WO2022249751A1 - 共振型電力変換回路及び非接触給電システム - Google Patents

共振型電力変換回路及び非接触給電システム Download PDF

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WO2022249751A1
WO2022249751A1 PCT/JP2022/015939 JP2022015939W WO2022249751A1 WO 2022249751 A1 WO2022249751 A1 WO 2022249751A1 JP 2022015939 W JP2022015939 W JP 2022015939W WO 2022249751 A1 WO2022249751 A1 WO 2022249751A1
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voltage
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resonance
operating frequency
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大地 三島
真吾 長岡
武 上松
大雄 関屋
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オムロン株式会社
国立大学法人千葉大学
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Definitions

  • the present invention relates to a resonance type power conversion circuit and a contactless power supply system using the resonance type power conversion circuit.
  • AGVs automatic guided vehicles
  • rechargeable batteries such as lithium-ion batteries.
  • the AGV is moved to a charging station, and then the AGV
  • the power receiving coil mounted on the charging station is electromagnetically coupled to the power transmitting coil of the charging station to perform contactless charging in the contactless charging system.
  • an AC power supply 31 with a voltage v11 is connected to a series resonance circuit of an inductor L11 of the primary coil of a transformer TR11, a resistor R11, and a capacitor C11. is connected.
  • a load resistor RL is connected to a series resonance circuit including an inductor L12 of the secondary coil of the transformer TR11, a resistor R12, and a capacitor C12.
  • the inductors L11 and L12 of the transformer TR11 are electromagnetically coupled with each other with a degree of coupling k.
  • the contactless power supply system of FIG. 12 which is an example of the contactless charging system, has the following two problems as shown in FIG.
  • Non-Patent Document 1 the class E resonant inverter circuit of FIG. 14 disclosed in Non-Patent Document 1 is proposed.
  • phase control is required.
  • the calculation cost of the calculation control unit that performs the phase control becomes large.
  • the object of the present invention is to provide a contactless power supply system using a type power conversion circuit.
  • a resonant power conversion circuit includes: a resonance circuit that includes a first LC resonance circuit and a switching element and outputs an output voltage or an output current to a load; a detection circuit that detects output information that is the output voltage or output current; Based on the detected output information, using a predetermined local maximum point searching method, searching for a local maximum point or a desired voltage in the characteristics of the output information with respect to the operating frequency, and corresponding to the searched local maximum point or desired voltage an arithmetic control unit that determines the operating frequency for a signal generator that generates a drive control signal having the determined operating frequency and controls the frequency of the switching element based on the drive control signal; said resonant circuit having an output information characteristic with respect to said operating frequency having a load independent point that is independent of said load corresponding to said maximum or desired voltage; The resonance circuit feeds back a drive control signal containing the output information to the switching element, and drives at the load-independent point by frequency control based on the drive control signal.
  • Another object of the present invention is to provide a contactless power supply system using the resonance type power conversion circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a resonant power conversion circuit according to an embodiment
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing the relationship between the gate voltage signal Vf applied to the MOS transistor Q1 of FIG. 1 and the output voltage V0 and the phase difference ⁇ therebetween
  • FIG. 3B is a graph showing an example of control when frequency control is performed by the hill-climbing method in the resonance type power conversion circuit of FIG. 1 in the graph of FIG. 3B;
  • FIG. 2 is a flow chart showing an operating frequency determination process executed by the control circuit 10 of FIG. 1;
  • FIG. 6 is a graph showing an example of control in the graph of the output voltage Vo with respect to the operating frequency f when the operating frequency is determined by the operating frequency determining process of FIG.
  • FIG. 5; 2 is a flowchart showing detailed operating frequency determination processing executed by the control circuit 10 of FIG. 1;
  • FIG. 8 is a graph for setting a progress width df in a progress width determination process P3 in the operating frequency determination process of FIG. 7; 1.
  • It is a block diagram which shows the structural example of the said non-contact electric power feeding system when the resonance type power inverter circuit of FIG. 1 is applied to a non-contact electric power feeding system.
  • 10 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13 of FIG. 9;
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13A according to modification 1;
  • FIG. FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13B according to Modification 2;
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13C according to Modification 3; 14 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13D according to Modification 4.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13E according to Modification 5.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14 of FIG. 9;
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14A according to Modification 6.
  • FIG. FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14B according to Modification 7;
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14C according to Modification 8;
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14D according to Modification 9;
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14E according to Modification 10;
  • 1 is a circuit diagram showing a circuit example of a contactless power supply system using a conventional resonant power conversion circuit;
  • FIG. 13 is a graph showing an operation example of the resonant power conversion circuit of FIG. 12;
  • 1 is a circuit diagram showing a circuit example of a conventional class E resonant inverter circuit;
  • FIG. 15 is a waveform diagram showing an operation example of the class E resonant inverter circuit of FIG. 14;
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a circuit example of a conventional class E resonant inverter circuit
  • FIG. 15 is a waveform diagram showing an operation example of the class E resonant inverter circuit of FIG.
  • a class E resonant inverter circuit 90 includes a DC bias circuit 31A comprising voltage dividing resistors Rd1 and Rd2, a feedback inductor LF and voltage dividing capacitors Cn1 and Cn2, and a MOS field effect transistor (hereinafter referred to as a MOS transistor). It comprises Q1, inductors L21 and L22, capacitors C21 and C22, and a load resistor RL.
  • a MOS transistor MOS field effect transistor
  • the power supply voltage VDD is applied to the drain of the MOS transistor Q21 via the inductor L21, and the DC bias voltage divided by the voltage dividing resistors Rd1 and Rd2 is applied to the MOS transistor Q21. is applied to the gate of The output voltage Vo across the load resistor Ro is divided by the voltage dividing capacitors Cn1 and Cn2, and then applied as a gate signal to the gate of the MOS transistor Q1 via the feedback inductor LF.
  • the output source voltage Vs generated by the MOS transistor Q1 is output to the load resistor RL as the output voltage Vo via the capacitors C1, C2 and the inductor L2.
  • the gate voltage signal Vf applied to the gate of the MOS transistor Q1 is a voltage phase-shifted by 140 degrees with respect to the output voltage Vo, as shown in FIG.
  • the phase of the gate voltage signal Vf can only be shifted by 140 degrees with respect to the waveform of the output voltage Vo. Therefore, there is a problem that control is required to cope with the inductance of the resonant circuit and the load fluctuation.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a resonance type power conversion circuit according to an embodiment.
  • the resonance type power conversion circuit according to the embodiment includes a resonance circuit 1, a detection circuit 2, and a control circuit .
  • the resonant power conversion circuit is specifically a resonant inverter circuit.
  • the control circuit 10 includes an arithmetic control section 3 and a signal generation section 4 .
  • the resonance circuit 1 includes a DC power supply 5, a smoothing inductor Lf, a MOS transistor Q1 as a switching element, capacitors Cs and C0, and an inductor L0 to constitute an LC resonance circuit.
  • the input voltage Vin from the DC power supply 5 is applied to the drain-source of the MOS transistor Q1 operating as a switching element and to the resonance capacitor Cs via the smoothing inductor Lf.
  • a gate voltage signal Vf (drive control signal) for driving and controlling the switching element Q1 is applied from the signal generator 4 to the gate of the MOS transistor Q1, and the MOS transistor Q1 can be turned on or off based on the gate voltage signal Vf. Switching controlled.
  • the resonance capacitors Cs and C0 correspond to power transmission side resonance capacitors in the contactless power supply system.
  • the resonant inductor L0 corresponds to the self-inductance of a transformer (transmitting coil) in a contactless power supply system.
  • the detection circuit 2 detects the voltage of the load resistor RL, converts it into a DC voltage, and outputs it to the arithmetic control unit 3.
