WO2013186991A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2013186991A1
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conversion circuit
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switching
transformer
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毎哉 佐貫
拓也 増田
圭佑 武藤
小林　晋
雅和 足立
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パナソニック株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that performs power conversion using a switching element and transmits power between input and output via a transformer.
  • Japanese Patent Publication No. 2011-234541 discloses a bidirectional DC / DC converter that transmits DC power bidirectionally as this type of power converter.
  • the power conversion device described in Literature 1 is provided with a primary side circuit and a secondary side circuit across a transformer.
  • the primary side circuit and the secondary side circuit are each provided with a bridge circuit composed of reverse conducting semiconductor switches (switching elements).
  • This power conversion device can transmit desired DC power bidirectionally by controlling the duty cycle (on duty) of both the switching element of the primary circuit and the switching element of the secondary circuit. It has become.
  • the power converter device described in literature 1 can transmit desired direct-current power between a primary side circuit and a secondary side circuit by controlling the duty cycle of a switching element, input voltage
  • the voltage ratio between the output voltage and the output voltage depends on the transformer turns ratio.
  • the power conversion device described in Document 1 uses a bridge circuit for the primary side circuit and the secondary side circuit, and only controls the duty cycle. It cannot be done, only the current is adjusted.
  • a power conversion device used to use electric power such as a storage battery mounted on an automobile having a motor as a power source or a storage battery used attached to a building has a relationship between an input voltage and an output voltage. A function to adjust in a wide range is required.
  • the present invention is configured to perform power conversion by switching and transmit power between input and output via a transformer, and the relationship between the input voltage and the output voltage can be adjusted over a wide range according to the application.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device.
  • the power conversion device includes a transformer that transmits power between input and output, a resonance capacitive element connected in series with the first winding of the transformer, the first winding of the transformer, and the A switching circuit that turns on and off a current flowing in a series circuit with the capacitive element, a rectifying circuit that rectifies and outputs power induced in the second winding of the transformer, and a switch connected in parallel to the capacitive element
  • a control unit that controls a period of current flow in the series circuit of the first winding of the transformer and the capacitive element and on / off of the switch, and the control unit turns off the switch, and the rectifier circuit
  • a second conversion circuit configured to change a relationship between an input voltage and an output voltage based on an energization period from the switching circuit to the first winding of the transformer as the circuit on the input side of the current
  • control unit sets a timing for turning on the switch when shifting from the first operation of the first conversion circuit to the second operation of the second conversion circuit. It is preferable to synchronize with a zero cross point of a current flowing from the switching circuit to the series circuit of the first winding of the transformer and the capacitive element.
  • the power converter further includes a series circuit of a second switch and a resistor connected in parallel to the capacitive element, and the control unit performs the second conversion from the first operation of the first conversion circuit.
  • the control unit performs the second conversion from the first operation of the first conversion circuit.
  • the operation of the switching circuit is It is preferable to provide a transition period in which the first operation of the first conversion circuit and the second operation of the second conversion circuit are different from each other.
  • the control unit stores the operation frequency of the switching circuit in the first operation of the first conversion circuit in association with the relationship in the first conversion circuit, and Storing the energization period from the switching circuit to the first winding of the transformer in the second operation of the second conversion circuit in association with the relationship in the second conversion circuit;
  • the relationship between the input voltage after switching and the output voltage is expressed as follows: It is preferable to control the switching circuit according to the stored operating frequency and the energization period so as to coincide with the relationship with the output voltage.
  • the control unit stores the conversion efficiency in the first operation of the first conversion circuit in association with the relationship in the first conversion circuit, and the second conversion
  • the conversion efficiency in the second operation of the circuit is stored in association with the relationship in the second conversion circuit, and the relationship in the first conversion circuit and the relationship in the second conversion circuit are
  • both the first operation of the first conversion circuit and the second operation of the second conversion circuit are operable within a common range, the first operation and Of the second operations, it is preferable to select an operation having a higher stored conversion efficiency.
  • the power converter further includes a resonance inductor connected between the first winding of the transformer and the switching circuit.
  • a plurality of resonance inductors connected between the first winding of the transformer and the switching circuit, and a short-circuit switch that short-circuits at least one of the plurality of inductors It is preferable to further comprise.
  • the capacitive element includes a plurality of resonance capacitors connected between the first winding of the transformer and the switching circuit, and the switch includes a plurality of capacitors. It is preferable to short-circuit at least one of them.
  • the capacitive element includes a resonance capacitor connected between the first winding of the transformer and the switching circuit, and the switch short-circuits the capacitor.
  • the relationship in the first conversion circuit and the relationship in the second conversion circuit are both voltage ratios of the input voltage and the output voltage.
  • the first conversion circuit adjusts the operating frequency of the switching circuit by using a resonance circuit configured by using the capacitive element and the transformer.
  • a resonance type conversion circuit that changes a relationship, wherein the second conversion circuit changes a phase of turning on a switching element of the switching circuit to change the energization from the switching circuit to the first winding of the transformer. It is preferable that the phase shift type conversion circuit change the relationship in the second conversion circuit by adjusting the period.
  • power conversion is performed by switching, and power is transmitted between input and output via a transformer, and the operation of the first conversion circuit and the operation of the second conversion circuit
  • the operation of the first conversion circuit and the operation of the second conversion circuit By selecting, it is possible to expect the effect that the relationship between the input voltage and the output voltage can be adjusted over a wide range according to the application.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a power conversion device according to a first embodiment. It is a specific circuit diagram showing an example of a power converter concerning Embodiment 1.
  • FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the power conversion device according to the first embodiment as an LLC resonance type conversion circuit.
  • 4A is an operation explanatory diagram of the switching element Q11 in the phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 4B is an operation description of the switching element Q12 in the phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the power conversion device according to the first embodiment as an LLC resonance type conversion circuit.
  • 4A is an operation explanatory diagram of the switching element Q11 in the phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 4B is an operation description of the switching element Q12 in the phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 4C is an operation explanatory diagram of the switching element Q13 in the phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 4D is a diagram of the switching element Q14 in the phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 4E is a diagram illustrating an energization state of the first winding of the transformer in the phase shift type conversion circuit of the power conversion apparatus according to the first embodiment.
  • 3 is an operation explanatory diagram as a phase shift type conversion circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. FIG. 6A is a diagram illustrating a waveform of a current flowing through the resonance circuit of the power conversion device according to the first embodiment, and FIG.
  • FIG. 6B is an operation explanatory diagram illustrating switching timings of switching elements used in the power conversion device according to the first embodiment.
  • 7A is an operation explanatory diagram of the switching element Q11 of the switching circuit in the power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 7B is an operation explanatory diagram of the switching element Q12 of the switching circuit in the power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 7D is an operation explanatory diagram of the switching element Q14 of the switching circuit in the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 7D is an operation explanatory diagram of the switching element Q14 of the switching circuit in the power converter according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a second embodiment.
  • the power converter of this embodiment includes a switching circuit 1 and a rectifier circuit 2 with a transformer T1 interposed therebetween as shown in FIG.
  • the switching circuit 1 includes four switching elements Q11 to Q14 (see FIG. 2) described later, and a control unit 3 is attached to the switching circuit 1 to control the switching elements Q11 to Q14.
  • the first winding n1 of the transformer T1 is connected to the switching circuit 1 via a series circuit of a capacitor C1 as a capacitive element and an inductor L1.
  • the rectifier circuit 2 is connected to the second winding n2 of the transformer T1.
  • a switch SW1 is connected in parallel to the capacitor C1.
  • the control unit 3 also controls on / off of the switch SW1.
  • the switching circuit 1 and the rectifier circuit 2 have, for example, the configuration shown in FIG.
  • the configuration illustrated in FIG. 2 is not intended to limit the configurations of the switching circuit 1 and the rectifier circuit 2, but is an example of the switching circuit 1 and the rectifier circuit 2.
  • the switching circuit 1 is connected to a DC power source as an input power source.
  • This direct current power source may be a direct current power source obtained by rectifying a commercial alternating current power source in addition to a storage battery, a fuel cell, a solar cell, or the like.
  • the illustrated switching circuit 1 includes a bridge circuit including four switching elements Q11 to Q14.
  • a series circuit of switching elements Q11 and Q12 and a series circuit of switching elements Q13 and Q14 are connected in parallel with a smoothing capacitor C11.
  • the rectifier circuit 2 in the illustrated example uses a circuit having the same configuration as the switching circuit 1. That is, the rectifier circuit 2 includes a bridge circuit including four switching elements Q21 to Q24. A series circuit of switching elements Q21 and Q22 and a series circuit of switching elements Q23 and Q24 are connected in parallel with a smoothing capacitor C21.
  • the rectifier circuit 2 can transmit power in both directions via the transformer T1 by controlling on / off of the switching elements Q21 to Q24. In this embodiment, the operation for performing power conversion in both directions is performed. Description is omitted.
  • Each of the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 is assumed to be a MOSFET. However, as each of the switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24, a configuration in which a diode is connected in antiparallel between the emitter and the collector of a bipolar transistor, or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) may be used. These switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 can be energized in one direction or both directions when turned on, and can be energized in the other direction when turned off.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 are MOSFETs
  • switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 can be energized through a path passing through a body diode (parasitic diode) when OFF.
