WO2019012923A1 - 高周波電源装置 - Google Patents

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達也 細谷
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Definitions

  • the present invention relates to a high frequency power supply device including a high frequency power generation circuit which is connected to a direct current power source and generates high frequency power by a switching circuit which switches a switch element at high frequency.
  • a power supply apparatus connected to a DC power supply converts the DC power supply into high frequency power by switching of a switch element, and supplies power via the high frequency power is used, for example, in a wireless power transmission system.
  • Patent Document 1 includes a high frequency power generation circuit connected to the output side of a direct current power supply and having a switching circuit configured by a high side switch element and a low side switch element, and transmits power from the power transmission device to the power reception device. The configuration is shown.
  • the voltage waveform of high frequency power output from the switching circuit is a square wave or a trapezoidal wave .
  • the current waveform flowing to the coil or antenna connected to the output side of the switching circuit is a waveform close to a sine wave due to the resonance action of the circuit through which this current flows.
  • harmonic noise due to harmonic components included in the current waveform is radiated from the coil or the antenna.
  • an object of the present invention is to provide a high frequency power supply device in which the emission of harmonic noise is suppressed by reducing harmonic components included in the current waveform of high frequency power output from the switching circuit. Furthermore, even when zero voltage switching (soft switching) operation is achieved and switching loss is reduced, non-zero voltage switching operation (hard switching) is performed without achieving zero voltage switching (soft switching) operation. In this case as well, it is an object of the present invention to provide a high frequency power supply device capable of suppressing the emission of harmonic noise by reducing harmonic components included in the current waveform of high frequency power output from the switching circuit.
  • the high frequency power supply device of the present invention A high frequency power generation circuit connected to a DC power supply, having a low side switch element and a high side switch element, and generating high frequency power by switching the low side switch element and the high side switch element; A low side snubber circuit connected between both ends of the low side switch element; And a high side snubber circuit connected between both ends of the high side switch element,
  • the low side snubber circuit comprises a series circuit of a first capacitor and a first impedance element
  • the high side snubber circuit includes a series circuit of a second capacitor and a second impedance element, The first end of the first capacitor and the first end of the second capacitor are connected to a connection point between the low side switching device and the high side switching device,
  • the method may further include a third capacitor connected between the second end of the first capacitor and the second end of the second capacitor.
  • the corner portion of the voltage waveform output from the switching circuit is smoothed, the harmonic component of the current is suppressed, and the emission of harmonic noise is suppressed.
  • the third capacitor is set to a capacitance that makes the time ratio in which the voltage across the first capacitor changes and the time ratio in which the voltage across the second capacitor change equal. This suppresses the harmonic current included in the output current of the high frequency power generation circuit.
  • the first impedance element or the second impedance element is, for example, a resistive element.
  • the first impedance element or the second impedance element is, for example, an inductor.
  • the low side switch element includes a diode connected in parallel to the low side switch element
  • the high side switch element includes a diode connected in parallel to the high side switch element
  • the first capacitor and the second capacitor are Under the condition that the high frequency current flowing in the low side switching device and the high side switching device is delayed from the high frequency voltage outputted by the high side switching device and the low side switching device, the high frequency voltage is achieved while achieving zero voltage switching operation.
  • Make the rising slope or falling slope of a certain trapezoidal wave voltage gentler Under the condition that the high frequency current advances from the high frequency voltage, it is preferable to set the capacitance so as to make the slope of the rising or the falling of the trapezoidal wave voltage gentle while the non-zero voltage switching operation is performed.
  • the capacitor of the snubber circuit When the capacitor of the snubber circuit is charged gently, the rising change of the voltage across the high side switch element or the low side switch element becomes gradual and the generation of harmonic current is suppressed, and the high side switch is also suppressed.
  • the impedance element by the inductor or the resistor of the snubber circuit suppresses a current change which rapidly discharges the charge stored in the capacitor of the snubber circuit, and the high side switch element or the low side switch Fall of a change in voltage across the element becomes gentle, the generation of harmonic current is suppressed.
  • the high frequency power supply device of the present invention is A high frequency power generation circuit connected to a DC power supply, having a low side switch element and a high side switch element, and generating high frequency power by switching the low side switch element and the high side switch element; A snubber circuit connected between both ends of the low side switch element or at least either end of the high side switch element;
  • the snubber circuit includes a series circuit of a capacitor and an inductor, or a series circuit of a capacitor and a resistor, and a diode connected in parallel in a direction to flow a current for charging the capacitor to the inductor or the resistor. Is preferred.
  • the switch element to which the snubber circuit is connected is turned on and off.
  • the high frequency power generation circuit even in the case of a so-called hard switching condition which does not satisfy the condition of zero voltage switching operation which is one of soft switching when the switch element is turned on, Generation of switching loss and heat generation at turn-on can be suppressed.
  • the snubber capacitor provided in the snubber circuit when the switch element is turned on, the electrostatic energy stored in the off period of the switch element is transferred to the snubber inductor provided in the snubber circuit to become magnetic energy, and the switch element Can suppress the occurrence of switching loss at turn-on.
  • the low side switch element includes a diode connected in parallel to the low side switch element
  • the high side switch element includes a diode connected in parallel to the high side switch element
  • the capacitor provided in the snubber circuit is Under the condition that the high frequency current flowing in the low side switching device and the high side switching device is delayed from the high frequency voltage outputted by the high side switching device and the low side switching device, the high frequency voltage is achieved while achieving zero voltage switching operation.
  • Make the rising slope or falling slope of a certain trapezoidal wave voltage gentler Under the condition that the high frequency current advances from the high frequency voltage, it is preferable to set the capacitance so as to make the slope of the rising or the falling of the trapezoidal wave voltage gentle while the non-zero voltage switching operation is performed.
  • the corner portion of the voltage waveform output from the switching circuit is smoothed, the harmonic component of the current is suppressed, and the emission of harmonic noise is suppressed.
  • the low side switch element and the high side switch element are MOS-FETs including a parasitic diode configured structurally. By this, it is not necessary to separately provide a diode connected in parallel to the switch element. Alternatively, the current capacity of the diode can be reduced, and the circuit can be miniaturized.
  • the low side switch element and the high side switch element are preferably compound semiconductor elements.
  • a compound semiconductor element such as gallium nitride or silicon carbide
  • the parasitic capacitance Cds structurally configured can be reduced.
  • switching loss particularly switching loss in the case of non-zero voltage switching operation (hard switching) can be reduced, and power conversion efficiency can be improved and the circuit can be miniaturized.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power transmission system including a high frequency power supply device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform diagram of each part at the time of ZVS operation of the power transmission device PTU shown in FIG.
  • FIGS. 3A to 3D are diagrams showing the operation of the snubber circuit connected to the high side switch circuit.
  • FIG. 4 is a waveform diagram of each part at the time of non-ZVS operation of the power transmission device PTU shown in FIG.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power transmission system 121 including the high frequency power supply device according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power transfer system 122 including another high frequency power supply device according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power transmission system 131 including the high frequency power supply device according to the third embodiment.
  • FIGS. 8A and 8B are waveform diagrams in the zero voltage switching operation of the power transmission device PTU of the third embodiment.
  • FIG. 9A and FIG. 9B are waveform diagrams in non-zero voltage switching operation of the power transmission device PTU of the third embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power transfer system 141 including the high frequency power supply device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a waveform diagram of each part of the power transmission device of the comparative example which does not include the snubber circuit.
  • FIG. 12A and FIG. 12B are waveform diagrams of respective portions in the zero voltage switching operation of the power transmission device of the comparative example.
  • FIG. 13A and FIG. 13B are waveform diagrams of respective parts in the non-zero voltage switching operation of the power transmission device of the comparative example.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power transfer system including a high frequency power supply device according to a first embodiment of the present invention.
  • the power transmission system 111 is configured of a power transmission device PTU and a power reception device PRU.
  • the power transmission device PTU is an example of the “high frequency power supply device” in the present invention.
  • the power transmission system 111 is a system for supplying stable direct current energy from the power transmission device PTU to the power reception device PRU.
  • the power transmission device PTU is connected to the DC power source Vi, the output side of the DC power source Vi, a switching circuit SC generating high frequency power, and a snubber connected across the low side switch circuit S1 included in the switching circuit SC.