  • the voltage of the load resistor RL is divided by the voltage dividing resistors R1 and R2, the divided voltage is rectified by the rectifying diode D1, and then smoothed by the smoothing capacitor Csm to obtain the output voltage Vo. and output to the arithmetic control unit 3.
  • the arithmetic control unit 3 executes the operating frequency determination process of FIG.
  • the maximum value of the output voltage Vo in the characteristics of Vo is searched, and the operating frequency corresponding to the searched maximum value of the output voltage Vo is determined and output to the signal generator 4 .
  • the signal generator 4 generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal having an input operating frequency and applies it as a gate voltage signal Vf to the gate of the MOS transistor Q1. It controls the frequency of the resonant circuit 1 that it contains.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG. 2 is a waveform diagram showing the relationship between the gate voltage signal Vf applied to the MOS transistor Q1 of FIG. 1 and the output voltage V0 and their phase difference ⁇ . As is clear from FIG. 2, when there is a phase difference ⁇ between the gate voltage signal Vf and the output voltage V0, the output voltage Vo is separated from the maximum value.
  • Lo rate is the reference element value (inductance value) of the resonant inductor L0
  • RL rate is the reference element value (resistance value) of the load resistance RL.
  • FIGS. 3A to 3C show that the load independent point varies when the inductance ratio L0/L0 rate is changed.
  • the output voltage Vo has a maximum point that is a load independent point 101 with respect to the operating frequency.
  • Dependency and Zero Volt Switching (ZVS) can be achieved.
  • the output voltage Vo changes from the load-independent point 101 to 111 due to the change in the inductance L0, the phase difference ⁇ becomes 0 degrees (symbol 112), and the corresponding operating frequency is controlled.
  • the change in inductance L0 causes the output voltage Vo to change from the load-independent point 101 to 121, the phase difference ⁇ to become 0 degrees (symbol 122), and the corresponding operating frequency to be controlled. do.
  • FIG. 4 is a graph showing a control example when frequency control is performed by the hill-climbing method in the resonance type power conversion circuit of FIG. 1 in the graph of FIG. 3B.
  • the load independent point 101 is present at the maximum point of the output voltage curve or the desired voltage
  • frequency control is performed by the hill-climbing method, as shown in SS1 to SS5, preset
  • search for the maximum point of the voltage or the desired voltage is as follows.
  • the control target value is the output voltage value (resulting in the setting of the resonant circuit at which this point is the maximum point or its vicinity).
  • FIG. 5 is a flow chart showing the operating frequency determination process executed by the control circuit 10 of FIG.
  • step S1 in FIG. 5 the output voltage Vo of the resonance circuit 1 is detected and set as the output voltage V0.
  • step S2 it is determined whether or not the output voltage V0 ⁇ Vt. If YES, the process proceeds to step S3, and if NO, the process proceeds to step S9.
  • step S3 the operating frequency f is lowered by a predetermined shift frequency ⁇ f, that is, (f ⁇ f) is substituted for the operating frequency f, the output voltage Vo of the resonance circuit 1 is detected, and the output voltage Vo is changed to a voltage Substitute for V1.
  • the operating frequency f is increased by a predetermined shift frequency ⁇ f (returned to the original operating frequency), that is, (f+ ⁇ f) is substituted for the operating frequency f, and the output voltage Vo of the resonant circuit 1 is is detected, and the output voltage Vo is substituted for the voltage V2.
  • step S5 it is determined whether or not V0 ⁇ V1 and V1>V2. If YES, the process proceeds to step S6, and if NO, the process proceeds to step S7.
  • step S6 the operating frequency f is lowered by a predetermined shift frequency ⁇ fd, that is, (f ⁇ fd) is substituted for the operating frequency f, and then the process returns to step S1.
  • step S7 it is determined whether or not V0>V1 and V1 ⁇ V2.
  • step S8 the operating frequency f is increased by a predetermined shift frequency .DELTA.fu, that is, (f+.DELTA.fu) is substituted for the operating frequency f, and then the process returns to step S1.
  • step S9 the operating frequency f is determined as the operating frequency of the load-independent point, and the operating frequency determination process is terminated.
  • FIG. 6 is a graph showing an example of control in the graph of the output voltage Vo with respect to the operating frequency f when the operating frequency is determined by the operating frequency determination process of FIG.
  • FIG. 6 in the characteristics of the output voltage Vo with respect to the operating frequency, it can be seen that from the operating point A through the operating point B, the load independent point 101 is reached.
  • FIG. 7 is a flowchart showing detailed operating frequency determination processing executed by the control circuit 10 of FIG. When executing the operating frequency determination process of FIG. 7, the following initialization process is first executed. In addition, each numerical value shows an example.
  • step S11 of FIG. 7 after inputting the sample value vSample of the output voltage Vo of the resonance circuit 1, the operating frequency change interval process P1 consisting of steps S11 and S12 is executed.
  • the operating frequency change interval process P1 is a process that enables the operating frequency to be changed every number of times defined by the maximum sampling count value SAMPLING_COUNT_MAX.
  • the sampling count value samplingCount is incremented by 1.
  • the preset value fPre of the operating frequency is substituted as the current value fNow of the operating frequency, and the process proceeds to step S38.
  • an evaluation function value calculation process P2 is performed to calculate an evaluation function value evalNow such that the closer the sample value vSample of the detected output voltage Vo to the target voltage V_REF, the smaller the evaluation function value.
  • the following equation is used to calculate the current value evalNow of the evaluation function value.
  • FIG. 8 is a diagram showing a graph for setting the progress width df in the progress width determination process P3 of FIG.
  • the progress width df is set so that the absolute value
  • step S15 it is determined whether or not evalNow ⁇ EVAL_BOUNDARY. If YES, the process proceeds to step S16, and if NO, the process proceeds to step S17.
  • step S16 for example, the travel width df is calculated using the following equation, and then the process proceeds to step S13.
  • step S17 the progress width df is calculated using, for example, the following equation, and then the process proceeds to step S13.
  • an operating frequency search process P4 by a hill-climbing method consisting of steps S18 to S21 is executed.
  • the operating frequency search process P4 if the current evaluation is better than the previous evaluation, proceed in the same direction, and if worse, change the traveling direction.
  • step S18 it is determined whether or not evalNow ⁇ evalPre. If YES, the process proceeds to step S19. If NO, the process proceeds to step S20.
  • step S19 after substituting the travel width df for the travel width df, the process proceeds to step S21.
  • step S20 -df, which is obtained by adding a negative value to the advance width df, is substituted for the advance width df, and then the process proceeds to step S21.
  • step S21 the preset value fPre of the operating frequency and the progress width df are added, and the addition result is set as the current value fNow of the operating frequency, and the process proceeds to step S31.
  • step S31 the current value fNow of the operating frequency is set as the preset value fPre of the operating frequency
  • step S32 the current value evalNow of the evaluation function value is set as the preset value evalPre of the evaluation function value.
  • step S33 the sampling count value samplingCount is reset to 0, and the process proceeds to step S34.
  • step S34 it is determined whether or not fNow>MAX_F. If YES, the process proceeds to step S35, and if NO, the process proceeds to step S36.
  • step S35 the maximum operating frequency MAX_F is set as the current value fNow of the operating frequency, and the process proceeds to step S36.
  • step S36 it is determined whether or not fNow ⁇ MAX_F. If YES, the process proceeds to step S37. If NO, the process proceeds to step S38.
  • step S37 the minimum operating frequency MIN_F is set as the current value fNow of the operating frequency, and the process proceeds to step S38.
  • step S38 it is determined that the operating frequency has been determined, the current value fNow of the operating frequency is output as the operating frequency, and the operating frequency determination process ends.
