KR101904336B1 - 자기 전압 제어형 정류기를 가진 무선 전력 수신기 - Google Patents

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Abstract

자기 전압 제어형 정류기를 가진 무선 전력 수신기가 개시된다. 일 실시 예에 따른 무선 전력 수신기는, 무선 전력을 수신하는 공진기와, 공진기로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 정류기 출력전압을 부하에 공급하는 정류기 및 정류기의 후단에 위치하여 정류기 출력전압을 자기 제어하는 스위칭 소자를 포함하는 자기 전압 제어형 정류장치를 포함한다.

Description

자기 전압 제어형 정류기를 가진 무선 전력 수신기 {Wireless Power receiving unit having self-regulation rectifier}
본 발명은 전력 송수신 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 무선 전력 수신기술에 관한 것이다.
무선 전력 전송 시스템은 무선으로 전력을 송수신하는 전력 송신기(Power Transfer Unit: PTU, 이하 PTU라 칭함)와 전력 수신기(Power Receiving Unit: PRU, 이하 PRU라 칭함)로 구성된다. PRU는 인덕터(L)와 커패시터(C)로 구성된 공진기(resonator)를 이용하여 전력을 수신한다. 이때 공진기의 전력은 PTU에서 전송하는 전력의 주파수와 동일한 주파수의 교류 전류가 흐른다. 일반적으로 안정된 DC 신호 형태로 최종 출력신호를 생성하여 부하(load)에 공급하므로, 이를 위해 정류기(rectifier)가 필요하다. 정류기는 AC 신호를 레귤레이션(regulation) 되지 않은 DC 신호로 변환한다. 이 신호를 전력 변환기(power converter)를 이용하여 정교한 DC 전압신호로 변환하여 부하에 공급한다. 어떤 형태의 전력 변환기가 위치하건 간에 2단(2-stage) 구조를 가지게 되며, 수신기의 전력 전송 효율은 정류기의 효율과 전력 변환기의 효율을 곱한 형태로 결정된다. 따라서, 다 단(multi-stage)으로 구성될수록 높은 효율을 획득하기 어렵다.
일 실시 예에 따라, 별도의 전력 변환기 없이도 정류기와 공진기만으로 안정적인 출력 전력을 생성함에 따라 전력 전송 효율을 높일 수 있는 무선 전력 수신기를 제안한다.
일 실시 예에 따른 무선 전력 수신기는, 무선 전력을 수신하는 공진기와, 공진기로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 정류기 출력전압을 부하에 공급하는 정류기 및 정류기의 후단에 위치하여 정류기 출력전압을 자기 제어하는 스위칭 소자를 포함하는 자기 전압 제어형 정류장치를 포함한다.
일 실시 예에 따른 스위칭 소자는 정류기 입력단자와 연결되는 제1 출력과, 접지와 연결되는 제2 출력과, 정류기 출력전압에 따라 발생하는 제어신호를 인가받는 입력을 가질 수 있다.
일 실시 예에 따른 스위칭 소자는 스위칭 소자가 온 되었을 때, 안테나 전류가 분산되어 스위칭 소자에 흐르는 전류가 안테나 전류보다 작게 흐른다.
일 실시 예에 따른 스위칭 소자는 정류기 출력전압이 증가하면 스위칭 소자를 온 시키는 제어신호를 입력받아 정류기가 부하로 전력을 공급하는 것을 차단하여 정류기 출력전압을 감소시키고, 정류기 출력전압이 감소하면 스위칭 소자를 오프 시키는 제어신호를 입력받아 정류기가 부하로 전력을 공급하도록 하여 정류기 출력전압을 증가시킨다. 스위칭 소자는 공진기의 인덕터와 분리되어 위치함에 따라 저전압을 가질 수 있다.
일 실시 예에 따른 무선 전력 수신기는 정류기 출력전압에 따라 스위칭 소자를 온오프 시키는 제어기를 더 포함한다. 제어기는 기준전압과 출력전압을 비교하여 기준전압을 생성할 수 있다.
일 실시 예에 따른 공진기는 인덕터와, 인덕터로 바로 전류를 회귀시키는 제1 커패시터와, 정류기를 통해 전류를 회귀시켜 부하에 전류를 공급하는 제2 커패시터를 포함하며, 스위칭 소자의 온오프에 의해 제1 커패시터와 제2 커패시터의 커패시턴스 총량은 일정하게 유지되면서 그 비율이 조정된다. 제2 커패시터의 커패시턴스는 제1 커패시터의 a배(a는 1보다 큰 실수)일 수 있다.
다른 실시 예에 따른 무선 전력 수신기는, 한 단자가 접지와 연결되는 인덕터와, 인덕터와 직렬 연결되는 제1 커패시터와, 인덕터와는 직렬 연결되고 제1 커패시터와는 병렬 연결되는 제2 커패시터를 포함하는 공진기와, 부하로 공급되는 정류기 출력전압을 자기 제어하는 제1 제어형 정류기와 제2 제어형 정류기를 포함하는 자기 전압 제어형 정류장치를 포함하며, 제1 제어형 정류기는 공진기의 제1 커패시터와 연결된 제1 입력노드와, 제1 정류기 출력전압을 출력하는 제1 출력노드와, 제1 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제1 제어전압을 입력받는 제1 제어노드와, 접지와 연결되는 제1 접지노드를 포함하며, 제2 제어형 정류기는 공진기의 제2 커패시터와 연결된 제2 입력노드와, 제2 정류기 출력전압을 출력하는 제2 출력노드와, 제2 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제2 제어전압을 입력받는 제2 제어노드와 접지와 연결되는 제2 접지노드를 포함한다.
