KR101631669B1 - 공진 주파수 조정이 가능한 자기공명 무선 전력 전송장치 - Google Patents

공진 주파수 조정이 가능한 자기공명 무선 전력 전송장치 Download PDF

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Abstract

공진 주파수 조정이 가능한 자기공명 무선 전력 전송장치가 개시된다. 본 발명의 일 실시 예에 따른 무선 전력 전송장치는 구동 주파수 신호를 이용하여 무선 전력신호를 증폭하는 전력 증폭기와, 공진 탱크를 구성하고 공진 탱크의 공진 주파수를 이용하여 전력 증폭기에서 출력된 무선 전력신호를 자기공명을 통해 무선 송신하는 공진기와, 공진기에 인가된 주파수 또는 공진기에서 발생한 주파수 신호를 이용하여 듀티 비를 제어하여 공진기의 공진 주파수를 조정하는 공진 제어부를 포함한다.

Description

공진 주파수 조정이 가능한 자기공명 무선 전력 전송장치 {Magnetic resonance wireless power transmitting apparatus for tuning resonance frequency}
본 발명은 자기공명 무선 전력 전송기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 자기공명을 이용한 무선 전력 전송기술에 관한 것이다.
도 1은 일반적인 자기공명 무선 전력 전송 시스템의 구성도이다.
도 1을 참조하면, 자기공명 무선 전력 전송 시스템(1)은 무선으로 전력신호를 자기공명(magnetic resonance)을 통해 공급하는 전력 공급장치(Power Transmitting Unit: 이하 PTU라 칭함)(10)와 PTU(10)로부터 전력신호를 수신하는 전력 수신장치(Power Receiving Unit: 이하 PRU라 칭함)(12)를 포함한다.
PTU(10)는 전력 증폭기(power amp)(100)와 공진기(110)를 포함한다. 전력 증폭기(100)는 NMOS 트랜지스터 M1,M2(101,102)를 포함하고, 공진기(110)는 트랜지스터 Cs(111)와 인덕터 L(112)를 포함한다. 도 1에서는 전력 증폭기(100)를 Class-D로 한정하여 도시하였으나, Class-AB, Class-B로 대체될 수 있다. 전력 증폭기는 구동 주파수 fdrv(103)로 구동된다. 따라서, M1,M2(101,102)로 구성된 전력 증폭기(100)의 출력은 구동 주파수 fdrv(103)로 전원전압(supply voltage) VSUP(104)과 접지전압(ground voltage)(105) 사이에서 변하는 구형파 형태이다. 공진형 무선 전력 전송규격인 A4WP(Alliance for Wireless Power)에서는 구동 주파수 fdrv가 6.78MHz로 결정되어 있다. 전력 증폭기(100)의 출력은 커패시터 Cs(111)와 인덕터 L(112)로 구성된 공진기(110)에 인가된다. 이때 L(112)은 송신 안테나(TX antenna)의 등가 인덕턴스를 의미하고, Resr(113)은 안테나의 기생 저항 성분이다. PTU 공진기(110)의 공진 주파수 fR , PTU는 식 1과 같다.
Figure 112014074568010-pat00001
(1)
일반적으로 공진 주파수 fR , PTU는 구동 주파수 fdrv와 동일하도록 제어하며, 경우에 따라 전력 증폭기(100)의 효율을 증가시키기 위해 공진 주파수 fR , PTU를 구동 주파수 fdrv보다 약간 작게 하는 경우도 있다. 이 조건이 충족되면 트랜지스터 M1,M2(101,102)는 제로 전압 스위칭(zero-voltage switching: ZVS) 동작을 할 수 있기 때문에 스위칭 손실(switching loss)을 크게 개선할 수 있다.
한편, 무선 전력신호를 수신하는 PRU(12)는 커패시터 Cs1(122)와 안테나 역할을 하는 인덕터 L1(124)로 구성된 공진기(120)와, 다이오드 D1~D4로 구성된 정류기(rectifier)(130)와, DC-DC 변환기(DC-DC converter)(140)를 포함한다. 정류기(130)의 출력은 정류된 전압이므로 이것을 DC 전압으로 변환하기 위해 커패시터 CRECT를 이용한다. 커패시터 CRECT에 의해 생성된 DC 전압 VRECT를 DC-DC 변환기(140)를 사용하여 부하(Load)(150)에 적합한 전압으로 변환한 후에 부하(150)를 구동하게 된다. DC-DC 변환기(140)는 리니어(linear) 형태인 LDO, 레귤레이터(regulator) 등을 사용할 수도 있고, 스위칭 형태인 스위칭 컨버터, 충전 펌프(charge pump) 등을 사용할 수도 있으나 이에 한정되지는 않는다. 도 1에 도시된 바와 같이, 정류기(130)는 전파 정류형일 수 있으나, 반파 정류기를 사용하여도 구현이 가능하다. 정류기(130)는 도 1에 도시된 바와 같이 수동소자 다이오드 D1~D4를 이용하여 구현할 수도 있으나, 능동소자를 사용한 능동 정류기(active rectifier)로도 구현이 가능하다.
PRU 공진기(120)의 공진 주파수는 식 2와 같이 결정된다.
Figure 112014074568010-pat00002
(2)
PTU(10)와 PRU(12)의 각 공진기(110,120)의 공진 주파수가 서로 동일하고 두 안테나(112,124)가 가까운 거리에 있으면 자기공명(magnetic resonance)이 발생한다. 이때 PTU의 안테나(112)로부터 PRU의 안테나(124)로 에너지가 전달되게 된다.
만약 공진 주파수가 서로 상이한 경우 에너지 전송이 원활히 되지 않으므로 PTU(10)와 PRU(12)의 각 공진기(110,120)의 공진 주파수를 일치시키는 것이 매우 중요하다. PTU(10)와 PRU(12)의 공진 특성을 일치시키기 위해 일반적으로 수동소자 L, C를 조정(tuning)하는 방법을 사용한다. 그러나, 수동소자를 조정하는 방법은 물리적으로 L과 C를 조정하는 것이므로 생산성이 떨어지고 외부 요인에 의해 L과 C값이 변하는 경우에 대응하기가 쉽지 않다.