  • the rectifier circuit 2 in the illustrated example performs full-wave rectification using the off-time function of the switching elements Q21 to Q24.
  • synchronous rectification can be performed by controlling on / off of the switching elements Q21 to Q24.
  • the control unit 3 includes a processor (selected from a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), etc.).
  • the control unit 3 has a function of monitoring the output current of the rectifier circuit 2 by the output of a current detector (not shown) provided at an appropriate place, and the analog information output from the current detector is handled by the processor.
  • An AD converter for converting to digital information is provided.
  • the switching elements Q11 to Q14 are controlled to be turned on / off by a pulse signal supplied from the control unit 3, and the frequency and phase of the pulse signal can be adjusted. That is, the control unit 3 includes a pulse generator that generates a pulse signal.
  • control unit 3 includes a memory for storing a program for operating the processor, data for defining the operating condition of the processor, data generated during the operation of the processor, and the like.
  • the frequency at which the switching elements Q11 to Q14 are turned on / off is appropriately selected within the range of several tens of Hz to several hundreds of kHz.
  • the switch SW1 since the switch SW1 is controlled based on the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14, it is required to respond within a time of several ⁇ s to several tens of ms from the instruction. Therefore, it is preferable to use a semiconductor switch with a short response time as the switch SW1, rather than using an electromagnetic relay having a mechanical contact.
  • the capacitor C1 is electrically connected between the inductor L1 and the first winding n1 of the transformer T1, and a resonance circuit is formed by the capacitor C1, the inductor L1, and the transformer T1. . Therefore, if the frequency of the switching circuit 1 is appropriately adjusted with respect to the resonance frequency of the resonance circuit, the resonance circuit and the switching circuit 1 can change the voltage output to the second winding n2 of the transformer T1. 1 as a conversion circuit. That is, the circuit on the input side of the rectifier circuit 2 operates as a first conversion circuit. The first conversion circuit changes the relationship (voltage ratio) between the input voltage and the output voltage based on the operating frequency of the switching circuit 1.
  • LLC resonance type conversion circuit it is referred to as “LLC resonance type conversion circuit”.
  • the inductor L1 is not an essential configuration in the first conversion circuit.
  • the two switching elements Q11 and Q14 and the two switching elements Q12 and Q13 that are connected in series with the first winding n1 of the transformer T1 interposed therebetween are “opposed”. It is called a “switching element”.
  • the opposing switching elements Q11 and Q14 are simultaneously turned on and off, and the opposing switching elements Q12 and Q13 are simultaneously turned on and off. Further, the two switching elements Q11 and Q12 connected in series are not simultaneously turned on, and the two switching elements Q13 and Q14 connected in series are not simultaneously turned on.
  • FIG. 3 shows the relationship between the operating frequency of the switching circuit 1 and the voltage gain of the output voltage of the rectifier circuit 2 in the LLC resonant conversion circuit.
  • the curves labeled A1 to A6 in FIG. 3 represent the difference in load magnitude.
  • the magnitude of the load increases in the order of the curves A1 to A6. That is, among the curves A1 to A6, the load at the curve A1 is the smallest, and the load at the curve A6 is the largest.
  • the voltage gain peaks when the operating frequency ratio is around 0.4, and the voltage gain decreases as the operating frequency ratio moves away from around 0.4.
  • the operating frequency ratio is the ratio of the operating frequency of the switching circuit 1 to the resonance frequency determined by the capacitor C1 and the inductor L1.
  • the stronger the light load the stronger the resonance.
  • the output voltage fluctuates greatly and the output voltage is unstable. There is a possibility. Further, at the time of light load, a lot of noise components are included in the output of the rectifier circuit 2.
  • the LLC resonant converter circuit can change the voltage ratio (voltage gain) of the output voltage to the input voltage by changing the operating frequency ratio, and the boosting can be increased.
  • the step-up ratio can be adjusted.
  • the adjustment range of the voltage gain is relatively narrow in the load range where the operation is stable.
  • the capacitor C1 is short-circuited when the switch SW1 is on, only the inductor L1 and the transformer T1 are electrically interposed between the switching circuit 1 and the rectifier circuit 2.
  • the output voltage of the rectifier circuit 2 changes due to a change in the current flowing through the inductor L1 and the first winding n1 of the transformer T1.
  • the electromagnetic energy accumulated in the transformer T1 is delivered to the second winding n2.
  • the circuit constituted by the inductor L1, the transformer T1, and the switching circuit 1 is a second conversion circuit that adjusts the output voltage of the rectifier circuit 2.
  • the second conversion circuit changes the relationship (voltage ratio) between the input voltage and the output voltage based on the energization period from the switching circuit 1 to the first winding n1 of the transformer T1.
  • the inductor L1 is not an essential configuration in the second conversion circuit.
  • phase shift type conversion circuit In order to adjust the period during which the first winding n1 of the transformer T1 is energized, for example, as shown in FIGS. 4A to 4D, the phase at which the switching elements Q11 to Q14 are turned on is controlled. In this way, in order to adjust the current that flows through the first winding n1 of the transformer T1 per unit time, the configuration for changing the phase at which the switching elements Q11 to Q14 of the switching circuit 1 are turned on (that is, the second conversion) The circuit) is hereinafter referred to as a “phase shift type conversion circuit”.
  • the phase shift type conversion circuit does not change the duty cycle of the four switching elements Q11 to Q14 constituting the switching circuit 1, but changes the phases of the two switching elements Q11 to Q14 to be turned on simultaneously. That is, the adjustment of the output power is performed by adjusting the phase at which the opposing switching elements Q11 and Q14 are turned on simultaneously and the phase at which the opposing switching elements Q12 and Q13 are simultaneously turned on.
  • switching elements Q11 and Q12 connected in series or the switching elements Q13 and Q14 connected in series are prohibited from being turned on at the same time, and are turned on and off so as to be in opposite phases. That is, switching element Q11 and switching element Q12 are turned on and off in reverse, and switching element Q13 and switching element Q14 are turned on and off in reverse.
  • the switching elements Q11 to Q14 are all set to a duty cycle of 50%, and the ON period of the switching element Q11 and the switching element Q13 are turned on. It differs from the period by the phase difference Ts. Therefore, the ON periods of the opposing switching elements Q11 and Q14 overlap for a period corresponding to the phase difference Ts, and the ON periods of the opposing switching elements Q12 and Q13 overlap for a period corresponding to the phase difference Ts.
  • the phase difference Ts is set to 0 degree when the ON periods of the switching elements Q11 and Q13 do not overlap, and is set to 180 degrees when the ON periods of the switching elements Q11 and Q13 coincide.
  • the phase difference Ts is set to 180 degrees when the ON periods of the switching element Q11 and the switching element Q13 coincide with each other.
  • the period in which the opposing switching elements Q11 and Q14 are simultaneously ON and the opposing switching elements Q12 and Q13 are simultaneously Corresponds to a value representing the period during which the switch is turned on as an angle.
  • the switching circuit 1 When the switching circuit 1 performs the above-described operation, as shown in FIG. 4E, the first winding n1 of the transformer T1 is energized only during the period corresponding to the phase difference Ts in the ON period of the switching elements Q11 to Q14. . Further, the direction of the current flowing through the first winding n1 of the transformer T1 is reversed between the period in which the opposing switching elements Q11 and Q14 are simultaneously on and the period in which the opposing switching elements Q12 and Q13 are simultaneously on. By this operation, an alternating voltage is induced in the second winding n2 of the transformer T1.
  • FIG. 5 shows the relationship between the phase difference Ts in the phase shift type conversion circuit and the voltage gain of the output voltage of the rectifier circuit 2.
  • the voltage gain has a substantially linear relationship with the phase difference Ts. That is, the phase shift type conversion circuit changes the output voltage from the rectifier circuit 2 by adjusting the phase difference Ts related to the ON period of the opposing switching elements Q11 and Q14 and the ON period of the opposing switching elements Q12 and Q13. It is possible.
  • the phase shift type conversion circuit is characterized in that the adjustment range of the voltage ratio (voltage gain) between the input voltage and the output voltage is relatively wide.
  • the configuration shown in FIG. 2 is operated as a phase shift type conversion circuit, since there is almost no current pause period, noise is reduced as compared with a forward type converter or a flyback type converter.
  • the voltage can be adjusted only within a voltage range below the upper limit value, with the voltage determined by the winding ratio of the transformer T1 (number of turns of the second winding n2 / number of turns of the first winding n1) being the upper limit value.
  • the control unit 3 selects the first operation and the second operation as the operation of the switching circuit 1.
  • the first operation is an operation of controlling the operating frequency of the switching circuit 1 to adjust the relationship (voltage ratio) between the input voltage and the output voltage.
  • the second operation is an operation for adjusting the relationship (voltage ratio) between the input voltage and the output voltage by controlling the energization period from the switching circuit 1 to the first winding n1 of the transformer T1.
  • both the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit can be operated by simply switching the switch SW1 on and off and changing the operation of the switching circuit 1. Therefore, the characteristics of both the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit can be complemented and used according to the state of the load.
  • the switch SW1 is added to the LLC resonance type conversion circuit, and a program that enables the operation as the phase shift type conversion circuit may be added to the control unit 3. Therefore, when the LLC resonance type conversion circuit has already been designed, a power conversion device having the functions of both the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit is required without requiring a significant design change. It becomes possible to provide.
