和所述第二开关元件执行开关操作，来向所述负载输出被从所述输入电压转换为恒定电压的所述输出电压；

误差放大器，所述误差放大器输入所述输出电压和第一参考电压，并且输出指示所述输出电压与所述第一参考电压之间的误差的第一信号；

第一比较器，所述第一比较器输入所述第一信号以及指示与所述负载中流动的负载电流成比例的输出电压的第二信号，并且基于所述第一信号和所述第二信号向所述逻辑单元输出使所述逻辑单元执行所述开关操作的控制信号；以及

校正单元，所述校正单元连接至所述误差放大器的输入侧，并且校正所述误差放大器的输入电压以将该输入电压减小到给定值或更低。

2.根据权利要求1所述的开关稳压器，其中所述校正单元是误差放大器校正电流源，所述误差放大器校正电流源输出一校正电流，该校正电流使所述误差放大器的输入电压被减小到所述给定值或更低。

3.根据权利要求2所述的开关稳压器，其中所述误差放大器校正电流源包括恒流源和电流镜电路，所述电流镜电路连接至所述恒流源并且输出从所述恒流源输出的、作为所述校正电流的恒定电流。

4.根据权利要求2所述的开关稳压器，其中所述误差放大器校正电流源包括供应参考电压的恒压源、以及连接至所述恒压源并将电压转换为电流的Gm放大器，并且

所述Gm放大器根据所述误差放大器的输入电压与所述参考电压之间的差，来输出所述校正电流。

5.根据权利要求4所述的开关稳压器，还包括连接在供应所述参考电压的所述恒压源与所述Gm放大器之间的并且供应偏移电压的恒压源，其中

所述Gm放大器根据包括所述偏移电压的所述误差放大器的输入电压与所述参考电压之间的差，来输出所述校正电流。

6.根据权利要求4所述的开关稳压器，还包括连接在所述Gm放大器的输入端与输出端之间的多个半导体元件，其中

所述多个半导体元件形成闭环，并且以如下方式连接：当在所述闭环中的顺时针方向上的半导体元件的数目和逆时针方向上的半导体元件的数目相同时，所述顺时针方向上的每个半导体元件的电流密度的积和所述逆时针方向上的每个半导体元件的电流密度的积相同。

7.根据权利要求1所述的开关稳压器，其中所述校正单元包括第一电阻器和第二电阻器、以及修改所述第一电阻器和所述第二电阻器的反馈电阻比的开关电路，并且

所述开关电路通过变化所述反馈电阻比来使所述误差放大器的输入电压被减小到所述给定值或更低。

8.根据权利要求1所述的开关稳压器，还包括输入外部控制信号的输入端子，所述外部控制信号指示以恒定周期供应所述输出电压的第一模式、或者在所述第一模式中包括暂停时段的第二模式，其中

当所述开关稳压器处于所述第二模式中的所述暂停时段并且指示所述第一模式的所述外部控制信号被输入时，所述校正单元使所述误差放大器的输入电压被减小到所述给定值或更低。

9.根据权利要求8所述的开关稳压器，其中当所述开关稳压器从所述第二模式中的所述暂停时段移到所述第一模式时，所述校正单元中止对所述误差放大器的输入电压的校正。

10.根据权利要求9所述的开关稳压器，还包括检测所述第二开关元件中流动的反向电流的反向电流检测比较器，其中

当检测所述反向电流的信号被从所述反向电流检测比较器输入时，所述逻辑单元关断所述第二开关元件，直到自所述第二模式中的所述暂停时段移到所述第一模式以来给定时间段流逝为止。

11.根据权利要求1所述的开关稳压器，其中所述误差放大器是反相放大器电路，所述反相放大器电路在所述反相放大器电路的负输入侧输入所述输出电压并与所述校正单元相连接，并且在正输入侧输入所述第一参考电压。

12.根据权利要求1所述的开关稳压器，还包括输出所述第二信号的I/V转换电路。

13.根据权利要求1所述的开关稳压器，还包括第二比较器，所述第二比较器输入所述第一信号和第二参考电压，并且基于所述第一信号和所述第二参考电压、而在将暂停时段包括在以恒定周期供应所述输出电压的第一模式中的第二模式中输出指示所述第一模式或所述暂停时段的第三信号，其中

所述逻辑单元当所述第三信号指示所述第一模式时执行对所述第一开关元件和所述第二开关元件的开关操作，并且当所述第三信号指示所述暂停时段时中止该开关操作。

14.根据权利要求8所述的开关稳压器，还包括模式控制电路，所述模式控制电路输入所述外部控制信号和所述第三信号并且输出控制所述校正单元的操作的控制信号，其中，

所述模式控制电路输出控制信号去控制所述校正单元以便当指示所述暂停时段的所述第三信号和指示所述第一模式的所述外部控制信号被输入时进行操作，并且输出控制信号去控制所述校正单元以便当指示所述第一模式的所述第三信号被输入时停止操作。