효율성 관점에서는 PTU(10)가 PRU(12)에서 요구하는 전력만큼을 전송하는 것이 가장 효율적이다. 그러나, 너무 많은 에너지를 전송하는 경우에는 PRU(12)의 VRECT 전압이 과도하게 상승하여 정류기(130)와 DC-DC 변환기(140)를 파괴할 수 있고, 에너지 전송이 너무 적은 경우에는 부하(150)에 원하는 전력을 공급할 수 없게 된다. 따라서, PTU(10)는 PRU(12)의 요구사항을 피드백 받아서 출력 전력을 제어하게 된다. A4WP에서는 블루투스(bluetooth) 통신을 이용하여 PTU(10)와 PRU(12) 사이에 통신을 하게 된다. PTU(10)에서 전력을 제어하는 방법은 크게 세 가지 방법이 있을 수 있다.
(1) 구동 주파수 제어
(2) 전력 증폭기 간헐 제어(Burst switching control)
(3) 전력 증폭기 전원전압 제어
구동 주파수 제어방식은 전력 증폭기(100)의 구동 주파수를 변경하는 것으로, PTU 공진기(110)에 공급되는 에너지를 변경할 수 있으므로 전력 제어가 가능하다. 공진형 인버터, 유도형 무선 전력 전송방식인 Qi나 PMA(Power Matters Alliance) 방식이 이러한 방식을 사용하고 있다. 그러나, A4WP와 같은 표준에서는 구동 주파수가 고정되어 있으므로 이와 같은 제어가 어렵다.
전력 증폭기 간헐 제어방식은 전력 증폭기(100)를 동작하거나 동작시키지 않게 함으로써 공진기(110)에 인가되는 평균 전력이 제어되게 하는 방식이다. 일종의 버스트 스위칭(burst switching) 동작이라 할 수 있다. 근거리 무선통신(NFC) 등이 이러한 방식으로 전력을 전송하고 있다. 이 방식은 전력 증폭기(100)의 구동 주파수와 버스트(burst) 주파수가 변조되는 형태로 주파수 스펙트럼(spectrum)이 발생하므로 방사되는 주파수가 일정 폭을 갖고 발생한다고 볼 수 있다. A4WP에서는 허용되는 주파수가 6.78±15kHz 정도이므로 이러한 제어를 할 수는 있으나, 이 대역폭을 넘어서지 않도록 유의해야 한다.
도 2는 전력 증폭기 전원전압 제어방식을 사용하는 자기공명 무선 전력 전송 시스템의 구성도이다.
도 2를 참조하면, 전원(Supply)(200)과 전력 증폭기(220) 사이에 위치하는 DC-DC 변환기(240)를 이용하여 전력 증폭기(220)의 전원전압 VSUP(250)을 제어하여 공진기(260)에 공급되는 에너지를 조절할 수 있다. 전술한 방식은 전력 증폭기(220)의 구조가 class-D가 아니더라도 사용 가능한 구조이므로 가장 유연한 방식이라 할 수 있다. 그러나, DC-DC 변환기(240)를 구성하기 위한 별도의 비용이 발생하고 DC-DC 변환기(240)의 손실이 무선 전력 전송 시스템의 전체 효율을 감소시킬 우려가 있다.
도 3은 스위치 소자를 제어하여 공급 전력을 제어하는 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 인덕터와 커패시터(300,310)를 이용한 공진 탱크로 에너지를 전달받아 다이오드(320,330)을 통해 DC로 변경한 후 제어회로(340)를 이용하여 부하(360)에 에너지를 공급한다. 이 경우, 제어회로(340)가 스위치 소자(350)를 제어하여 부하(360)에 공급되는 전력을 제어한다.
도 4는 클록 신호를 이용한 공진 주파수 제어방식을 사용하는 무선 전력 전송장치의 구성도이다.
도 4를 참조하면, Vout(400)이 원하는 전압이 되도록 N1(410)을 저항으로 동작시키기도 하고 별도의 클록 신호(clock signal)(420)를 사용하여 N1(410)을 스위치로 제어하여 Vout(400)을 제어하기도 한다. 이 방식은 공진기의 공진 주파수를 변화시켜서 공진 탱크로 수신되는 에너지를 조절하는 방식이다.
일 실시 예에 따라, 무선 전력 전송 시스템에서 공진 주파수를 능동적으로 제어할 수 있는 방법을 제안한다.
일 실시 예에 따른 무선 전력 전송장치는 구동 주파수 신호를 이용하여 무선 전력신호를 증폭하는 전력 증폭기와, 공진 탱크를 구성하고 공진 탱크의 공진 주파수를 이용하여 전력 증폭기에서 출력된 무선 전력신호를 자기공명을 통해 무선 송신하는 공진기와, 공진기에 인가된 주파수 또는 공진기에서 발생한 주파수 신호를 이용하여 듀티 비를 제어하여 공진기의 공진 주파수를 조정하는 공진 제어부를 포함한다.
공진기는 제1 커패시터와, 제1 커패시터와 직렬 연결된 인덕터와, 인덕터와는 병렬 연결되고 제1 커패시터와는 직렬 연결된 제2 커패시터와, 제2 커패시터와 직렬 연결된 스위치를 포함하며, 공진 제어부를 통해 스위치에 대한 듀티 비 제어에 의해 제2 커패시터가 충전되는 구간에 따라 공진 주파수가 조정될 수 있다.
공진 제어부는 공진기에 인가된 주파수 또는 공진기에서 발생한 주파수를 이용하여 스위치 구동신호를 생성하고 스위치 구동신호를 이용하여 공진기의 스위치를 구동하되 스위치의 듀티 비 제어를 통해 매 주기마다 커패시턴스 양을 능동적으로 제어하여 공진 주파수를 조정할 수 있다. 이때, 공진 제어부는 스위치의 게이트에 인가되는 조정전압을 가변하여 스위치의 듀티 비를 제어할 수 있다. 공진 제어부는 조정전압을 증폭하여 스위치의 듀티 비를 제어할 수 있다.
공진 제어부는 공진기에 인가된 신호 또는 공진기에서 발생한 신호로부터 주파수 성분을 추출하고 추출된 주파수 신호의 듀티 비를 직접 변경할 수 있다.