  • the input voltage is 400V and the output voltage is to be changed in the range of 100 to 500V.
  • the output voltage is in the range of 100 to 400 V
  • the switch SW1 is turned off to operate as an LLC resonance type conversion circuit, whereby an output voltage in a voltage range higher than the input voltage is obtained.
  • the on / off state of the switch SW1 may be determined according to the output current of the rectifier circuit 2 (power converter).
  • the output current is a specified value (for example, 1 A) or less and the load is light
  • the circuit on the input side of the rectifier circuit 2 is operated as a phase shift type conversion circuit, and when the output current exceeds the specified value, rectification is performed.
  • the circuit on the input side of the circuit 2 may be operated as an LLC resonance type conversion circuit. In this operation, the circuit on the input side of the rectifier circuit 2 is used as a phase shift converter circuit in a light load region where the LLC resonant converter circuit becomes unstable and the noise component increases in the output of the rectifier circuit 2. By operating, stable operation with less noise component becomes possible.
  • the power conversion efficiency may be taken into account as a condition for switching on / off the switch SW1.
  • the switch SW1 is turned on / off based on the conversion efficiency. Can be determined.
  • the conversion efficiency of the LLC resonance type conversion circuit is E1
  • the conversion efficiency of the phase shift type conversion circuit is E2, and E1> E2. In this case, it is desirable to use the LLC resonance type conversion circuit because the conversion efficiency is higher than when the phase shift type conversion circuit is used.
  • the relationship between the first conversion circuit (voltage ratio) and the relationship (voltage ratio) in the second conversion circuit is in a common range, and the first operation of the first conversion circuit and the second conversion circuit
  • the control unit 3 selects the operation having the higher stored conversion efficiency from the first operation and the second operation.
  • the operation as the LLC resonance type conversion circuit and the operation as the phase shift type conversion circuit can be switched only by selecting ON / OFF of the switch SW1 and changing the operation of the switching circuit 1. Therefore, the convenience is improved by switching the switch SW1 on and off, focusing on the output voltage range, the load size, the conversion efficiency, and the like.
  • the control unit 3 switches in synchronization with the zero cross point of the current flowing in the resonance circuit including the inductor L1, the capacitor C1, and the transformer T1 during the period of operation as the LLC resonance type conversion circuit.
  • SW1 may be turned on.
  • the current Iq flowing through the resonance circuit has a waveform as shown in FIG. 6A.
  • the waveform of the current Iq is synchronized with the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14 shown in FIG. 6B, and the polarity of the current Iq is inverted and passes through the zero cross point at the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14. become.
  • the switch SW1 is turned on at the timing of switching on and off the switching elements Q11 to Q14, the inrush current due to the charge of the capacitor C1 is prevented from flowing to the switch SW1.
  • the timing at which the switch SW1 is turned on is indicated by the position of the arrow, and this timing is synchronized with the timing at which the switching elements Q11 to Q14 are turned on.
  • the timing shown in the figure (the timing when the switch SW1 is turned on) is synchronized with the timing when the switching elements Q11 to Q14 are turned on, but may be the timing when the switching elements Q11 to Q14 are turned off.
  • control unit 3 can easily determine the timing of turning on the switch SW1. It is also possible to detect the voltage across the capacitor C1 or detect the resonance current flowing in the resonance circuit and determine the timing for turning on the switch SW1 according to the detected state.
  • the switch SW1 when the transition from the LLC resonance type conversion circuit to the phase shift type conversion circuit is made, the switch SW1 is turned on in a state where no charge is accumulated in the capacitor C1. Therefore, when the switch SW1 is turned on, the inrush current is prevented from flowing from the capacitor C1 to the switch SW1. That is, the transition from the LLC resonance type conversion circuit to the phase shift type conversion circuit can be performed seamlessly.
  • the control unit 3 also needs to change the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14 when the switch SW1 is turned on / off.
  • the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit it is difficult to instantaneously match the on / off phases of the switching elements Q11 to Q14. Therefore, it is desirable to provide a transition period for changing the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14 before and after the timing of turning on / off the switch SW1. In the transition period, the on / off of the switching elements Q11 to Q14 is temporarily stopped or the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14 is forcibly changed.
  • FIG. 7A to 7D show examples of on / off timings of the switching elements Q11 to Q14 in the case of shifting from the operation as the LLC resonance type conversion circuit to the operation as the phase shift type conversion circuit.
  • the on / off timings of the opposing switching elements Q11, Q14 coincide, and the on / off timings of the opposing switching elements Q12, Q13 coincide.
  • an appropriate phase difference is given to the on timing of the opposing switching elements Q11 and Q14, and an appropriate timing is applied to the on timing of the opposing switching elements Q12 and Q13. A phase difference is added.
  • a transition period Ps for turning off all the switching elements Q11 to Q14 is provided.
  • the controller 3 turns on the switch SW1 during this transition period Ps.
  • the output voltage of the rectifier circuit 2 fluctuates during the transition between the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit. Therefore, at the time of transition to operation, it is necessary to adjust the ON / OFF timing of the switching elements Q11 to Q14 so that the output voltage of the rectifier circuit 2 is equalized in the control unit 3.
  • the relationship between the operating frequency and the voltage gain in the LLC resonance type conversion circuit and the relationship between the phase difference Ts and the voltage gain in the phase shift type conversion circuit are stored in the control unit 3.
  • control unit 3 monitors the input voltage, the output voltage, and the output current, and refers to the storage unit according to the voltage gain immediately before the transition between the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit.
  • the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14 is determined. This operation suppresses fluctuations in the output voltage of the rectifier circuit 2 when switching the operation between the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit.
  • the storage unit provided in the control unit 3 may store the relationship between the voltage gain and the conversion efficiency of the LLC resonance type conversion circuit and the relationship between the voltage gain and the conversion efficiency of the phase shift type conversion circuit. That is, if the relationship between the voltage ratio (voltage gain) between the input voltage and the output voltage (voltage gain) and the conversion efficiency is known for both the LLC resonance type conversion circuit and the phase shift type conversion circuit, the relationship between the input voltage and the output voltage In accordance with the relationship, it is possible to select an operation with a higher conversion efficiency out of the operation of the LLC resonance type conversion circuit and the operation of the phase shift type conversion circuit. That is, as described above, when either the LLC resonance type conversion circuit or the phase shift type conversion circuit may be used in order to obtain the desired voltage ratio between the input voltage and the output voltage, the control unit 3 The switch SW1 is turned on / off based on the conversion efficiency.
  • the capacitor C1 is inserted between the inductor L1 and the transformer T1, but the same operation is performed even when the inductor L1 is inserted between the capacitor C1 and the transformer T1.
  • the switching circuit 1 is not limited to the configuration shown in FIG. 2, and may be any configuration that controls the period during which a current flows in the series circuit of the first winding n1 of the transformer T1 and the capacitor C1 by switching.
  • the power conversion device of the present embodiment includes a configuration in which a series circuit of a switch SW2 and a resistor R2 is connected in parallel to the switch SW1 in the configuration of the first embodiment.
  • the control unit 3 turns on the switch SW2 before turning on the switch SW1. That is, the control unit 3 turns on the switch SW1 after turning on the switch SW2 when shifting from the first operation of the LLC resonance type conversion circuit to the second operation of the phase shift type conversion circuit.
  • the timing at which the switch SW2 is turned on does not have to match the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14.
  • the switch SW2 is turned on, the electric charge accumulated in the capacitor C1 is discharged through the resistor R2, and the current flowing through the switch SW2 is limited by the resistance value of the resistor R2.
  • the control unit 3 turns on the switch SW1.
  • the elapsed time of the charge amount of the capacitor C1 after the switch SW2 is turned on is determined by the capacitance of the capacitor C1, the voltage across the capacitor, and the resistance value of the resistor R2. Therefore, the time from when the switch SW2 is turned on to when the switch SW1 is turned on depends on the voltage across the capacitor C1, but when the control is simply performed, the capacitance of the capacitor C1 and the resistance value of the resistor R2 are set. It may be determined at a certain time using.
  • the timing at which the switch SW1 is turned on does not depend on the waveform of the current flowing in the resonance circuit. Therefore, the response time of the switch SW1 does not have to be taken into consideration, and an electromagnetic relay having a longer response time than the semiconductor switch is switched. It can be used as SW1.
  • Other configurations and operations in the present embodiment are the same as those in the first embodiment.
  • the power conversion device according to the present embodiment is a modification of the first embodiment.
  • a plurality (three in the illustrated example) of inductors L31 are used instead of the inductor L1 illustrated in FIG. L33 and switches (short-circuit switches) SW31 to SW33 are used.
  • the switches SW31 to SW33 are connected in parallel to the inductors L31 to L33. That is, the switch SW31 is connected in parallel to the inductor L31, the switch SW32 is connected in parallel to the inductor L32, and the switch SW33 is connected in parallel to the inductor L33.
  • At least one of the inductors L31 to L33 is used in the resonance circuit depending on the combination of on / off of the switches SW31 to SW33.
  • the inductance used in the resonance circuit is adjusted by the combination of on / off of the switches SW31 to SW33, and as a result, a plurality of resonance frequencies can be selected.
  • the resonance frequency of the resonance circuit can be changed over a wide range.