일 실시 예에 따른 각 제어형 정류기는 공진기의 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 커패시터의 커패시턴스 총량은 일정하게 유지하면서 각 커패시터의 커패시턴스 비율을 조정하여 각 정류기 출력전압을 조정한다. 제1 커패시터와 제2 커패시터의 커패시턴스는 동일할 수 있다. 제1 커패시터의 커패시턴스는 제2 커패시터의 커패시턴스보다 1/2N배(N은 양의 정수)일 수 있다.
또 다른 실시 예에 따른 무선 전력 수신기는, 한 단자가 제1 커패시터와 직렬 연결되고 다른 단자는 제1 제어형 정류기와 연결되는 인덕터와, 인덕터와 직렬 연결되는 제1 커패시터와, 인덕터 및 제1 커패시터와 직렬 연결되는 제2 커패시터를 포함하는 공진기와, 부하로 공급되는 정류기 출력전압을 자기 제어하는 제1 제어형 정류기와 제2 제어형 정류기를 포함하는 자기 전압 제어형 정류장치를 포함하며, 제1 제어형 정류기는 인덕터와 연결된 제1 입력노드와, 제1 정류기 출력전압을 출력하는 제1 출력노드와, 제1 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제1 제어전압을 입력받는 제1 제어노드와, 접지와 연결되는 제1 접지노드를 포함하며, 제2 제어형 정류기는 공진기의 제2 커패시터와 연결된 제2 입력노드와, 제2 정류기 출력전압을 출력하는 제2 출력노드와, 제2 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제2 제어전압을 입력받는 제2 제어노드와, 접지와 연결되는 제2 접지노드를 포함한다.
일 실시 예에 따른 각 제어형 정류기는 공진기의 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 커패시터의 커패시턴스 총량을 일정하게 유지시키면서 각 커패시터의 커패시턴스 비율을 조정하여 각 정류기 출력전압을 조절한다.
일 실시 예에 따르면, PRU에서 자기 전압 제어형 정류기를 이용하여 안정적인 출력전압을 만들어 낼 수 있다. 이때, 스위칭 소자가 안테나와 연결되는 경우에는 고전압의 스위칭 소자가 필요하나, 스위칭 소자와 안테나가 분리됨에 따라 스위칭 소자를 저전압으로 구현할 수 있다. 또한, 스위칭 소자가 on 되었을 때 흐르는 전류를 안테나 전류보다 작게 흐르게 함에 따라, 안테나 전류를 흡수하는 스위칭 소자에 안테나 전류가 전량 흐르는 경우에 발생하는 효율 저하와 스위칭 소자의 발열 문제를 해결할 수 있다. 나아가, 안테나 전류를 일정하게 유지시켜 EMI도 스위칭 소자의 구동 주파수에 영향을 많이 받지 않게 되어 EMI 필터 설계가 용이하다.
도 1은 일반적인 PRU의 구조도,
도 2는 능동소자를 제어하여 전력을 수신하는 PRU의 구조도,
도 3은 도 2의 구조에서 스위칭 동작을 이용하여 출력전압을 제어하는 경우 안테나 전류의 변화량을 보여주는 그래프,
도 4는 클록(cloak) 신호를 이용한 공진 주파수 제어방식을 사용하는 수신기의 구조도,
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 자체 출력전압 제어 기능을 가진 PRU의 구조도,
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 스위칭 소자 M1을 off 시켜 출력전압 VOUT을 높이는 상황(부하에 전력이 공급되는 상황)에서의 PRU의 구조도,
도 7a 및 도 7b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 스위칭 소자 M1이 on 되어 출력전압을 낮추는 상황(부하에 전력이 공급되지 않음)에서의 PRU의 구조도,
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 제어기를 포함하는 PRU의 구조도,
도 9는 도 8의 구조에서 부하 전류가 0 ~ 200mA까지 변할 때 출력전압 VOUT이 제어되고 있음을 보여주는 모의실험 파형도,
도 10은 도 8의 구조에서 스위칭 소자 M1의 구동 파형을 도시한 파형도,
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 정류기와 스위칭 소자를 포함하는 제어형 정류장치(Controlled Rectifier Unit: CRU, 이하 CRU라 칭함)의 구조도,
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 두 개의 CRU를 사용하는 자기 전압 제어형 정류장치(self-regulation rectifier: SRR, 이하 SRR이라 칭함)의 구조도,
도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따른 N개의 CRU를 포함하는 SRR의 구조도,
도 14는 도 13의 구조에서 커패시터를 2N 형태로 분배하는 경우의 SRR의 구조도,
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전파 정류기를 포함하는 SRR의 구조도,
도 16은 본 발명의 일 실시 예에 따른 CRR을 포함하는 PRU의 구성도이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
본 발명의 실시 예들을 설명함에 있어서 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이며, 후술되는 용어들은 본 발명의 실시 예에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예를 상세하게 설명한다.
도 1은 일반적인 PRU의 구조도이다.
도 1을 참조하면, PRU는 공진기(10), 정류기(12), 전력 변환기(14) 및 필터(16)를 포함한다.
