JP2023523717A - 電力レシーバのためのリアルタイム共振適合のための装置および方法 - Google Patents
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Abstract
ワイヤレス給電レシーバシステムおよびセンサが、説明される。ある実施形態では、電力レシーバシステムは、外部トランスミッタからワイヤレス電力を受け取る誘導コイルと、エネルギー採集デバイスへの電力伝達を最適化するコンデンサバンクと、誘導コイル上の変化に適合するようにコンデンサバンクの設定をリアルタイムに適合させ、電力伝達効率を最大限にする、定期的に有効にされる閉フィードバックループを伴う電力受取フロントエンドRF-DC整流器とを含む。
Description
(発明の分野)
本発明は、概して、電力レシーバのためのリアルタイム共振適合に関し、より具体的には、数μW~数百μWの電力範囲において、埋込可能医療用デバイス(IMD)および他のエネルギー採集デバイスのための誘導性電力受取を行うシステムオンチップソリューションに関する。
本発明は、概して、電力レシーバのためのリアルタイム共振適合に関し、より具体的には、数μW~数百μWの電力範囲において、埋込可能医療用デバイス(IMD)および他のエネルギー採集デバイスのための誘導性電力受取を行うシステムオンチップソリューションに関する。
(背景)
ワイヤレス電力伝達は、医療用インプラントに関して幅広く使用されてきた。埋込可能医療用デバイス(IMD)のためのリアルタイムの調整された電力伝達は、主に、IMDの電力消費がmW~Wの範囲内にあるシナリオに取り組んできた。それと同時に、より少ない電力消費および関連付けられた侵襲性を伴うIMDが、着目されてきた。
ワイヤレス電力伝達は、医療用インプラントに関して幅広く使用されてきた。埋込可能医療用デバイス(IMD)のためのリアルタイムの調整された電力伝達は、主に、IMDの電力消費がmW~Wの範囲内にあるシナリオに取り組んできた。それと同時に、より少ない電力消費および関連付けられた侵襲性を伴うIMDが、着目されてきた。
(発明の概要)
本発明の多くの実施形態は、電力伝達効率を最大限にするための電力レシーバシステムを対象とする。一実施形態は、電力レシーバシステムを含み、電力レシーバシステムは、外部トランスミッタからワイヤレス電力を受け取る誘導コイルと、エネルギー採集デバイスへの電力伝達を最適化するコンデンサバンクと、誘導コイル上の変化に適合するようにコンデンサバンクの設定をリアルタイムに適合させ、電力伝達効率を最大限にする、定期的に有効にされる閉フィードバックループを伴う電力受取フロントエンドRF-DC整流器とを含む。
本発明の多くの実施形態は、電力伝達効率を最大限にするための電力レシーバシステムを対象とする。一実施形態は、電力レシーバシステムを含み、電力レシーバシステムは、外部トランスミッタからワイヤレス電力を受け取る誘導コイルと、エネルギー採集デバイスへの電力伝達を最適化するコンデンサバンクと、誘導コイル上の変化に適合するようにコンデンサバンクの設定をリアルタイムに適合させ、電力伝達効率を最大限にする、定期的に有効にされる閉フィードバックループを伴う電力受取フロントエンドRF-DC整流器とを含む。
別の実施形態では、コンデンサバンクは、Dickson段パッシブ整流器と並列に実装されているバイナリ加重コンデンサバンクを含む。
さらなる実施形態では、閉フィードバックループは、異なる誘電体環境、装荷条件、および加工不整合のうちの少なくとも1つに起因する共振変動を軽減する。
さらなる別の実施形態では、コンデンサバンクは、逐次比較型共振チューニングプロセスを使用して定期的に調節される6ビットのコンデンサバンクである。
さらなる実施形態では、閉フィードバックループは、2つのホールドコンデンサ上で、それぞれ、2つの連続コンデンサバンク選択に対応するスイングを検出し、サンプリングすることを含む。
さらなる別の実施形態では、誘導コイルのインピーダンスは、共振コンデンサのオフセットに対してほぼ対称である。
さらなる実施形態では、電力レシーバは、外部コントローラに情報を伝送するトランスミッタを含む。
別の付加的な実施形態では、トランスミッタは、出力電圧調整のためのバックテレメトリとしての超広帯域インパルス無線(IR-UWB)トランスミッタであり、IR-UWBトランスミッタからの出力電圧は、リアルタイムの採集電圧の読取値を伝送するバックテレメトリに基づいて調整される。
さらなる付加的な実施形態では、電力消費を低減させるために、動作が、ヘビーデューティサイクリングされる。
さらなる実施形態では、電力レシーバシステムは、内部回路網のための電圧供給源を生成する粗バンドギャップリファレンス(BGR-粗)およびローカル低ドロップアウトレギュレータ(LDO)と、安定な電圧リファレンスを生成する細バンドギャップリファレンス(BGR-細)とを含む。
別の実施形態は、外部トランスミッタからワイヤレス電力を受け取る誘導コイルと、センサチップ周辺の異なる外部環境のための異なる設定を規定するコンデンサバンクと、周辺環境に適合するようにコンデンサバンクの設定をリアルタイムに適合させる、定期的に有効にされる閉フィードバックループを伴う電力受取フロントエンドRF-DC整流器と、コンデンサ設定および電圧の読取値に関連する情報を外部コントローラに伝送するトランスミッタとを含む。
さらなる実施形態では、コンデンサ設定は、周辺環境内の物質のタイプを決定するために使用される。
さらなる実施形態では、誘導コイルのインピーダンスに対する変化は、結果として、コンデンサ設定に対する変化をもたらし、周辺環境内の近接場の変化を検出するために使用される。
さらなる実施形態では、コンデンサ設定に対する変化を伴わない、電圧の読取値に対する変化は、周辺環境内の遠方場を検出するために使用される。
さらなる実施形態では、コンデンサバンクは、Dickson段パッシブ整流器と並列に実装されているバイナリ加重コンデンサバンクを含む。
さらなる実施形態では、閉フィードバックループは、異なる誘電体環境、装荷条件、および加工不整合のうちの少なくとも1つに起因する共振変動を軽減する。
さらなる実施形態では、コンデンサバンクは、逐次比較型共振チューニングプロセスを使用して定期的に調節される6ビットのコンデンサバンクである。
さらなる実施形態では、閉フィードバックループは、2つのホールドコンデンサ上で、それぞれ、2つの連続コンデンサバンク選択に対応するスイングを検出し、サンプリングすることを含む。
さらなる実施形態では、誘導コイルのインピーダンスは、共振コンデンサのオフセットに対してほぼ対称である。
さらなる実施形態では、トランスミッタは、出力電圧調整のためのバックテレメトリとしての超広帯域インパルス無線(IR-UWB)トランスミッタであり、IR-UWBトランスミッタからの出力電圧は、リアルタイムの採集電圧の読取値を伝送するバックテレメトリに基づいて調整される。
(図面の簡単な説明)
図1は、本発明の実施形態による誘導性電力レシーバの回路アーキテクチャを図示している。
(図面の詳細な説明)