  • a circuit SB1 and a snubber circuit SB2 connected between both ends of the high side switch circuit S2 are provided.
  • the switching circuit SC is an example of the "high frequency power generation circuit" in the present invention.
  • the switching circuit SC is composed of a low side switch circuit S1 and a high side switch circuit S2.
  • the low side switch circuit S1 is composed of a low side switch element Q1, a diode Dds1 connected to both ends thereof, and a capacitor Cds1.
  • the high side switch circuit S2 is configured by a high side switch element Q2, a diode Dds2 connected to both ends thereof, and a capacitor Cds2.
  • a series circuit of a power transmission coil Lp and a resonance capacitor Cr is connected between the connection point of the high side switch circuit S2 and the low side switch circuit S1 and the ground.
  • a resonant circuit is configured by the power transmission coil Lp and the resonant capacitor Cr. The switching frequencies of the switch elements Q1 and Q2 are at or near the resonant frequency of this resonant circuit.
  • the low side switch element Q1 is a MOS-FET
  • the diode Dds1 is a body diode of the low side switch element Q1
  • the capacitor Cds1 is a parasitic capacitor between the drain and source of the low side switch element Q1.
  • the high side switch element Q2 is a MOS-FET
  • the diode Dds2 is a body diode of the high side switch element Q2
  • the capacitor Cds2 is a parasitic capacitor between the drain and source of the high side switch element Q2.
  • a switching control circuit (not shown) is connected to the gates of the switch elements Q1 and Q2.
  • the snubber circuit SB1 has a series circuit of an inductor Lsb1 and a first capacitor Csb1, and has a diode Dsb1 connected in parallel to the inductor Lsb1.
  • the snubber circuit SB2 has a series circuit of an inductor Lsb2 and a second capacitor Csb2, and has a diode Dsb2 connected in parallel to the inductor Lsb2.
  • the power transmission device PTU further includes a third capacitor Csb3 connected between the second end of the first capacitor Csb1 and the second end of the second capacitor Csb2.
  • the power reception device PRU includes a power reception coil Ls, a resonance capacitor Crs, rectification diodes D3 and D4, and a smoothing capacitor Co. And, it is configured to supply DC power to the load Ro.
  • the power receiving coil Ls is disposed to be separated from the power transmitting coil Lp by the distance dx, and is magnetically coupled to each other.
  • the power receiving coil Ls is disposed to be separated from the power transmitting coil Lp by the distance dx, and is magnetically coupled to each other.
  • the power reception device PRU rectifies and smoothes the high frequency voltage due to the resonance between the power reception coil Ls and the resonance capacitor Crs, and supplies DC power to the load Ro.
  • FIG. 2 is a waveform diagram of each part at the time of zero voltage switching (ZVS) operation of the power transmission device PTU shown in FIG.
  • ZVS zero voltage switching
  • gate-source voltages of the switch elements Q1 and Q2 are represented by Vgs1 and Vgs2, and drain-source voltages are represented by Vds1 and Vds2.
  • the voltage at the connection point between the low side switch circuit S1 and the high side switch circuit S2 is represented by Vab, and the current flowing through the power transmission coil Lp is represented by ir. ton is the on time of the low side switch element Q1, toff is the off time of the low side switch element Q1, and Ts is the switching period.
  • the switch elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off with a short dead time td at which both switch elements are turned off, and the current flowing in Q1 and Q2 is commutated during the dead time period to perform the ZVS operation.
  • the operation in each state in one switching cycle is as follows.
  • FIGS. 3A to 3D are diagrams showing the operation of the high side snubber circuit connected to the high side switch circuit.
  • a diagram showing the operation of the snubber circuit in the case where the high frequency current flowing through the switch element Q1 and the switch element Q2 is advanced than the high frequency voltage outputted by the switch element Q1 and the switch element Q2, ie, the nonzero voltage switching operation. is there.
  • FIG. 4 is a waveform diagram of each part at the time of non-zero voltage switching (non-ZVS) operation of the power transmission device PTU shown in FIG.
  • VCsb2 is a voltage across the second capacitor Csb2
  • iLsb2 is a current flowing through the inductor Lsb2.
  • diodes Dsb1 and Dsb2 form charging current paths for capacitors Csb1 and Csb2. Then, the current immediately after the turn-off of the switch elements Q1 and Q2 passes through a period which flows as charging / discharging current for the capacitors Csb1 and Csb2 and the inductors Lsb1 and Lsb2 of the snubber circuit. Therefore, the corner portion of the output voltage waveform from the switching circuit becomes smooth, that is, the time change of the current flowing through the switching circuit becomes slow, and the current ir flowing through the power transmission coil Lp in FIG. 2 becomes a waveform approximating a sine wave. .
  • the power transmission device PTU of the present embodiment further includes a third capacitor Csb3 connected between the second end of the first capacitor Csb1 and the second end of the second capacitor Csb2.
  • the third capacitor Csb3 connects different potentials of the first capacitors Csb1 and Csb2 of the two snubber circuits SB1 and SB2, so charge and discharge charges of the capacitors Csb1 and Csb2 are balanced through the third capacitor Csb3.
  • the time ratio in which the voltage across the first capacitor Csb1 changes and the time ratio in which the voltage across the second capacitor Csb2 changes coincide with each other, thereby suppressing the generation of harmonic current.
  • FIG. 11 shows a waveform chart of each part of the power transmission apparatus that does not include only the third capacitor Csb3 in the snubber circuit.
  • This waveform diagram is a diagram corresponding to the waveform diagram shown in FIG.
  • the third capacitor Csb3 of the snubber circuit is not provided, when the inductances of the inductors Lsb1 and Lsb2 are different or when the turn-on speed and the turn-off speed of the switch elements are different, the difference in the inductance or the difference in switching speed adversely affects the first The time ratio in which the voltage across the capacitor Csb1 changes (the rise time in the half cycle and the fall time in the half cycle) and the time ratio when the voltage across the second capacitor Csb2 changes (the rise time in the half cycle and Fall time in the half cycle becomes unbalanced.
  • the turn-off time tc1 and the turn-on time tc2 of the switch elements Q1 and Q2 are different, and the rising slope and the falling slope of Vds1 and Vds2 are different.
  • the disturbance of the voltage occurs immediately after the rise and fall of the voltage Vab. Further, along with this, the current ir flowing through the power transmission coil Lp becomes a waveform distorted from a sine wave.
  • the turn-off time tc and the turn-on time tc of the switch elements Q1 and Q2 coincide with each other, and the time ratio of change of the voltage across the first capacitor Csb1 Since the time ratio at which the voltage across the two capacitors Csb2 changes is a value approximated by the third capacitor Csb3, the time ratio at which the voltage Vds1 across the switch element Q1 changes and the voltage Vds2 across the switch element Q2 change The time ratio matches, and the changes of the voltage Vds1 and the voltage Vds2 are balanced. That is, the voltage Vds1 and the voltage Vds2 form a periodic trapezoidal wave without distortion, overshoot and undershoot. As a result, harmonic components of the resonant current ir are suppressed. As a result, radiation noise and power loss due to harmonic currents are suppressed.
  • the third capacitor Csb3 acts to correct the imbalance between the time ratio in which the voltage across the first capacitor Csb1 changes and the time ratio in which the voltage across the second capacitor Csb2 changes. Specifically, in the example of the period from time t2 to time t3 shown in FIG. 11, the turn-off time tc1 of switch element Q1 and the turn-on time tc2 of switch element Q2 are different, time tc1 is short and time tc2 is long. There is.
  • the capacitance Csb3 of the third capacitor Csb3 it is preferable to set the capacitance Csb3 of the third capacitor Csb3 so as to satisfy the following equation, assuming that the voltage across the capacitor C3 is VCsb3.
  • the capacitances of the first capacitor Csb1 and the second capacitor Csb2 are equal, and this value is represented by Csb, and half of the difference in voltage change with respect to time (dVds1 / dt + dVds2 / dt) and dVCsb3 / dt have the same value In the case where
  • the capacitance Csb3 of the third capacitor Csb3 may be equal to or greater than the capacitance of the first capacitor Csb1 or the second capacitor Csb2.