PRU는 인덕터(L)와 커패시터(Cs1, Cs2)로 구성된 공진기(10)를 통해 PTU로부터 무선 에너지를 수신한다. 이때, 공진기(10)에는 PTU에서 보내는 주파수와 같은 주파수의 교류 전류가 흐르게 된다. 정류기(12)는 교류 신호로부터 안정된 DC 신호로 최종 출력을 만들어 내어 전력을 부하에 공급한다. 이를 위해 정류기(12)는 AC 신호를 레귤레이션(regulation) 되지 않은 DC 신호로 변환한다. 이 DC 신호를 전력 변환기(14)를 이용하여 정교한 DC 전압 Vout을 생성하여 부하에 공급하게 된다. 전력 변환기(14)는 특정 타입에 한정되지 않는데, 예를 들어 벅 타입(buck type), 부스트 타입(boost type) 또는 리니어 타입(linear type)일 수 있다.
어떤 형태의 전력 변환기(14)가 위치하건 간에 2단(2-stage) 구조를 가지게 되며, PRU의 효율은 정류기(12)의 효율과 전력 변환기(14)의 효율을 곱한 형태로 결정된다. 예를 들어, 도 1에 도시된 바와 같이, 정류기(12)의 효율이 최대 90%이고, 전력 변환기(14)의 효율이 최대 90%인 경우, 누적 효율(Commulative Efficiency)은 최대 81%로 떨어지게 된다. 따라서, 전력 변환기(14)가 다 단(multi-stage)으로 구성될수록 높은 효율을 만족시키기가 어렵다.
도 2는 능동소자를 제어하여 전력을 수신하는 PRU의 구조도이다.
도 2를 참조하면, PRU는 인덕터(200)와 커패시터(210)를 포함하는 공진기를 통해 에너지를 수신한다. 인덕터(200)는 안테나의 등가 인덕턴스이다. 이어서, 다이오드(220, 230)로 구성된 정류기가 AC 신호를 DC 신호로 변경한 후 부하(260)에 에너지를 공급한다. 이때, 제어회로(240)가 능동소자(250)를 제어하여 부하(260)에 공급되는 전압을 제어하게 된다. 이 방식은 도 1을 참조로 하여 전술한 방식과는 달리 별도의 전력 변환기가 필요 없는 방식으로, 1단의 정류기로 정류기 출력전압을 제어할 수 있다. 그러나 능동소자(250)가 저항으로 동작할 수 있기 때문에 효율이 좋지 않을 수 있다. 또한, 안테나의 전압은 수신 감도와 PTU의 전력에 비례하게 되는데, 경우에 따라 수백 V에 근접한 전압이 발생할 수도 있다. 따라서, 안테나와 연결된 능동소자(250)는 이를 견딜 수 있는 내압이 높아야 한다.
도 3은 도 2의 구조에서 스위칭 동작을 이용하여 출력전압을 제어하는 경우 안테나 전류의 변화량을 보여주는 그래프이다.
도 3을 참조하면, 도 2의 회로는 MOSFET 소자를 선형소자로 사용하는 것이므로 전력 소모에 의한 발열 문제가 많으므로 gate 구동을 펄스(pulse)로 인가하여 MOSFET 소자를 스위칭 소자로 동작하도록 하여 제어할 수도 있다. 이 경우 MOSFET의 발열은 줄일 수 있으나, 안테나 전류가 도 3에 도시된 바와 같이 변조(modulation) 되는 문제가 발생한다.
구체적으로, 부하가 5W를 소모하도록 하고 출력전압을 제어하는 상태에서, 출력전압을 일정한 전압으로 유지하기 위해 MOSFET을 gate 구동 파형을 이용하여 스위칭 제어한다. MOSFET이 on 되면 도 2의 커패시터(210)가 공진 주파수를 바꾸기 때문에 안테나 전류가 감소하게 된다. 즉, 부하에 전류를 공급할 때는 안테나 전류가 커지게 되고, MOSFET을 on 시켜서 출력전압을 낮추는 상황에서는 안테나 전류가 감소하게 된다. 마치 안테나 전류가 gate 구동 파형에 변조되는 것과 같은 양상으로 나타나게 된다. 이러한 전류 파형의 변화는 PTU에서 발생하는 출력전력이 달라지게 되는 것을 의미한다. 따라서 PTU 회로의 동작 조건이 바뀌게 되어 안정적인 동작에 영향을 줄 수 있으며, 잡음 주파수가 gate 구동 파형에 변조되어 발생하므로 EMI(Electro Magnetic Interference)가 gate 구동 파형에 영향을 받아서 EMI를 억제하는 회로 구현을 힘들게 할 수 있다.
도 4는 클록(cloak) 신호를 이용한 공진 주파수 제어방식을 사용하는 수신기의 구조도이다.
도 4를 참조하면, 출력전압 Vout(400)이 원하는 전압이 되도록 별도의 클록 신호(cloak signal)(450)를 사용하여 N1(410)을 스위칭 소자로 제어하여 출력전압 Vout(400)을 조정한다. 도 4의 방식은 도 2의 방식과 유사하지만, 스위칭 소자 N1(410)의 위치가 인덕터 L2(420)와 커패시터 C1(422)으로 구성된 공진기의 후 단에 위치하는 것이 특징이며, 제어방식은 도 2의 방식과 동일하다 할 수 있다.
스위칭 소자 N1(410)이 on 되면 공진기의 전류가 전량 스위칭 소자 N1(410)을 통해 흐르게 되므로 도 2의 경우와 마찬가지로 스위칭 소자 N1(410)의 전력소모가 문제될 수 있다. 또한, 이 방법은 스위칭 소자 N1(410)이 on 되었을 때 커패시터 C1(422) 및 C6(430)이 공진 주파수를 바꾸는 역할을 하는데, 커패시터 C6(430)의 커패시턴스가 커패시터 C1(422)에 비해 매우 클 경우 공진 주파수가 그다지 변화하지 않는 문제가 있다. 따라서, 스위칭 소자 N1(410)을 통해 흐르는 전류가 매우 클 수 있다.