ここで図面に目を向けると、本発明の実施形態による多数のワイヤレス給電デバイスの中でもとりわけ、例えば、埋込可能医療用デバイス(IMD)、石油およびガスセンサ、インフラストラクチャセンサを含むエネルギー採集デバイスを駆動するための誘導性電力レシーバシステムオンチップのためのシステムおよび方法が、図示されている。特に、低電力消費および最小限の侵襲性を伴う埋込可能医療用デバイス(IMD)が、説明される。特に、多くの実施形態は、そのようなIMDを駆動するための誘導性電力レシーバシステムオンチップを提供する。多くの実施形態では、電力レシーバは、13.56MHzの誘導性電力レシーバシステムオンチップである。多くの実施形態では、電力レシーバは、10-μA@3-Vの負荷を駆動しながら、約-25dBm(3.41μW)の入力感度および45.7%の効率を達成することができる。ある実施形態では、電力レシーバは、バックテレメトリのための超広帯域インパルス無線(IR-UWB)トランスミッタを含むことができる。リアルタイムの採集電圧の読取値を運ぶ超広帯域インパルス無線(IR-UWB)バックテレメトリを介して、トランスミッタから、1.7V~3.3Vの調整された出力電圧が、達成されることができる。さらに、共振電力伝達が伝送効率を向上させるため、IMD電力レシーバは、概して、異なる誘電体環境および装荷条件に起因する共振変動に苛まれ得る。故に、多くの実施形態は、これに対処するために、リアルタイム共振適合スキームを提供する。さらに、共振変動における変化は、周辺環境(例えば、空気、石油、ガス)を感知すること、および/または、周辺環境内の変化(例えば、多数の用途の中でもとりわけ、患者の出血、石油/ガスパイプライン内で生じている変化)を検出することを行うために使用されることができる。
ここで図面に目を向けると、本発明の実施形態による多数のワイヤレス給電デバイスの中でもとりわけ、例えば、埋込可能医療用デバイス(IMD)、石油およびガスセンサ、インフラストラクチャセンサを含むエネルギー採集デバイスを駆動するための誘導性電力レシーバシステムオンチップのためのシステムおよび方法が、図示されている。特に、低電力消費および最小限の侵襲性を伴う埋込可能医療用デバイス(IMD)が、説明される。特に、多くの実施形態は、そのようなIMDを駆動するための誘導性電力レシーバシステムオンチップを提供する。多くの実施形態では、電力レシーバは、13.56MHzの誘導性電力レシーバシステムオンチップである。多くの実施形態では、電力レシーバは、10-μA@3-Vの負荷を駆動しながら、約-25dBm(3.41μW)の入力感度および45.7%の効率を達成することができる。ある実施形態では、電力レシーバは、バックテレメトリのための超広帯域インパルス無線(IR-UWB)トランスミッタを含むことができる。リアルタイムの採集電圧の読取値を運ぶ超広帯域インパルス無線(IR-UWB)バックテレメトリを介して、トランスミッタから、1.7V~3.3Vの調整された出力電圧が、達成されることができる。さらに、共振電力伝達が伝送効率を向上させるため、IMD電力レシーバは、概して、異なる誘電体環境および装荷条件に起因する共振変動に苛まれ得る。故に、多くの実施形態は、これに対処するために、リアルタイム共振適合スキームを提供する。さらに、共振変動における変化は、周辺環境(例えば、空気、石油、ガス)を感知すること、および/または、周辺環境内の変化(例えば、多数の用途の中でもとりわけ、患者の出血、石油/ガスパイプライン内で生じている変化)を検出することを行うために使用されることができる。
特に、多くの実施形態は、スイッチドコンデンサユニットを含むコンデンサバンクを含み、コンデンサバンクのために使用される特定の設定は、電力伝達を最大限にするように、閉ループフィードバックプロセスを使用して適合および/または最適化されることができる。多くの実施形態では、フィードバックプロセスは、適切な共振を維持するように、コンデンサバンクに対する最適な設定をリアルタイムに適合させ、それによって、Vdd,Harvは、良好な共振を維持することと、不整合を解決することと、より高い電力をセンサまたは他のエネルギー採集デバイスに送達することとを行うように最大限に保たれる。
多くの実施形態では、コンデンサバンクをチューニングするための論理は、定期的に有効にされる逐次比較型共振チューニング(SART)論理である。多くの実施形態では、コンデンサバンクは、同じスイッチドコンデンサユニットを伴う6ビットのコンデンサバンクである。
多くの実施形態では、コンデンサバンクの変化された設定に関連する情報は、周辺環境を感知すること、および/または環境内の変化を検出することを行うために使用されることができる。特に、多くの実施形態では、コンデンサバンクの値および/または電圧の読取値は、デジタル化され、外部コントローラに伝送されることができ、この情報は、センサチップ周辺の環境の種々の性質、特に受取アンテナの誘導コイル周辺の環境の特性を決定するために使用されることができる。多くの実施形態では、システムは、整流された電圧を測定し、トランスミッタを使用して読取値を折り返し報告することができ、これは、種々の感知用途に対して有用であり得る。
このように、チップは、様々な異なる用途のためのセンサデバイスとして使用されることができる。多くの実施形態では、センサデバイスは、周辺環境の誘電率を検出することができ、これは、異なる用途(例えば、中でもとりわけ、石油/ガス/水道のインフラストラクチャ用途、埋込可能医療用デバイス、3D撮像用途)の広域スペクトルに関して有用であり得る。例えば、センサチップは、患者の手術部位の近傍で埋め込まれ、術後の患者における血液アクティビティを測定すること、または出血を検出することを行うために使用されることができる。
特に、環境内の異なる物質は、異なる誘電率(例えば、空気は、1、水道は、90.2、ベンゼンは、2.3)を有し、誘導コイルの寄生容量を含むチップ周辺の特定の環境に基づいて、容量性バンクの設定は、閉ループプロセスを使用して、応じて修正されることができ、これらの設定は、周辺環境の性質(例えば、チップが水道、空気、ガス、石油等によって取り囲まれているかどうか、術後の患者の出血、静脈内出血、心臓近傍等の環境内の変化)を感知するために使用されることができる。
さらに、システムは、近接場および遠方場の両方において周辺環境内の変化を感知することが可能なセンサチップとして使用されることができる。近接場および遠方場は、伝送アンテナ等の物体の周囲の電磁場(EM)の領域であり、または放射線が物体から離れるように散乱した結果である。無放射「近接場」挙動は、アンテナまたは散乱している物体の近くで優位になる一方、電磁放射の「遠方場」挙動は、より大きな距離において優位になる。
特に、多くの実施形態では、センサは、イベントが生じている場所(近接場対遠方場)を含む周辺環境の種々の性質を検出することができる。特に、近接場の変化は、誘導コイルのインピーダンスを変化したときに感知されることができ、したがって、容量性バンクの設定、および採集される電圧の両方に影響を及ぼし得る。同様に、遠方場の変化は、誘導コイルのインピーダンスに影響を及ぼさないかもしれないように感知されることができ、したがって、容量性バンクの設定を変化することはないが、しかしながら、遠方場のイベントは、採集される電圧を変化し得(例えば、増加させる、または減少させる)、したがって、ロッシーチャネルの品質が、監視されることができる。故に、経時的にこれらの設定を監視することによって、システムは、環境内の変化が生じているかどうか、およびどこで生じているかを決定することが可能である。