  • the resonance type power conversion circuit includes the resonance circuit 1 having the LC resonance circuit and the switching element Q1, and the output voltage of the resonance circuit 1 is is output to the load RL, the operating frequency of the resonant power conversion circuit is determined based on the output voltage, and the gate voltage signal Vf (drive control signal) is applied to the switching element Q1 so as to operate at the determined operating frequency. is used to perform on/off control, and here, the operating frequency that the resonant circuit 1 holds at the maximum value that maximizes the output voltage is determined.
  • the resonant circuit 1 can maintain the operating frequency so as to maintain the output voltage at the maximum value. It is possible to realize the load-independent characteristics and the zero-volt switching (ZVS) in the resonant circuit 1 . Thereby, the problems 1 and 2 described above can be solved.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a contactless power supply system when the resonance type power conversion circuit of FIG. 1 is applied to the contactless power supply system. 9, components 12 to 24 correspond to resonance circuit 1 in FIG. 1, component 20 corresponds to detection circuit 2 in FIG. 1, and component 17 corresponds to control circuit 10 in FIG.
  • the contactless power supply system is configured with a power transmission device 100 and a power reception device 200 .
  • the power transmission device 100 includes a power factor correction circuit (hereinafter referred to as a PFC circuit) 11, a PFC control unit 16 that controls the operation of the PFC circuit 11, an inverter circuit 12, a power transmission LC resonance circuit 13, an inverter It comprises a control unit 17 and a wireless communication circuit 15 having an antenna 15A.
  • the power receiving device 200 includes a power receiving LC resonance circuit 14, a rectifying circuit 22, a DC/DC converter 23, a load 24, and a control unit that detects the voltage and current of the load 24 and controls the DC/DC converter 23. 20 and a wireless communication circuit 25 having an antenna 25A.
  • the PFC circuit 11 improves the power factor by shaping the waveform of the input current based on a predetermined AC voltage.
  • the inverter circuit 12 converts the input predetermined DC voltage into an AC voltage.
  • the power transmitting device 100 and the power receiving device 200 are located near each other for power supply such as charging.
  • the power transmission LC resonance circuit 13 and the power reception LC resonance circuit 14 are electromagnetically coupled, for example, to form a transformer TR1.
  • the wireless communication circuit 15 and the wireless communication circuit 25 perform wireless communication using antennas 15A and 25A, respectively, to transmit and receive necessary information data.
  • the PFC circuit 11 may be a cascade connection circuit of a rectifier circuit and a DC/DC converter.
  • a DC/DC converter converts an input DC voltage into a predetermined DC voltage.
  • the PFC circuit 11 or the cascade connection circuit of the rectifier circuit and the DC/DC converter may be omitted.
  • the PFC control unit 16 can be omitted.
  • a cascade connection circuit of a rectifier circuit and a DC/DC converter is provided instead of the PFC circuit 11
  • a voltage control section that controls the DC/DC converter is provided instead of the PFC control section 16.
  • At least one of the DC/DC converter on the power transmission side and the DC/DC converter 23 on the power reception side may be omitted, but it is necessary to control the output voltage as follows.
  • the degree of coupling k changes when the distance between the inductors L1 and L2, which are power transmission/reception coils, changes.
  • the resonance characteristics change and the output voltage changes.
  • the information on the output voltage detected by the control unit 20 on the power reception side is transmitted to the DC/DC converter on the power transmission side via the wireless communication circuit 25.15. It must be sent to the voltage controller.
  • the DC/DC converter 23 on the power receiving side is configured to be controlled by the control section 20 based on information on the output voltage detected by the control section 20 on the power receiving side.
  • the PFC circuit 11 converts an input voltage Vin, which is an AC voltage from an AC power supply 30 such as a commercial AC power supply, into a DC voltage and, under the control of the PFC control unit 16, a predetermined voltage.
  • Vin an AC voltage from an AC power supply 30 such as a commercial AC power supply
  • the power factor improving process is performed on the input voltage, and the output voltage is output to the inverter circuit 12 .
  • the inverter circuit 12 converts the input DC voltage into a predetermined AC voltage by switching based on, for example, a PWM gate signal from the inverter control unit 17, and transmits the voltage through the power transmission LC resonance circuit 13 and the power reception LC resonance circuit 14. and output to the rectifier circuit 22 .
  • the PFC control unit 16 receives load information such as the output voltage and output current to the load 24 from the control unit 20 via the wireless communication circuits 25 and 15, and based on the load information, the PFC circuit 11 is controlled to perform the power factor improvement process.
  • the power transmission LC resonance circuit 13 is, for example, a resonance circuit composed of an inductor L1 and a capacitor C1 illustrated in FIG. is generated and transmitted to the power receiving LC resonant circuit 14 coupled to the power transmitting LC resonant circuit 13 .
  • the power receiving LC resonant circuit 14 is an LC resonant circuit including an inductor L2 and a capacitor C2 illustrated in FIG. 11A, for example, and receives AC power from the power transmitting LC resonant circuit 13. , and outputs the AC voltage of the AC power to the rectifier circuit 22 .
  • the rectifier circuit 22 rectifies the input AC voltage into a DC voltage and outputs the DC voltage to the load 24 .
  • the control unit 20 detects the output voltage and output current to the load 24 and transmits load information including such information to the PFC control unit 16 via the wireless communication circuits 25 and 15 .
  • the inverter control unit 17 also generates, for example, a predetermined gate voltage signal Vf based on the load information to control the inverter circuit 12, so that the inverter circuit 12 operates at a predetermined operating frequency.
  • the rectifier circuit 22 may be, for example, a rectifier circuit such as a half-wave rectifier circuit, a full-wave rectifier circuit, a full-bridge rectifier circuit, a half-active rectifier circuit, a voltage doubler rectifier circuit, or a current doubler rectifier circuit.
  • a rectifier circuit such as a half-wave rectifier circuit, a full-wave rectifier circuit, a full-bridge rectifier circuit, a half-active rectifier circuit, a voltage doubler rectifier circuit, or a current doubler rectifier circuit.
  • the resonant circuit 1 can hold the operating frequency so that the output voltage is held at the maximum value where the output voltage is maximum, so that the phase state can be held, and the load independent characteristics and the zero volt switching (ZVS) in the resonant circuit 1 can be achieved. realizable. Accordingly, problems 1 and 2 described above can be solved, and power can be transmitted from the power transmitting device 100 to the power receiving device 200 .
  • the resonance type power conversion circuit 1 according to the present embodiment to the partial circuits of the inverter circuit 12, the power transmission LC resonance circuit 13, and the power reception LC resonance circuit 14, the output characteristics DC/DC converter 23 for controlling and its control section can be eliminated.
  • the power transmission LC resonance circuit 13 is hereinafter referred to as the LC resonance circuit 13.
  • the power receiving LC resonant circuit 14 is called an LC resonant circuit 14 .
  • inductors include self-inductance, excitation inductance, or leakage inductance, etc.
  • L31, L41, L42 mean providing inductors different from them.
  • the configuration example below is only a basic type of circuit, and the numbers of inductors and capacitors connected in series or in parallel may be changed.
  • FIG. 10A is a circuit diagram showing a configuration example of the LC resonance circuit 13 of FIG.
  • the LC resonance circuit 13 is composed of a series circuit of an inductor L1 and a capacitor C1.
  • the LC resonant circuit 13 of the power transmission device 100 may be configured with any one of the following LC resonant circuits 13A to 13E.
  • FIG. 10B is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13A according to Modification 1.
  • the LC resonance circuit 13A is composed of a parallel circuit of an inductor L1 and a capacitor C1.
  • FIG. 10C is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13B according to modification 2.
  • the LC resonance circuit 13C is composed of a series circuit of an inductor L1 and a capacitor C1 and a parallel circuit of a capacitor C31.
  • FIG. 10D is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13C according to Modification 3.
  • the LC resonance circuit 13D is composed of a parallel circuit of inductor L1 and capacitor C31 and a series circuit of capacitor C1.