만약 커패시터 C6(430)의 커패시턴스를 줄일 경우, 공진 주파수가 높아지게 되어 공진 전류는 줄일 수 있지만, 커패시터 C6(430) 양단에 걸리는 전압이 높아질 수 있다. 이 경우 정류기의 다이오드 D2(440)를 on 시켜 부하에 전류를 공급할 수 있다. 스위칭 소자 N1(410)이 on 되는 경우는 안테나의 전류를 흡수하여 다이오드 D2(440)를 켜지 못하게 함으로써 출력전압을 낮추려는 의도를 가지고 있으나, 커패시터 C6(430)이 너무 작을 경우 이러한 기능을 수행하지 못하게 되므로 출력전압을 레귤레이션할 수 없게 된다.
도 2 내지 도 4를 참조로 하여 전술한 바와 같이, 정류기 한 단으로 출력을 제어하는 것이 효율적인 면에서는 좋을 수 있으나, 실제 사용 가능할 정도의 성능을 보이기 위해서는 아래와 같은 몇 가지 풀어야 할 문제가 있다.
(1) 저전압 소자의 사용: 가격을 낮추고 저전압 반도체 공정으로 제작하기 위해서는 저전압 소자를 사용할 수 있어야 한다.
(2) 안테나 전류 변조 문제: 출력을 제어하는 상황에도 안테나 전류가 비교적 일정하도록 하여 PTU의 동작을 안정화시키고 제어신호가 EMI에 작용하는 문제를 줄여야 한다.
(3) 전력소모: 출력전압을 제어하는 곳에 사용되는 소자의 전력 소모를 낮추어 효율을 증가시키고 발열을 억제해야 한다.
본 발명은 위에 언급한 3가지 문제점을 해결하기 위한 PRU 구조를 제안한다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 자체 출력전압 제어 기능을 가진 PRU의 구조도이다.
도 5를 참조하면, 일 실시 예에 따른 PRU(5)는 공진기(50)와 정류기(52) 및 스위칭 소자 M1(54)을 포함한다.
공진기(50)는 인덕터 LRX(500), 커패시터 C1(501), C2(502) 및 Cp(504)를 포함한다. LRX(500)는 전력을 수신하는 안테나를 인덕터로 모델링한 것이고, 커패시터 C1(501), C2(502)는 PRU(5)의 공진 주파수를 결정하는 커패시터이다. 커패시터 C2(502)는 인덕터 LRX(500)와 직렬 연결되고, 커패시터 C1(501)은 인덕터 LRX(500)와는 직렬 연결되고 커패시터 C2(502)와는 병렬 연결될 수 있다. 커패시터 C1(501)은 인덕터 LRX(500)로 바로 전류를 회귀시키는 커패시터이고, 커패시터 C2(502)는 정류기(52)를 통해 전류를 회귀시켜 부하에 전류를 공급하는 커패시터이다. 커패시터 Cp(504)는 무선 전력 전송과 직접적인 관련은 없으나, ACIN 정류기 입력단자에서의 기생 발진을 방지한다.
정류기(52)는 AC 입력을 DC로 바꾸는데, 도 5에 도시된 바와 같이 다이오드 D1(521)과 D2(522)로 구성된 반파 정류기일 수 있다.
스위칭 소자 M1(54)은 정류기 출력전압 VOUT을 제어한다. 통상적으로 제어전압 Vcont을 문턱 전압 이상으로 인가하여 스위칭 소자 M1(54)을 on 시키는 경우 출력전압 VOUT을 낮출 수 있다. 따라서, 별도의 전력 변환기 없이도 출력을 제어할 수 있으므로 효율을 개선할 수 있다.
일 실시 예에 따른 스위칭 소자 M1(54)는 정류기 입력단자 ACIN와 연결되는 제1 출력과, 접지와 연결되는 제2 출력과, 정류기 출력전압 VOUT을 자기 제어하기 위한 제어신호 Vcont와 연결되는 입력을 가진다. 스위칭 소자 M1(54)이 on 되었을 때, 안테나 전류가 분산되어 스위칭 소자 M1(54)에 흐르는 전류가 안테나 전류보다 작게 흐르게 된다.
스위칭 소자 M1(54)에 의해 정류기 출력전압 VOUT이 일정하게 유지된다. 예를 들어, 스위칭 소자 M1(54)는 정류기 출력전압 VOUT이 증가하면 스위칭 소자 M1(54)를 on 시키는 제어신호를 입력받아 정류기(5)가 부하로 전력을 공급하는 것을 차단하여 정류기 출력전압 VOUT을 감소시킨다. 이에 비해, 정류기 출력전압 VOUT이 감소하면 스위칭 소자 M1(54)를 off 시키는 제어신호를 입력받아 정류기(5)가 부하로 전력을 공급하도록 하여 정류기 출력전압 VOUT을 증가시킨다. 이에 따라, 정류기 출력전압 VOUT이 일정하게 유지된다. 이하, 도 6a, 도 6b, 도 7a 및 도 7b를 참조로 하여 도 5의 PRU 구조에서 자기 전압 제어를 통해 출력전압 VOUT을 일정하게 조정할 수 있음을 보인다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 스위칭 소자 M1을 off 시켜 출력전압 VOUT을 높이는 상황(부하에 전력이 공급되는 상황)에서의 PRU의 구조도이다.