공진 제어부는 공진 주파수를 조정함에 따라 구동 주파수에 의해 전력 증폭기의 출력단이 공급하는 전류의 크기가 조정되어 전력 증폭기의 공급 전력을 조정할 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 전기적으로 공진 주파수를 조정할 수 있다. 즉, 수동소자를 조정해서 공진 주파수를 일치시키는 것이 아니라, 수동소자의 변경 없이 전기적 신호만으로 공진 주파수 조정이 가능하다. 구동 주파수 fdrv를 변경하지 않고도 공진 주파수 조정 및 전력 제어가 가능하므로 A4WP와 같은 표준에 적합하며 별도의 DC-DC 변환기가 없어도 제어가 가능하다. 공진 탱크의 공진 주파수가 원하는 주파수에서 틀어져 있는 경우에도 전력 제어가 가능하므로, 안테나의 인덕턴스 산포나 공진기 커패시터 산포에 대응하여 제어할 수 있다. 따라서, 재현성이 높은 무선 전력 전송 시스템을 구현할 수 있다. 나아가 공진 주파수를 조정함에 따라 공진기에 공급되는 에너지를 변경하여 PRU에 공급되는 전력을 제어할 수 있다.
도 1은 일반적인 자기공명 무선 전력 전송 시스템의 구성도,
도 2는 전력 증폭기 전원전압 제어 방식을 사용하는 자기공명 무선 전력 전송 시스템의 구성도,
도 3은 스위치 소자를 제어하여 공급 전력을 제어하는 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 4는 클록 신호를 이용한 공진 주파수 제어방식을 사용하는 무선 전력 전송장치의 구성도,
도 5는 직렬 공진 탱크를 가진 Class-D 전력 증폭기의 회로도,
도 6은 공진기의 커패시터 Cs 값을 변경하여 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 7은 CCL 공진 탱크를 가진 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 8은 도 7의 CCL 공진 탱크를 가진 무선 전력 전송장치에서 병렬 커패시터 Cs2를 이용한 공진 주파수 조정방법을 설명하기 위한 회로도,
도 9는 커패시터 뱅크(capacitor bank)와 스위치 어레이(switch array)를 이용한 공진 주파수 조정 방법을 설명하기 위한 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 10은 스위칭을 이용한 공진 주파수의 조정을 설명하기 위한 회로도,
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 공진 주파수 조정을 위한 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 듀티 제어를 통한 공진 주파수 조정 및 공급 전력 조정 예를 보여주는 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 13은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 TYPE-Ⅰ 방식의 매 주기 평균 커패시턴스(Cycle-by-cycle average capacitance) 제어에 의해 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 14는 도 13의 TYPE-Ⅰ 방식의 무선 전력 전송장치에서의 조정전압 Vtune(Vtune1 < Vtune2) 조정에 따른 커패시터 Cs2의 충전 기간의 변화를 도시한 파형도,
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 저전압으로 높은 가변 전압 범위를 형성하기 위한 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 16은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 TYPE-Ⅱ 방식의 직접 듀티 변경을 이용한 매 주기 평균 커패시턴스(Cycle-by-cycle average capacitance) 제어에 의해 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송장치의 회로도(a)와 Vtune 파형도(b),
도 17은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 TYPE-Ⅰ 방식을 이용한 풀 브리지 PTU와 PRU를 포함하는 무선 전력 전송 시스템의 구성도,
도 18은 본 발명의 일 실시 예에 따른 도 17의 풀 브리지 회로를 가진 무선 전력 전송 시스템에서 조정전압 Vtune 조정에 따른 전력 증폭기의 출력 전류(Class-D Output Current) 및 출력 전압(Class-D Output Voltage)의 파형도,
도 19는 조정전압 Vtune 조정에 따른 PRU의 VRECT 전압의 파형도,
도 20은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 TYPE-Ⅱ 방식의 평균 커패시턴스 제어를 이용한 무선 전력 전송 시스템을 도시한 회로도,
도 21은 도 20의 TYPE-Ⅱ 방식의 무선 전력 전송 시스템의 모의 실험 결과를 도시한 파형도,
도 22는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 TYPE-Ⅱ 방식의 무선 전력 전송 시스템에서 PRU에 공급되는 전력(power)과 듀티(duty: D)의 관계를 도시한 파형도,
도 23은 본 발명의 일 실시 예에 따른 복수 개의 조정회로와 복수 개의 커패시터를 이용하여 조정 범위 확대가 가능한 무선 전력 전송장치의 회로도,
도 24는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력 수신장치의 회로도,
도 25는 본 발명의 일 실시 예에 따른 부하 RL에 공급되는 전력을 도시한 파형도이다.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예들을 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명의 무선 전력 전송 시스템은 능동 공진 주파수 조정(tuning) 방법을 사용하여 공진 주파수(resonant frequency)를 조정한다. 공진 주파수 조정을 위해 별도의 클록 신호(clocking signal)를 사용하지 않고, 공진기 자체에 인가되는 주파수 성분 또는 공진기에서 발생하는 주파수 성분을 이용하여 듀티 비(duty ratio)를 제어하는 방식을 사용한다. 예를 들어, 별도의 클록 신호를 사용하여 전력 증폭기 또는 전력 수신장치의 공진 탱크(resonant tank)의 공진 주파수를 제어하는 것이 아니라, 공진기에 인가된 신호 또는 공진기에서 발생하는 신호로부터 동일한 주파수 신호를 추출하고 이 신호로부터 펄스의 폭을 나타내는 듀티 비를 제어하여 능동적으로 공진 주파수를 조정한다.
전술한 듀티 제어를 통한 공진 주파수 조정방법을 사용하면, 전력 공급장치(Power Transmitting Unit: 이하 PTU라 칭함)와 전력 수신장치(Power Receiving Unit: 이하 PRU라 칭함) 사이의 공진 특성이 틀어진 경우에도 조정이 가능하다. 또한, PTU에서 PRU로 공급되는 전력을 제어하는 것도 가능하다. 나아가, 구동 주파수 fdrv를 변경하지 않고도 공진 주파수 조정 및 전력 제어가 가능하므로 A4WP와 같은 표준에 적합하며 별도의 DC-DC 변환기가 없어도 제어가 가능하다. 공진 탱크의 공진 주파수가 원하는 주파수에서 틀어져 있는 경우에도 전력 제어가 가능하므로, 안테나의 인덕턴스 산포나 공진기 커패시터 산포에 대응하여 제어할 수 있다. 따라서, 재현성이 높은 무선 전력 전송 시스템을 구현할 수 있다.
이하, 도 5 내지 도 10을 참조로 하여 본 발명의 배경이 되는 이론을 설명하고, 도 11 내지 도 25를 참조로 하여 본 발명의 듀티 제어를 이용하여 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송 시스템 및 공진 주파수 조정방법에 대해 상세히 후술한다.
도 5는 직렬 공진 탱크를 가진 Class-D 전력 증폭기의 회로도이다.