  • the power conversion device replaces the inductor L1 shown in FIG. 1 with a plurality (three in the illustrated example) of inductors L41 to L43 so as to have the connection relationship shown in FIG. And switches SW41 to SW43 may be used.
  • the three inductors L41 to L43 are connected in series, and one end (first end) of the three switches SW41 to SW43 is connected to one end of the series circuit of the inductors L41 to L43.
  • the other ends (second ends) of the three switches SW41 to SW43 are connected to one ends of the three inductors L41 to L43.
  • the switch SW41 is connected in parallel to the inductor L41
  • the switch SW42 is connected in parallel to the series circuit of the inductors L41 and L42
  • the switch SW43 is connected in parallel to the series circuit of the inductors L41 to L43.
  • the type of inductance that can be selected is determined by the number of ON / OFF combinations of the switches SW31 to SW33.
  • the type of inductance that can be selected is the number of switches SW41 to SW43. Only one more number. In other words, in the configuration shown in FIG. 10, only four types of states are selected: the switch SW43 is on, the switch SW43 is off and the switch SW42 is on, the switches SW42 and SW43 are off and the switch SW41 is on, and the switches SW41 to SW43 are off. Is possible.
  • the configuration shown in FIG. 10 includes one or less switches SW41 to SW43 included in the resonance circuit
  • the configuration illustrated in FIG. 9 includes 0 to 3 switches SW31 to SW33 included in the resonance circuit. Varies with range. Therefore, the average loss of the resonance circuit due to the switch is less in the configuration shown in FIG. 10 than in the configuration shown in FIG.
  • the power converter of this embodiment is provided with three inductors and three switches, but the number of inductors and switches is arbitrarily selected according to the type for which the resonance frequency is to be changed.
  • Other configurations and operations of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, and the configuration of the present embodiment can be combined with the configuration in which the switch SW2 and the resistor R2 are provided as in the second embodiment.
  • This embodiment is a modification of the first embodiment.
  • a plurality (three in the illustrated example) of capacitors C51 are used as capacitive elements instead of the capacitor C1 shown in FIG. To C53 and switches SW51 to SW53 are used.
  • the switches SW51 to SW53 are connected in parallel to the capacitors C51 to C53. That is, the switch SW51 is connected in parallel to the capacitor C51, the switch SW52 is connected in parallel to the capacitor C52, and the switch SW53 is connected in parallel to the capacitor C53. Accordingly, at least one of the capacitors C51 to C53 is used in the resonance circuit depending on the combination of ON / OFF of the switches SW51 to SW53. In other words, the capacitance used in the resonance circuit is adjusted by the combination of the on / off of the switches SW51 to SW53, and as a result, a plurality of resonance frequencies can be selected.
  • an inductor L3 is used instead of the inductor L1, and a switch SW3 is connected in parallel to the inductor L3. Therefore, it is possible to select whether or not to include the inductor L3 in the resonance circuit by turning on and off the switch SW3.
  • the resonance frequency of the resonance circuit can be changed over a wide range.
  • the power conversion device replaces the capacitor C1 shown in FIG. 1 with a plurality (three in the illustrated example) of capacitors C61 to C63 so as to have the connection relationship shown in FIG. And switches SW61 to SW63 may be used.
  • three capacitors C61 to C63 are connected in series, and one end (first end) of the three switches SW61 to SW63 is connected to one end of a series circuit of capacitors C61 to C63.
  • the other ends (second ends) of the three switches SW61 to SW63 are connected to one ends of the three capacitors C61 to C63. That is, the switch SW61 is connected in parallel to the capacitor C61, the switch SW62 is connected in parallel to the series circuit of the capacitors C61 and C62, and the switch SW63 is connected in parallel to the series circuit of the capacitors C61 to C63.
  • the type of capacitance that can be selected is determined by the number of ON / OFF combinations of the switches SW51 to SW53, but in the configuration shown in FIG. 12, the type of capacitance that can be selected is the number of switches SW61 to SW63. Only one more number. In other words, in the configuration shown in FIG. 12, only four types of states are selected: the switch SW63 is on, the switch SW63 is off and the switch SW62 is on, the switches SW62 and SW63 are off and the switch SW61 is on, and the switches SW61 to SW63 are off. Is possible.
  • the configuration shown in FIG. 12 includes one or less switches SW61 to SW63 included in the resonance circuit
  • the configuration illustrated in FIG. 11 includes 0 to 3 switches SW51 to SW53 included in the resonance circuit. Varies with range. Therefore, the average loss of the resonance circuit due to the switch is less in the configuration shown in FIG. 12 than in the configuration shown in FIG.
  • the timing for turning on the switches SW51 to SW53 and SW61 to SW63 is controlled in synchronization with the on / off timing of the switching elements Q11 to Q14 provided in the switching circuit 1. Therefore, inrush current to the switches SW51 to SW53 and SW61 to SW63 due to the charges of the capacitors C51 to C53 and C61 to C63 is prevented.
  • the power conversion device of this embodiment is provided with three capacitors and three switches, but the number of capacitors and switches is arbitrarily selected according to the type to change the resonance frequency.