출력전압 VOUT이 원하는 전압 상태에 있거나, 원하는 전압보다 낮은 상태인 경우, 스위칭 소자 M1(54)을 off 시키면, 다이오드 D1(521)이 도통하여 전력을 부하로 전송하게 한다(도 6a). 도 6a의 회로를 등가적으로 나타내면 도 6b에 도시된 바와 같다.
도 6a 및 도 6b를 참조하면, 안테나의 전류는 I1, I2로 나뉘어 각각 커패시터 C1(501)과 C2(502)를 통해 흐르게 된다. 만약 부하 저항 RL(580)이 크지 않다면, 즉, 높은 전력소모를 필요로 하는 경우 공진 주파수는 수식 1과 같이 결정된다.
Figure 112016036309349-pat00001
... 수식 1
만약 6.78MHz를 사용하는 A4WP PTU 용으로 수신기를 만들 경우 A4WP 수신기는 공진 주파수가 6.78MHz가 되도록 인덕터 LRX(500), 커패시터 C1(501) 및 C2(502)를 결정한다.
도 7a 및 도 7b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 스위칭 소자 M1이 on 되어 출력전압을 낮추는 상황(부하에 전력이 공급되지 않음)에서의 PRU의 구조도이다.
만약 출력전압 VOUT이 원하는 전압보다 높을 경우는 도 7a에 도시된 같이 스위칭 소자 M1(54)을 on 시켜서 출력으로 전력이 공급되지 못하도록 한다. 따라서, 다이오드 D1(521)은 off 되므로 부하는 보이지 않게 되며, 이때의 등가 회로는 도 7b에 도시된 바와 같다.
스위칭 소자 M1(54)이 on 되었을 때 저항 성분을 매우 작게 할 수 있으므로 스위칭 소자 M1(54)의 등가 저항이 매우 작다고 하면 공진 주파수는 수학식 1과 동일하다. 따라서, 어느 경우든지 안테나 LRX(500) 입장에서는 공진 주파수가 크게 변화하지 않는다.
도 6a 및 도 6b의 경우는 커패시터 C2(502)와 직렬로 저항 RL(580)이 보이는 상황이지만, 다이오드 D1(521)이 on 된 상황은 부하에서 전력을 요구하는 상황이므로 저항 RL(580)이 저항값이 매우 큰 상태라고 할 수 없다. 부하가 전력을 소모하지 않을 때는 저항 RL(580)이 매우 큰 상태라고 할 수 있는데, 이때는 출력전압 VOUT이 증가할 것이므로 스위칭 소자 M1(54)을 on 시킬 것이다. 따라서, 이때는 도 7a 및 도 7b에 도시된 바와 같이 동작하게 되어 어떠한 경우에도 커패시터 C2(502)에 직렬로 연결되는 저항 성분이 크지 않게 된다. 즉, 두 경우 모두 공진기 상태가 거의 유사하게 되므로 안테나 전류는 거의 일정하게 유지된다. 따라서, PTU 입장에서 스위칭 소자 M1(54)이 on 되건 off 되건 안정적으로 동작할 수 있는 조건이 되며, 도 3에 도시된 바와 같이 안테나 전류가 큰 폭으로 변화하지 않으므로 EMI도 스위칭 소자 M1(54)의 구동 주파수에 영향을 많이 받지 않게 되어 EMI 필터 설계가 용이하다.
정상 동작을 할 때는 도 6a 및 도 6b에 도시된 바와 같이 동작을 하므로 정류기 입력전압 ACIN은 다이오드 D1(521)이 on 되었을 때의 forward 전압과 출력전압 VOUT을 더한 정도가 된다. 일반 다이오드를 사용할 경우 forward 전압은 0.7V 정도이고 쇼트키 접합 다이오드(schottky junction diode)의 경우 0.3V 정도이므로 정류기 입력전압 ACIN은 거의 출력전압 VOUT이라 할 수 있다. 만약 출력전압 VOUT을 낮추기 위해 스위칭 소자 M1(54)이 on 되는 경우 정류기 입력전압 ACIN은 거의 접지 레벨이 된다. 따라서, 어떠한 경우에도 정류기 입력전압 ACIN은 출력전압 VOUT보다 과도하게 높은 상태가 발생하지 않는다. 따라서 스위칭 소자 M1(54)은 출력전압 VOUT 정도의 내압을 만족하는 소자를 사용하면 되므로 필요 이상의 과전압을 견딜 수 있는 소자를 사용할 필요가 없다.
도 7a 및 도 7b에서 스위칭 소자 M1(54)이 on 되는 경우, 만약 커패시터 C1(501), C2(502)의 커패시턴스가 같은 값이라면 전류 I1, I2는 거의 같아지게 된다. 즉, 안테나 전류의 절반만이 스위칭 소자 M1(54)을 통해 흐르게 된다. 도 4의 경우 안테나 전류가 전량 스위칭 소자를 통해 흐르게 되는데, 본 발명에 따른 방식은 절반만 흐르게 된다. 만약 스위칭 소자 M1(54)이 on 되었을 때 on 저항이 Ron이라고 하고 안테나의 피크(peak) 전류가 Ip라고 하며 전류의 형태가 정현파 형태라면, Ron의 전력 소모는 다음과 같다.
Figure 112016036309349-pat00002
... 수식 2
수식 2에서와 같이, 전량 전류가 흐를 때에 비해 약 1/4로 전력 소모를 줄일 수 있다. 만약 C2=a×C1, 즉, 커패시터 C2(502)가 커패시터 C1(501)에 비해 a(a는 실수)배 작게 설정할 경우 수식 2는 수식 3과 같이 바뀌게 된다.