  • FIG. 10E is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13D according to Modification 4.
  • the LC resonance circuit 13D includes an inductor L31 connected in series to a series circuit of inductor L1 and capacitor C1 and a parallel circuit of inductor L31.
  • FIG. 10F is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 13E according to Modification 5.
  • the LC resonance circuit 13E includes a series circuit of inductor L1 and capacitor C1 and a capacitor C32 connected in series to a parallel circuit of inductor L31.
  • the LC resonant circuits 13, 13A to 13E include at least one inductor and at least one capacitor, and each inductor and each capacitor are connected in series or in parallel. ing.
  • the LC resonant circuit 14 of the power receiving device 200 in FIG. 9 may be configured with any one of the following LC resonant circuits 14A to 14E.
  • FIG. 11A is a circuit diagram showing a configuration example of the LC resonance circuit 14 of FIG.
  • the LC resonance circuit 14 is composed of a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C2.
  • FIG. 11B is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14A according to Modification 6.
  • the LC resonance circuit 14A is composed of a parallel circuit of an inductor L2 and a capacitor C2.
  • FIG. 11C is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14B according to Modification 7.
  • the LC resonance circuit 14B is composed of a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C2 and a parallel circuit of a capacitor C41.
  • FIG. 11D is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14C according to modification 8.
  • the LC resonance circuit 14C is composed of a parallel circuit of an inductor L2 and a capacitor C41 and a series circuit of a capacitor C2.
  • FIG. 11E is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14D according to Modification 9.
  • the LC resonance circuit 14D includes a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C2, and an inductor L41 connected in series to a parallel circuit of a capacitor C41.
  • FIG. 11F is a circuit diagram showing a configuration example of an LC resonance circuit 14E according to the tenth modification.
  • the LC resonance circuit 14E includes a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C2 and a capacitor C42 connected to a parallel circuit of an inductor L42.
  • the LC resonant circuits 14, 14A to 14E include at least one inductor and at least one capacitor, and each inductor and each capacitor are connected in series or in parallel. ing.
  • the maximum value of the output voltage Vo of the resonant circuit 1 is obtained using the hill-climbing method and the corresponding operating frequency is determined.
  • an optimization search method, a steepest descent method, a conjugate gradient method, or any other local maximum value search method may be used to find the maximum value of the output voltage Vo of the resonant circuit 1 and determine the corresponding operating frequency.
  • the MOS transistor Q1 is used as the switching element in the above embodiments, the present invention is not limited to this, and a switching element such as a bipolar transistor may be used.
  • the detection circuit 2 detects the output voltage of the resonance circuit 1 and outputs it to the arithmetic control unit 3, but the present invention is not limited to this, and output information such as the output current of the resonance circuit 1 is detected and output to the arithmetic control unit 3, and the arithmetic control unit 3 may control to determine the operating frequency of the resonance type power conversion circuit including the resonance circuit 1 based on the output information.
  • the resonance type power conversion circuit can significantly reduce the calculation cost as compared with the conventional technology; It is possible to provide a contactless power supply system using the type power conversion circuit.

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Abstract

簡単な構成で、演算コストを大幅に軽減する共振型電力変換回路等を提供する。本発明の共振型電力変換回路は、第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、検出された出力情報に基づいて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点を探索して、探索された極大点に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、駆動制御信号に基づいてスイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備える。共振回路は、極大点に対応する、負荷に依存しない負荷非依存点を有する動作周波数に対する出力情報の特性を有し、出力情報を含む駆動制御信号をスイッチング素子に帰還させ、駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する。

Description

共振型電力変換回路及び非接触給電システム
　本発明は、共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムとに関する。
　従来、無人搬送車（ＡＧＶ（Automatic Guided Vehicle)などの移動体はリチウムイオンバッテリーなどの充電池を搭載している。この充電池を充電するときは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行う。
　前記非接触充電システムの一例である図１２の非接触給電システムにおいては、トランスＴＲ１１の１次側コイルのインダクタＬ１１と、抵抗Ｒ１１と、キャパシタＣ１１との直列共振回路に、電圧ｖ１１の交流電源３１が接続される。また、トランスＴＲ１１の２次側コイルのインダクタＬ１２と、抵抗Ｒ１２と、キャパシタＣ１２との直列共振回路に負荷抵抗ＲＬが接続される。ここで、トランスＴＲ１１のインダクタＬ１１，Ｌ１２は互いに結合度ｋで電磁的に結合される。交流電源３１から電流ｉ１１を流したときに、負荷抵抗ＲＬに電圧ｖ１２が印加されて電流ｉ１２が流れる。