  • Other configurations and operations of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, and the configuration of the present embodiment can be combined with the configuration in which the switch SW2 and the resistor R2 are provided as in the second embodiment. Furthermore, the configuration of the present embodiment and the configuration shown in Embodiment 3 can be combined.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　スイッチング回路は、トランスの第１巻線と容量要素とインダクタとを直列に接続した共振回路に流す電流を入切する。トランスの第２巻線に誘起された電力は整流回路により整流される。容量要素はスイッチが並列に接続される。スイッチング回路とスイッチとは制御部が制御する。制御部は、スイッチをオフにし、スイッチング回路の動作周波数を制御する第１の動作と、スイッチをオンにし、スイッチング回路からトランスの第１巻線への通電期間を制御する第２の動作とを選択する。

Description

電力変換装置
　本発明は、スイッチング素子を用いて電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力を伝達する電力変換装置に関するものである。
　従来から、スイッチング素子を用いて電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力を伝達する電力変換装置が知られている。たとえば、日本国公開特許第２０１１－２３４５４１号公報（以下「文献１」という）には、この種の電力変換装置として、直流電力を双方向に伝達する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。文献１に記載された電力変換装置は、トランスを挟んで一次側回路と二次側回路とが設けられている。
　一次側回路と二次側回路とは、それぞれ逆導通型半導体スイッチ（スイッチング素子）により構成されるブリッジ回路を備えている。この電力変換装置は、一次側回路のスイッチング素子と二次側回路のスイッチング素子との両方のデューティサイクル（オンデューティ）を制御することにより、所望の直流電力を双方向に伝達することが可能になっている。
　ところで、文献１に記載された電力変換装置は、スイッチング素子のデューティサイクルを制御することにより、一次側回路と二次側回路との間で所望の直流電力を伝達することはできるが、入力電圧と出力電圧との電圧比はトランスの巻比に依存している。すなわち、文献１に記載された電力変換装置は、一次側回路と二次側回路とにブリッジ回路を用い、デューティサイクルを制御しているだけであるから、入力電圧を昇圧して出力することはできず、電流の調節が行われるのみである。
　一方、電動機を動力源に持つ自動車に搭載される蓄電池、あるいは建物に付設して使用される蓄電池などの電力を利用するために用いられる電力変換装置には、入力電圧と出力電圧との関係を広範囲に調節する機能が要求される。
　本発明は、スイッチングにより電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力の伝達を行う構成であって、用途に応じて入力電圧と出力電圧との関係を広範囲に調節することが可能である電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明に係る電力変換装置は、入出力間において電力を伝達するトランスと、前記トランスの第１巻線と直列に接続された共振用の容量要素と、前記トランスの前記第１巻線と前記容量要素との直列回路に流す電流を入切するスイッチング回路と、前記トランスの第２巻線に誘起された電力を整流して出力する整流回路と、前記容量要素に並列に接続されたスイッチと、前記トランスの前記第１巻線と前記容量要素との直列回路に電流を流す期間および前記スイッチのオンオフを制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記スイッチをオフにし、前記整流回路の入力側の回路として、前記スイッチング回路の動作周波数に基づいて入力電圧と出力電圧との関係を変化させる第１の変換回路を構成する一方、前記スイッチをオンにし、前記整流回路の入力側の前記回路として、前記スイッチング回路から前記トランスの前記第１巻線への通電期間に基づいて入力電圧と出力電圧との関係を変化させる第２の変換回路を構成し、前記スイッチング回路の動作として、前記動作周波数を制御して前記第１の変換回路における前記関係を調節する第１の動作と、前記通電期間を制御して前記第２の変換回路における前記関係を調節する第２の動作とを選択することを特徴とする。
　この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作から前記第２の変換回路の前記第２の動作に移行させる際に、前記スイッチをオンにするタイミングを、前記スイッチング回路から前記トランスの前記第１巻線と前記容量要素との前記直列回路に流す電流のゼロクロス点に同期させることが好ましい。
　この電力変換装置において、前記容量要素に並列接続される第２のスイッチおよび抵抗の直列回路をさらに備え、前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作から前記第２の変換回路の前記第２の動作に移行させる際に、前記第２のスイッチをオンにした後、前記スイッチをオンにすることが好ましい。
　この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とを切り替える際に、前記スイッチング回路の動作を、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とは異なる動作とする移行期間を設けることが好ましい。
　この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作における前記スイッチング回路の前記動作周波数を前記第１の変換回路における前記関係に対応付けて記憶し、かつ、前記第２の変換回路の前記第２の動作における前記トランスの前記第１巻線への前記スイッチング回路からの前記通電期間を前記第２の変換回路における前記関係に対応付けて記憶しており、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とを切り替える際に、切替後の入力電圧と出力電圧との関係を、切替前の入力電圧と出力電圧との関係と一致させるように、記憶している前記動作周波数および前記通電期間に応じて前記スイッチング回路を制御することが好ましい。
　この電力変換装置において、前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作における変換効率を前記第１の変換回路における前記関係に対応付けて記憶し、かつ、前記第２の変換回路の前記第２の動作における変換効率を前記第２の変換回路における前記関係に対応付けて記憶しており、前記第１の変換回路における前記関係と前記第２の変換回路における前記関係とが共通する範囲であって、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とのいずれもが動作可能であるときに、前記第１の動作および前記第２の動作のうち、記憶している前記変換効率が高いほうの動作を選択することが好ましい。
　この電力変換装置において、前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用のインダクタをさらに備えることが好ましい。
　この電力変換装置において、前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個のインダクタと、前記複数個のインダクタのうちの少なくとも１個を短絡する短絡スイッチとをさらに備えることが好ましい。
　この電力変換装置において、前記容量要素は、前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個のキャパシタを備え、前記スイッチは、前記複数個のキャパシタのうちの少なくとも１個を短絡することが好ましい。
　この電力変換装置において、前記容量要素は、前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用のキャパシタを備え、前記スイッチは、前記キャパシタを短絡することが好ましい。
　この電力変換装置において、前記第１の変換回路における前記関係および前記第２の変換回路における前記関係は、いずれも、前記入力電圧と前記出力電圧との電圧比であることが好ましい。
　この電力変換装置において、前記第１の変換回路は、前記容量要素および前記トランスを用いて構成した共振回路を用いて前記スイッチング回路の前記動作周波数を調節することにより前記第１の変換回路における前記関係を変化させる共振型変換回路であり、前記第２の変換回路は、前記スイッチング回路のスイッチング素子をオンにする位相を変化させて前記スイッチング回路から前記トランスの前記第１巻線への前記通電期間を調節することにより前記第２の変換回路における前記関係を変化させるフェーズシフト型変換回路であることが好ましい。
　本発明の構成によれば、スイッチングにより電力変換を行い、かつ入出力間でトランスを介して電力の伝達を行う構成であって、第１の変換回路の動作と第２の変換回路との動作とを選択することにより、用途に応じて入力電圧と出力電圧との関係を広範囲に調節することが可能になるという効果が期待できる。
　本発明の好ましい実施形態をより詳細に記載する。本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な記載および添付図面に関連して一層よく理解される。
実施形態１に係る電力変換装置を示す回路図である。 実施形態１に係る電力変換装置の一例を示す具体回路図である。 実施形態１に係る電力変換装置のＬＬＣ共振型変換回路としての動作説明図である。 図４Ａは実施形態１に係る電力変換装置のフェーズシフト型変換回路におけるスイッチング素子Ｑ１１の動作説明図、図４Ｂは実施形態１に係る電力変換装置のフェーズシフト型変換回路におけるスイッチング素子Ｑ１２の動作説明図、図４Ｃは実施形態１に係る電力変換装置のフェーズシフト型変換回路におけるスイッチング素子Ｑ１３の動作説明図、図４Ｄは実施形態１に係る電力変換装置のフェーズシフト型変換回路におけるスイッチング素子Ｑ１４の動作説明図、図４Ｅは実施形態１に係る電力変換装置のフェーズシフト型変換回路におけるトランスの第１巻線の通電状態を示す図である。 実施形態１に係る電力変換装置のフェーズシフト型変換回路としての動作説明図である。 図６Ａは実施形態１に係る電力変換装置の共振回路に流れる電流の波形を示す図、図６Ｂは実施形態１に係る電力変換装置に用いるスイッチング素子の切替タイミングを示す動作説明図である。 図７Ａは実施形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング回路のスイッチング素子Ｑ１１の動作説明図、図７Ｂは実施形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング回路のスイッチング素子Ｑ１２の動作説明図、図７Ｃは実施形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング回路のスイッチング素子Ｑ１３の動作説明図、図７Ｄは実施形態１に係る電力変換装置におけるスイッチング回路のスイッチング素子Ｑ１４の動作説明図である。 実施形態２に係る電力変換装置を示す回路図である。 実施形態３に係る電力変換装置を示す回路図である。 実施形態３に係る電力変換装置の他の構成例を示す回路図である。 実施形態４に係る電力変換装置を示す回路図である。 実施形態４に係る電力変換装置の他の構成例を示す回路図である。
　（実施形態１）
　以下に説明する実施形態では、電力変換装置がＤＣ－ＤＣ変換を一方向で行う場合を例として説明するが、ＤＣ－ＡＣ変換を行う電力変換装置、双方向に電力変換を行う電力変換装置であっても、以下に説明する技術思想は適用可能である。また、以下に説明する電力変換装置は、電動機を動力源に持つ自動車に搭載される蓄電池、あるいは建物に付設して使用される蓄電池などの電力を利用するために用いることを想定しているが、用途を限定する趣旨ではない。たとえば、太陽光発電装置や燃料電池のような分散電源において、以下に説明する電力変換装置の技術を採用することも可能である。