Figure 112016036309349-pat00003
... 수식 3
즉, a를 키우게 되면 전력 소모를 더 줄일 수도 있다. 물론 부하로 공급되는 전류도 이 비율로 작아지게 되므로 부하가 소모하는 전력이 작은 경우 a를 1 이상으로 설정하는 것도 좋은 방법이다.
이상의 설명에서 이 발명이 개선하려고 해던 3가지 사항이 제안하는 구조로 전부 충족됨을 알 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 제어기를 포함하는 PRU의 구조도이다.
도 8을 참조하면, PRU(5)는 도 5의 구조에서 제어기(56)를 더 포함한다. 제어기(56)는 비교기(560)와, 출력전압 VOUT을 감지하기 위한 저항 R1(561), R2(562) 및 기준전압 VREF(563)을 포함한다. 만약 VOUT×R1/(R1+R2) > VREF 조건을 만족하면, 비교기(560)의 출력(Vcont)은 high가 되고 스위칭 소자 M1(54)이 on 되어 출력전압 VOUT을 낮추게 된다. 따라서, 출력전압 VOUT은 (1+R2/R1)×VREF로 제어되게 된다.
전술한 비교기(560)의 구성은 간략한 동작만 설명하는 것이므로 스위칭 소자 M1(54)이 제로 전압 스위칭(zero-voltage switching)이 되도록 하는 회로나, 비교기(560)에 히스테리시스(hysteresis)를 추가하여 너무 빠른 속도로 동작하지 않도록 하는 등의 추가 기능을 가진 회로를 넣을 수도 있다.
도 9는 도 8의 구조에서 부하 전류가 0 ~ 200mA까지 변할 때 출력전압 VOUT이 제어되고 있음을 보여주는 모의실험 파형도이다.
도 8 및 도 9를 참조하면, 6.78MHz에서 동작하도록 공진기를 설정한 상태에서 출력전압 VOUT(910)을 5V로 레귤레이션 하도록 제어기(56)를 설정하여 모의실험하였다. 도 9에 도시된 바와 같이, 부하 전류(900)가 200mA까지 변해도 출력전압 VOUT(910)이 5V로 잘 제어되고 있음을 확인할 수 있다. 초기의 출력전압 VOUT(910)이 낮은 것은 정류기 커패시터 CVOUT이 방전되어 있어서 이 커패시터를 충전하는 상태이기 때문이다. 안테나 전류(920)를 보면 부하 전류가 변해도 거의 일정하게 유지되고 있음을 알 수 있다.
도 10은 도 8의 구조에서 스위칭 소자 M1의 구동 파형을 도시한 파형도이다.
도 8 및 도 10을 참조하면, 하이 레벨의 스위칭 소자 제어신호(1000)에 의해 스위칭 소자 M1이 on 되면 출력전압 VOUT(1010)이 감소하고 있으며, 출력전압 VOUT(1010)이 감소하면 로우 레벨의 스위칭 소자 제어신호(1000)에 의해 스위칭 소자 M1을 off 시켜서 다시 출력전압 VOUT(1010)이 증가하고 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 정류기와 스위칭 소자를 포함하는 제어형 정류장치(Controlled Rectifier Unit: CRU, 이하 CRU라 칭함)의 구조도이다.
도 11을 참조하면, 정류기와 스위칭 소자를 CRU(1100)라고 정의한다. 이때, 정류기는 도 5의 정류기(52)일 수 있고, 스위칭 소자는 도 5의 스위칭 소자 M1(54)일 수 있다.
일 실시 예에 따른 CRU(1100)는 정류기 입력전압 ACIN을 입력받는 입력노드(IN)(1110)와, 정류기 출력전압 VOUT을 출력하는 출력노드(OUT)(1120)와, 제어신호를 입력받는 제어노드(CTRL)(1130)와 접지(ground)와 연결된 접지노드(GND)(1140)를 포함한다.
도 12는 본 발명의 일 실시 예에 따른 두 개의 CRU를 사용하는 자기 전압 제어형 정류장치(self-regulation rectifier: SRR, 이하 SRR이라 칭함)의 구조도이다.
도 12를 참조하면, 2개의 CRU(1201, 1202)를 사용하여 도 11을 변형할 수 있다. 제1 CRU(1201)는 제1 제어신호 Vcont1(1)(1211)을 인가받고, 제2 CRU(1202)는 제2 제어신호 Vcont2(1212)를 인가받는다.
Vcont(2)(1212)가 하이 레벨이라면, 도 11의 동작과 큰 차이가 없는 구조가 된다. 그러나 만약 Vcont(1)(1211)=Vcont(2)(1212)=0이라면 커패시터 C1(1221), C2(1222)가 모두 출력에 에너지를 공급하는 소자로 사용될 수 있으므로 더 많은 에너지를 공급할 수 있다. 따라서, C1(1221)=C2(1222)라면 안테나 에너지를 온전히 공급하거나, 절반 공급하거나 공급하지 않는 3가지 상태로 제어 가능하다. 단, 이때 C1(1221)+C2(1222)와 LRX(1232)가 공진 주파수를 결정하게 된다.
도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따른 N개의 CRU를 포함하는 SRR의 구조도이다.