도 5를 참조하면, Class-D 전력 증폭기(500)의 트랜지스터 M1,M2(502,504)는 구동 주파수 fdrv(506)에 의해 온(on)/오프(off)를 교번하는 방식을 통해 커패시터 Cs(522)와 인덕터 L(524)로 구성된 직렬 공진 탱크(520)에 에너지를 공급한다. 공진 주파수는 수식 3과 같으며, 공진 주파수는 구동 주파수 fdrv와 동일하거나 약간 낮은 정도가 되도록 조정하는 것이 일반적이다.
Figure 112014074568010-pat00003
(3)
안테나는 인덕터 L(524)로 모델링 가능하고, Resr(526)은 안테나가 가지고 있는 기생저항 성분을 등가화한 것이다. PRU에 고효율로 에너지를 전송하기 위해서는 PTU의 공진 주파수가 구동 주파수 fdrv 및 PRU의 공진 주파수와 동기화되어야 한다. 그러나, 커패시터 Cs(522)와 인덕터 L(524)은 산포 특성을 가지므로 일정한 공진 주파수를 유지하는 것이 쉽지 않고, 경우에 따라 커패시터 Cs(522)와 인덕터 L(524)의 값을 변경하여 물리적인 조정이 필요하게 된다.
도 6은 공진기의 커패시터 Cs 값을 변경하여 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 6을 참조하면, 인덕터 L(600)은 물리적인 형태가 정해져 있으므로 공진 주파수 조정을 위해 인덕터 L(600)을 변경하기는 쉽지 않고 크기도 큰 편이므로, 인덕터 L(600)을 조정하는 것보다 커패시터 Cs(610)를 조정하는 것이 좀 더 간편한 방법이라 할 수 있다. 커패시터 Cs(610)를 변경하면 공진 주파수를 변경할 수 있는데, 복수 개의 커패시터와 복수 개의 스위치를 이용하여 단락하거나 개방함으로써 커패시턴스(capacitance) 총량을 변경하여 커패시터 Cs(610)를 변화시킨 것과 동일한 효과가 나게 한다. 커패시터 Cs 조정방식은 개념적으로는 매우 간단하고도 확실한 제어 방법 중 하나이지만, 커패시터 Cs(610)의 양 단자 전압이 고정된 전압이 아니라 수시로 변하므로 반도체 스위치를 이용하여 이러한 방식을 구현하는 것은 쉽지 않은 일이다. 또한, 다수의 수동소자와 스위치가 필요하게 되므로 생산 단가가 상승하는 문제도 발생한다.
도 7은 CCL 공진 탱크를 가진 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 7을 참조하면, 커패시터 Cs1(710)은 안테나(730)와 직렬 연결되고, 커패시터 Cs2(720)는 안테나(730)와 병렬 연결되어 CCL 형태의 공진 탱크(700)를 구성한다.
이때 공진 주파수 fR은 다음 수식 4과 같이 변화된다.
Figure 112014074568010-pat00004
(4)
공진 주파수 fR은 커패시터 Cs1,Cs2(710,720)에 의해 결정된다.
도 8은 도 7의 CCL 공진 탱크를 가진 무선 전력 전송장치에서 병렬 커패시터 Cs2를 이용한 공진 주파수 조정방법을 설명하기 위한 회로도이다.
도 8을 참조하면, CCL 공진 탱크(800)를 가진 무선 전력 전송장치에서 병렬 커패시터 Cs2(810)를 가변시켜서 공진 주파수를 변경할 수 있다. 이때, 커패시터 Cs2(810)의 한쪽 노드가 접지(ground)(820)로 결정되어 있으므로 제어 회로 구현이 용이하다.
도 9는 커패시터 뱅크(capacitor bank)와 스위치 어레이(switch array)를 이용한 공진 주파수 조정 방법을 설명하기 위한 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 9를 참조하면, 다수의 커패시터(Cs2,Cs3,Cs4)(900,910,920)와 다수의 스위치(S1,S2,S3)(930,940,950)를 이용하여 공진 주파수 조정이 가능하다. 이때 공진 주파수는 다음 수식 5와 같은 범위 내에서 조정이 가능하다.
Figure 112014074568010-pat00005
(5)
식 4를 참조하면, 공진 주파수가 가장 높을 때는 모든 스위치(S1,S2,S3)(930,940,950)가 오프 되었을 때고, 가장 낮을 때는 모든 스위치(S1,S2,S3)(930,940,950)가 온 되었을 때이다. 전술한 방식을 통해 간단하게 주파수를 조정할 수 있지만, 많은 소자가 필요한 것이 단점이다. 특히 인덕터(960)의 전압은 공진 주파수 근처에서 매우 높을 수 있기 때문에, 스위치 (S1,S2,S3)(930,940,950)는 오프 시 높은 내압을 견딜 수 있어야 하므로 높은 내압을 갖는 소자가 되어야 한다.
도 10은 스위칭을 이용한 공진 주파수의 조정을 설명하기 위한 회로도이다.
스위치를 MOSFET과 같은 소자를 사용하는 경우, 스위치는 스위치의 게이트(gate)에 인가되는 전압에 따라 가변 저항으로 동작할 수 있다. 즉, MOSFET의 저항이 무한대라면 커패시터 Cs2로 전류가 흐르지 않으므로 커패시터 Cs2는 없는 것처럼 동작한다. 이 경우, 공진 주파수는 커패시터 Cs1과 인덕터 L에 의해 결정된다. 이에 비해, MOSFET의 저항이 0이라면 커패시터 Cs2가 공진에 반영되어 수식6과 같은 공진 주파수 fR가 결정된다.
Figure 112014074568010-pat00006
(6)
MOSFET의 저항을 변경시킴에 따라 수식 7과 같은 범위 내에서 공진 주파수 fR를 조정할 수 있다.
Figure 112014074568010-pat00007
(7)
전술한 방식으로 공진 주파수를 조정할 수 있음은 명확하지만, MOSFET의 저항 성분에 의해 공진 탱크의 Q(quality factor)가 떨어지는 문제가 발생한다. 즉, 공진기의 인가된 에너지의 일부가 MOSFET 저항에 의해 소모되는 현상이 발생하게 된다. 이러한 문제를 해결하기 위해 스위칭 이용한 방식을 적용하기도 한다.