　本実施形態の電力変換装置は、図１に示すように、トランスＴ１を挟んでスイッチング回路１と整流回路２とを備える。スイッチング回路１は、後述する４個のスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４（図２参照）を備え、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を制御するためにスイッチング回路１には制御部３が付設される。トランスＴ１の第１巻線ｎ１は、容量要素としてのキャパシタＣ１とインダクタＬ１との直列回路を介してスイッチング回路１と接続される。整流回路２は、トランスＴ１の第２巻線ｎ２に接続される。さらに、キャパシタＣ１にはスイッチＳＷ１が並列に接続される。制御部３は、スイッチＳＷ１のオンオフも制御する。
　スイッチング回路１および整流回路２は、たとえば、図２に示す構成を備える。図２に示す構成は、スイッチング回路１および整流回路２の構成を限定する趣旨ではなく、スイッチング回路１および整流回路２の一例である。また、スイッチング回路１は入力電源として直流電源が接続される。この直流電源は、蓄電池、燃料電池、太陽電池などのほか、商用交流電源を整流した直流電源であってもよい。また、整流回路２から出力される直流電力は、負荷に供給するほか、蓄電池の充電に用いてもよい。
　図示例のスイッチング回路１は、４個のスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４からなるブリッジ回路を備える。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路とは平滑用のキャパシタＣ１１と並列に接続される。
　また、図示例の整流回路２は、スイッチング回路１と同構成の回路を用いている。すなわち、整流回路２は、４個のスイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４からなるブリッジ回路を備える。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の直列回路とは平滑用のキャパシタＣ２１と並列に接続される。この整流回路２は、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４のオンオフを制御すれば、トランスＴ１を介して双方向に電力の伝達が可能になるが、本実施形態では、双方向に電力変換を行う動作については説明を省略する。
　スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４の各々は、ＭＯＳＦＥＴを想定している。ただし、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４の各々として、バイポーラトランジスタのエミッタ－コレクタ間にダイオードを逆並列に接続した構成、あるいはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを用いてもよい。これらのスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４は、オン時に一方向あるいは双方向に通電可能であり、オフ時には他方向に通電可能になる。たとえば、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４がＭＯＳＦＥＴである場合、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４，Ｑ２１～Ｑ２４は、オフ時には、ボディダイオード（寄生ダイオード）を通る経路で通電可能である。
　図示例の整流回路２は、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４のオフ時の機能を利用して全波整流を行う。ただし、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４のオンオフを制御すれば、同期整流を行うことも可能である。
　制御部３は、プログラムに従って動作するプロセッサ（マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）などから選択される）を備える。制御部３は、整流回路２の出力電流を適宜箇所に設けた電流検出器（図示せず）の出力により監視する機能を有し、電流検出器から出力されるアナログ情報をプロセッサで扱うためにデジタル情報に変換するＡＤ変換器を備える。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、制御部３から与えられるパルス信号によりオンオフが制御され、パルス信号は、周波数と位相とが調節可能になっている。すなわち、制御部３は、パルス信号を生成するパルス生成器を備え、プロセッサからパルス生成器に指示を与えることにより、スイッチング回路１のＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御とＰＰＭ（Pulse Phase shift Modulation）制御とを選択して行う。さらに、制御部３は、プロセッサを動作させるプログラム、プロセッサの動作条件を定めるデータ、プロセッサの動作中に発生するデータなどを格納するためのメモリを備える。
　スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４をオンオフさせる周波数は、数十Ｈｚ～数百ｋＨｚの範囲で適宜に選択される。ここに、スイッチＳＷ１は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングに基づいて制御されるから、指示から数μｓ～数十ｍｓ程度の時間内で応答することが要求される。そのため、スイッチＳＷ１は、機械式接点を備える電磁継電器を用いるよりも、応答時間の短い半導体スイッチを用いるほうが望ましい。
　ところで、スイッチＳＷ１がオフであるときには、キャパシタＣ１はインダクタＬ１とトランスＴ１の第１巻線ｎ１との間に電気的に接続され、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とトランスＴ１とにより共振回路が形成される。したがって、この共振回路の共振周波数に対して、スイッチング回路１の周波数を適宜に調節すれば、この共振回路およびスイッチング回路１は、トランスＴ１の第２巻線ｎ２に出力される電圧が変化する第１の変換回路として動作する。すなわち、整流回路２の入力側の回路は、第１の変換回路として動作する。第１の変換回路は、スイッチング回路１の動作周波数に基づいて、入力電圧と出力電圧との関係（電圧比）を変化させる。このように１個のキャパシタＣ１に対してインダクタＬ１とともにトランスＴ１を用いて構成した共振回路を用いて、スイッチング回路１の動作周波数を調節することにより整流回路２の出力電圧を変化させる構成を、以下では「ＬＬＣ共振型変換回路」と呼ぶ。なお、インダクタＬ１は、第１の変換回路において、必須の構成ではない。
　以下では、図２に示す構成において、トランスＴ１の第１巻線ｎ１を挟んで直列に接続された位置関係の２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４および２個のスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３を「相対するスイッチング素子」と呼ぶ。ＬＬＣ共振型変換回路として動作するときには、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオンオフが同時に行われ、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオンオフが同時に行われる。また、直列接続された２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は同時にオンにならず、直列接続された２個のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が同時にオンになることもない。
　図３は、ＬＬＣ共振型変換回路におけるスイッチング回路１の動作周波数と、整流回路２の出力電圧の電圧ゲインとの関係を示している。また、図３にＡ１～Ａ６の符号を付している曲線は、負荷の大きさの違いを表している。負荷の大きさは曲線Ａ１～Ａ６の順に大きくなっている。すなわち、曲線Ａ１～Ａ６の中では、曲線Ａ１のときの負荷が最も小さく、曲線Ａ６のときの負荷が最も大きい。
　図示例では、軽負荷時に、動作周波数比が０．４付近で電圧ゲインがピークになり、動作周波数比が０．４付近から離れるほど電圧ゲインが減少している。動作周波数比は、キャパシタＣ１とインダクタＬ１とにより決まる共振周波数に対するスイッチング回路１の動作周波数の比である。ＬＬＣ共振型変換回路は、軽負荷であるほど強い共振が生じるから、軽負荷時には共振点付近でスイッチング回路１の動作周波数がわずかに変化するだけでも出力電圧が大きく変動し、出力電圧が不安定になる可能性がある。さらに、軽負荷時には、整流回路２の出力にノイズ成分が多く含まれることになる。
　一方、図３に示す例では、負荷が大きくなると、スイッチング回路１の動作周波数に対する出力電圧の変化は少なくなっているが、電圧ゲインの調節範囲も小さくなっている。すなわち、ＬＬＣ共振型変換回路において、負荷が大きい領域では共振が弱くなり、スイッチング回路１の動作周波数の変化に対する出力電圧の変動は小さくなる。このとき、整流回路２の出力に含まれるノイズ成分も軽負荷時より減少する。
　以上のように、ＬＬＣ共振型変換回路は、負荷の大きさによるが、動作周波数比を変化させることにより、入力電圧に対する出力電圧の電圧比（電圧ゲイン）を変化させることができ、しかも昇圧が可能であって、昇圧比の調節が可能になっている。ただし、軽負荷時には動作が不安定になるから、安定に動作する負荷範囲では電圧ゲインの調節範囲は比較的狭くなる。
　一方、スイッチＳＷ１がオンであるときには、キャパシタＣ１が短絡されるから、インダクタＬ１とトランスＴ１とだけが、スイッチング回路１と整流回路２との間に電気的に介在することになる。この場合、インダクタＬ１とトランスＴ１の第１巻線ｎ１とに流れる電流の変化により、整流回路２の出力電圧が変化する。この動作では、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に通電することによりトランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが第２巻線ｎ２に引き渡される。したがって、単位時間当たりにトランスＴ１に蓄積する電磁エネルギーを調節することにより、インダクタＬ１とトランスＴ１とスイッチング回路１とで構成される回路は、整流回路２の出力電圧を調節する第２の変換回路として動作する。すなわち、整流回路２の入力側の回路は、第２の変換回路として動作する。第２の変換回路は、スイッチング回路１からトランスＴ１の第１巻線ｎ１への通電期間に基づいて、入力電圧と出力電圧との関係（電圧比）を変化させる。なお、インダクタＬ１は、第２の変換回路において、必須の構成ではない。
　トランスＴ１の第１巻線ｎ１に通電する期間を調節するには、たとえば、図４Ａ～４Ｄに示すように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４をオンにする位相を制御する。このように、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に単位時間当たりに流す電流を調節するために、スイッチング回路１のスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４をオンにする位相を変化させる構成（つまり、第２の変換回路）を、以下では「フェーズシフト型変換回路」と呼ぶ。
　フェーズシフト型変換回路は、スイッチング回路１を構成している４個のスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のデューティサイクルを変化させず、同時にオンにする２個ずつのスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の位相を変化させる。つまり、出力電力の調節は、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４について同時にオンにする位相、および、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３について同時にオンにする位相を調節することにより行われる。