Mohammad Mahdi Ahmadi, et al., "A Self-Tuned Class-E Power Oscillator," IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 34, NO. 5, MAY 2019.
　しかしながら、前記非接触充電システムの一例である図１２の非接触給電システムにおいては、図１３に示すように以下の２つの課題があった。
（課題１）送電コイルと受電コイルとの間の位置関係が変化するとインダクタンスが変化し、共振周波数ｆｒが変化しスイッチング周波数ｆｓｗとｆｒが不一致することにより効率悪化などの悪影響を及ぼす。これにより、スイッチング周波数を共振周波数に一致させるためにはスイッチング素子の駆動回路を制御するための機構が必要となる。また、インダクタンスの変化により充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変化するため充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
（課題２）充電池の残量によって負荷が変動し、その結果、充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動する。これにより、充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
　従って、前記２つの課題を解決するための複雑な制御及び制御に伴う機構の追加が必要になり、電力変換効率の低下、体積や重量、コストの増加という問題点があった。
　これらの２つの課題を解決するために、非特許文献１に開示された図１４のＥ級共振型インバータ回路が提案されているが、課題２を解決するためには、１８０度の位相が反転して負荷非依存性を有する必要があるが、位相を反転するためには位相制御が必要である。しかし、当該位相制御を行う演算制御部の演算コストが多大になるという問題点があった。
　本発明の目的は以上の問題点を解決し、前記２つの課題を解決することができ、しかも従来技術に比較して演算コストを大幅に軽減することができる共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムを提供することにある。
　本発明の一態様に係る共振型電力変換回路は、
　第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、
　前記出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、
　前記検出された出力情報に基づいて、所定の極大点探索法を用いて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点又は所望の電圧を探索して、探索された極大点又は所望の電圧に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、
　前記決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、前記駆動制御信号に基づいて前記スイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備え、
　前記共振回路は、前記極大点又は所望の電圧に対応する、前記負荷に依存しない負荷非依存点を有する前記動作周波数に対する出力情報の特性を有し、
　前記共振回路は、前記出力情報を含む駆動制御信号を前記スイッチング素子に帰還させ、前記駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する。
　従って、本発明によれば、以上のように構成することで、前記２つの課題を解決することができ、しかも従来技術に比較して演算コストを大幅に軽減することができる共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムを提供することにある。
実施形態に係る共振型電力変換回路の構成例を示す回路図である。 図１のＭＯＳトランジスタＱ１に印加するゲート電圧信号Ｖｆと出力電圧Ｖ０との間の関係およびそれらの位相差θを示す波形図である。 図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝０．９のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。 図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝１．０のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。 図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝１．１のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。 図３Ｂのグラフにおいて、図１の共振型電力変換回路で山登り法による周波数制御を行ったときの制御例を示すグラフである。 図１の制御回路１０により実行される動作周波数決定処理を示すフローチャートである。 図５の動作周波数決定処理により動作周波数を決定したときの動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏのグラフにおける制御例を示すグラフである。 図１の制御回路１０により実行される詳細な動作周波数決定処理を示すフローチャートである。 図７の動作周波数決定処理における進行幅決定処理Ｐ３における進行幅ｄｆを設定するためのグラフを示す図である。 図１の共振型電力変換回路を非接触給電システムに適用したときの当該非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。 図９のＬＣ共振回路１３の構成例を示す回路図である。 変形例１に係るＬＣ共振回路１３Ａの構成例を示す回路図である。 変形例２に係るＬＣ共振回路１３Ｂの構成例を示す回路図である。 変形例３に係るＬＣ共振回路１３Ｃの構成例を示す回路図である。 変形例４に係るＬＣ共振回路１３Ｄの構成例を示す回路図である。 変形例５に係るＬＣ共振回路１３Ｅの構成例を示す回路図である。 図９のＬＣ共振回路１４の構成例を示す回路図である。 変形例６に係るＬＣ共振回路１４Ａの構成例を示す回路図である。 変形例７に係るＬＣ共振回路１４Ｂの構成例を示す回路図である。 変形例８に係るＬＣ共振回路１４Ｃの構成例を示す回路図である。 変形例９に係るＬＣ共振回路１４Ｄの構成例を示す回路図である。 変形例１０に係るＬＣ共振回路１４Ｅの構成例を示す回路図である。 従来技術に係る共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムの回路例を示す回路図である。 図１２の共振型電力変換回路の動作例を示すグラフである。 従来技術に係るＥ級共振型インバータ回路の回路例を示す回路図である。 図１４のＥ級共振型インバータ回路の動作例を示す波形図である。
　以下、本発明に係る実施形態及び変形例について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
（発明者の知見）
　図１４は従来技術に係るＥ級共振型インバータ回路の回路例を示す回路図であり、図１５は図１４のＥ級共振型インバータ回路の動作例を示す波形図である。
　図１４において、Ｅ級共振型インバータ回路９０は、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２、帰還インダクタＬＦ及び分圧キャパシタＣｎ１，Ｃｎ２からなる直流バイアス回路３１Ａと、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタという。）Ｑ１と、インダクタＬ２１，Ｌ２２と、キャパシタＣ２１，Ｃ２２と、負荷抵抗ＲＬとを備えて構成される。
　図１４のＥ級共振型インバータ回路９０において、電源電圧ＶＤＤはインダクタＬ２１を介してＭＯＳトランジスタＱ２１のドレインに印加されるとともに、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧された直流バイアス電圧がＭＯＳトランジスタＱ２１のゲートに印加される。負荷抵抗Ｒｏの両端の出力電圧Ｖｏは分圧キャパシタＣｎ１，Ｃｎ２により分圧された後、帰還インダクタＬＦを介してゲート信号としてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される出力ソース電圧ＶｓはキャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬ２を介して出力電圧Ｖｏとして負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加されるゲート電圧信号Ｖｆは、図１５に示すように、出力電圧Ｖｏに対して１４０度だけ移相された電圧となる。
　以上のように構成された非特許文献１に係るＥ級共振型インバータ回路９０では、出力電圧Ｖｏの波形に対してゲート電圧信号Ｖｆの位相が１４０度しかシフトできないため、課題２を解決することができないため、共振回路のインダクタンス及び負荷変動に対応するための制御が必要になるという問題点があった。
　そこで、本発明に係る実施形態では、課題１及び２をともに解決することができる共振型電力変換回路及び、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムについて以下に説明する。
（実施形態）
　図１は実施形態に係る共振型電力変換回路の構成例を示す回路図である。図１において、実施形態に係る共振型電力変換回路は、共振回路１と、検出回路２と、制御回路１０とを備えて構成される。ここで、共振型電力変換回路は具体的には、共振型インバータ回路である。制御回路１０は、演算制御部３と、信号発生部４とを備える。ここで、共振回路１は、直流電源５と、平滑インダクタＬｆと、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣｓ，Ｃ０と、インダクタＬ０とを備えて、ＬＣ共振回路を構成する。
　図１の共振型電力変換回路において、直流電源５からの入力電圧Ｖｉｎは平滑インダクタＬｆを介して、スイッチング素子として動作するＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン－ソース間及び共振キャパシタＣｓに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートには、信号発生部４からの、スイッチング素子Ｑ１を駆動制御するゲート電圧信号Ｖｆ（駆動制御信号）が印加され、ＭＯＳトランジスタＱ１はゲート電圧信号Ｖｆに基づいてオン又はオフでスイッチング制御される。
　なお、共振回路１において、共振キャパシタＣｓ，Ｃ０は非接触給電システムにおける送電側共振キャパシタに対応する。また、共振インダクタＬ０は、非接触給電システムにおけるトランス（送電コイル）の自己インダクタンスに対応する。
　検出回路２は、負荷抵抗ＲＬの電圧を検出して直流電圧に変換して演算制御部３に出力する。検出回路２において、負荷抵抗ＲＬの電圧を分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して、分圧後の電圧を整流ダイオードＤ１により整流した後、平滑キャパシタＣｓｍにより平滑することで、出力電圧Ｖｏを得て演算制御部３に出力する。