도 10을 참조하면, 스위치로 사용되는 Mtune(1070)을 구비하고, 트랜지스터 M1,M2(1010,1020)로 구성된 전력 증폭기(1000)에 의해 커패시터 Cs1,Cs2(1040,1050)와 인덕터 L(1060)로 구성된 공진기(1030)에 에너지가 공급된다. 구동 주파수 fdrv와 공진기(1030)의 공진 주파수가 일치할 때 에너지 전송이 가장 효율적이다. 이를 위해 공진기(1030)의 공진 주파수를 스위치 Mtune(1070)에 가해지는 클록 신호 Vclk(1080)를 이용하여 조정할 수 있다.
그런데, 전술한 방식으로 공진 주파수를 조정하는 경우 구동 주파수와 클록 신호 Vclk(1080)가 동기화되지 않는 경우 커패시터 Cs2(1050)를 충전/방전할 때 과도한 피크(peak) 전류가 발생하기도 하고 잡음이 증가할 수도 있다. 또한, 공진기(1030)에 공급되는 에너지 관점에서 보았을 때, 전력 증폭기(1000)를 동작시키거나 동작시키지 않으므로 에너지를 제어하는 방법과 큰 차이가 없게 된다. 또한, 공진기(1030)를 통해 PRU로 에너지가 전송될 때 클록 신호 Vclk(1080)의 주파수가 구동 주파수 fdrv와 변조되는 현상이 나타나므로 넓은 스펙트럼에 방사 에너지가 존재하게 된다. 이러한 방사 에너지는 전파 관리 규격상 문제가 될 소지가 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 공진 주파수 조정을 위한 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 11을 참조하면, 무선 전력 전송장치는 전력 증폭기(1100), 공진기(1110) 및 공진 제어부(1120)를 포함한다.
전력 증폭기(1100)는 NMOS 트랜지스터 M1,M2(1101,1102)를 포함한다. 도 1에서는 전력 증폭기(1100)를 Class-D로 한정하여 도시하였으나, Class-AB, Class-B로 대체될 수 있다. 전력 증폭기(1100)는 구동 주파수 fdrv(1103)로 구동된다. 따라서, M1,M2(1101,1102)로 구성된 전력 증폭기(1100)의 출력은 구동 주파수 fdrv(1103)로 전원전압(supply voltage) VSUP(1104)과 접지전압(ground voltage)(1105) 사이에서 변하는 구형파 형태이다.
공진기(1110)는 공진 탱크를 구성하고, 공진 탱크의 공진 주파수를 이용하여 전력 증폭기(1100)에서 출력된 무선 전력신호를 자기공명을 통해 PRU에 무선 송신한다. 공진기(1110)는 커패시터 Cs1(1111), 커패시터 Cs1(1111)과 직렬 연결된 인덕터(1113), 인덕터(1113)와는 병렬 연결되고 커패시터 Cs1(1111)과는 직렬 연결된 커패시터 Cs2(1112), 커패시터 Cs2(1112)와 직렬 연결된 스위치(1114)를 포함한다.
공진 제어부(1120)는 공진기(1110)에 인가된 주파수 또는 공진기(1110)에서 발생한 주파수 신호를 이용하여 듀티 비를 제어하여 공진기(1110)의 공진 주파수를 조정한다. 구체적으로, 공진 제어부(1120)는 커패시터 Cs2(1112)와 직렬 연결된 스위치(1114)를 제어하여 공진기(1110)의 공진 주파수를 조정한다. 이때, 스위치(1114)를 저항으로 사용하지 않는다. 따라서, 스위치(1114)를 저항으로 사용할 때 발생하는 전력 소모에 따른 Q 저하 문제가 발생하지 않는다. 또한, 공진 제어부(1120)는 별도의 주파수를 스위치(1114)를 구동하는 주파수로 사용하는 것이 아니라, 공진기(1110)에 인가된 주파수 또는 공진기(1110)에서 발생한 주파수로부터 스위치 구동신호를 생성한다. 그리고, 공진 주파수의 조정은 도 10에서의 스위치의 스위칭 주파수를 변경하는 방식을 사용하는 것이 아니라, 스위치의 듀티 비(duty ratio)를 제어하는 방식을 사용한다. 듀티 비는 펄스 점유율 U로서, 주기 펄스 열에서 임의 펄스의 펄스 폭(TD)과 펄스 반복 주기(Tp)의 비. 즉, 펄스 점유율 U는 TD/Tp이다.
듀티 비 제어 방식에 따르면 공진기의 전류가 매 주기마다 제어되므로 공진기의 전류는 일정한 형태를 가지게 된다. 따라서, 도 10에서의 스위칭을 이용한 공진 주파수 조정에서 공진기 구동 주파수와 스위치 구동 주파수가 변조되어 넓은 스펙트럼에서 에너지가 방사되는 문제를 해결할 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 듀티 제어를 통한 공진 주파수 조정 및 공급 전력 조정 예를 보여주는 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 12를 참조하면, 스위치 SW가 on 상태(a)라면 공진은 커패시터 Cs1과 Cs2에 의해 발생하고, 반대로 스위치 SW가 off 상태(b)라면 공진 주파수는 Cs1에 의해 결정된다. 스위치 SW의 구동 주파수를 fdrv로 동일하게 하고 듀티 비를 조정하면, 예를 들어 듀티 비를 100%로 조정하면 스위치가 on된 상태(a)로 동작하고, 듀티 비를 0%로 조정하면 스위치가 off된 상태(b)로 동작하는 것과 같다. 이때, 듀티 비가 0~100% 사이(c)이면 한 주기 내에 커패시터 Cs1과 Cs2가 공진 탱크에 기여하는 정도가 달라져서 도 12의 (d)에 도시된 바와 같이 공진 주파수가 이동되는 것과 같은 현상이 나타나게 된다. 나아가, 도 12의 (d)에 도시된 바와 같이 공진 주파수가 변함에 따라 구동 주파수 fdrv에 의해 전력 증폭기의 출력단이 공급하는 전류 Iout의 크기도 변화된다. 따라서, 듀티를 조정함으로써 공진 주파수를 조정할 수 있고, 나아가 전력 증폭기의 공급 전력도 변화시킬 수 있게 된다.
도 13은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 TYPE-Ⅰ 방식의 매 주기 평균 커패시턴스(Cycle-by-cycle average capacitance) 제어에 의해 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송장치의 회로도이고, 도 14는 도 13의 TYPE-Ⅰ 방식의 무선 전력 전송장치에서의 조정전압 Vtune(Vtune1 < Vtune2) 조정에 따른 커패시터 Cs2의 충전 기간의 변화를 도시한 파형도이다.