例えば、多数のセンサチップが、ある場所のいたるところに設置されることができ、情報が、周辺環境の性質を検出するために、異なるセンサチップを横断して収集されることができる。例えば、人がトランスミッタとレシーバコイルとの間を移動すると、これは信号強度を低減させ得、したがって、電圧が測定されるため、ある場所内での人の移動が、測定される電圧における変化に基づいて感知されることができる。この情報は、特定の場所内での3Dの場所および/または移動および/または物体を開拓および監視するために、特定の場所における種々の位置に置かれた異なるセンサの集合から集められることができる。
故に、多くの実施形態によるシステムは、エネルギー採集デバイスおよび/または周辺環境を感知および/または監視するために使用され得るセンサチップへの電力伝達を最適化するための電力採集システムとしての用途を含む、様々な異なる用途において使用されることができる。
多くの実施形態では、システムは、誘導コイルの共振変動に基づいた電力伝達を最適化するために、コンデンサバンクを適合し得る。特に、回路は、最小限の電力散逸コストにおけるいくつかのクロックサイクル(例えば、12クロックサイクル)内の最適な共振コンデンサに収束し得る。多くの実施形態では、システムは、180nm CMOSプロセスにおいて加工されることができ、システムは、900nAの全体的電流散逸を特徴とする。多くの実施形態では、システムは、精密な補償精度を伴う共振コンデンサオフセットに影響され得ない。例えば、2cmの距離において、エンドツーエンド効率は、30μWの負荷を駆動しながらも、人工的に誘発された10-pFオフセット関係なく、14.8%に等しくあり得る。そのような共振適合性は、具体的な負荷に応じて、現実的なIMDに関して、電力リンク効率を桁違いに向上させる。
述べられているように、ワイヤレス電力伝達は、医療用インプラントに関して幅広く使用されてきた。埋込可能医療用デバイス(IMD)のためのリアルタイムの調整された電力伝達における従来技術実装は、主に、IMDの電力消費がmW~Wの範囲内であるシナリオに対処してきた。それと同時に、より少ない電力消費および関連付けられた侵襲性を伴うIMDは、最近のパラダイムの1つとなっている。IMDの電力消費が数十μWまたはそれ未満まで低減させられ得るため、電力リンクは、適度なTx電力を用いて大幅に延長され得、したがって、多くの治療的用途のために広く使用されることができる。これらのIMDは、従前の集中型対応物の代わりに、分散型感知および作動システムを形成することもできる。心臓内に直接埋め込まれるワイヤレス給電マイクロデバイスに基づいた心臓感知およびペーシングネットワークは、そのようなシステムの例である。特に、継続的な移動は、エネルギー採集フロントエンドの頻繁かつ定期的な適合を要求し得る。
数μW~数百μWの電力定格におけるワイヤレス電力伝達システムの洗練された設計は、従来技術において、非情にも議論されてこなかった。これらのシステムは、感度を優先し、より重い負荷に関してより高くなる傾向がある電力伝達効率をあまり重視しないはずである。したがって、整流トポロジーの観点から、電力大量消費ハイスピード比較器から成るアクティブ整流器は、最適に設計されたパッシブ整流器と置換され得る。
上記に述べられているように、エネルギー採集IMDに関する課題は、共振変動に対する脆弱性であり、これは、例えば、多くの理由の中でもとりわけ、加工不整合、異なる埋込部位、移動、瘢痕組織の蓄積、および変動する装荷条件から誘発され得る。特に、作動デバイスは、刺激強度およびオン/オフ状況に応じて、整流器の異なる等価入力容量を生じさせ得る。あるアプローチは、より広い帯域幅に関するトレードオフにおいて、品質係数を意図的に低下させるためのものであったが、これは、当然ながら、最適な効率を犠牲にする。故に、システムの多くの実施形態は、共振変動を補償するためにコンデンサバンクが適合的にチューニングされるアクティブな補償方法を提供する。故に、多くの実施形態は、早急に最適な解決策に収束することと、そうでなければシステムの感度を妨害する電力消費オーバヘッドを無視できるほどにすることとを行い得るそのような回路の実装を提供する。
別の課題は、出力電圧調整であり得る。採集された電力を調整するために使用されてきた手法は、対応する2ステップ損失を伴うカスケードされた2ステップアプローチ、例えば、RF-DC整流およびDC調整であり得る。2段を組み合わせるために、共振調整整流方法が、採択されており、その方法では、整流器の動作は、出力電圧を安定させるためにデューティサイクリングされる。しかしながら、アクティブ整流器内のハイスピード比較器は、低電力IMDに関する課題を生じさせる。方法は、過剰な出力電圧の変動にも関連付けられている。
故に、多くの実施形態は、数μW~数百μWの電力範囲で、IMDのための誘導電力(例えば、13.56MHz誘導電力)レシーバシステムオンチップを提供する。誘導性電力レシーバの多くの実施形態は、数μW(例えば、2.88μW)の入力電力感度を達成し、ある範囲内で出力電圧を調整することが可能である(例えば、40dBを上回る調整を伴う、1.7V~3.3V)。多くの実施形態では、デジタル化された出力電圧を伝送するために、超広帯域インパルス無線(IR-UWB)バックテレメトリが、採用され得る。電力レシーバの多くの実施形態は、逐次比較型共振チューニング(SART)技法を使用することによって、電力受取IMDに関する問題であった共振変動に対処することが可能であり、SART技法は、補償ダイナミックレンジ(例えば、6ビットの補償ダイナミックレンジ)を供与し、電力消費オーバヘッドを無視できるほどにし得る。例えば、2cmのリンク距離において30μWの負荷を標的として、本発明のある実施形態によるシステムは、人工的に誘発された10-pF共振コンデンサオフセットに関係なく、16.1%のエンドツーエンド効率を達成することが可能である。多くの実施形態による共振適合技法は、現実的なIMDに関して、電力伝達効率を桁違いに向上させる。
電力レシーバのアーキテクチャ全体、SARTを含む適合共振プロセスの実装、整流器の最適化、磁気リンク、トランスミッタからの電圧調整のためのADCおよびIR-UWBバックテレメトリの実装、ならびに本発明の多くの実施形態による測定結果および比較が、詳細に説明される。
(システム概観)