　演算制御部３は、検出された出力電圧Ｖｏに基づいて、例えば山登り法などの極大値検索法を用いて、図５又は図７の動作周波数決定処理を実行することで、動作周波数に対する出力電圧Ｖｏの特性における出力電圧Ｖｏの極大値を検索し、検索された出力電圧Ｖｏの極大値に対応する動作周波数を決定して信号発生部４に出力する。信号発生部４は、入力される動作周波数を有するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生して、ゲート電圧信号ＶｆとしてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加するこことで、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＬＣ共振回路を含む共振回路１の周波数を制御する。
　図２は図１のＭＯＳトランジスタＱ１に印加するゲート電圧信号Ｖｆと出力電圧Ｖ０との間の関係およびそれらの位相差θを示す波形図である。図２から明らかなように、ゲート電圧信号Ｖｆと出力電圧Ｖ０との間において、位相差θが存在するときは、出力電圧Ｖｏの極大値から離隔している状態となる。
　図３Ａは図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝０．９のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。また、図３Ｂは、図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝１．０のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。さらに、図３Ｃは、図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝１．１のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。図３Ａ以降の図面において、Ｌｏｒａｔｅは共振インダクタＬ０の基準素子値（インダクタンス値）であり、ＲＬｒａｔｅは負荷抵抗ＲＬの基準素子値（抵抗値）である。
　ここで、図３Ａ～図３Ｃは、インダクタンスの比率Ｌ０／Ｌ０ｒａｔｅを変化したときに、負荷非依存点が変動することを示している。
　図３Ｂから明らかなように、動作周波数に対して出力電圧Ｖｏは、負荷非依存点１０１である極大点が存在し、このとき、位相差θは０度（符号１０２）であって、負荷非依存性とゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を達成することができる。
　図３Ａに示すように、インダクタンスＬ０の変化によって、出力電圧Ｖｏは、負荷非依存点１０１から１１１に変化し、位相差θは０度（符号１１２）となり、対応する動作周波数に制御する。また、図３Ｃに示すように、インダクタンスＬ０の変化によって、出力電圧Ｖｏは、負荷非依存点１０１から１２１に変化し、位相差θは０度（符号１２２）になり、対応する動作周波数に制御する。
　図４は図３Ｂのグラフにおいて、図１の共振型電力変換回路で山登り法による周波数制御を行ったときの制御例を示すグラフである。図４から明らかなように、出力電圧曲線の極大点又は所望の電圧に負荷非依存点１０１を有するときに、山登り法による周波数制御を行ったとき、ＳＳ１～ＳＳ５に示すように、予め設定した周波数から一方向に周波数を変化し、電圧の傾きが反転したこと検出し、周波数の変化の方向を反転させ、これを繰り返し、電圧の極大点又は所望の電圧を探索することができる。なお、後者の「所望の電圧を探索する」場合は以下の通りである。負荷変動範囲を広げた場合に軽負荷に（負荷抵抗大）となったとき、図３Ａ～図３ＣのＲＬ／ＲＬｒａｔｅ＝８，１０のように、極大点を持ちません。したがって、制御の目標値は極大点に代えて、出力電圧値（結果的にこの点が極大点又はその近傍となる共振回路の設定）が所望の電圧となるように、負荷変動によるグラフの変化に依存することなく制御してもよい。
　図５は図１の制御回路１０により実行される動作周波数決定処理を示すフローチャートである。
　図５のステップＳ１において、共振回路１の出力電圧Ｖｏを検出し、これを出力電圧Ｖ０として設定する。次いで、ステップＳ２において、出力電圧Ｖ０≧Ｖｔであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ９に進む。ステップＳ３では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆだけ低下させ、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ－Δｆ）を代入し、共振回路１の出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏを電圧Ｖ１に代入する。また、ステップとＳ４では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆだけ増大させ（元の動作周波数に戻し）、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ＋Δｆ）を代入し、共振回路１の出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏを電圧Ｖ２に代入する。
　次いで、ステップＳ５において、Ｖ０＜Ｖ１かつＶ１＞Ｖ２であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ７に進む。ステップＳ６では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆｄだけ低下させ、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ－Δｆｄ）を代入した後、ステップＳ１に戻る。一方、ステップＳ７では、Ｖ０＞Ｖ１かつＶ１＜Ｖ２であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ８に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１に戻る。ステップＳ８では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆｕだけ増大させ、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ＋Δｆｕ）を代入した後、ステップＳ１に戻る。さらに、ステップＳ９では、動作周波数ｆを負荷非依存点の動作周波数として決定し、当該動作周波数決定処理を終了する。
　なお、図７の動作周波数決定処理において、シフト周波数Δｆ，Δｆｕ，Δｆｄは図８の進行幅ｄｆに対応する。
　図６は図５の動作周波数決定処理により動作周波数を決定したときの動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏのグラフにおける制御例を示すグラフである。図６から明らかなように、動作周波数に対する出力電圧Ｖｏの特性において、動作点Ａから動作点Ｂを経て、負荷非依存点１０１に達することがわかる。
　図７は図１の制御回路１０により実行される詳細な動作周波数決定処理を示すフローチャートである。図７の動作周波数決定処理を実行するとき、以下の初期化処理がまず実行される。なお、各数値は一例を示すものである。
＜初期化処理＞
評価関数値の境界値：ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹ←０．０２５
進行幅のデフォルト値：ＤＥＦＡＵＬＴ＿ＤＦ←９．０×１０３
動作周波数のデフォルト値：ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ←０．９４３×１０６
サンプリング計数値の最大値：ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ←２０００
最大動作周波数：ＭＡＸ＿Ｆ←１．２×１０６
最小動作周波数：ＭＩＮ＿Ｆ←０．８×１０６
目標電圧：Ｖ＿ＲＥＦ←１．４４
評価関数値の現在値：ｅｖａｌＮｏｗ←０
評価関数値のプリセット値：ｅｖａｌＰｒｅ←１．０×１０１０
進行幅：ｄＦ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿ＤＦ
動作周波数の現在値：ｆＮＯＷ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ
動作周波数のプリセット値：ｆＰｒｅ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ
サンプリング計数値：ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔ←０
　図７のステップＳ１１では、共振回路１の出力電圧Ｖｏのサンプル値ｖＳａｍｐｌｅを入力した後、ステップＳ１１～Ｓ１２からなる動作周波数変更間隔処理Ｐ１を実行する。
　動作周波数変更間隔処理Ｐ１は、サンプリング計数値の最大値ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸで定義された回数毎に動作周波数を変更可能にする処理である。ステップＳ１２では、サンプリング計数値ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔを１だけインクリメントし、ステップＳ１３では、ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔ≧ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２２に進む。なお、ステップＳ２２では、動作周波数のプリセット値ｆＰｒｅを動作周波数の現在値ｆＮｏｗとして代入してステップＳ３８に進む。
　次いで、ステップＳ１４において、検出された出力電圧Ｖｏのサンプル値ｖＳａｍｐｌｅが目標電圧Ｖ＿ＲＥＦに近いほど評価関数値が小さくなるような評価関数値ｅｖａｌＮｏｗを計算する評価関数値計算処理Ｐ２を実行する。具体的には、例えば次式を用いて、評価関数値の現在値ｅｖａｌＮｏｗを計算する。
ｅｖａｌＮｏｗ＝（ｖＳａｍｐｌｅ－Ｖ＿ＲＥＦ）２
　次いで、ステップＳ１５～Ｓ１７からなる進行幅決定処理Ｐ３を実行する。