도 13을 참조하면, 본 발명은 공진기에 인가되는 주파수 또는 공진기에서 유도된 주파수 신호의 매 주기마다 커패시턴스 양을 능동적으로 변경한다. 따라서, 매 주기 평균 커패시턴스 제어(Cycle-by-cycle capacitance control)에 의한 공진 주파수 조정이라 할 수 있다.
도 13 및 도 14를 참조하면, 매 주기마다 인덕터 전압 VL(1300)은 구동 주파수 fdrv(1320)의 정현파와 유사한 형태로 변화한다(도 14의 1400). 스위치 Mtune(1330)의 게이트에 인가되는 조정전압을 Vtune(1310)이라 하고 조정전압 Vtune(1310)이 문턱 전압(VT) 이상이라고 한다면, 인덕터 전압 VL(1300)이 0에서 증가함에 따라 스위치 Mtune(1330)을 통해 커패시터 Cs2(1340)가 충전된다(도 14의 1420,1440). 커패시터 Cs2(1340)의 전압인 VCs2(1370)는 인덕터 전압 VL(1300)과 동일하게 증가한다. 인덕터 전압 VL(1300)이 Vtune-VT 보다 커지게 되면, 스위치 Mtune(1330)이 오프되게 되므로 커패시터 Cs2(1340)는 더 이상 충전되지 않는다(도 14의 1410,1430). 이에 비해 인덕터 전압 VL(1300)이 0보다 크고 Vtune-VT 보다 작은 경우 커패시터 Cs2(1340)가 공진에 관여하며, 인덕터 전압 VL(1300)이 그 이상일 때는 커패시터 Cs1(1350)만 공진에 관여한다. 따라서, 한 주기 내에서 커패시터 Cs2(1340)가 공진에 관여하는 시간이 조정전압 Vtune(1310)에 따라 제어된다. 조정전압 Vtune(1310)이 높을수록 커패시터 Cs2(1340)가 공진에 관여하는 시간이 커지므로(도 14의 1440) 공진 주파수는 낮아지게 되고, 반대로 조정전압 Vtune(1310)이 낮아지게 되면 커패시터 Cs2(1340)가 공진에 관여하는 시간이 작아지므로(도 14의 1420) 공진 주파수가 높아지게 된다. 따라서, 조정전압 Vtune(1310)으로 스위치 Mtune(1330)의 듀티 비를 제어한 것이 된다.
전술한 방식은 매우 간단하면서 효율적으로 주파수 가변이 가능하고 스위치 Mtune을 온/오프할 때 별도의 구동 손실(driving loss)이 발생하지 않으므로 저전력 구동이 가능하며 공진기의 Q에 영향을 주지 않는다. 다만, 인덕터 전압 VL(1300)의 피크 전압이 매우 큰 경우 조정전압 Vtune(1310)도 충분히 높아야만 주파수 가변 범위가 확보될 수 있다. 즉, 조정전압 Vtune(1310)의 범위가 인덕터 전압 VL(1300)의 피크에 영향을 받을 수 있다. 따라서, Q가 매우 크고 전력 증폭기의 공급 전압 VSUP(1360)이 높은 경우 조정전압 Vtune(1310)도 높은 전압이 필요하므로 전체 시스템에 따라 높은 조정전압 Vtune(1310)의 가변 범위가 필요할 수도 있다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 저전압으로 높은 가변 전압 범위를 형성하기 위한 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 15를 참조하면, 스위치 Mtune(1500) 이외에 저항 Rc(1510), 다이오드 D1(1520), 커패시터 CL(1530), 저항 R1,R2(1540,1550), Op amp(1560), MOSFET Ms(1570)를 추가하여 저전압의 조정전압 Vtune(1580)으로 높은 가변 전압 범위를 형성할 수 있다. 안테나 전압 VL(1590)은 Q가 높은 경우 전압이 전원전압 VSUP(1592)보다 훨씬 높을 수 있다. 안테나 전압 VL(1590)은 저항 Rc(1510)과 다이오드 D1(1520)으로 커패시터 CL(1530)을 충전한다. 커패시터 CL(1530)은 안테나 전압 VL(1590)의 최대 전압까지 충전이 가능하다. 저항 R1,R2(1540,1550), Op amp(1560), MOSFET Ms(1570)는 션트 레귤레이터(shunt regulator)로 동작한다. 스위치 Mtune(1500)의 게이트에 인가되는 게이트 전압 Vgate(1594)가 다음의 수식 8을 만족하면, 커패시터 CL(1530)의 에너지를 MOSFET Ms(1570)가 흡수하여 소모한다.
Figure 112014074568010-pat00008
(8)
따라서, 게이트 전압 Vgate(1594)를 증폭할 수 있다. 이때 최대 증폭량은 안테나 전압 VL(1590)의 피크 전압에 따라 결정될 수 있다. 이러한 회로를 사용하면 낮은 조정전압 Vtune(1580)으로도 스위치 Mtune(1500)이 동작하는 듀티 비를 비교적 자유롭게 가변시킬 수 있다. 스위치 Mtune(1500)이 구동될 때 커패시터 CL(1530)의 에너지를 거의 소모하지 않으므로 저항 Rc(1510)을 매우 큰 값으로 결정할 수도 있다. 따라서, 공진 탱크의 Q 감소는 무시할 수 있다.
도 16은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 TYPE-Ⅱ 방식의 직접 듀티 변경을 이용한 매 주기 평균 커패시턴스(Cycle-by-cycle average capacitance) 제어에 의해 공진 주파수를 조정하는 무선 전력 전송장치의 회로도(a)와 Vtune 파형도(b)이다.
도 16을 참조하면, TYPE-Ⅱ 방식의 무선 전력 전송장치는 공진기에 인가되는 신호로부터 인버터와 같은 소자를 활용하여 주파수 성분을 추출해 내고 추출된 주파수 신호의 듀티(D)를 변화시킬 수 있는 듀티 제어회로를 추가하여 스위치 Mtune을 제어한다. 이 경우도 TYPE-Ⅰ방식과 유사하게 공진 주파수를 변화시킬 수 있다. 이 방식은 고 전압이 필요 없으므로 도 13에 도시된 바와 같은 고 전압 발생기 구조가 필요하지 않으나, 스위치 Mtune을 구동함에 있어서 구동 손실이 발생할 수 있다. 그러나, 구동 손실이 공진기의 Q를 떨어뜨리는 것은 아니다.