本発明の実施形態による誘導性電力レシーバのブロック図全体が、図1に図示されている。図1に図示されている回路は、種々の回路網の中でもとりわけ、誘導コイルと、コンデンサバンクと、整流器と、トランスミッタと、誘導コイルの共振周波数における変化に基づいてコンデンサバンクの設定を最適化するための閉フィードバックループとを含むことができる。多くの実施形態では、IC回路は、SARTを伴うRF-DC整流器と、採集された電圧VDD,HARVをデジタル化するためのSAR ADC(例えば、7ビットのSAR ADC)と、バックテレメトリとしてのIR-UWBトランスミッタとを含むことができる。多くの実施形態では、それらの動作は、本発明の実施形態による図2のスケジュールマップに示されているように、電力消費を低減させるために重デューティサイクリングされ得る。多くの実施形態によるクロック信号は、緩和発振器(例えば、約5kHzで動く緩和発振器)によって生成されることができる。各SART実行は、システムサイクルのあるパーセンテージ(例えば、システムサイクルの0.5%)未満で継続し得、したがって、電力受取効率を妨害しない場合がある。SARTと、電圧のデジタル化と、バックテレメトリ動作とを含むシステムサイクルは、絶えず変化する誘電体環境および装荷条件に対処するために、特定のHz(例えば、約2Hz)で実行されることができる。
本発明の実施形態による誘導性電力レシーバのブロック図全体が、図1に図示されている。図1に図示されている回路は、種々の回路網の中でもとりわけ、誘導コイルと、コンデンサバンクと、整流器と、トランスミッタと、誘導コイルの共振周波数における変化に基づいてコンデンサバンクの設定を最適化するための閉フィードバックループとを含むことができる。多くの実施形態では、IC回路は、SARTを伴うRF-DC整流器と、採集された電圧VDD,HARVをデジタル化するためのSAR ADC(例えば、7ビットのSAR ADC)と、バックテレメトリとしてのIR-UWBトランスミッタとを含むことができる。多くの実施形態では、それらの動作は、本発明の実施形態による図2のスケジュールマップに示されているように、電力消費を低減させるために重デューティサイクリングされ得る。多くの実施形態によるクロック信号は、緩和発振器(例えば、約5kHzで動く緩和発振器)によって生成されることができる。各SART実行は、システムサイクルのあるパーセンテージ(例えば、システムサイクルの0.5%)未満で継続し得、したがって、電力受取効率を妨害しない場合がある。SARTと、電圧のデジタル化と、バックテレメトリ動作とを含むシステムサイクルは、絶えず変化する誘電体環境および装荷条件に対処するために、特定のHz(例えば、約2Hz)で実行されることができる。
多くの実施形態では、3.3Vプロセスにおいて実装される粗バンドギャップリファレンス(BGR-粗)およびローカル低ドロップアウトレギュレータ(LDO)は、約1.6Vにおいて内部回路網のための電圧源を生成し得る。別の細バンドギャップリファレンス(BGR-細)は、60dBを上回る電力供給除去比(PSRR)を伴う安定な電圧リファレンスを作成することができる。多くの実施形態では、ADCは、出力電圧の42dB調整を提供するように、7つの有効ビットを伴って設計され得る。IR-UWBトランスミッタは、その低電力消費と、他の生体電気感知機能との潜在的共有とに起因して、バックテレメトリとして実装されることができる。多くの実施形態では、例えば、11ビットを形成するnビットヘッダ(例えば、4ビットヘッダ)およびnビットADC(例えば、7ビットADC出力)が、トランスミッタに直列にストリーミングされ得る。図1は誘導性電力レシーバのための特定の回路アーキテクチャを図示しているが、誘導性電力レシーバおよび/またはセンサのための様々な回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして利用され得る。
(逐次比較型共振チューニングを伴う電力受取フロントエンド)
並列コンデンサCPは、典型的には、受取コイルの共振周波数をチューニングするために必要とされ、電圧スイングを増大させ、電力伝送効率を向上させ得る。研究は、共振コンデンサをチューニングすることによる、任意の共振変動のアクティブな補償に焦点を当ててきた。ある従来技術設計は、3ビットダイナミックレンジを実現するために、PMOSバラクタに基づく温度計コード化コンデンサを採用する場合があり、整流器入力においてバイナリ加重コンデンサバンクを実装する場合がある。オンチップ最適化論理は、動作の各ステップのみが隣接コードに適合しているヒルクライミングアルゴリズムとして実装されてきた。したがって、収束時間は、ダイナミックレンジを伴って指数関数的に増える。ある従来技術実装は、論理複雑性および関連付けられた電力消費に関する懸念を伴う勾配降下アルゴリズムを提案している。また、本仕事は、安定化の前に過剰な時間を要求する整流された出力電圧を監視する。大部分のIMDに関して、誘電体環境および装荷条件は経時的に変化し得るため、共振補償は単に1回限りの較正として必要されないことに留意されたい。
並列コンデンサCPは、典型的には、受取コイルの共振周波数をチューニングするために必要とされ、電圧スイングを増大させ、電力伝送効率を向上させ得る。研究は、共振コンデンサをチューニングすることによる、任意の共振変動のアクティブな補償に焦点を当ててきた。ある従来技術設計は、3ビットダイナミックレンジを実現するために、PMOSバラクタに基づく温度計コード化コンデンサを採用する場合があり、整流器入力においてバイナリ加重コンデンサバンクを実装する場合がある。オンチップ最適化論理は、動作の各ステップのみが隣接コードに適合しているヒルクライミングアルゴリズムとして実装されてきた。したがって、収束時間は、ダイナミックレンジを伴って指数関数的に増える。ある従来技術実装は、論理複雑性および関連付けられた電力消費に関する懸念を伴う勾配降下アルゴリズムを提案している。また、本仕事は、安定化の前に過剰な時間を要求する整流された出力電圧を監視する。大部分のIMDに関して、誘電体環境および装荷条件は経時的に変化し得るため、共振補償は単に1回限りの較正として必要されないことに留意されたい。
これらの課題に対処するために、多くの実施形態では、誘導性電力レシーバは、正確かつ適時に任意の共振コンデンサオフセットを補償することができるアルゴリズム(例えば、SART論理回路網)を提供する。絶えず変化する共振変動に対処するために、SARTが定期的に実行され得ながら、整流器が、誘導電力を継続的に回収し得る。多くの実施形態によるこれらの技法は、様々なエネルギー採集IMDに適用されることができる。
(アーキテクチャおよび補償論理)
本発明の実施形態によるSARTを伴う電力受取フロントエンドの回路概略図が、図3に図示されている。多くの実施形態では、コンデンサバンクは、整流器を伴って実装されることができる。ある実施形態では、6ビットバイナリ加重コンデンサバンクは、Dickson段パッシブ整流器と並列に実装され得る。各コンデンサバンク選択は、RF信号の振幅における変動につながり得る。多くの実施形態では、2つの連続コンデンサバンク選択に対応するスイングは、それぞれ、2つのホールドコンデンサ上で検出およびサンプリングされることができる。それら2つの比較は、SART論理への入力として、ゼロ静的電力StrongARMラッチ比較器によって行われることができる。図3は、SARTを伴う電力受取フロントエンドの特定の回路概略図を図示しているが、様々な回路設計の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