  • the voltage of the third capacitor Csb3 changes to the voltage of the DC power supply Vi.
  • the capacitance of the third capacitor Csb3 is set sufficiently large compared to the capacitances of the first capacitor Csb1 and the second capacitor Csb2, voltage fluctuation of the third capacitor Csb3 can be suppressed, and harmonic currents generated from the switching circuit are effective. It can be seen that it can be suppressed.
  • Second Embodiment In the second embodiment, a high frequency power supply device in which the configuration of the snubber circuit is different from that of the first embodiment is shown.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a power transmission system 121 including the high frequency power supply device according to the second embodiment.
  • the power transmission system 111 shown in FIG. 1 is different from the power transmission system 111 in the configuration of the snubber circuit of the switching circuit SC of the power transmission device PTU.
  • a snubber circuit SB1 connected between both ends of the low side switch circuit S1 and a snubber circuit SB2 connected between both ends of the high side switch circuit S2 are provided.
  • the snubber circuit SB1 has a series circuit of an inductor Lsb1 and a first capacitor Csb1.
  • the snubber circuit SB2 has a series circuit of an inductor Lsb2 and a second capacitor Csb2.
  • the power transmission device PTU further includes a third capacitor Csb3 connected between the second end of the first capacitor Csb1 and the second end of the second capacitor Csb2.
  • the diodes Dsb1 and Dsb2 shown in FIG. 1 do not exist.
  • the other configuration is as shown in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a power transfer system 122 including another high frequency power supply device according to the second embodiment.
  • the power transmission device PTU in the power transmission system 122 is obtained by replacing the inductors Lsb1 and Lsb2 shown in FIG. 5 with resistance elements Rsb1 and Rsb2.
  • the other configuration is the same as that of FIG.
  • the impedances of the inductors Lsb1 and Lsb2 or the resistance elements Rsb1 and Rsb2 are different on the low side and the high side, the time difference between the impedances of the first capacitor Csb1 changes due to the difference in the impedance.
  • the problem that the ratio and the time ratio in which the voltage across the second capacitor Csb2 changes is unbalanced is resolved as in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of a power transmission system 131 including the high frequency power supply device according to the third embodiment.
  • a snubber circuit SB1 connected between both ends of the low side switch circuit S1 and a snubber circuit SB2 connected between both ends of the high side switch circuit S2 are provided.
  • the snubber circuit SB1 has a series circuit of an inductor Lsb1 and a first capacitor Csb1, and has a diode Dsb1 connected in parallel to the inductor Lsb1.
  • the snubber circuit SB2 has a series circuit of an inductor Lsb2 and a second capacitor Csb2, and has a diode Dsb2 connected in parallel to the inductor Lsb2.
  • the power transmission system 111 shown in FIG. 1 differs in that the third capacitor Csb3 is not present in the switching circuit SC of the power transmission device PTU.
  • the effect of the third capacitor Csb3 is small. Therefore, depending on the conditions, the third capacitor Csb3 can be made unnecessary.
  • FIGS. 12 (A) (B) and 13 (A) (B) are waveforms. It is a wave form chart about a power transmission device of a comparative example.
  • the power transmission device of this comparative example does not include the diodes Dsb1 and Dsb2 and the third capacitor Csb3 as compared with FIG. In an actual circuit, it corresponds equivalently to a circuit not provided with the snubber circuit SB1 or the snubber circuit SB2 in FIG.
  • the waveform chart of each part shows a waveform in an equivalent circuit in which a load is directly connected in series with the power transmission coil Lp.
  • FIGS. 8A, 8B, 12A, and 12B when viewed from the switching circuit SC, a state in which the resonant circuit including the power transmission coil Lp and the resonant capacitor Cr looks like inductive impedance at the switching frequency (switching It is a wave form diagram of each part when the switching frequency of circuit SC is a state higher than the resonant frequency of a resonance circuit.
  • FIG. 8 (B) is an enlarged view of the time axis of FIG. 8 (A).
  • ZVS zero voltage switching
  • FIGS. 9A, 9B, 13A, and 13B when viewed from the switching circuit SC, a state in which the resonant circuit including the power transmission coil Lp and the resonant capacitor Cr looks like capacitive impedance at the switching frequency (switching It is a wave form diagram of each part when the switching frequency of circuit SC is a state higher than the resonant frequency of a resonance circuit.
  • FIG. 9 (B) is an enlarged view of the time axis of FIG. 9 (A).
  • a voltage Vgs1 is a gate-source voltage of the low side switch element Q1
  • a voltage Vgs2 is a gate-source voltage of the high side switch element Q2.
  • a voltage Vds1 is a drain-source voltage of the low side switch element Q1
  • a voltage Vds2 is a drain-source voltage of the high side switch element Q2.
  • the current ir is a current flowing to the power transmission coil Lp.
  • the inductance of the power transmission coil Lp is represented by Lp
  • the resistance component of the equivalent load directly connected in series with the power transmission coil Lp is represented by Rac
  • the capacitance of the resonant capacitor Cr is represented by Cr
  • the inductance of the inductors Lsb1 and Lsb2 is Lsb
  • the switching frequency fs of the switch elements Q1 and Q2 is 6.78 MHz
  • the resonance frequency is defined as 5.37 MHz.
  • the inductor Lsb1 is excited, a discharge current flows gently in a sine wave, and the charge of the first capacitor Csb1 is discharged. At the same time, the capacitor Cds1 is also discharged. After that, until the current flowing in the power circuit cancels the current flowing in the inductor Lsb1, and the current in the inductor Lsb1 disappears, the switch element passes through the same state as the state shown in FIG. Current flows only to Q1.
  • resistance elements Rsb1 and Rsb2 shown in FIG. 6 may be provided instead of the inductors Lsb1 and Lsb2 shown in FIG. 7, resistance elements Rsb1 and Rsb2 shown in FIG. 6 may be provided.
  • the voltage across the capacitors Csb1 and Csb2 is connected to the DC power supply Vi via the diodes Dsb1 and Dsb2, so that when the switch element connected with the snubber circuit is turned off, the rise of the voltage of the snubber capacitor is detected. Switching surge generated at both ends of the switch element can be suppressed while reducing switching loss. Further, when the switch element is turned on, the impedance of the inductors Lsb1 and Lsb2 or the resistance elements Rsb1 and Rsb2 suppresses the current flowing into the switch element even under the condition of non-zero voltage switching operation, and the turn-on switching loss in the switch element Can be reduced. In this way, problems such as the occurrence of switching loss and switching noise in the switch element, power loss and electromagnetic interference noise are eliminated.
  • the snubber circuit has a series circuit of capacitors Csb1 and Csb2 and inductors Lsb1 and Lsb2 or a series circuit of capacitors Csb1 and Csb2 and resistance elements Rsb1 and Rsb2, and inductors Lsb1 and Lsb2
  • this snubber circuit may be provided only on one of the high side or low side.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a power transfer system 141 including the high frequency power supply device according to the fourth embodiment.
  • the power transmission device PTU includes a DC power supply Vi and switching circuits SC1 and SC2 connected to the output side of the DC power supply Vi and generating high frequency power.
  • the switching circuits SC1 and SC2 constitute a full bridge type switching circuit.
  • the switching circuit SC1 includes a low side switch circuit S11 and a high side switch circuit S21.
  • the low side switch circuit S11 includes a low side switch element Q11, a diode Dds11 connected to both ends thereof, and a capacitor Cds11.
  • the high side switch circuit S21 is configured of a high side switch element Q21, a diode Dds21 connected to both ends thereof, and a capacitor Cds21.
  • the switching circuit SC2 is composed of a low side switch circuit S12 and a high side switch circuit S22.
  • the low side switch circuit S12 includes a low side switch element Q12, a diode Dds12 connected to both ends thereof, and a capacitor Cds12.
  • the high side switch circuit S22 includes a high side switch element Q22, a diode Dds22 connected to the both ends thereof, and a capacitor Cds22.
  • a series circuit of a power transmission coil Lp and a resonance capacitor Cr is connected between a connection point of the high side switch circuit S21 and the low side switch circuit S11 and a connection point of the high side switch circuit S22 and the low side switch circuit S12. There is.