　図８は、図７の進行幅決定処理Ｐ３における進行幅ｄｆを設定するためのグラフを示す図である。図８に示すように、評価関数値が一定の基準値である境界値ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹよりも小さくなれば、進行幅ｄｆの絶対値｜ｄｆ｜を小さくするように、進行幅ｄｆを設定する。ステップＳ１５では、ｅｖａｌＮｏｗ≦ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１７に進む。ステップＳ１６では、例えば次式を用いて進行幅ｄｆを計算した後、ステップＳ１３に進む。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　一方、ステップＳ１７では、例えば次式を用いて進行幅ｄｆを計算した後、ステップＳ１３に進む。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　次いで、ステップＳ１８～Ｓ２１からなる山登り法による動作周波数探索処理Ｐ４を実行する。動作周波数探索処理Ｐ４では、前回の評価よりも今回の評価の方が良くなればそのままの方向で進み、悪化すれば進行方向を変更する。ステップＳ１８では、ｅｖａｌＮｏｗ≦ｅｖａｌＰｒｅであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１９に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２０に進む。ステップＳ１９では、進行幅ｄｆを進行幅ｄｆに代入した後、ステップＳ２１に進む。一方、ステップＳ２０では、進行幅ｄｆにマイナスを付与した－ｄｆを進行幅ｄｆに代入した後、ステップＳ２１に進む。ステップＳ２１において、動作周波数のプリセット値ｆＰｒｅと進行幅ｄｆとを加算して、加算結果を動作周波数の現在値ｆＮｏｗとし設定し、ステップＳ３１に進む。
　次いで、ステップＳ３１～Ｓ３３からなる変数変更処理Ｐ５を実行する。ステップＳ３１では、動作周波数の現在値ｆＮｏｗを動作周波数のプリセット値ｆＰｒｅとして設定し、ステップＳ３２では、評価関数値の現在値ｅｖａｌＮｏｗを評価関数値のプリセット値ｅｖａｌＰｒｅとして設定する。次いで、ステップＳ３３では、サンプリング計数値ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔを０にリセットし、ステップＳ３４に進む。
　次いで、ステップＳ３４～Ｓ３７からなる帯域幅制限処理Ｐ６を実行する。ステップＳ３４では、ｆＮｏｗ＞ＭＡＸ＿Ｆであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３６に進む。ステップＳ３５では、最大動作周波数ＭＡＸ＿Ｆを動作周波数の現在値ｆＮｏｗとして設定し、ステップＳ３６に進む。ステップＳ３６では、ｆＮｏｗ＜ＭＡＸ＿Ｆであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３８に進む。ステップＳ３７では、最小動作周波数ＭＩＮ＿Ｆを動作周波数の現在値ｆＮｏｗとして設定し、ステップＳ３８に進む。
　ステップＳ３８では、動作周波数が決定されたと判断し、動作周波数の現在値ｆＮｏｗを動作周波数として出力して、動作周波数決定処理を終了する。
　以上説明したように、本実施形態に係る共振型電力変換回路によれば、ＬＣ共振回路及びスイッチング素子Ｑ１を有する共振回路１を備えた共振型電力変換回路であって、共振回路１の出力電圧を負荷ＲＬに出力し、その出力電圧に基づいて、共振型電力変換回路の動作周波数を決定して決定された動作周波数で動作するようにスイッチング素子Ｑ１をゲート電圧信号Ｖｆ（駆動制御信号）を用いてオン／オフ制御し、ここで、共振回路１が、出力電圧が最大となる極大値で保持する動作周波数を決定する。従って、共振回路１のインダクタンス又はキャパシタンスが変化しても、共振回路１が、出力電圧が最大となる極大値で保持するように動作周波数を保持できるので、その位相状態を保持し、負荷に依存しない負荷非依存特性と、共振回路１におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。これにより、上述の課題１及び２を解決することができる。
（適用例）
　図９は図１の共振型電力変換回路を非接触給電システムに適用したときの当該非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。図９において、構成要素１２～２４が図１の共振回路１に対応し、構成要素２０が図１の検出回路２に対応し、構成要素１７が図１の制御回路１０に対応する。
　図９において、非接触給電システムは、送電装置１００と、受電装置２００とを備えて構成される。ここで、送電装置１００は、力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という。）１１と、ＰＦＣ回路１１の動作を制御するＰＦＣ制御部１６と、インバータ回路１２と、送電ＬＣ共振回路１３と、インバータ制御部１７と、アンテナ１５Ａを有する無線通信回路１５とを備えて構成される。一方、受電装置２００は、受電ＬＣ共振回路１４と、整流回路２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３と、負荷２４と、負荷２４の電圧及び電流を検出してＤＣ／ＤＣコンバータ２３を制御する制御部２０と、アンテナ２５Ａを有する無線通信回路２５とを備えて構成される。ここで、ＰＦＣ回路１１は、所定の交流電圧に基づいて入力電流の波形を整形することにより力率を改善する。また、インバータ回路１２は、入力される所定の直流電圧を交流電圧に変換する。
　ここで、送電装置１００と受電装置２００とは例えば充電などの電源供給のために互いに近傍に位置する。これにより、送電ＬＣ共振回路１３と受電ＬＣ共振回路１４とは例えば電磁的に結合してトランスＴＲ１を構成する。また、無線通信回路１５と無線通信回路２５とはそれぞれアンテナ１５Ａ，２５Ａを用いて無線通信を行うことで、必要な情報データを送受信する。
　なお、ＰＦＣ回路１１は、整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路であってもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する。また、ＰＦＣ回路１１、もしくは整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路を省略してもよい。ここで、ＰＦＣ回路１１を省略するときは、ＰＦＣ制御部１６を削除できる。なお、ＰＦＣ回路１１に代えて、整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路を備えるときは、ＰＦＣ制御部１６に代えて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する電圧制御部を備える。
　さらに、送電側のＤＣ／ＤＣコンバータと、受電側のＤＣ／ＤＣコンバータ２３の少なくとも１つを省略してもよいが、以下のように出力電圧を制御する必要がある。
　図９の非接触給電システムにおいて、送受電コイルであるインダクタＬ１，Ｌ２間の距離が変化すると結合度ｋが変化する。これにより、共振特性が変化し、出力電圧が変化する。ここで、出力電圧を一定とするために、送電側又は／及び受電側のＤＣ／ＤＣコンバータにて電圧を制御する必要がある。ここで、送電側のＤＣ／ＤＣコンバータを制御するためには、受電側の制御部２０により検出した出力電圧の情報を、無線通信回路２５．１５を介して送電側のＤＣ／ＤＣコンバータの前記電圧制御部に送信する必要がある。一方、受電側のＤＣ／ＤＣコンバータ２３は、受電側の制御部２０により検出した出力電圧の情報に基づいて制御部２０により制御するように構成される。
　図１の送電装置１００において、ＰＦＣ回路１１は、例えば商用交流電源等の交流電源３０からの交流電圧である入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換しかつ、ＰＦＣ制御部１６の制御のもとで所定の力率改善方法を用いて入力電圧に対して力率改善処理を行って出力電圧をインバータ回路１２に出力する。インバータ回路１２は入力される直流電圧を、インバータ制御部１７からの例えばＰＷＭゲート信号に基づいてスイッチングすることで、所定の交流電圧に変換して送電ＬＣ共振回路１３、受電ＬＣ共振回路１４を介して整流回路２２に出力する。
　ここで、ＰＦＣ制御部１６は、負荷２４への出力電圧及び出力電流等の負荷情報を、制御部２０から無線通信回路２５，１５を介して受信して、当該負荷情報に基づいて、ＰＦＣ回路１１を、前記力率改善処理を行うように制御する。送電ＬＣ共振回路１３は、例えば図１０Ａに図示される、インダクタＬ１とキャパシタＣ１からなる共振回路であって、入力電圧に基づいて所定の共振周波数ｆｒで共振して当該共振周波数ｆｒを有する交流電圧を含む交流電力を発生して、送電ＬＣ共振回路１３に結合された受電ＬＣ共振回路１４に送電する。
　図１の受電装置２００において、受電ＬＣ共振回路１４は、例えば図１１Ａに図示される、インダクタＬ２とキャパシタＣ２からなるＬＣ共振回路であって、送電ＬＣ共振回路１３からの交流電力を受電して、当該交流電力の交流電圧を整流回路２２に出力する。整流回路２２は入力される交流電圧を直流電圧に整流して負荷２４に出力する。制御部２０は、負荷２４への出力電圧及び出力電流を検出してそれらの情報を含む負荷情報を、無線通信回路２５，１５を介してＰＦＣ制御部１６に送信する。インバータ制御部１７はまた、負荷情報に基づいて、例えば所定のゲート電圧信号Ｖｆを発生してインバータ回路１２を制御することで、インバータ回路１２が所定の動作周波数で動作する。
　なお、整流回路２２は、例えば、半波整流回路、両波整流回路、フルブリッジ整流回路、ハーフアクティブ整流回路、倍電圧整流回路、又は倍電流整流回路などの整流回路であってもよい。
　以上説明したように、本実施形態に係る非接触給電システムによれば、図１の共振型電力変換回路を用いて構成することで、共振回路１のインダクタンス又はキャパシタンスが変化しても、共振回路１が、出力電圧が最大となる極大値で保持するように動作周波数を保持できるので、その位相状態を保持し、負荷に依存しない負荷非依存特性と、共振回路１におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。これにより、上述の課題１及び２を解決して、送電装置１００から受電装置２００に対して送電できる。
　また、上述のように、インバータ回路１２、送電ＬＣ共振回路１３と、受電ＬＣ共振回路１４との部分回路に対して、本実施形態に係る共振型電力変換回路１を適用することで、出力特性を制御するためのＤＣ／ＤＣコンバータ２３及びその制御部を削減することができる。
　以下、送電ＬＣ共振回路１３をＬＣ共振回路１３といい。受電ＬＣ共振回路１４をＬＣ共振回路１４という。
（変形例等）
　以下において、ＬＣ共振回路１３及び１４の変形例等について説明する。以下のインダクタは、自己インダクタンス、励磁インダクタンス、又は漏れインダクタンス等を含んでおり、Ｌ３１、Ｌ４１、Ｌ４２はそれらとは異なるインダクタを設けることを意味する。また、下記の構成例はあくまで基本形式の回路であり、インダクタとキャパシタを直列又は並列に接続するそれらの数量は変更してもよい。
　図１０Ａは図９のＬＣ共振回路１３の構成例を示す回路図である。図１０Ａにおいて、ＬＣ共振回路１３は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路により構成される。ここで、送電装置１００のＬＣ共振回路１３は、以下のＬＣ共振回路１３Ａ～１３Ｅのいずれかで構成されてもよい。
　図１０Ｂは変形例１に係るＬＣ共振回路１３Ａの構成例を示す回路図である。図１０Ｂにおいて、ＬＣ共振回路１３Ａは、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列回路により構成される。
　図１０Ｃは変形例２に係るＬＣ共振回路１３Ｂの構成例を示す回路図である。図１０Ｃにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｃは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、キャパシタＣ３１との並列回路により構成される。