本発明の実施形態によるSARTを伴う電力受取フロントエンドの回路概略図が、図3に図示されている。多くの実施形態では、コンデンサバンクは、整流器を伴って実装されることができる。ある実施形態では、6ビットバイナリ加重コンデンサバンクは、Dickson段パッシブ整流器と並列に実装され得る。各コンデンサバンク選択は、RF信号の振幅における変動につながり得る。多くの実施形態では、2つの連続コンデンサバンク選択に対応するスイングは、それぞれ、2つのホールドコンデンサ上で検出およびサンプリングされることができる。それら2つの比較は、SART論理への入力として、ゼロ静的電力StrongARMラッチ比較器によって行われることができる。図3は、SARTを伴う電力受取フロントエンドの特定の回路概略図を図示しているが、様々な回路設計の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
多くの実施形態では、コイルのインピーダンスは、共振コンデンサのオフセットに対してほぼ対称であり得る。そして、より高いインピーダンスは、より大きな電圧スイングにつながり得る。したがって、電力レシーバの多くの実施形態は、最大限の電圧スイングを達成するようにコンデンサバンクに適合している共振補償アルゴリズムを提供する。本発明の実施形態によるSARTプロセスは、4ビットシナリオにおいて、図4に図示されている。プロセスは、全面的ダイナミックレンジの1/4および3/4、例えば、「0100」および「1100」を比較することから始まり、その結果は、MSBとして更新され得る。次いで、プロセスは、その範囲の残りの1/4および3/4、例えば、「MSB,010」および「MSB,110」を比較し、その結果は、第2の有効ビット等として更新され得る。
Nビットのダイナミックレンジに関して、プロセスは、最適な選択コードを達成するために、N回のそのような比較、または2N回のクロックサイクルを要求し得る。SARTの収束時間がダイナミックレンジに比例し得る一方、従来技術は、指数関数的関係を呈する。本発明の実施形態による6ビットコンデンサバンクを適合させるための完全な論理フロー図が、図5に図示されている。図5は、6ビットSARTのための特定のプロセスを図示しているが、様々なプロセスの任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして利用され得る。
(整流器)
多くの実施形態では、パッシブ整流器は、整流効率を増大させるために、N個の段(N=5)を含み、ネイティブトランジスタを採用することができる。数μAのオーダーの負荷電流ILOADが、設計標的であり得、これは、典型的なIMDの散逸を表す。ある実施形態では、各トランジスタの幅が5μmにサイズ指定され得ながら、ゲート長は、最小値の0.5μmに保たれる。本発明の実施形態による、ILOADに対するシミュレートされた整流効率が、図6に示されている。それは、0.6μA~10μAのILOADに対して50%を超過し得る。他の負荷定格に対する最適なゲートサイズ指定が、トランジスタの幅を比例的に拡大または縮小することによって達成され得ながら、高電力型では、アクティブ整流器は、結果として、より良好な効率をもたらし得る。本発明の実施形態による出力電圧VOUTに対する整流効率が、図7に図示され、標的とされる負荷に対する安定な性能を実証している。
多くの実施形態では、パッシブ整流器は、整流効率を増大させるために、N個の段(N=5)を含み、ネイティブトランジスタを採用することができる。数μAのオーダーの負荷電流ILOADが、設計標的であり得、これは、典型的なIMDの散逸を表す。ある実施形態では、各トランジスタの幅が5μmにサイズ指定され得ながら、ゲート長は、最小値の0.5μmに保たれる。本発明の実施形態による、ILOADに対するシミュレートされた整流効率が、図6に示されている。それは、0.6μA~10μAのILOADに対して50%を超過し得る。他の負荷定格に対する最適なゲートサイズ指定が、トランジスタの幅を比例的に拡大または縮小することによって達成され得ながら、高電力型では、アクティブ整流器は、結果として、より良好な効率をもたらし得る。本発明の実施形態による出力電圧VOUTに対する整流効率が、図7に図示され、標的とされる負荷に対する安定な性能を実証している。
(スイッチドコンデンサバンク)
共振補償フロントエンドに関するバイナリ加重値におけるスイッチドコンデンサは、加工不整合に起因する非線形性問題に容易に苛まれ得る。故に、電力レシーバの多くの実施形態は、金属-絶縁体-金属コンデンサおよびNMOSスイッチを伴う同じユニットセルとして、コンデンサバンクを実装する。多くの実施形態では、コンデンサバンクは、本発明の実施形態による図8のアイテム(a)に図示されているような400-fF 金属-絶縁体-金属コンデンサおよびW/L=24μm/0.18μmを伴うNMOSスイッチを各々が有する63個の同じユニットセルとして実装されることができ、これは、回路シミュレーションに従って、約1,000の十分な高品質係数または1/1,000の散逸係数に寄与することができる(それは、単に、スイッチドコンデンサユニットの品質係数また散逸係数であり、Rxタンクではないことに留意されたい)。スイッチの寄生容量に起因して、ユニットセルは、オフ状態において約20fFの等価容量を呈し得る。したがって、チューニング分解能は、380fFであり得、全体範囲は、24pFに等しい。コンデンサバンクのレイアウトは、図8(b)に図示され、これは、本発明の実施形態による6ビットスイッチドコンデンサバンクアレイのレイアウトを図示している。図8は、各スイッチドコンデンサユニットの特定の回路概略図および6ビットスイッチドコンデンサバンクアレイのレイアウトを図示しているが、様々な回路設計の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
共振補償フロントエンドに関するバイナリ加重値におけるスイッチドコンデンサは、加工不整合に起因する非線形性問題に容易に苛まれ得る。故に、電力レシーバの多くの実施形態は、金属-絶縁体-金属コンデンサおよびNMOSスイッチを伴う同じユニットセルとして、コンデンサバンクを実装する。多くの実施形態では、コンデンサバンクは、本発明の実施形態による図8のアイテム(a)に図示されているような400-fF 金属-絶縁体-金属コンデンサおよびW/L=24μm/0.18μmを伴うNMOSスイッチを各々が有する63個の同じユニットセルとして実装されることができ、これは、回路シミュレーションに従って、約1,000の十分な高品質係数または1/1,000の散逸係数に寄与することができる(それは、単に、スイッチドコンデンサユニットの品質係数また散逸係数であり、Rxタンクではないことに留意されたい)。スイッチの寄生容量に起因して、ユニットセルは、オフ状態において約20fFの等価容量を呈し得る。したがって、チューニング分解能は、380fFであり得、全体範囲は、24pFに等しい。コンデンサバンクのレイアウトは、図8(b)に図示され、これは、本発明の実施形態による6ビットスイッチドコンデンサバンクアレイのレイアウトを図示している。図8は、各スイッチドコンデンサユニットの特定の回路概略図および6ビットスイッチドコンデンサバンクアレイのレイアウトを図示しているが、様々な回路設計の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