  • the switching circuit SC1 includes a snubber circuit SB11 connected between both ends of the low side switch circuit S11, and a snubber circuit SB21 connected between both ends of the high side switch circuit S21.
  • the switching circuit SC2 includes a snubber circuit SB12 connected across the low side switch circuit S12 and a snubber circuit SB22 connected across the high side switch circuit S22.
  • the snubber circuit SB11 has a series circuit of an inductor Lsb11 and a first capacitor Csb11, and has a diode Dsb11 connected in parallel to the inductor Lsb11.
  • the snubber circuit SB21 has a series circuit of an inductor Lsb21 and a second capacitor Csb21, and has a diode Dsb21 connected in parallel to the inductor Lsb21.
  • a third capacitor Csb31 is connected between the second end of the first capacitor Csb11 and the second end of the second capacitor Csb21.
  • a third capacitor Csb32 is connected between the second end of the first capacitor Csb12 and the second end of the second capacitor Csb22.
  • the configuration of the snubber circuit may be the circuit shown in the second and third embodiments.
  • the present invention can be similarly applied to the full bridge type switching circuit, and the same effect can be obtained.
  • the present invention is similarly applicable to a DC-DC converter.
  • the DC-DC converter may be configured by replacing the power transmission coil Lp and the power reception coil Ls shown in FIG. 1 with the primary coil and the secondary coil of the converter transformer, respectively. The same operation and effect can be obtained also in a DC-DC converter provided with such a high frequency power generation circuit.
  • the "DC power supply” includes all circuits for outputting a DC voltage, a battery, and a DC voltage obtained by rectifying and smoothing commercial AC.
  • Cds1, Cds2 capacitor Cds11, Cds21: capacitor Cds12, Cds22: capacitor Co: smoothing capacitor Cr: resonant capacitor Crs: resonant capacitor Csb1, Csb11, Csb12: first capacitors Csb2, Csb21, Csb22: second capacitors Csb3, Csb31, Csb32 ... Third capacitor D3, D4 ... Rectifier diode Dds1, Dds2 ... Diode Dds11, Dds21 ... Diode Dds12, Dds22 ... Diode Dsb1, Dsb2 ... Diode Dsb11, Dsb21 ...

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Abstract

直流電源（Ｖｉ）の出力側に接続され、ローサイドスイッチ回路（Ｓ１）およびハイサイドスイッチ回路（Ｓ２）を有し、ローサイドスイッチ回路（Ｓ１）およびハイサイドスイッチ回路（Ｓ２）のスイッチングにより高周波電力を発生するスイッチング回路（ＳＣ）を備える。ローサイドスイッチ回路（Ｓ１）の両端間およびハイサイドスイッチ回路（Ｓ２）の両端間にはスナバ回路（ＳＢ１，ＳＢ２）が接続されている。スナバ回路（ＳＢ１，ＳＢ２）は、インダクタ（Ｌｓｂ１，Ｌｓｂ２）とキャパシタ（Ｃｓｂ１，Ｃｓｂ２）との直列回路を有し、インダクタ（Ｌｓｂ１，Ｌｓｂ２）に並列接続されたダイオード（Ｄｓｂ１，Ｄｓｂ２）を有する。

Description

高周波電源装置
　本発明は、直流電源に接続され、スイッチ素子を高周波でスイッチングさせるスイッチング回路により高周波電力を発生させる高周波電力発生回路を備えた高周波電源装置に関する。
　直流電源に接続されて、その直流電源をスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力に変換し、その高周波電力を媒介して電力を供給する電源装置が例えばワイヤレス電力伝送システムで用いられている。
　例えば、特許文献１には、直流電源の出力側に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路を備え、送電装置から受電装置へ電力を伝送する構成が示されている。
国際公開第２０１２／１０１９０７号
　直流電源の出力側に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路において、スイッチング回路から出力される高周波電力の電圧波形は方形波または台形波である。
　このように、電圧波形が方形波や台形波である場合、スイッチング回路の出力側に接続されるコイルやアンテナに流れる電流波形は、この電流が流れる回路の共振作用によって、正弦波に近い波形となる。しかし、この電流波形に含まれる高調波成分による高調波ノイズがコイルやアンテナから放射されてしまう、という解決すべき課題があった。
　そこで、本発明の目的は、スイッチング回路から出力される高周波電力の電流波形に含まれる高調波成分を低減して、高調波ノイズの放射を抑制した高周波電源装置を提供することにある。さらに、ゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成し、スイッチング損失が低減される動作となる場合においても、ゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成せずに非ゼロ電圧スイッチング動作（ハードスイッチング）となる場合においても、スイッチング回路から出力される高周波電力の電流波形に含まれる高調波成分を低減して、高調波ノイズの放射を抑制できる高周波電源装置を提供することにある。
（１）本発明の高周波電源装置は、
　直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
　前記ローサイドスイッチ素子の両端間に接続されたローサイドスナバ回路と、
　前記ハイサイドスイッチ素子の両端間に接続されたハイサイドスナバ回路と、を備え、
　前記ローサイドスナバ回路は、第１キャパシタと第１インピーダンス素子との直列回路を有し、
　前記ハイサイドスナバ回路は、第２キャパシタと第２インピーダンス素子との直列回路を有し、
　前記第１キャパシタの第１端および前記第２キャパシタの第１端は、前記ローサイドスイッチ素子と前記ハイサイドスイッチ素子との接続点に接続され、
　前記第１キャパシタの第２端と前記第２キャパシタの第２端との間に接続された第３キャパシタを更に備える、ことを特徴とする。
　上記構成により、スイッチング回路から出力される電圧波形の角部分は滑らかになり、電流の高調波成分が抑えられ、高調波ノイズの放射が抑制される。
（２）前記第３キャパシタは、前記第１キャパシタの両端電圧が変化する時間割合と前記第２キャパシタの両端電圧が変化する時間割合とを等しくするキャパシタンスに設定されていることが好ましい。このことにより、高周波電力発生回路の出力電流に含まれる高調波電流が抑制される。
（３）前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子は例えば抵抗素子である。
（４）前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子は例えばインダクタである。
（５）前記第１インピーダンス素子の両端間に、前記第１キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第１ダイオード、または、前記第２インピーダンス素子の両端間に、前記第２キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第２ダイオード、を有する、ことが好ましい。
　上記構成により、第１インピーダンス素子のインピーダンスと第２インピーダンス素子のインピーダンスとが異なる場合に、そのインピーダンスの差が悪影響して、第１キャパシタの両端電圧が変化する時間割合と、第２キャパシタの両端電圧が変化する時間割合とが不均衡になる、といった不具合が解消される。
（６）前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
　前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
　前記第１キャパシタおよび前記第２キャパシタは、
　前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
　前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定されていることが好ましい。
　上記構成により、電流遅れ動作となる場合においては、スイッチ素子に並列接続されたダイオードに電流が流れることでゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成し、スイッチング損失が低減され、且つハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子がターンオフする際に、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子の両端電圧の立ち上がりと立ち下がりの変化は、スナバ回路のキャパシタを含めた共振動作によって緩やかになり、高調波電流の発生が抑制される。また、電流進み動作となる場合においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成せず、非ゼロ電圧スイッチング動作（ハードスイッチング）となってスイッチング損失は低減されないが、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子がターンオフする際は、スナバ回路のキャパシタが緩やかに充電されることにより、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子の両端電圧の立ち上がりの変化は、緩やかになり高調波電流の発生が抑制され、また、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子がターンオンする際は、スナバ回路のインダクタまたは抵抗によるインピーダンス素子がスナバ回路のキャパシタに充電された電荷を急峻に放電する電流変化を抑制し、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子の両端電圧の立ち下がりの変化は、緩やかになり、高調波電流の発生が抑制される。