도 13을 참조하면, N개(N은 양의 정수)의 CRU(1300-1,1300-2,…1300-N-1,1300-N)를 사용하는 경우, 공진 주파수는 커패시터 Cs(1310)와 인덕터 LRX(1320)에 의해 결정되며, 각각의 CRU(1300-1,1300-2,…1300-N-1,1300-N)에는 Cs/N의 커패시터가 연결되어 있다. CRU(1300-1,1300-2,…1300-N-1,1300-N)는 각각 제어전압(Vcont(1),Vcont(2),…,Vcont(N-1),Vcont(N))을 인가받는다. 이때 Vcont(1)=H, Vcont(2)~Vcont(N)=L이라면, 부하에 공급되는 에너지는 1/N이 될 것이고, Vcont(2)~Vcont(N) 전압이 하나씩 high가 될 때마다 부하에 공급되는 전류는 1/N씩 증가하게 될 것이다. 따라서, 출력전압 VOUT을 좀 더 정교하게 제어할 수 있게 된다.
도 14는 도 13의 구조에서 커패시터를 2N 형태로 분배하는 경우의 SRR의 구조도이다.
도 14를 참조하면, 커패시터 Cs(1400)를 2N (N은 양의 정수)형태로 분배하면, 적은 소자의 개수로 부하에 공급되는 전류를 세밀하게 제어할 수 있다. 이때 모든 커패시터의 총합은 도 13과 마찬가지로 Cs가 되며, Cs(1400)와 LRX(1410)가 공진기의 공진 주파수를 결정하게 된다.
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전파 정류기를 포함하는 SRR의 구조도이다.
도 5, 도 13 및 도 14는 안테나의 한쪽 단자를 접지 전위에 두었으므로 기본적으로는 반파 정류기 형태의 동작에 제어기능이 합쳐져 있는 것으로 볼 수 있다. 이것을 전파 정류 형태로 구현 가능하다. 예를 들어, 도 15에 도시된 바와 같이 CUR-0(1500)를 추가하고, CUR-0(1500)의 입력에 안테나 LRX(1510)의 나머지 한 단자를 연결하면 전파 정류 형태로 구현이 된다.
이와 같이 구현하면 더 많은 전력을 부하로 공급할 수 있게 되면서 Vcont(0)~Vcont(N)을 제어하여 부하에서 필요한 전류를 선택적으로 공급할 수 있게 된다. 이때 CRU-1~CRU-N(1520-1,1520-2,…,1520-N-1,1520-N)에 연결되는 커패시터의 총량은 Cs2(1532)이고, LRX(1510)에는 커패시터 Cs1(1531)이 직렬로 연결되어 있다. 공진 주파수는 LRX(1510)와 직렬 연결된 커패시터 Cs1(1531), Cs2(1532)에 의해 결정되는데, 전체 커패시턴스 량은 Cs1||Cs2=Cs1×Cs2/(Cs1+Cs2)가 된다. 따라서, LRX(1510)와 Cs1(1531)||Cs2(1532)가 공진 주파수가 된다.
도 15는 2N 형태로 커패시터를 분할한 경우를 예를 든 것으로, 도 14의 형태로도 큰 어려움 없이 바꿀 수 있다.
도 16은 본 발명의 일 실시 예에 따른 CRR을 포함하는 PRU의 구성도이다.
도 16을 참조하면, PRU(5)는 공진기(50), 제어기(56), 부하(58) 및 CRR(59)을 포함하며, CRR(59)은 정류기(52)와 스위칭 소자(54)를 포함한다.
정류기(52)는 공진기(50)로부터 수신된 AC 전력을 DC 전력으로 변환하여 정류기 출력전압 VOUT을 부하(58)에 공급한다. 스위칭 소자(54)는 정류기(52)의 후단에 위치하여 정류기 출력전압 VOUT을 자기 제어한다. 스위칭 소자(54)는 정류기 입력단자와 연결되는 제1 출력과, 접지와 연결되는 제2 출력과, 정류기 출력전압 VOUT에 따라 발생하는 제어신호를 인가받는 입력을 가질 수 있다.
제어기(56)는 스위칭 소자(54)에 제어신호 Vcont를 인가하여 스위칭 소자(54)를 온오프 시킨다. 예를 들어, 스위칭 소자(54)는 정류기 출력전압 VOUT이 증가하면 스위칭 소자(54)를 on 시키는 제어신호에 의해 정류기(52)가 부하(58)로 전력을 공급하는 것을 차단하여 정류기 출력전압 VOUT을 감소시킨다. 이에 비해, 정류기 출력전압 VOUT이 감소하면 스위칭 소자(54)를 off 시키는 제어신호에 의해 정류기(52)가 부하(58)로 전력을 공급하도록 하여 정류기 출력전압 VOUT을 증가시킨다. 이에 따라, 정류기 출력전압 VOUT이 일정하게 유지된다. 스위칭 소자(54)가 on 되었을 때, 안테나 전류가 분산되어 스위칭 소자(54)에 흐르는 전류가 안테나 전류보다 작게 흐르도록 한다.