(磁気カップリングリンク)
本発明の実施形態によるTxおよびRxコイルの設計が、図9に図示され、図9の表Iは、ある重要なパラメータを実証している。Rxコイルは、小型IMDにフィットさせるために、(例えば、12mmの)小さな直径を伴って設計されることができる。TxおよびRxコイルのインダクタンスは、それぞれ、5.76μHおよび6.36μHとなるようにシミュレートされ得る。21.7-pF並列コンデンサCPは、Rxコイルを13.56MHzで共振させることを要求され得、Txコイルは、50Ω電力源と整合させるために、付加的なLマッチング区分を採用し得る。
本発明の実施形態によるTxおよびRxコイルの設計が、図9に図示され、図9の表Iは、ある重要なパラメータを実証している。Rxコイルは、小型IMDにフィットさせるために、(例えば、12mmの)小さな直径を伴って設計されることができる。TxおよびRxコイルのインダクタンスは、それぞれ、5.76μHおよび6.36μHとなるようにシミュレートされ得る。21.7-pF並列コンデンサCPは、Rxコイルを13.56MHzで共振させることを要求され得、Txコイルは、50Ω電力源と整合させるために、付加的なLマッチング区分を採用し得る。
CP、CΔPのオフセットは、電圧スイングに影響を及ぼし得、したがって、電力伝達効率に影響を及ぼし得る。最大10pFのCΔPが、検討され、これは、Rxコイルが異なる誘電体媒体内、例えば、空気中とは大きく異なる水中に設置されている現実的な状況を模倣する。本発明の実施形態による異なるCΔPに関する電力伝達効率は、図10に示されているように正規化され得る。予期されるように、より高い品質係数を伴うシステムは、オフセットに対してより脆弱であり得る。図9は、ある重要なパラメータを伴うTxおよびRxコイルの特定の設計を図示しているが、様々なTxおよびRx設計の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
(電圧調整およびUWBテレメトリ)
従前のワイヤレス電力レシーバは、典型的には、整流された電圧を調整するために、別個のLDOを採用する。2ステップ変換は、付加的な非効率を招く。また、採集された電圧のリップルを低減させ、調整フィードバックを安定化させるために、2つの大規模なデカップリングコンデンサが、典型的には、それぞれ、調整の前後に要求される。共振調整整流スキームは、比較器の適時選択誘発の損失に関連付けられている。その課題に対処するために、電力大量消費ハイスピード比較器が、使用され得、または、システムの複雑性が、遅延補償スキームの採択を伴って有意に増加させられ得る。
従前のワイヤレス電力レシーバは、典型的には、整流された電圧を調整するために、別個のLDOを採用する。2ステップ変換は、付加的な非効率を招く。また、採集された電圧のリップルを低減させ、調整フィードバックを安定化させるために、2つの大規模なデカップリングコンデンサが、典型的には、それぞれ、調整の前後に要求される。共振調整整流スキームは、比較器の適時選択誘発の損失に関連付けられている。その課題に対処するために、電力大量消費ハイスピード比較器が、使用され得、または、システムの複雑性が、遅延補償スキームの採択を伴って有意に増加させられ得る。
故に、電力レシーバの多くの実施形態は、オンチップ電圧のデジタル化およびバックテレメトリを介して、トランスミッタから採集される電圧を調整する。多くの実施形態では、7ビットADCは、約42dBの調整率を提供する。同様に、無視できるほどの電力消費を伴うIR-UWBトランスミッタは、他の感知機能との潜在的共有のために実装されることができる。
(SAR ADC)
多くの実施形態では、ボトムプレートサンプリングSAR ADCが、実装されることができる。図11は、本発明の実施形態による7ビットのダイナミックレンジを伴うボトムプレートサンプリングSAR ADCを図示している。多くの実施形態では、全てのサンプルおよびホールドバッファは、電力消費を最小限にするために、図3に示されているように、動作継続時間に対してのみ電力ゲート型であり得る。7ビットのADC出力は、バックテレメトリ伝送のための「0101」ヘッダを用いて直列化およびパケット化されることができる。図11は、ボトムプレーティングサンプリングSAR ADCの特定の回路概略図を図示しているが、様々な回路概略図の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
多くの実施形態では、ボトムプレートサンプリングSAR ADCが、実装されることができる。図11は、本発明の実施形態による7ビットのダイナミックレンジを伴うボトムプレートサンプリングSAR ADCを図示している。多くの実施形態では、全てのサンプルおよびホールドバッファは、電力消費を最小限にするために、図3に示されているように、動作継続時間に対してのみ電力ゲート型であり得る。7ビットのADC出力は、バックテレメトリ伝送のための「0101」ヘッダを用いて直列化およびパケット化されることができる。図11は、ボトムプレーティングサンプリングSAR ADCの特定の回路概略図を図示しているが、様々な回路概略図の任意のものが、本発明の実施形態による具体的な用途の要件に適合するものとして規定され得る。
(UWBトランスミッタ)
IR-UWBは、低電力消費および小型アンテナ形成因子に起因して、IMDにおいて幅広く使用されてきた。故に、電力レシーバの多くの実施形態は、FCC規格UWBインパルスを生成するためのフィルタリングエッジコンバイン技法を採用する。本発明の実施形態による図12の概略図に示されているように、モノパルスが、まず、遅延セルから生成され、続いて、オンチップパッシブフィルタを通過させられ得る。
IR-UWBは、低電力消費および小型アンテナ形成因子に起因して、IMDにおいて幅広く使用されてきた。故に、電力レシーバの多くの実施形態は、FCC規格UWBインパルスを生成するためのフィルタリングエッジコンバイン技法を採用する。本発明の実施形態による図12の概略図に示されているように、モノパルスが、まず、遅延セルから生成され、続いて、オンチップパッシブフィルタを通過させられ得る。
M1は、クラスCにおいて動作し得、上側カスコードトランジスタM2は、電圧のオーバシュートを回避するために実装され得る。多くの実施形態では、フィルタ構成要素C1、C2、L1、およびL2の値は、それぞれ、981fF、444fF、614pH、および1.69nHに等しい。図13に示されているように、M2の推定されるドレイン容量は、221fFに等しく、フィルタリング特性を決定するために、C1に吸収され得る。本発明の実施形態による、50Ωの負荷上で放出される各インパルスの過渡波形および対応する周波数スペクトルが、それぞれ、図14(a)および(b)に示されている。特に、図14(a)は、UWBインパルスの過渡波形を図示し、図14(b)は、周波数スペクトルを図示している。多くの実施形態では、システムは、毎秒約20個のインパルスを伝送することのみを要求し得、これは、FCC放出マスクに容易に準拠する。