（７）本発明の高周波電源装置は、
　直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
　前記ローサイドスイッチ素子の両端間または、前記ハイサイドスイッチ素子の両端間の少なくともいずれかに接続されたスナバ回路と、を備え、
　前記スナバ回路は、キャパシタとインダクタとの直列回路、またはキャパシタと抵抗との直列回路と、前記インダクタまたは抵抗に、前記キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続されたダイオードと、を有することが好ましい。
　上記構成により、スナバ回路が接続されたスイッチ素子がターンオンする際およびターンオフする際におけるスイッチング損失の発生を抑止、低減することができる。特に、高周波電力発生回路において、スイッチ素子のターンオンの際に、ソフトスイッチングの一つであるゼロ電圧スイッチング動作の条件を満たさない、いわゆるハードスイッチングの条件の場合でも、上記構成により、スイッチ素子において、ターンオンでのスイッチング損失の発生および発熱を抑制できる。スナバ回路に備えたスナバキャパシタにおいて、スイッチ素子のオフ期間に蓄えられた電荷による静電エネルギーは、スイッチ素子がターンオンする際に、スナバ回路に備えたスナバインダクタに移動して磁気エネルギーとなり、スイッチ素子におけるターンオンでのスイッチング損失の発生を抑制できる。上記構成においてインダクタを抵抗に替える構成の場合は、スイッチ素子のオフ期間に蓄えられた電荷による静電エネルギーは、スイッチ素子がターンオンする際に、スナバ回路に備えたスナバ抵抗においてジュール熱として消費される。つまり、スイッチング素子における電力損失を低減して、スイッチ素子の発熱を抑制できる。一方、スイッチ素子がターンオフする際は、インダクタの場合でも抵抗の場合でも、スナバ回路が備えたスナバダイオードを通して電流が流れてスナバキャパシタを充電し、スナバキャパシタの電圧変化を緩やかにして、スイッチング損失を低減する。さらに、スイッチングサージ電圧の発生も抑止できる。これによりスイッチ素子における耐圧破壊を防止し、回路の信頼性を高めることができる。
（８）前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
　前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
　前記スナバ回路に備えた前記キャパシタは、
　前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
　前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定されていることが好ましい。
　上記構成により、スイッチング回路から出力される電圧波形の角部分は滑らかになり、電流の高調波成分が抑えられ、高調波ノイズの放射が抑制される。
（９）前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、構造的に構成される寄生ダイオードを含むＭＯＳ－ＦＥＴであることが好ましい。このことにより、スイッチ素子に並列接続されたダイオードを個別に備える必要がない。またはダイオードの電流容量を小さくすることができ、回路の小型化を図ることができる。
（１０）前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、化合物半導体素子であることが好ましい。例えばガリウムナイトライドやシリコンカーバイドなどの化合物半導体素子を用いることで、構造的に構成される寄生容量Ｃｄｓを小さくすることができる。また、高速スイッチング動作を実行できることから、スイッチング損失、特に非ゼロ電圧スイッチング動作（ハードスイッチング）の場合でのスイッチング損失、を低減でき、電力変換効率の高効率化と回路の小型化が図れる。
　本発明によれば、スイッチング回路から出力される高周波電力の電流波形に含まれる高調波成分が低減され、高調波ノイズの放射が抑制された高周波電源装置が得られる。
図１は第１の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システムの回路図である。 図２は、図１に示した電力送電装置ＰＴＵのＺＶＳ動作時の各部の波形図である。 図３（Ａ）～（Ｄ）は、ハイサイドスイッチ回路に接続されたスナバ回路の作用について示す図である。 図４は、図１に示した電力送電装置ＰＴＵの非ＺＶＳ動作時の各部の波形図である。 図５は第２の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１２１の回路図である。 図６は第２の実施形態の別の高周波電源装置を備える電力伝送システム１２２の回路図である。 図７は第３の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１３１の回路図である。 図８（Ａ）、図８（Ｂ）は、第３の実施形態の電力送電装置ＰＴＵのゼロ電圧スイッチング動作での波形図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は、第３の実施形態の電力送電装置ＰＴＵの非ゼロ電圧スイッチング動作での波形図である。 図１０は、第４の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１４１の回路図である。 図１１は、スナバ回路を備えない比較例の電力送電装置の各部の波形図である。 図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）は、比較例の電力送電装置のゼロ電圧スイッチング動作での各部の波形図である。 図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は、比較例の電力送電装置の非ゼロ電圧スイッチング動作での各部の波形図である。
《第１の実施形態》
　図１は本発明の第１の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システムの回路図である。
　電力伝送システム１１１は電力送電装置ＰＴＵと電力受電装置ＰＲＵとで構成されている。ここで電力送電装置ＰＴＵが本発明の「高周波電源装置」の例である。
　この電力伝送システム１１１は、電力送電装置ＰＴＵから電力受電装置ＰＲＵへ安定した直流のエネルギーを供給するシステムである。
　電力送電装置ＰＴＵは、直流電源Ｖｉと、この直流電源Ｖｉの出力側に接続され、高周波電力を発生するスイッチング回路ＳＣと、このスイッチング回路ＳＣが有するローサイドスイッチ回路Ｓ１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２と、を備える。スイッチング回路ＳＣは本発明の「高周波電力発生回路」の例である。
　スイッチング回路ＳＣは、ローサイドスイッチ回路Ｓ１とハイサイドスイッチ回路Ｓ２とで構成される。ローサイドスイッチ回路Ｓ１は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１、キャパシタＣｄｓ１とで構成される。同様に、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２、キャパシタＣｄｓ２とで構成される。
　ハイサイドスイッチ回路Ｓ２とローサイドスイッチ回路Ｓ１との接続点とグランドとの間に送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとの直列回路が接続されている。この送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとで共振回路が構成されている。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、この共振回路の共振周波数またはそれに近い周波数である。
　本実施形態では、ローサイドスイッチ素子Ｑ１はＭＯＳ－ＦＥＴであり、ダイオードＤｄｓ１はローサイドスイッチ素子Ｑ１のボディダイオードであり、キャパシタＣｄｓ１はローサイドスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間の寄生キャパシタである。同様に、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２はＭＯＳ－ＦＥＴであり、ダイオードＤｄｓ２はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のボディダイオードであり、キャパシタＣｄｓ２はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間の寄生キャパシタである。
　スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには図外のスイッチング制御回路が接続されている。
　上記スナバ回路ＳＢ１は、インダクタＬｓｂ１と第１キャパシタＣｓｂ１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１に並列接続されたダイオードＤｓｂ１を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２は、インダクタＬｓｂ２と第２キャパシタＣｓｂ２との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ２に並列接続されたダイオードＤｓｂ２を有する。また、電力送電装置ＰＴＵは、第１キャパシタＣｓｂ１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２の第２端との間に接続された第３キャパシタＣｓｂ３を更に備える。
　一方、電力受電装置ＰＲＵは、受電コイルＬｓ、共振キャパシタＣｒｓ、整流ダイオードＤ３，Ｄ４、および平滑キャパシタＣｏを備えている。そして、負荷Ｒｏへ直流電力を供給するように構成されている。
　受電コイルＬｓは送電コイルＬｐに対して距離ｄｘだけ離間する状態で配置され、互いに磁界結合する。電力送電装置ＰＴＵのローサイドスイッチ素子Ｑ１およびハイサイドスイッチ素子Ｑ２の交互のオン・オフにより、高周波電力が発生し、送電コイルＬｐと受電コイルＬｓとの磁界結合を用いて高周波電力が電力受電装置ＰＲＵへ伝送されている。
　電力受電装置ＰＲＵは、受電コイルＬｓと共振キャパシタＣｒｓとの共振による高周波電圧を整流平滑し、負荷Ｒｏへ直流電力を供給する。
　図２は図１に示した電力送電装置ＰＴＵのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作時の各部の波形図である。
　図２において、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧をVgs1，Vgs2、ドレイン・ソース間電圧をVds1，Vds2で表している。また、ローサイドスイッチ回路Ｓ１とハイサイドスイッチ回路Ｓ２との接続点の電圧をVab、送電コイルＬｐに流れる電流をirでそれぞれ表している。tonはローサイドスイッチ素子Ｑ１のオン時間、toffはローサイドスイッチ素子Ｑ１のオフ時間、Tsはスイッチング周期である。
　スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、両スイッチ素子がオフとなる短いデッドタイムｔｄを挟んで交互にオン・オフされ、デッドタイム期間にＱ１，Ｑ２に流れる電流をそれぞれ転流させてＺＶＳ動作を行う。１スイッチング周期における各状態での動作は次のとおりである。
(1) 状態１　時刻t1～t2
　先ず、ダイオードＤｄｓ１が導通する。ダイオードＤｄｓ１の導通期間においてスイッチ素子Ｑ１をターンオンすることでＺＶＳ動作が行われ、スイッチ素子Ｑ１が導通する。
　その後、スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると状態２となる。
(2) 状態２　時刻t2～t3
　寄生キャパシタＣｄｓ１は充電され、寄生キャパシタＣｄｓ２は放電される。電圧Vds1が直流電源Ｖｉの電圧Vi、電圧Vds2が0Vになると、ダイオードＤｄｓ２が導通して状態３となる。すなわち、Vgs1が“Ｌ”になって後、デッドタイムｔｄが経過してからVgs2は“Ｈ”になる。
(3) 状態３　時刻t3～t4
　ダイオードＤｄｓ２の導通期間においてスイッチ素子Ｑ２をターンオンすることでZVS動作が行われ、スイッチ素子Ｑ２が導通する。
　その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオフすると状態４となる。
(4) 状態４　時刻t4～t1
　寄生キャパシタＣｄｓ１が放電され、寄生キャパシタＣｄｓ２が充電される。電圧Vds1が0V、電圧Vds2がViになると、ダイオードＤｄｓ１が導通して再び状態１となる。
　上記状態１～４を周期的に繰り返す。
　図３（Ａ）～（Ｄ）は、上記ハイサイドスイッチ回路に接続されたハイサイドスナバ回路の作用について示す図である。特に、スイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２に流れる高周波電流が、スイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２が出力する高周波電圧より進む条件、すなわち、非ゼロ電圧スイッチング動作となる場合におけるスナバ回路の作用について示す図である。
　図４は、図１に示した電力送電装置ＰＴＵの非ゼロ電圧スイッチング（非ＺＶＳ）動作時の各部の波形図である。図４において、VCsb2は、第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧、iLsb2はインダクタＬｓｂ２に流れる電流である。その他は図２を用いて説明したとおりである。
　スイッチ素子Ｑ１がターンオンしてスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、図３（Ａ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２に流れていた電流はダイオードＤｓｂ２、第２キャパシタＣｓｂ２を通して流れる。
　その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオンすると、その初期において、図３（Ｂ）に示すように、第２キャパシタＣｓｂ２の充電電荷はインダクタＬｓｂ２を通して放電される。このとき、インダクタＬｓｂ２は励磁され、正弦波状に緩やかに放電電流が流れ、第２キャパシタＣｓｂ２の充電電荷が放電される。その後は、電力回路に流れる電流がインダクタＬｓｂ２に流れる電流を打ち消し、インダクタＬｓｂ２の電流がなくなるまでは図３（Ｃ）に示す状態を経て、図３（Ｄ）に示すようにスイッチ素子Ｑ２のみに電流が流れる。その後は、図３（Ａ）に示した状態に戻る。
　ローサイドスイッチ回路に接続されたローサイドスナバ回路についても、上述と同様に作用する。
　このように、ダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２はキャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２に対する充電電流経路を形成する。そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ直後の電流はスナバ回路のキャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２およびインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２に対する充放電電流として流れる期間を経由する。そのため、スイッチング回路からの出力電圧波形の角部分が滑らかになり、すなわちスイッチ回路に流れる電流の時間変化が緩慢となり、図２中に送電コイルＬｐに流れる電流irは正弦波に近似する波形となる。
　また、本実施形態の電力送電装置ＰＴＵは、第１キャパシタＣｓｂ１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２の第２端との間に接続された第３キャパシタＣｓｂ３を更に備える。この第３キャパシタＣｓｂ３は、２つのスナバ回路ＳＢ１，ＳＢ２の第１キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２の異なる電位同士を接続するので、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２の充放電電荷が第３キャパシタＣｓｂ３を通してバランスされる。その結果、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合とが揃って、高調波電流の発生が抑制される。
　ここで、上記スナバ回路において第３キャパシタＣｓｂ３のみを備えない電力送電装置の各部の波形図を図１１に示す。この波形図は、図２に示した波形図と対応させて表した図である。スナバ回路の第３キャパシタＣｓｂ３を備えない場合、インダクタＬｓｂ１とＬｓｂ２のインダクタンスが異なる場合やスイッチ素子のターンオン速度とターンオフ速度が異なる場合、このインダクタンスの差やスイッチング速度の差が悪影響して、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合（半周期中での立ち上がり時間および半周期中での立ち下がり時間）と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合（半周期中での立ち上がり時間および半周期中での立ち下がり時間）が不均衡になる。図１１に示す例では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時間tc1とターンオン時間tc2とが異なり、Vds1，Vds2の立ち上がりの傾斜と立ち下がりの傾斜とが異なる。その結果、図１１に表れているように、電圧Vabの立ち上がり直後および立ち下がり直後に電圧の乱れが生じる。また、これに伴い、送電コイルＬｐに流れる電流irは正弦波から歪んだ波形となる。
　これに対し、本実施形態によれば、図２に示したとおり、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時間tcとターンオン時間tcとが一致し、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合とが第３キャパシタＣｓｂ３によって近似する値となることで、スイッチ素子Ｑ１の両端電圧Vds1が変化する時間割合と、スイッチ素子Ｑ２の両端電圧Vds2が変化する時間割合とが一致し、電圧Vds1と電圧Vds2の変化が均衡する。すなわち、電圧Vds1と電圧Vds2は、歪み、オーバーシュート、アンダーシュートがない周期的な台形波となる。その結果、共振電流irの高調波成分が抑制される。その結果、高調波電流による放射ノイズおよび電力損失が抑制される。
　第３キャパシタＣｓｂ３は、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合の不均衡を補正するように作用させる。具体的には、図１１に示す時刻t2から時刻t3の期間の例では、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時間tc1とスイッチ素子Ｑ２のターンオン時間tc2とが異なり、時間tc1が短く、時間tc2が長くなっている。この場合、時間tc1を長く、時間tc2を短く補正するために、スナバ回路の第１キャパシタＣｓｂ１からスナバ回路の第２キャパシタＣｓｂ２へと電圧変化を補正する電流を、第３キャパシタＣｓｂ３を通して流す必要がある。ここで、第１キャパシタＣｓｂ１のキャパシタンスをCsb1、第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンスをCsb2、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスをCsb3でそれぞれ表すと、補正する電流は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、第３キャパシタＣｓｂ３は、補正電流を流す必要があるため、キャパシタＣ３の両端電圧をVCsb3とすると、次式を満たすように第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスCsb3を設定することが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　さらに第１キャパシタＣｓｂ１と第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンスが等しく、この値をCsbで表し、時間に対する電圧変化の差分( d Vds1 / dt + d Vds2 / dt ) の半分とd VCsb3 / dt が同じ値になる場合においては次式が成り立つ。
　Csb3 ≧ Csb
　前式より、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスCsb3は、第１キャパシタＣｓｂ１や第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンス以上とすればよく、この場合、第３キャパシタＣｓｂ３の電圧は直流電源Ｖｉの電圧まで変化する。さらに、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスを第１キャパシタＣｓｂ１や第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンスに比べて十分大きく設定すれば、第３キャパシタＣｓｂ３の電圧変動を抑制でき、スイッチング回路から発生する高調波電流を有効に抑制できることが分かる。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態では、スナバ回路の構成が第１の実施形態とは異なる高周波電源装置について示す。
　図５は第２の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１２１の回路図である。図１に示した電力伝送システム１１１とは、電力送電装置ＰＴＵのスイッチング回路ＳＣの特にスナバ回路の構成が異なる。
　図５において、ローサイドスイッチ回路Ｓ１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２と、を備える。
　スナバ回路ＳＢ１は、インダクタＬｓｂ１と第１キャパシタＣｓｂ１との直列回路を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２は、インダクタＬｓｂ２と第２キャパシタＣｓｂ２との直列回路を有する。また、電力送電装置ＰＴＵは、第１キャパシタＣｓｂ１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２の第２端との間に接続された第３キャパシタＣｓｂ３を更に備える。図１に示したダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２は存在しない。その他の構成は第１の実施形態で示したとおりである。