전술한 바와 같이, TYPE-Ⅰ 방식과 TYPE-Ⅱ 방식의 무선 전력 공급장치의 듀티 제어를 통해 공진 주파수를 조정할 수 있음을 설명하였다. 또한, 공진 주파수를 조정함에 따라 구동 주파수 fdrv에서 전력 증폭기가 공급하는 Iout이 변동함을 설명하였다. 즉, 제안하는 방법으로 공진기의 공진 주파수를 조정할 수도 있지만, 이를 통해 공진기에 공급되는 에너지를 변경할 수 있다는 의미가 된다. 따라서, 전술한 두 가지 방법을 이용하여 PRU에 공급되는 전력을 제어할 수 있음을 알 수 있다. 이 경우, 별도의 DC-DC 변환기가 없이 전력 제어를 할 수 있으므로 간편하게 시스템을 구현할 수 있으며, 공진 탱크의 인턱터나 커패시터의 산포에 의해 공진 주파수가 구동 주파수 fdrv에 비해 많이 틀어져 있는 경우에도 공진 주파수를 조정할 수 있으므로, 공진기 소자의 산포가 있다 하더라도 재현성이 높은 시스템을 구현할 수 있다.
도 17은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 TYPE-Ⅰ 방식을 이용한 풀 브리지 PTU와 PRU를 포함하는 무선 전력 전송 시스템의 구성도이다.
도 17을 참조하면, 낮은 전원전압 VSUP(1700)에서 최대 4배 높은 전력을 공급할 수 있도록 하기 위해, PTU의 전력 증폭기에 스위치 M3,M4(1730,1740)를 추가하여, 스위치 M1,M2,M3,M4(1710,1720,1730,1740)에 의한 풀 브리지(full-bridge) 전력 증폭기를 구현한다. 그리고, 공진 탱크는 도 17에 도시된 바와 같이 병렬 연결된 2개의 커패시터 Cs2(1750,1760)와 병렬 연결된 2개의 스위치 Mtune(1770,1780)을 포함한다.
도 18은 본 발명의 일 실시 예에 따른 도 17의 풀 브리지 회로를 가진 무선 전력 전송 시스템에서 조정전압 Vtune 조정에 따른 전력 증폭기의 출력 전류(Class-D Output Current) 및 출력 전압(Class-D Output Voltage)의 파형도이고, 도 19는 조정전압 Vtune 조정에 따른 PRU의 VRECT 전압의 파형도이다.
풀 브리지 회로를 모의 실험하기 위해 공진기 소자 및 전원 파라미터를 다음과 같이 가정한다.
- VUSP=5V
- PRU 출력 power= 1W
- PTU 공진 탱크: L=400nH, Cs1=2.8nF, Cs2=2nF, fdrv=6.78MHz
- PRU 공진 탱크: L1=100nH, Cs=5.5nF
- L과 L1의 결합계수(Coupling coefficient): 0.7
전술한 파라미터들을 이용하여 조정전압 Vtune을 1 ~ 5 사이에서 변화시키면서 모의 실험한 결과는 도 18에 도시된 바와 같다. 도 18을 참조하면, 조정전압 Vtune이 감소하면 듀티 비가 작아지는 형태이므로 공진 주파수가 증가하고 Class-D 전력 증폭기의 출력 전류가 증가하게 되며 반대의 경우 작아지게 된다. 즉, 조정전압 Vtune이 낮을 때 더 많은 에너지가 PRU로 공급된다. 도 19에 도시된 바와 같이 조정전압 Vtune이 낮을수록 PRU 측의 정류기 전압 VRECT는 증가하고, 조정전압 Vtune이 높을수록 정류기 전압 VRECT는 감소하게 됨을 모의 실험을 통해 확인할 수 있다. 한편, 전술한 모의 실험은 본 발명의 효과를 입증하기 위한 일 실시 예일 뿐 이에 한정되지는 않는다.
도 20은 본 발명의 제2 실시 예에 따른 TYPE-Ⅱ 방식의 평균 커패시턴스 제어를 이용한 무선 전력 전송 시스템을 도시한 회로도이고, 도 21은 도 20의 TYPE-Ⅱ 방식의 무선 전력 전송 시스템의 모의 실험 결과를 도시한 파형도이다.
도 20을 참조하면, MT1,MT2(2000,2010)는 스위치로 동작하며 스위치 구동 주파수는 공진기의 입력에서 추출하였으므로 구동 주파수 fdrv와 동일하다.
일 실시 예에 따라 TYPE-Ⅱ 방식에서 커패시터 Cs1(2020,2030) 값은 약간 작게 하여 MT1/2(2000,2010)가 오프일 때 공진기의 공진 주파수가 구동 주파수 fdrv보다 높도록 설정한다. 듀티를 0 ~ 0.8까지 조정하면서 모의 실험해보면, D가 낮은 경우 공진기 공진 주파수가 구동 주파수 fdrv보다 높으므로 전력 증폭기의 출력 전류 위상이 출력 전압보다 빠르게 된다. 따라서, 도 21에 도시된 바와 같이 전력 증폭기 출력이 low로 떨어지기 전에 공진기 전류에 위해 전력 증폭기 전원전압 VSUP보다 높아지는 현상이 발생한다. 이때는 전력 증폭기가 하드 스위칭(hard switching)을 하게 되므로 효율이 나빠지고 열이 발생하게 된다. D를 증가하면 공진기의 공진 주파수가 낮아지므로 출력 전류의 위상의 지연이 증가하게 되고 일정 수준 이상이 되면 출력 전류의 위상이 출력 전압의 위상보다 느려지게 되므로 공진기의 전류에 의해 전력 증폭기는 zero-voltage switching(ZVS) 동작을 하게 된다. ZVS 동작을 하면 발열이 줄어들어 효율이 높아지며 EMI 잡음이 작아지는 특성이 얻을 수 있게 된다. 한편, 전술한 모의 실험은 본 발명의 효과를 입증하기 위한 일 실시 예일 뿐 이에 한정되지는 않는다.
도 22는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 TYPE-Ⅱ 방식의 무선 전력 전송 시스템에서 PRU에 공급되는 전력(power)과 듀티(duty: D)의 관계를 도시한 파형도이다.