多くの実施形態では、トランスミッタは正のエッジによってトリガされるため、入力シンボルは、まず、ゼロ復帰フォーマットに変換され得る。
各論理「1」および論理「0」は、それぞれ、「10」および「00」に変換され得る。故に、トランスミッタのシンボルレートは、クロック周波数の半分であり得る。各インパルスは、約65.6pJ(DCエネルギー)を消費するようにシミュレートされ得、放出されたエネルギーは、約2.7pJである。毎秒20回の放出は、1.3nWの電力散逸に相当する。
(測定値)
多くの実施形態によるICは、図15に図示されているように、顕微鏡写真を用いて180nm CMOSプロセスにおいて加工されることができる。ICの全体寸法は、約1.7mm2であり得る。その電流散逸は、750nAであると測定される。多くの実施形態では、ICは、1.7Vの最小VDD,HARVで動作させることができ、これは、システムの感度を決定する2.88μWまたは約-25.4dBmの入力電力を要求し得る。本発明の実施形態による電力の内訳グラフが、図16に図示されている。
多くの実施形態によるICは、図15に図示されているように、顕微鏡写真を用いて180nm CMOSプロセスにおいて加工されることができる。ICの全体寸法は、約1.7mm2であり得る。その電流散逸は、750nAであると測定される。多くの実施形態では、ICは、1.7Vの最小VDD,HARVで動作させることができ、これは、システムの感度を決定する2.88μWまたは約-25.4dBmの入力電力を要求し得る。本発明の実施形態による電力の内訳グラフが、図16に図示されている。
図9に示されているようなTxおよびRxコイルは、FR4積層上で加工されることができる。Txコイルは、13.56MHzで50Ω信号源に整合され得る。電力レシーバは、IR-UWBバックテレメトリのために、12mm長の簡易モノポールアンテナを組み込むことができる。本発明の実施形態による図17に示されているように、バンド通過フィルタおよび低雑音増幅器を用いてカスケードされたホーンアンテナは、30cm離れて、バックテレメトリレシーバとして位置付けられ得る。
本発明の実施形態による図18に示されているように、ADC出力対採集された電圧は、顕著な線形性を伴ってワイヤレス測定されることができる。その結果は、BGRおよびローカルLDO等の補助的なブロックの適切な設計も実証する。本発明の実施形態による積分非直線性(INL)、例えば、測定コードと理想値(赤線)との間の相違は、図19にプロットされ、これは、半LSBを滅多に超過しない。
本発明の実施形態による図20に示されているように、2つの電力レシーバ#Aおよび#Bは、#Bが付加的な10-pF並列コンデンサを組み込んだ状態で組み立てられ得る。それらは、典型的な数十μW IMDを表明する300kΩ抵抗器を駆動するために使用され得る。ワイヤレス電力オンセット時、サンプル#Aは自動的にSW5~SW0を「100100」に適合させる一方、#Bは、「001010」に適合させる。各スイッチドコンデンサユニットが380fFに寄与するため、コードの差異は、26であり、これは、9.9pFに相当する。この結果は、付加的なコンデンサの公称値である10pFに非常に近い。
Tx-Rx距離の関数としての電力伝達効率が、調べられる。この測定は、2cm、3cm、5cm、および8cmの距離において実施される。本発明の実施形態による図21に示されているように、Tx電力は、ワイヤレス読取値が、3Vの出力電圧を示す「1001100」を示すまで調節される。(図22に示されているように、)エンドツーエンド効率は、負荷電力30μWとTx電力との間の比として計算されることができる。2cmにおいて、全体的リンク効率は、16.1%の高さに到達する。サンプル#Aおよび#Bに関する効率は、10%未満の相違と非常に近い。
本発明の実施形態による整流および負荷効率は、それぞれ、49.9%および93.02%(10/10.75)と等しいため、理論的な電力伝達限界としての誘導カップリング効率が、推測され、図22にプロットされ得る。本発明の実施形態による186.2μWのTx電力を前提とした2cmシナリオの電力の内訳が、図23に示されている。
整流器の入力インピーダンスは、3.27kΩの並列抵抗器を組み込むようにシミュレートされ得る。したがって、Rxコイルのインダクタンスを考慮すると、フロントエンドタンクの品質係数は、6にほぼ等しい。共振補償を伴わない場合、10pFのコンデンサオフセットは、本発明の実施形態による図10のシミュレーションに従うと、リンク効率を89%悪化させる。本発明の実施形態による、SARTを伴わない場合の推測される結果も、図22にプロットされる。
本発明の実施形態による図24に示されているように、誘導カップリングおよびIR-UWBデータリンクの動作を実証するために、一切れの1.5cm厚の豚ロース肉が、電力レシーバを全体的に被覆するために使用される。特に、IR-UWB信号が、組織損失に起因して、弱化されたスイングを示す(図24(c~f))一方、電力伝達リンク効率は、全く変化せず、これは、不変である採集された電圧によって表明される。それは、磁気カップリングの性質と整合する。その特徴は、生体内実験においても検証され、誘導ベースの電力伝達が、豚モデルの胸部を通して実証された。
本発明の実施形態によるSW5~SW0適合の例示的波形が、図25に実証される。SARTが実行されると、収束は、12クロックサイクルまたは2.4msのみかかる。本発明の実施形態による、過渡共振コンデンサオフセットへの電力レシーバの応答は、図26に図示されているような、フロントエンドにおいて並列に接続されている、市販のデジタル制御コンデンサであるIXYS NCD2100の支援を伴って測定される。電力レシーバの出力ノードは、300kΩの負荷抵抗器および47μFのデカップリングコンデンサを接続している。本発明の実施形態によるコンデンサオフセットは、8s毎に11pFと28pFとの間で変化され、その出力波形が、図27に示されている。電圧ドループが切替毎に生じる一方、出力電圧は、近接値を再びとる。回復時間は、デカップリング容量に左右される。
NCD2100の容量は、その全範囲でスイープされる。6.6pF~37.553pFは、粗および細ビットを含む10制御ビットで網羅される。そのデータシートに従って、制御コードの関数としての容量が、本発明の実施形態による図28の差し込み図に実証される。その依存関係は、完全に線形というわけではない。本発明の実施形態による図28に示されているように、測定値は、ICがその全ダイナミックレンジ内でオフセットを正確に補償することを示す。本発明の実施形態による図29に示されているように、出力電圧は、6.6pF~約29pFの共振コンデンサオフセットに対して比較的安定した状態のままであり、これは、最大約26.5MHzのRxタンクの自己共振周波数に対応する。システムの動作は離散補償容量値に基づくため、小規模な変動が、存在する。コンデンサオフセットは、補償範囲外にあるときのみ、出力電圧の劇的な降下を呈する。