　図６は第２の実施形態の別の高周波電源装置を備える電力伝送システム１２２の回路図である。この電力伝送システム１２２における電力送電装置ＰＴＵは、図５に示したインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２を抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２に置換したものである。その他の構成は図５と同じである。
　本実施形態によれば、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２または抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２のインピーダンスがローサイドとハイサイドとで異なる場合に、そのインピーダンスの差が悪影響して、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と、第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合とが不均衡になる、といった不具合が第１の実施形態と同様に解消される。
《第３の実施形態》
　第３の実施形態では、スナバ回路の構成が第１、第２の実施形態とは異なる高周波電源装置について示す。
　図７は第３の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１３１の回路図である。
　図７において、ローサイドスイッチ回路Ｓ１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２と、を備える。
　スナバ回路ＳＢ１は、インダクタＬｓｂ１と第１キャパシタＣｓｂ１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１に並列接続されたダイオードＤｓｂ１を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２は、インダクタＬｓｂ２と第２キャパシタＣｓｂ２との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ２に並列接続されたダイオードＤｓｂ２を有する。図１に示した電力伝送システム１１１とは、電力送電装置ＰＴＵのスイッチング回路ＳＣに第３キャパシタＣｓｂ３が存在しない点で異なる。
　インダクタＬｓｂ１とＬｓｂ２のインダクタンスがほぼ同じ値である場合や、スイッチ素子のターンオン速度とターンオフ速度がほぼ同じ速度になる場合、インダクタンスの差やスイッチング速度の差がないため、第３キャパシタＣｓｂ３の効果は小さい。そのため、条件によっては、第３キャパシタＣｓｂ３を不要にできる。
　次に、共振電流の遅れ動作における電力変換動作と、共振電流の進み動作における電力変換動作について示す。図８（Ａ）（Ｂ）、図９（Ａ）（Ｂ）は本実施形態の電力送電装置ＰＴＵに関する波形図であり、図１２（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）は比較例の電力送電装置に関する波形図である。この比較例の電力送電装置は、図１と比べてダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２および第３キャパシタＣｓｂ３を備えない。実際の回路においては、等価的に、図１におけるスナバ回路ＳＢ１やスナバ回路ＳＢ２を備えない回路に相当する。また各部の波形図は、送電コイルＬｐと直列に直接に負荷を接続した等価回路での波形を示している。
　図８（Ａ）（Ｂ）、図１２（Ａ）（Ｂ）は、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が、スイッチング周波数において誘導性インピーダンスにみえる状態（スイッチング回路ＳＣのスイッチング周波数が共振回路の共振周波数より高い状態）であるときの、各部の波形図である。図８（Ｂ）は図８（Ａ）の時間軸拡大図である。
　このように、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が誘導性インピーダンスにみえる状態はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が成される。
　図９（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）は、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が、スイッチング周波数において容量性インピーダンスにみえる状態（スイッチング回路ＳＣのスイッチング周波数が共振回路の共振周波数より高い状態）であるときの、各部の波形図である。図９（Ｂ）は図９（Ａ）の時間軸拡大図である。
　このように、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が容量性インピーダンスにみえる状態はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とはならない。
　図８（Ａ）（Ｂ）、図９（Ａ）（Ｂ）において、電圧Vgs1はローサイドスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、電圧Vgs2はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧である。電圧Vds1はローサイドスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧、電圧Vds2はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧である。また、電流irは送電コイルＬｐに流れる電流である。
　送電コイルＬｐのインダクタンスをLpで表し、送電コイルＬｐと直列に直接に接続する等価的な負荷の抵抗成分をRacで表し、共振キャパシタＣｒのキャパシタンスをCrで表し、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２のインダクタンスをLsbで表し、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２のキャパシタンスCsbで表し、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスをCsb3で表し、キャパシタＣｄｓ１、Ｃｄｓ２のキャパシタンスをCdsで表すと、各素子の値は次のとおりである。
　Lp＝352nH
　Rac＝10Ω
　Cds＝6.5pF
　Csb＝30pF
　Csb3＝30pF
　Lsb＝50nH
　ここで、スナバ回路の共振周波数fssは、
　fss = 1/(2π√ Lsb・Csb)
　　= 130MHz
　スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数fsは6.78MHzとし、共振キャパシタＣｒのキャパシタンスをCrで表すと、図８（Ａ）（Ｂ）、図１２（Ａ）（Ｂ）に示す例では、Cr=2500pFとして共振周波数を5.37MHzに定めている。また、図９（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）に示す例では、Cr=1300pFとして共振周波数を7.44MHzに定めている。
　比較例の電力送電装置においては、図１２（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）に表れているように、電圧Vds1、Vds2の変化時に振動が発生し、このときに高調波電流が発生する。そのため、放射ノイズが大きくなる。また、高調波電流による電力損失が増える。特に、図１２（Ａ）（Ｂ）に表れているように、ＺＶＳ動作であるにもかかわらず、高調波電流が発生している。この高調波電流はスナバ回路の共振周波数fssを大きくするほど、それに応じて電圧Vds1，Vds2の振動周波数は大きくなり、これに起因する共振電流波形の歪みが発生する。
　これに対し、図８（Ａ）（Ｂ）に示す電流遅れ動作では、電圧Vds1、Vds2の変化が緩やかであり振動は発生せずに、高調波電流の発生（電流irに含まれる高調波成分）が抑制される。
　また、この電流遅れ動作では、電流irの正弦波の半波が終わるまでに次の半波が始まっている。これにより、ダイオードＤｄｓ１，Ｄｄｓ２に順方向電流が流れ始めた後にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がターンオンするので、ゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成し、スイッチング損失は低減される。
　また、図９（Ａ）（Ｂ）に示す電流進み動作では非ゼロ電圧スイッチング動作となるが、電圧Vds1、Vds2は傾きをもって変化し、振動が発生しないため、非ＺＶＳ動作でありながら、高調波電流の発生（電流ｉｒに含まれる高調波成分）は抑制される。
　スイッチ素子Ｑ１がターンオンしてスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、スイッチ素子Ｑ２に並列に接続されているダイオードＤｄｓ２に電流が流れ続ける。その後、スイッチ素子Ｑ１がターンオンすると、スナバ回路ＳＢ２では、図３（Ａ）に示すように、ダイオードＤｓｂ２、第２キャパシタＣｓｂ２を通して電流が流れて第２キャパシタＣｓｂ２が充電されるとともにキャパシタＣｄｓ２が充電される。一方、スナバ回路ＳＢ１では、その初期において、図３（Ｂ）と同様にスナバ回路ＳＢ２とスナバ回路ＳＢ１を入れ替えて考察でき、第１キャパシタＣｓｂ１の充電電荷はインダクタＬｓｂ１を通して放電される。このとき、インダクタＬｓｂ１は励磁され、正弦波状に緩やかに放電電流が流れ、第１キャパシタＣｓｂ１の充電電荷が放電される。同時にキャパシタＣｄｓ１も放電される。その後は、電力回路に流れる電流がインダクタＬｓｂ１に流れる電流を打ち消し、インダクタＬｓｂ１の電流がなくなるまでは図３（Ｃ）に示す状態と同様の状態を経て、図３（Ｄ）と同様にスイッチ素子Ｑ１のみに電流が流れる。
　この様にして、スイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２のターンオンやターンオフにて振動は発生せず、高調波電流の発生（電流ｉｒに含まれる高調波成分）は抑制される。
　図７に示したインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２に代えて、図６に示した抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２を設けてもよい。
　本実施形態によれば、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２の両端電圧が、ダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２を介して直流電源Ｖｉに繋がるので、スナバ回路が接続されたスイッチ素子がターンオフする際にスナバキャパシタの電圧の立ち上がりを緩やかにしてスイッチング損失を低減しながらスイッチ素子の両端に発生するスイッチングサージを抑制することができる。また、スイッチ素子がターンオンする際に、非ゼロ電圧スイッチング動作の条件であっても、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２または抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２のインピーダンスがスイッチ素子に流れ込む電流を抑制し、スイッチ素子におけるターンオンスイッチング損失を低減することができる。このようにして、スイッチ素子でのスイッチング損失やスイッチングノイズの発生、電力損失や電磁干渉ノイズの問題、といった不具合が解消される。