정류기 출력전압 VOUT을 제어하기 위한 스위칭 소자(54)는 안테나와 분리됨에 따라 저전압으로 구현이 가능하다. 또한, 스위칭 소자(54)가 on 되었을 때 흐르는 전류를 안테나 전류보다 작게 흐르게 함에 따라, 안테나 전류를 흡수하는 스위칭 소자(54)에 안테나 전류가 전량 흐르는 경우에 발생하는 효율 저하와 스위칭 소자의 발열 문제를 해결한다. 나아가, 안테나 전류를 일정하게 유지시켜 EMI도 스위칭 소자(54)의 구동 주파수에 영향을 많이 받지 않게 되어 EMI 필터 설계가 용이하다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 실시 예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 전력을 수신하는 공진기; 및
    상기 공진기로부터 수신된 교류 전력을 직류 전력으로 변환하여 정류기 출력전압을 부하에 공급하는 정류기와, 상기 정류기의 후단에 위치하여 정류기 출력전압의 증감에 따라 온오프 되어 정류기 출력전압을 자기 제어함에 따라 정류기 출력전압을 일정하게 유지시키는 단일의 스위칭 소자를 포함하여, 별도의 전력 변환기 없이 정류기 출력전압을 자기 제어하는 자기 전압 제어형 정류장치; 를 포함하며,
    상기 공진기는
    인덕터와, 상기 인덕터로 바로 전류를 회귀시키는 제1 커패시터와, 상기 정류기를 통해 전류를 회귀시켜 부하에 전류를 공급하는 제2 커패시터를 포함하며,
    상기 스위칭 소자가 온오프 되더라도 상기 제1 커패시터와 제2 커패시터를 통해 공진 주파수를 일정하게 유지하면서 부하로 공급되는 전류를 상기 제1 커패시터와 제2 커패시터의 커패시턴스 비율에 비례하여 조절하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 소자는
    정류기 입력단자와 연결되는 제1 출력과, 접지와 연결되는 제2 출력과, 정류기 출력전압에 따라 발생하는 제어신호를 인가받는 입력을 가지는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 소자는
    스위칭 소자가 온 되었을 때, 안테나 전류가 분산되어 스위칭 소자에 흐르는 전류가 안테나 전류보다 작게 흐르는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 소자는
    정류기 출력전압이 증가하면 스위칭 소자를 온 시키는 제어신호를 입력받아 정류기가 부하로 전력을 공급하는 것을 차단하여 정류기 출력전압을 감소시키고, 정류기 출력전압이 감소하면 상기 스위칭 소자를 오프 시키는 제어신호를 입력받아 정류기가 부하로 전력을 공급하도록 하여 정류기 출력전압을 증가시키는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서, 스위칭 소자는
    공진기의 인덕터와 분리되어 위치함에 따라 저전압을 가지는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 무선 전력 수신기는
    정류기 출력전압에 따라 상기 스위칭 소자를 온오프 시키는 제어기;
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 제어기는
    기준전압과 출력전압을 비교하여 기준전압을 생성하는 비교기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  8. 삭제
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 커패시터와 제2 커패시터의 커패시턴스 총량으로 공진 주파수를 결정하되,
    상기 제2 커패시터의 커패시턴스는 상기 제1 커패시터의 a배(a는 1보다 큰 실수)인 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  10. 한 단자가 접지와 연결되는 인덕터와, 상기 인덕터와 직렬 연결되는 제1 커패시터와, 상기 인덕터와는 직렬 연결되고 상기 제1 커패시터와는 병렬 연결되는 제2 커패시터를 포함하는 공진기; 및
    부하로 공급되는 정류기 출력전압을 자기 제어하는 제1 제어형 정류기와 제2 제어형 정류기를 포함하는 자기 전압 제어형 정류장치; 를 포함하며,
    상기 제1 제어형 정류기는 상기 공진기의 제1 커패시터와 연결된 제1 입력노드와, 제1 정류기 출력전압을 출력하는 제1 출력노드와, 제1 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제1 제어전압을 입력받는 제1 제어노드와, 접지와 연결되는 제1 접지노드를 포함하며,
    상기 제2 제어형 정류기는 상기 공진기의 제2 커패시터와 연결된 제2 입력노드와, 제2 정류기 출력전압을 출력하는 제2 출력노드와, 제2 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제2 제어전압을 입력받는 제2 제어노드와 접지와 연결되는 제2 접지노드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서, 각 제어형 정류기는
    공진기의 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 커패시터의 커패시턴스 총량은 일정하게 유지하면서 각 커패시터의 커패시턴스 비율을 조정하여 각 정류기 출력전압을 조정하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제1 커패시터와 제2 커패시터의 커패시턴스는 동일한 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  13. 제 10 항에 있어서,
    상기 제1 커패시터의 커패시턴스는 제2 커패시터의 커패시턴스보다 1/2N배(N은 양의 정수)인 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  14. 한 단자가 제1 커패시터와 직렬 연결되고 다른 단자는 제1 제어형 정류기와 연결되는 인덕터와, 상기 인덕터와 직렬 연결되는 제1 커패시터와, 상기 인덕터 및 제1 커패시터와 직렬 연결되는 제2 커패시터를 포함하는 공진기; 및
    부하로 공급되는 정류기 출력전압을 자기 제어하는 제1 제어형 정류기와 제2 제어형 정류기를 포함하는 자기 전압 제어형 정류장치; 를 포함하며,
    상기 제1 제어형 정류기는 상기 인덕터와 연결된 제1 입력노드와, 제1 정류기 출력전압을 출력하는 제1 출력노드와, 제1 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제1 제어전압을 입력받는 제1 제어노드와, 접지와 연결되는 제1 접지노드를 포함하며,
    상기 제2 제어형 정류기는 상기 공진기의 제2 커패시터와 연결된 제2 입력노드와, 제2 정류기 출력전압을 출력하는 제2 출력노드와, 제2 정류기 출력전압에 따라 생성되는 제2 제어전압을 입력받는 제2 제어노드와, 접지와 연결되는 제2 접지노드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
  15. 제 14 항에 있어서, 각 제어형 정류기는
    상기 공진기의 제1 커패시터 및 제2 커패시터를 포함하는 커패시터의 커패시턴스 총량을 일정하게 유지시키면서 각 커패시터의 커패시턴스 비율을 조정하여 각 정류기 출력전압을 조절하는 것을 특징으로 하는 무선 전력 수신기.
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