図30の表IIおよび図31に要約されているように、システムの多くの実施形態による共振補償技法が、従来技術と比較されている。本発明の多くの実施形態によるSART技法は、時間およびエネルギー効率が良く、したがって、1回限りの較正に対処するだけではなく、絶えず変化する誘電体環境および装荷条件に対するリアルタイム適合性も供与する。低電力IMDのための従来技術の誘導性電力レシーバが、表IIIにおいてさらに比較されている。したがって、多くの実施形態は、超低電力IMDをそれに電力を供給するために特に好適なものにする低入力電力感度を特徴とする。30μWの負荷を駆動したとき、約16%のエンドツーエンド効率が、10-pFコンデンサオフセットに関係なく達成される。高電力伝達効率は、より軽い負荷に関して次第により困難になるため、対応する負荷に対して正規化された効率が、検討される。
リアルタイム共振適合およびワイヤレス電圧調整を伴う誘導性電力レシーバおよびセンサのための具体的な実装が、図1~31に関して上記に議論されるが、上記に議論される技法を利用する様々な実装は、いずれも、本発明の実施形態による電力レシーバおよび/またはセンサのために利用されることができる。上記の説明は、本発明の多くの具体的な実施形態を含むが、これらは、本発明の範囲の限定としてではなく、むしろ、その一実施形態のある実施例として解釈されたい。したがって、本発明は、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、具体的に説明されるもの以外を実践してもよいことを理解されたい。したがって、本発明の実施形態は、全ての事項において、限定的ではなく、例証的なものとして検討されるべきである。
Claims (20)
- 電力レシーバシステムであって、
外部トランスミッタからワイヤレス電力を受け取る誘導コイルと、
エネルギー採集デバイスへの電力伝達を最適化するコンデンサバンクと、
前記誘導コイル上の変化に適合するように前記コンデンサバンクの設定をリアルタイムに適合させ、電力伝達効率を最大限にする、定期的に有効にされる閉フィードバックループを伴う電力受取フロントエンドRF-DC整流器と
を備える電力レシーバシステム。 - 前記コンデンサバンクは、Dickson段パッシブ整流器と並列に実装されているバイナリ加重コンデンサバンクを備える、請求項1に記載の電力レシーバシステム。
- 前記閉フィードバックループは、異なる誘電体環境、装荷条件、および加工不整合のうちの少なくとも1つに起因する共振変動を軽減する、請求項1に記載の電力レシーバシステム。
- 前記コンデンサバンクは、逐次比較型共振チューニングプロセスを使用して定期的に調節される6ビットのコンデンサバンクである、請求項1に記載の電力レシーバシステム。
- 前記閉フィードバックループは、2つのホールドコンデンサ上で、それぞれ、2つの連続コンデンサバンク選択に対応するスイングを検出し、サンプリングすることを含む、請求項1に記載の電力レシーバシステム。
- 前記誘導コイルのインピーダンスは、前記共振コンデンサのオフセットに対してほぼ対称である、請求項5に記載の電力レシーバシステム。
- 外部コントローラに情報を伝送するトランスミッタをさらに備える、請求項1に記載の電力レシーバシステム。
- 前記トランスミッタは、出力電圧調整のためのバックテレメトリとしての超広帯域インパルス無線(IR-UWB)トランスミッタであり、前記IR-UWBトランスミッタからの出力電圧は、リアルタイムの採集電圧の読取値を伝送するバックテレメトリに基づいて調整される、請求項7に記載の電力レシーバシステム。
- 電力消費を低減させるために、動作が、ヘビーデューティサイクリングされる、請求項1に記載の電力レシーバシステム。
- 内部回路網のための電圧供給源を生成する粗バンドギャップリファレンス(BGR-粗)およびローカル低ドロップアウトレギュレータ(LDO)と、
安定な電圧リファレンスを生成する細バンドギャップリファレンス(BGR-細)と
をさらに備える、請求項1に記載の電力レシーバシステム。 - ワイヤレス給電センサチップであって、
外部トランスミッタからワイヤレス電力を受け取る誘導コイルと、
前記センサチップ周辺の異なる外部環境のための異なる設定を規定するコンデンサバンクと、
前記周辺環境に適合するように、前記コンデンサバンクの設定をリアルタイムに適合させる、定期的に有効にされる閉フィードバックループを伴う電力受取フロントエンドRF-DC整流器と、
前記コンデンサ設定および電圧の読取値に関連する情報を外部コントローラに伝送するトランスミッタと
を備えるワイヤレス給電センサチップ。 - 前記コンデンサ設定は、前記周辺環境内の物質のタイプを決定するために使用される、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記誘導コイルのインピーダンスに対する変化は、結果として、前記コンデンサ設定に対する変化をもたらし、前記周辺環境内の近接場の変化を検出するために使用される、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記コンデンサ設定に対する変化を伴わない、電圧の読取値に対する変化は、前記周辺環境内の遠方場を検出するために使用される、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記コンデンサバンクは、Dickson段パッシブ整流器と並列に実装されているバイナリ加重コンデンサバンクを備える、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記閉フィードバックループは、異なる誘電体環境、装荷条件、および加工不整合のうちの少なくとも1つに起因する共振変動を軽減する、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記コンデンサバンクは、逐次比較型共振チューニングプロセスを使用して定期的に調節される6ビットのコンデンサバンクである、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記閉フィードバックループは、2つのホールドコンデンサ上で、それぞれ、2つの連続コンデンサバンク選択に対応するスイングを検出し、サンプリングすることを含む、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記誘導コイルのインピーダンスは、前記共振コンデンサのオフセットに対してほぼ対称である、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
- 前記トランスミッタは、出力電圧調整のためのバックテレメトリとしての超広帯域インパルス無線(IR-UWB)トランスミッタであり、前記IR-UWBトランスミッタからの出力電圧は、リアルタイムの採集電圧の読取値を伝送するバックテレメトリに基づいて調整される、請求項11に記載のワイヤレス給電センサチップ。
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