　なお、本実施形態のように、スナバ回路が、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２とインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２との直列回路、またはキャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２と抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２または抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２に、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２を充電する電流を流す向きに並列に接続されたダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２を有する場合、このスナバ回路はハイサイドまたはローサイドの一方にのみ設けてもよい。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では、スイッチング回路の構成が第１～第３の実施形態とは異なる高周波電源装置について示す。
　図１０は、第４の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１４１の回路図である。
　電力送電装置ＰＴＵは、直流電源Ｖｉと、この直流電源Ｖｉの出力側に接続され、高周波電力を発生するスイッチング回路ＳＣ１，ＳＣ２を備える。このスイッチング回路ＳＣ１，ＳＣ２でフルブリッジ型のスイッチング回路が構成されている。
　スイッチング回路ＳＣ１は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１１とハイサイドスイッチ回路Ｓ２１とで構成される。ローサイドスイッチ回路Ｓ１１は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１１、キャパシタＣｄｓ１１とで構成される。同様に、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２１は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２１、キャパシタＣｄｓ２１とで構成される。
　スイッチング回路ＳＣ２は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１２とハイサイドスイッチ回路Ｓ２２とで構成される。ローサイドスイッチ回路Ｓ１２は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１２、キャパシタＣｄｓ１２とで構成される。同様に、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２２は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２２、キャパシタＣｄｓ２２とで構成される。
　ハイサイドスイッチ回路Ｓ２１とローサイドスイッチ回路Ｓ１１との接続点と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２２とローサイドスイッチ回路Ｓ１２との接続点と、の間に送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとの直列回路が接続されている。
　スイッチング回路ＳＣ１は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２１と、を備える。スイッチング回路ＳＣ２は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１２と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２２と、を備える。
　上記スナバ回路ＳＢ１１は、インダクタＬｓｂ１１と第１キャパシタＣｓｂ１１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１１に並列接続されたダイオードＤｓｂ１１を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２１は、インダクタＬｓｂ２１と第２キャパシタＣｓｂ２１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ２１に並列接続されたダイオードＤｓｂ２１を有する。
　第１キャパシタＣｓｂ１１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２１の第２端との間には第３キャパシタＣｓｂ３１が接続されている。同様に、第１キャパシタＣｓｂ１２の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２２の第２端との間には第３キャパシタＣｓｂ３２が接続されている。
　図１０において、スナバ回路の構成は、第２、第３の実施形態で示した回路であってもよい。
　このように、フルブリッジ型のスイッチング回路についても本発明は同様に適用でき、同様の効果を奏する。
　なお、以上に示した例では、送電コイルＬｐおよび受電コイルＬｓを備えるワイヤレス電力伝送システムへの適用例を示したが、ＤＣ－ＤＣコンバータにも同様に適用できる。例えば、図１に示した送電コイルＬｐ、受電コイルＬｓを、コンバータトランスの１次コイル、２次コイルにそれぞれ代えてＤＣ－ＤＣコンバータを構成してもよい。このような高周波電力発生回路を備えるＤＣ－ＤＣコンバータにおいても同様の作用効果を奏する。
　また、以上に示した各実施形態において、「直流電源」は、直流電圧を出力する回路、電池、商用交流を整流平滑した直流電圧、これら全てを含む。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃｄｓ１，Ｃｄｓ２…キャパシタ
Ｃｄｓ１１，Ｃｄｓ２１…キャパシタ
Ｃｄｓ１２，Ｃｄｓ２２…キャパシタ
Ｃｏ…平滑キャパシタ
Ｃｒ…共振キャパシタ
Ｃｒｓ…共振キャパシタ
Ｃｓｂ１，Ｃｓｂ１１，Ｃｓｂ１２…第１キャパシタ
Ｃｓｂ２，Ｃｓｂ２１，Ｃｓｂ２２…第２キャパシタ
Ｃｓｂ３，Ｃｓｂ３１，Ｃｓｂ３２…第３キャパシタ
Ｄ３，Ｄ４…整流ダイオード
Ｄｄｓ１，Ｄｄｓ２…ダイオード
Ｄｄｓ１１，Ｄｄｓ２１…ダイオード
Ｄｄｓ１２，Ｄｄｓ２２…ダイオード
Ｄｓｂ１，Ｄｓｂ２…ダイオード
Ｄｓｂ１１，Ｄｓｂ２１…ダイオード
Ｄｓｂ１２，Ｄｓｂ２２…ダイオード
Ｌｐ…送電コイル
Ｌｓ…受電コイル
Ｌｓｂ１，Ｌｓｂ２…インダクタ
Ｌｓｂ１１，Ｌｓｂ２１…インダクタ
Ｌｓｂ１２，Ｌｓｂ２２…インダクタ
ＰＲＵ…電力受電装置
ＰＴＵ…電力送電装置
Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ１２…ローサイドスイッチ素子
Ｑ２，Ｑ２１，Ｑ２２…ハイサイドスイッチ素子
Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２…抵抗素子
Ｒｏ…負荷
Ｓ１，Ｓ１１，Ｓ１２…ローサイドスイッチ回路
Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２…ハイサイドスイッチ回路
ＳＢ１，ＳＢ１１，ＳＢ１２…ローサイドスナバ回路
ＳＢ２，ＳＢ２１，ＳＢ２２…ハイサイドスナバ回路
ＳＣ，ＳＣ１，ＳＣ２…スイッチング回路
Ｖｉ…直流電源
１１１，１２１，１２２，１３１，１４１…電力伝送システム

Claims (10)

  1. 　直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
    　前記ローサイドスイッチ素子の両端間に接続されたローサイドスナバ回路と、
    　前記ハイサイドスイッチ素子の両端間に接続されたハイサイドスナバ回路と、を備え、
    　前記ローサイドスナバ回路は、第１キャパシタと第１インピーダンス素子との直列回路を有し、
    　前記ハイサイドスナバ回路は、第２キャパシタと第２インピーダンス素子との直列回路を有し、
    　前記第１キャパシタの第１端および前記第２キャパシタの第１端は、前記ローサイドスイッチ素子と前記ハイサイドスイッチ素子との接続点に接続され、
    　前記第１キャパシタの第２端と前記第２キャパシタの第２端との間に接続された第３キャパシタを更に備える、高周波電源装置。
  2. 　前記第３キャパシタは、前記第１キャパシタの両端電圧が変化する時間割合と前記第２キャパシタの両端電圧が変化する時間割合とを等しくするキャパシタンスに設定された、請求項１に記載の高周波電源装置。
  3. 　前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子は抵抗素子である、請求項１または２に記載の高周波電源装置。
  4. 　前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子はインダクタである、請求項１または２に記載の高周波電源装置。
  5. 　前記第１インピーダンス素子の両端間に、前記第１キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第１ダイオード、または、前記第２インピーダンス素子の両端間に、前記第２キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第２ダイオード、を有する、請求項１から４のいずれかに記載の高周波電源装置。
  6. 　前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    　前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    　前記第１キャパシタおよび前記第２キャパシタは、
    　前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
    　前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定された、請求項１から５のいずれかに記載の高周波電源装置。
  7. 　直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
    　前記ローサイドスイッチ素子の両端間または、前記ハイサイドスイッチ素子の両端間の少なくともいずれかに接続されたスナバ回路と、を備え、
    　前記スナバ回路は、
    　キャパシタとインダクタとの直列回路、またはキャパシタと抵抗との直列回路と、
    　前記インダクタまたは抵抗に、前記キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続されたダイオードと、を有する、
    　高周波電源装置。
  8. 　前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    　前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    　前記スナバ回路に備えた前記キャパシタは、
    　前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
    　前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定された、請求項７に記載の高周波電源装置。
  9. 　前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、構造的に構成される寄生ダイオードを含むＭＯＳ－ＦＥＴである、請求項１から８のいずれかに記載の高周波電源装置。
  10. 　前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、化合物半導体素子である、請求項１から９のいずれかに記載の高周波電源装置。
PCT/JP2018/023278 2017-07-10 2018-06-19 高周波電源装置 WO2019012923A1 (ja)

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