　図１０Ｄは変形例３に係るＬＣ共振回路１３Ｃの構成例を示す回路図である。図１０Ｄにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｄは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ３１の並列回路と、キャパシタＣ１との直列回路により構成される。
　図１０Ｅは変形例４に係るＬＣ共振回路１３Ｄの構成例を示す回路図である。図１０Ｅにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｄは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、インダクタＬ３１との並列回路に対して、直列に接続されたインダクタＬ３１を含み構成される。
　図１０Ｆは変形例５に係るＬＣ共振回路１３Ｅの構成例を示す回路図である。図１０Ｆにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｅは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、インダクタＬ３１との並列回路に対して、直列に接続されたキャパシタＣ３２を含み構成される。
　図１０Ａ～図１０Ｆから明らかなように、ＬＣ共振回路１３、１３Ａ～１３Ｅは、少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つのキャパシタとを含み、前記各インダクタと前記各キャパシタとが直列又は並列に接続されている。
　また、図９の受電装置２００のＬＣ共振回路１４は、以下のＬＣ共振回路１４Ａ～１４Ｅのいずれかで構成されてもよい。
　図１１Ａは図９のＬＣ共振回路１４の構成例を示す回路図である。図１１Ａにおいて、ＬＣ共振回路１４は、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路により構成される。
　図１１Ｂは変形例６に係るＬＣ共振回路１４Ａの構成例を示す回路図である。図１１Ｂにおいて、ＬＣ共振回路１４Ａは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の並列回路により構成される。
　図１１Ｃは変形例７に係るＬＣ共振回路１４Ｂの構成例を示す回路図である。図１１Ｃにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｂは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、キャパシタＣ４１との並列回路により構成される。
　図１１Ｄは変形例８に係るＬＣ共振回路１４Ｃの構成例を示す回路図である。図１１Ｄにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｃは、インダクタＬ２とキャパシタＣ４１の並列回路と、キャパシタＣ２との直列回路により構成される。
　図１１Ｅは変形例９に係るＬＣ共振回路１４Ｄの構成例を示す回路図である。図１１Ｄにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｄは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、キャパシタＣ４１との並列回路に対して直列に接続されたインダクタＬ４１を含み構成される。
　図１１Ｆは変形例１０に係るＬＣ共振回路１４Ｅの構成例を示す回路図である。図１１Ｅにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｅは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、インダクタＬ４２との並列回路に対して接続されたキャパシタＣ４２を含み構成される。
　図１１Ａ～図１１Ｆから明らかなように、ＬＣ共振回路１４，１４Ａ～１４Ｅは、少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つのキャパシタとを含み、前記各インダクタと前記各キャパシタとが直列又は並列に接続されている。
　以上の実施形態においては、山登り法を用いて共振回路１の出力電圧Ｖｏの極大値を求めてそれに対応する動作周波数を決定しているが、本発明はこれに限らず、例えば最良優先検索法、最適化探索法、最急降下法、共役勾配法などの他の極大値探索法を用いて、共振回路１の出力電圧Ｖｏの極大値を求めてそれに対応する動作周波数を決定してもよい。
　以上の実施形態においては、スイッチング素子としてＭＯＳトランジスタＱ１を用いているが、本発明はこれに限らず、バイポーラトランジスタなどの、スイッチング素子を用いてもよい。
　以上の実施形態においては、検出回路２は共振回路１の出力電圧を検出して演算制御部３に出力しているが、本発明はこれに限らず、共振回路１の出力電流等の出力情報を検出して演算制御部３に出力し、演算制御部３は当該出力情報に基づいて、共振回路１を含む共振型電力変換回路の動作周波数を決定するように制御してもよい。
　以上詳述したように、本発明によれば、前記２つの課題を解決することができ、しかも従来技術に比較して演算コストを大幅に軽減することができる共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムを提供することができる。
１　共振回路
２　検出回路
３　演算制御部
４　信号発生部
５　直流電源
１０　制御回路
１１　力率改善回路（ＰＦＣ回路）
１２　インバータ回路
１３　送電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１４　受電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１５　無線通信回路
１５Ａ　アンテナ
１６　ＰＦＣ制御部
１７　インバータ制御部
２０　制御部
２２　整流回路
２３　ＤＣ／ＤＣコンバータ
２４　負荷
２５　無線通信回路
２５Ａ　アンテナ
３０　交流電源
Ｃｓ，Ｃ０～Ｃ２，Ｃｓｍ　キャパシタ
Ｄ１　整流ダイオード
Ｌｆ，Ｌ０　インダクタ
Ｑ１　ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２　抵抗
ＲＬ　負荷抵抗
ＴＲ１　トランス

Claims (9)

  1. 　第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、
    　前記出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、
    　前記検出された出力情報に基づいて、所定の極大点探索法を用いて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点又は所望の電圧を探索して、探索された極大点又は所望の電圧に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、
    　前記決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、前記駆動制御信号に基づいて前記スイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備え、
    　前記共振回路は、前記極大点又は所望の電圧に対応する、前記負荷に依存しない負荷非依存点を有する前記動作周波数に対する出力情報の特性を有し、
    　前記共振回路は、前記出力情報を含む駆動制御信号を前記スイッチング素子に帰還させ、前記駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する、
    共振型電力変換回路。
  2. 　前記極大点探索法は、山登り法である、
    請求項１に記載の共振型電力変換回路。
  3. 　前記信号発生部は、ＰＷＭ信号である前記駆動制御信号に基づいて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することで、前記スイッチング素子を周波数制御する、
    請求項１又は２に記載の共振型電力変換回路。
  4. 　前記駆動制御信号は、前記スイッチング素子をオン又はオフする２値信号である、
    請求項３に記載の共振型電力変換回路。
  5. 　請求項１～４のうちのいずれか１つに記載の共振型電力変換回路を備える送電装置と、
    　受電装置と、
    を備える非接触給電システムであって、
    　前記受電装置は、
    　前記第１のＬＣ共振回路と結合し、前記第１のＬＣ共振回路からの交流電力を受電する第２のＬＣ共振回路と、
    　前記第２のＬＣ共振回路で受電された交流電力を直流電力に整流して所定の負荷に出力する整流回路と、
    を備える、非接触給電システム。
  6. 　前記送電装置はさらに、
    　前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、所定の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１のＬＣ共振回路に出力するインバータ回路を、
    備える、請求項５に記載の非接触給電システム。
  7. 　前記受電装置はさらに、
    　前記受電装置の出力情報を検出して無線送信する受電制御部を備え、
    　前記送電装置はさらに、
    　前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、所定の交流電圧に基づいて入力電流の波形を整形することにより力率を改善する力率改善回路と、
    　前記無線送信された出力情報を無線受信して、前記出力情報に基づいて前記力率改善回路の動作を制御する力率改善回路制御部と、
    を備える、請求項６に記載の非接触給電システム。
  8. 　前記受電装置において前記整流回路と前記負荷との間に挿入され、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記送電装置において前記インバータ回路の前段に設けられ、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    のうちの少なくとも１つを備え、
    　前記第１のＬＣ共振回路のインダクタと前記第２のＬＣ共振回路のインダクタとの間の結合度ｋが変化したときに、前記負荷の出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定の電圧になるように、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのうちのいずれか１つを制御する電圧制御部を、
    備える、請求項６又は７に記載の非接触給電システム。
  9. 　前記送電装置はさらに、
    　前記インバータ回路の前段に設けられ、所定の交流電圧を整流して直流電圧に変換して前記インバータ回路に出力する整流回路を、
    備える、請求項６～８のうちのいずれか１つに記載の非接触給電システム。
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