도 22에 있어서, 가로 축은 듀티(D)를, 세로 축은 PRU 전력을 나타낸다. D=0에서 D를 증가하면 공진 주파수가 낮아지면서 D=0.3 근처에서 전력 최고점이 발생한다. 즉, D < 0.3이면, 공진 주파수가 구동 주파수 fdrv보다 높은 상태이며, 이때는 전력 증폭기가 하드 스위칭(hard switching)을 하게 된다. D=0.3이 되면 완전 매칭(matching)된 상태가 되며, 그 이상에서는 전력 증폭기가 ZVS 동작을 할 수 있으면서 전력을 제어할 수 있는 상태로 진입하게 된다. 한편, 전술한 모의 실험은 본 발명의 효과를 입증하기 위한 일 실시 예일 뿐 이에 한정되지는 않는다.
이상의 모의 실험을 통해 본 발명의 효과를 간접적으로 입증할 수 있었다. 정리하면 다음과 같은 효과를 가진다. 우선, 전기적으로 공진 주파수를 조정할 수 있다. 즉, 무선 전력 전송 시스템에서는 PTU와 PRU 사이의 공진기의 매칭이 매우 중요한데, 수동소자를 조정해서 공진 주파수를 일치시키는 것이 아니라, 수동소자의 변경 없이 전기적 신호만으로 공진 주파수 조정이 가능하다. 나아가, 전력을 조정할 수 있다. 즉, 공진 주파수를 전기적으로 조정하는 것이 가능하므로 이를 이용하여 PTU의 공진기에 공급되는 전류량을 제어할 수 있으므로 전력 제어가 가능하다.
도 23은 본 발명의 일 실시 예에 따른 복수 개의 조정회로와 복수 개의 커패시터를 이용하여 조정 범위 확대가 가능한 무선 전력 전송장치의 회로도이다.
도 23을 참조하면, 복수 개의 조정회로(2300-1,…,2300-n)와 복수 개의 커패시터(2310-1,…,2310-n)를 이용하여 조정 범위를 확대할 수 있다. 도 23에서는 전력 증폭기의 효율을 고려하여 class-D로 구동하는 것을 예를 들었지만, 효율이 그다지 중요하지 않은 경우라면, 기존의 선형 증폭기 구조인 class-A, class-AB, class-B로 대체하여도 제안하는 발명은 동일한 원리로 동작할 수 있다.
도 24는 본 발명의 일 실시 예에 따른 PRU의 회로도이다.
도 24를 참조하면, 공진 탱크의 구성은 PTU뿐만 아니라 PRU에도 적용이 가능하다. PRU(24)는 공진기(2400), 정류기(rectifier)(2410) 및 부하(load)(2450)를 포함한다.
공진기(2400)는 2개의 커패시터 Cs1(2402), 인덕터 L(2404), 2개의 커패시터 Cs2(2406), 2개의 스위치 Mtune(2408)을 포함한다. 정류기(2410)는 다이오드 D1~D4로 구성된다. 정류기(2410)의 출력은 전파 정류된 전압이므로 이것을 DC 전압으로 변환하기 위해 커패시터 CRECT(2420)를 이용한다. 커패시터 CRECT(2420)에 의해 생성된 DC 전압 VRECT(2430)를 DC-DC 변환기를 사용하여 부하(Load)(2450)에 적합한 전압으로 변환한 후에 부하(2450)를 구동하게 된다.
PRU의 공진 탱크에 도 13을 참조로 하여 전술한 제1 실시 예의 TYPE-Ⅰ 구조를 구성하여 전력을 제어하는 경우, 조정전압 Vtune을 스위치 Mtune(2408)의 게이트에 인가한다. 이때, 도 24를 참조하면, 조정전압 Vtune은 8배 증폭되어 스위치 Mtune(2408)의 게이트에 인가되게 할 수 있다. 조정전압 Vtune은 0 ~ 1V로 제어하였으므로 스위치 Mtune(2408)에 인가된 전압은 0 ~ 8V가 된다.
도 25는 본 발명의 일 실시 예에 따른 부하 RL에 공급되는 전력을 도시한 파형도이다.
도 25에서 가로 축은 조정전압 Vtune을, 세로 축은 부하 RL에 공급된 전력[W]을 나타낸다. 도 23에 도시된 바와 같이 조정전압 Vtune을 조정함에 따라 부하에 공급된 출력 전력은 도 25에 도시된 바와 같이 제어가 가능하다. 한편, 전술한 모의 실험은 본 발명의 효과를 입증하기 위한 일 실시 예일 뿐 이에 한정되지는 않는다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 실시 예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (8)

  1. 구동 주파수 신호를 이용하여 무선 전력신호를 증폭하는 전력 증폭기;
    공진 탱크를 구성하고 공진 탱크의 공진 주파수를 이용하여 상기 전력 증폭기에서 출력된 무선 전력신호를 자기공명을 통해 무선 송신하는 공진기; 및
    상기 공진기에 인가된 주파수 또는 상기 공진기에서 발생한 주파수 신호를 이용하여 펄스 점유율인 듀티 비(duty ratio)(%)를 제어하여 상기 공진기의 공진 주파수를 조정하는 공진 제어부;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 공진기는
    제1 커패시터;
    상기 제1 커패시터와 직렬 연결된 인덕터;
    상기 인덕터와는 병렬 연결되고 상기 제1 커패시터와는 직렬 연결된 제2 커패시터; 및
    상기 제2 커패시터와 직렬 연결된 스위치; 를 포함하며,
    상기 공진 제어부를 통해 상기 스위치에 대한 듀티 비 제어에 의해 상기 제2 커패시터가 충전되는 구간에 따라 공진 주파수가 조정되는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 공진 제어부는
    상기 공진기에 인가된 주파수 또는 상기 공진기에서 발생한 주파수를 이용하여 스위치 구동신호를 생성하고 스위치 구동신호를 이용하여 상기 공진기의 스위치를 구동하되 스위치의 듀티 비 제어를 통해 매 주기마다 커패시턴스 양을 능동적으로 제어하여 공진 주파수를 조정하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 공진 제어부는
    상기 스위치의 게이트에 인가되는 조정전압을 가변하여 상기 스위치의 듀티 비를 제어하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 공진 제어부는
    조정전압을 증폭하여 상기 스위치의 듀티 비를 제어하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 공진 제어부는
    상기 공진기에 인가된 신호 또는 상기 공진기에서 발생한 신호로부터 주파수 성분을 추출하고 추출된 주파수 신호의 듀티 비를 직접 변경하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 공진 제어부는
    공진 주파수를 조정함에 따라 구동 주파수에 의해 전력 증폭기의 출력단이 공급하는 전류의 크기가 조정되어 전력 증폭기의 공급 전력을 조정하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 전력 증폭기는
    풀 브리지 구조인 것을 특징으로 하는 무선 전력 전송장치.
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