　図２に示す回路では、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が同時にオンである期間と、相対するスイッチングＱ１２，Ｑ１３が同時にオンである期間とに、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に電流が流れる（図４Ｅ参照）。したがって、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンにする位相を調節するか、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンにする位相を調節すれば、第１巻線ｎ１に通電する時間を調節することになり、結果的に整流回路２の出力電圧が調節される。なお、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２または直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４は同時にオンにすることが禁止され、互いに逆相となるようにオンオフが制御される。つまり、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とはオンオフが逆になり、スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１４とはオンオフが逆になる。
　図４Ａ～４Ｅに示す動作を参照すると、図４Ａ～４Ｄに示すように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、いずれもデューティサイクルが５０％に設定され、スイッチング素子Ｑ１１のオン期間とスイッチング素子Ｑ１３のオン期間とは位相差Ｔｓだけ異なっている。したがって、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオン期間は位相差Ｔｓに相当する期間だけ重なり、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオン期間は位相差Ｔｓに相当する期間だけ重なる。この位相差Ｔｓは、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１３とのオン期間が重ならないときを０度とし、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１３とのオン期間が一致するときを１８０度とする。つまり、位相差Ｔｓは、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１３とのオン期間が一致するときを１８０度として、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が同時にオンになる期間および相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が同時にオンになる期間を角度で表した値に相当する。
　スイッチング回路１が上述した動作を行うと、図４Ｅに示すように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオン期間のうち、位相差Ｔｓに相当する期間にのみトランスＴ１の第１巻線ｎ１に通電される。また、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４が同時にオンである期間と、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３が同時にオンである期間とでは、トランスＴ１の第１巻線ｎ１に流れる電流の向きが逆転する。この動作により、トランスＴ１の第２巻線ｎ２には交番電圧が誘起される。
　図５は、フェーズシフト型変換回路における位相差Ｔｓと、整流回路２の出力電圧の電圧ゲインとの関係を示している。図５からわかるように、フェーズシフト型変換回路は、電圧ゲインが位相差Ｔｓとほぼ線形の関係を有している。つまり、フェーズシフト型変換回路は、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオン期間および相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオン期間に関する位相差Ｔｓを調節することにより、整流回路２からの出力電圧を変化させることが可能である。
　また、フェーズシフト型変換回路は、入力電圧と出力電圧との電圧比（電圧ゲイン）の調節範囲が比較的広いことも特徴である。図２に示す構成をフェーズシフト型変換回路として動作させる場合、電流休止期間がほとんど生じないから、フォワード型コンバータやフライバック型コンバータと比較するとノイズは少なくなる。ただし、トランスＴ１の巻線比（第２巻線ｎ２の巻線数／第１巻線ｎ１の巻線数）で決まる電圧を上限値として、上限値以下の電圧範囲でしか電圧の調節はできない。
　上述したように、制御部３は、スイッチング回路１の動作として、第１の動作と第２の動作とを選択する。第１の動作は、スイッチング回路１の動作周波数を制御して入力電圧と出力電圧との関係（電圧比）を調節する動作である。第２の動作は、スイッチング回路１からトランスＴ１の第１巻線ｎ１への通電期間を制御して入力電圧と出力電圧との関係（電圧比）を調節する動作である。そして、スイッチＳＷ１のオンオフを切り替え、スイッチング回路１の動作を変更するだけで、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方の動作が可能になっている。したがって、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方の特性を負荷の状態に応じて補完して用いることが可能になる。
　また、本実施形態の構成は、ＬＬＣ共振型変換回路にスイッチＳＷ１を付加し、かつ、フェーズシフト型変換回路としての動作を可能にするプログラムを制御部３に付加すればよい。したがって、ＬＬＣ共振型変換回路がすでに設計されている場合には、大幅な設計変更を要することなく、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方の機能を持たせた電力変換装置を提供することが可能になる。
　たとえば、入力電圧が４００Ｖであって、出力電圧を１００～５００Ｖの範囲で変化させようとする場合を想定する。この場合、出力電圧が１００～４００Ｖの範囲では、スイッチＳＷ１をオンにしフェーズシフト型変換回路として動作させることにより、広範囲に出力電圧を調節することが可能である。一方、出力電圧が４００～５００Ｖの範囲では、スイッチＳＷ１をオフにしＬＬＣ共振型変換回路として動作させることにより、入力電圧よりも高い電圧範囲の出力電圧が得られることになる。
　また、上述したように電流検出器を設けている場合、整流回路２（電力変換装置）の出力電流に応じてスイッチＳＷ１のオンオフを定めてもよい。出力電流が規定値（たとえば、１Ａ）以下であって軽負荷である場合は、整流回路２の入力側の回路をフェーズシフト型変換回路として動作させ、出力電流が規定値を超える場合は、整流回路２の入力側の回路をＬＬＣ共振型変換回路として動作させるようにしてもよい。この動作では、ＬＬＣ共振型変換回路が不安定な動作になり整流回路２の出力にノイズ成分が増加するような軽負荷の領域では、整流回路２の入力側の回路をフェーズシフト型変換回路として動作させることにより、安定かつノイズ成分の少ない動作が可能になる。
　スイッチＳＷ１のオンオフを切り替える条件としては、電力の変換効率を考慮する場合もある。たとえば、入力電圧と出力電圧とを所望の電圧比とするために、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路とのどちらを用いてもよい場合には、変換効率に基づいてスイッチＳＷ１のオンオフを定めることが可能である。たとえば、入力電圧と出力電圧とが所望の値である場合に、ＬＬＣ共振型変換回路の変換効率がＥ１であり、フェーズシフト型変換回路の変換効率がＥ２であって、Ｅ１＞Ｅ２であるとすれば、ＬＬＣ共振型変換回路を用いるほうがフェーズシフト型変換回路を用いる場合に比べて変換効率が高いから望ましい。
　すなわち、第１の変換回路における関係（電圧比）と第２の変換回路における関係（電圧比）とが共通する範囲であって、第１の変換回路の第１の動作と第２の変換回路の第２の動作とのいずれもが動作可能であるときに、制御部３は、第１の動作および第２の動作のうち、記憶している変換効率が高いほうの動作を選択する。
　なお、上述のように変換効率を考慮してスイッチＳＷ１のオンオフを定める場合は、入力電圧と出力電圧と効率との関係を制御部３に記憶させておく必要がある。また、入力電圧および出力電圧を制御部３に通知する機能も必要である。
　以上のように、スイッチＳＷ１のオンオフを選択し、スイッチング回路１の動作を変更するだけで、ＬＬＣ共振型変換回路しての動作とフェーズシフト型変換回路としての動作とを切り替えることができる。したがって、出力電圧範囲、負荷の大きさ、変換効率などに着目して、スイッチＳＷ１のオンオフを切り替えることにより、利便性を向上させることになる。
　ところで、ＬＬＣ共振型変換回路としての動作からフェーズシフト型変換回路としての動作に切り替えるためにスイッチＳＷ１をオフからオンに切り替える際に、キャパシタＣ１に電荷が蓄積されていることがある。キャパシタＣ１に電荷が蓄積された状態で、スイッチＳＷ１をオンにすると、スイッチＳＷ１に突入電流が流れる可能性がある。このような突入電流の発生は、スイッチＳＷ１に大きなストレスを与える。また、ＬＬＣ共振型変換回路の動作とフェーズシフト型変換回路の動作とでは、電圧ゲインが異なるから、スイッチＳＷ１のオンオフを切り替える際に電圧ゲインを考慮しないと、スイッチＳＷ１の切替により出力電圧が変動することになる。
　突入電流を防止するには、制御部３は、ＬＬＣ共振型変換回路として動作させている期間において、インダクタＬ１とキャパシタＣ１とトランスＴ１とからなる共振回路に流れる電流のゼロクロス点に同期させてスイッチＳＷ１をオンにすればよい。共振回路に流れる電流Ｉｑは、図６Ａのような波形になる。この電流Ｉｑの波形は、図６Ｂに示すスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングに同期し、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンまたはオフのタイミングにおいて、電流Ｉｑの極性が反転してゼロクロス点を通ることになる。
　このことから、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフを切り替えるタイミングでスイッチＳＷ１をオンにすれば、キャパシタＣ１の電荷による突入電流がスイッチＳＷ１に流れることが防止される。図示例では、スイッチＳＷ１をオンにするタイミングを矢印の位置で示してあり、このタイミングをスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４がオンになるタイミングに同期させている。図に示すタイミング（スイッチＳＷ１をオンにするタイミング）はスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４がオンになるタイミングに同期させているが、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４がオフになるタイミングであってもよい。
　また、上述の動作はスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングに同期させているから、制御部３は、スイッチＳＷ１をオンにするタイミングを容易に定めることができる。なお、キャパシタＣ１の両端電圧を検出するか、共振回路に流れる共振電流を検出し、検出した状態に応じてスイッチＳＷ１をオンにするタイミングを定めることも可能である。
　上述の動作によって、ＬＬＣ共振型変換回路からフェーズシフト型変換回路に移行する際に、キャパシタＣ１に電荷が蓄積されていない状態でスイッチＳＷ１がオンになる。そのため、スイッチＳＷ１をオンにしたときに、キャパシタＣ１からスイッチＳＷ１に突入電流が流れることが回避される。つまり、ＬＬＣ共振型変換回路からフェーズシフト型変換回路への移行をシームレスに行うことができる。
　ところで、ＬＬＣ共振型変換回路として動作する期間と、フェーズシフト型変換回路として動作する期間とでは、上述したように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングが異なっている。したがって、制御部３は、スイッチＳＷ１のオンオフの際にスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングも変更する必要がある。しかしながら、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路とでは、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフの位相を瞬時に合わせることは難しい。したがって、スイッチＳＷ１のオンオフを行うタイミングの前後において、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングを変更する移行期間を設けることが望ましい。移行期間には、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフを一旦停止させるか、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングを強制的に変更することになる。
　ＬＬＣ共振型変換回路としての動作からフェーズシフト型変換回路としての動作に移行する場合について、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングの例を図７Ａ～７Ｄに示す。ＬＬＣ共振変換回路としての動作時には、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオンオフのタイミングは一致し、かつ、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオンオフのタイミングは一致している。また、フェーズシフト型変換回路としての動作時には、相対するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４のオンのタイミングには適宜の位相差が付与され、かつ、相対するスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３のオンのタイミングには適宜の位相差が付与される。
　そして、ＬＬＣ共振変換回路としての動作からフェーズシフト型変換回路としての動作への変化時には、すべてのスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４をオフにする移行期間Ｐｓが設けられる。制御部３は、この移行期間ＰｓにおいてスイッチＳＷ１をオンにする。
　ところで、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との間の移行の際に、整流回路２の出力電圧が変動することは好ましくない。したがって、動作移行の際には、制御部３において整流回路２の出力電圧が等しくなるように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングを調節することが必要である。この動作を実現するために、ＬＬＣ共振型変換回路における動作周波数と電圧ゲインとの関係と、フェーズシフト型変換回路における位相差Ｔｓと電圧ゲインとの関係とが、制御部３に設けた記憶部に格納されている。また、制御部３は、入力電圧および出力電圧と、出力電流とを監視し、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との間の移行直前の電圧ゲインに応じて、記憶部を参照することによりスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングを決定する。この動作により、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との動作を切り替える際に整流回路２の出力電圧の変動が抑制される。
　制御部３に設けた記憶部には、ＬＬＣ共振型変換回路の電圧ゲインと変換効率との関係、および、フェーズシフト型変換回路の電圧ゲインと変換効率との関係を記憶させてもよい。すなわち、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路との両方について、入力電圧と出力電圧との電圧比（電圧ゲイン）と変換効率との関係が分かっていれば、入力電圧と出力電圧との関係に応じて、ＬＬＣ共振型変換回路の動作およびフェーズシフト型変換回路の動作のうち、変換効率がよいほうの動作を選択することが可能になる。つまり、上述したように、入力電圧と出力電圧とを所望の電圧比とするために、ＬＬＣ共振型変換回路とフェーズシフト型変換回路とのどちらを用いてもよい場合は、制御部３は、変換効率に基づいてスイッチＳＷ１のオンオフを定めるのである。
　上述した実施形態は、インダクタＬ１とトランスＴ１との間にキャパシタＣ１を挿入しているが、キャパシタＣ１とトランスＴ１との間にインダクタＬ１を挿入する構成でも同様の動作になる。
　なお、本実施形態は、スイッチング回路１からトランスＴ１に電力が供給される構成のみを説明しているが、整流回路２に設けられたスイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４のオンオフを制御すれば、整流回路２からトランスＴ１に電力を供給することも可能である。つまり、電力を双方向に伝達することが可能である。また、スイッチング回路１は、図２に示す構成に限定されず、トランスＴ１の第１巻線ｎ１とキャパシタＣ１との直列回路に電流を流す期間をスイッチングにより制御する構成であればよい。
　（実施形態２）
　本実施形態の電力変換装置は、図８に示すように、実施形態１の構成におけるスイッチＳＷ１に、スイッチＳＷ２と抵抗Ｒ２との直列回路を並列に接続した構成を備える。
　本実施形態の構成においてＬＬＣ共振型変換回路からフェーズシフト型変換回路に移行させるには、制御部３は、スイッチＳＷ１のオンに先立って、スイッチＳＷ２をオンにする。すなわち、制御部３は、ＬＬＣ共振型変換回路の第１の動作からフェーズシフト型変換回路の第２の動作に移行させる際に、スイッチＳＷ２をオンにした後、スイッチＳＷ１をオンにする。スイッチＳＷ２をオンにするタイミングは、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングに合わせる必要はない。スイッチＳＷ２がオンになると、キャパシタＣ１に蓄積されている電荷は抵抗Ｒ２を介して放電され、スイッチＳＷ２に流れる電流は抵抗Ｒ２の抵抗値によって制限される。
　さらに、スイッチＳＷ２がオンになりキャパシタＣ１の電荷量が減少した後、制御部３は、スイッチＳＷ１をオンにする。スイッチＳＷ２がオンになった後のキャパシタＣ１の電荷量の時間経過は、キャパシタＣ１の容量および両端電圧と抵抗Ｒ２の抵抗値とにより決まる。したがって、スイッチＳＷ２がオンにした後にスイッチＳＷ１をオンにするまでの時間は、キャパシタＣ１の両端電圧に依存するが、制御を簡便に行う場合は、キャパシタＣ１の容量と抵抗Ｒ２の抵抗値とを用いて一定時間に定めればよい。
　この構成では、スイッチＳＷ１をオンにするタイミングは、共振回路に流れる電流波形に依存しないから、スイッチＳＷ１の応答時間はとくに考慮しなくてもよく、半導体スイッチよりも応答時間の長い電磁継電器をスイッチＳＷ１として用いることが可能である。本実施形態の他の構成および動作は実施形態１と同様である。
　（実施形態３）
　本実施形態の電力変換装置は、実施形態１の変形例であって、図９に示すように、図１に示したインダクタＬ１に代えて、複数個（図示例は３個）ずつのインダクタＬ３１～Ｌ３３とスイッチ（短絡スイッチ）ＳＷ３１～ＳＷ３３とを用いている。スイッチＳＷ３１～ＳＷ３３は、インダクタＬ３１～Ｌ３３に並列に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ３１がインダクタＬ３１に並列に接続され、スイッチＳＷ３２がインダクタＬ３２に並列に接続され、スイッチＳＷ３３がインダクタＬ３３に並列に接続されている。したがって、スイッチＳＷ３１～ＳＷ３３のオンオフの組合せによって、インダクタＬ３１～Ｌ３３の少なくともいずれかが共振回路に用いられる。言い換えると、スイッチＳＷ３１～ＳＷ３３のオンオフの組合せにより共振回路に用いるインダクタンスが調節され、結果的に複数の共振周波数を選択することが可能になる。
　たとえば、図示する構成であれば、スイッチＳＷ３１をオフにし、スイッチＳＷ３２，ＳＷ３３をオンにすれば、インダクタＬ３１のみが共振回路において有効に機能する。また、スイッチＳＷ３１～ＳＷ３３をすべてオフにすれば、３個のインダクタＬ３１～Ｌ３３の直列回路が共振回路において有効に機能する。したがって、共振回路の共振周波数を広範囲に変化させることが可能になる。
　図９の構成に代えて、電力変換装置は、図１に示したインダクタＬ１に代えて、図１０に示す接続関係になるように、複数個（図示例は３個）ずつのインダクタＬ４１～Ｌ４３とスイッチＳＷ４１～ＳＷ４３とを用いてもよい。この構成では、３個のインダクタＬ４１～Ｌ４３が直列接続され、３個のスイッチＳＷ４１～ＳＷ４３の一端（第１端）がインダクタＬ４１～Ｌ４３の直列回路の一端に接続される。また、３個のスイッチＳＷ４１～ＳＷ４３の他端（第２端）が、３個のインダクタＬ４１～Ｌ４３の一端に接続される。つまり、インダクタＬ４１にスイッチＳＷ４１が並列接続され、インダクタＬ４１，Ｌ４２の直列回路にスイッチＳＷ４２が並列接続され、インダクタＬ４１～Ｌ４３の直列回路にスイッチＳＷ４３が並列接続される。
　図９に示した構成は、選択可能なインダクタンスの種類が、スイッチＳＷ３１～ＳＷ３３のオンオフの組合せ数で決まるが、図１０に示す構成は、選択可能なインダクタンスの種類が、スイッチＳＷ４１～ＳＷ４３の個数より１種類だけ多い数になる。つまり、図１０に示す構成では、スイッチＳＷ４３がオン、スイッチＳＷ４３がオフかつスイッチＳＷ４２がオン、スイッチＳＷ４２，ＳＷ４３がオフかつスイッチＳＷ４１がオン、スイッチＳＷ４１～ＳＷ４３がオフの４種類の状態のみが選択可能である。ただし、図１０に示す構成は、共振回路に含まれるスイッチＳＷ４１～ＳＷ４３が１個以下であるのに対して、図９に示す構成は共振回路に含まれるスイッチＳＷ３１～ＳＷ３３が０～３個の範囲で変化する。そのため、スイッチによる共振回路の平均的な損失は図１０に示す構成のほうが図９に示す構成よりも少なくなる。
　本実施形態の電力変換装置は、インダクタおよびスイッチを３個ずつ設けているが、共振周波数を変化させようとする種類に応じて、インダクタおよびスイッチの個数は任意に選択される。本実施形態の他の構成および動作は実施形態１と同様であり、また、本実施形態の構成を実施形態２のようにスイッチＳＷ２および抵抗Ｒ２を設けた構成と組み合わせることも可能である。
　（実施形態４）
　本実施形態は、実施形態１の変形例であって、図１１に示すように、容量要素として、図１に示したキャパシタＣ１に代えて、複数個（図示例は３個）ずつのキャパシタＣ５１～Ｃ５３とスイッチＳＷ５１～ＳＷ５３とを用いている。スイッチＳＷ５１～ＳＷ５３は、キャパシタＣ５１～Ｃ５３に並列に接続されている。すなわち、スイッチＳＷ５１がキャパシタＣ５１に並列に接続され、スイッチＳＷ５２がキャパシタＣ５２に並列に接続され、スイッチＳＷ５３がキャパシタＣ５３に並列に接続されている。したがって、スイッチＳＷ５１～ＳＷ５３のオンオフの組合せによって、キャパシタＣ５１～Ｃ５３の少なくともいずれかが共振回路に用いられる。言い換えると、スイッチＳＷ５１～ＳＷ５３のオンオフの組合せにより共振回路に用いるキャパシタンスが調節され、結果的に複数の共振周波数を選択することが可能になる。
　また、図示例では、インダクタＬ１に代えてインダクタＬ３を用い、インダクタＬ３にはスイッチＳＷ３を並列接続してある。したがって、スイッチＳＷ３のオンオフにより、共振回路にインダクタＬ３を含めるか含めないかを選択することが可能になる。
　たとえば、図示する構成であれば、スイッチＳＷ５１をオフにし、スイッチＳＷ５２，ＳＷ５３をオンにすれば、キャパシタＣ５１のみが共振回路において有効に機能する。また、スイッチＳＷ５１～ＳＷ５３をすべてオフにすれば、３個のキャパシタＣ５１～Ｃ５３の直列回路が共振回路において有効に機能する。したがって、共振回路の共振周波数を広範囲に変化させることが可能になる。
　図１１の構成に代えて、電力変換装置は、図１に示したキャパシタＣ１に代えて、図１２に示す接続関係になるように、複数個（図示例は３個）ずつのキャパシタＣ６１～Ｃ６３とスイッチＳＷ６１～ＳＷ６３とを用いてもよい。この構成では、３個のキャパシタＣ６１～Ｃ６３が直列接続され、３個のスイッチＳＷ６１～ＳＷ６３の一端（第１端）がキャパシタＣ６１～Ｃ６３の直列回路の一端に接続される。また、３個のスイッチＳＷ６１～ＳＷ６３の他端（第２端）が、３個のキャパシタＣ６１～Ｃ６３の一端に接続される。つまり、キャパシタＣ６１にスイッチＳＷ６１が並列接続され、キャパシタＣ６１，Ｃ６２の直列回路にスイッチＳＷ６２が並列接続され、キャパシタＣ６１～Ｃ６３の直列回路にスイッチＳＷ６３が並列接続される。
　図１１に示した構成は、選択可能なキャパシタンスの種類が、スイッチＳＷ５１～ＳＷ５３のオンオフの組合せ数で決まるが、図１２に示す構成は、選択可能なキャパシタンスの種類が、スイッチＳＷ６１～ＳＷ６３の個数より１種類だけ多い数になる。つまり、図１２に示す構成では、スイッチＳＷ６３がオン、スイッチＳＷ６３がオフかつスイッチＳＷ６２がオン、スイッチＳＷ６２，ＳＷ６３がオフかつスイッチＳＷ６１がオン、スイッチＳＷ６１～ＳＷ６３がオフの４種類の状態のみが選択可能である。ただし、図１２に示す構成は、共振回路に含まれるスイッチＳＷ６１～ＳＷ６３が１個以下であるのに対して、図１１に示す構成は共振回路に含まれるスイッチＳＷ５１～ＳＷ５３が０～３個の範囲で変化する。そのため、スイッチによる共振回路の平均的な損失は図１２に示す構成のほうが図１１に示す構成よりも少なくなる。
　また、実施形態１において説明したように、スイッチＳＷ５１～ＳＷ５３，ＳＷ６１～ＳＷ６３をオンにするタイミングは、スイッチング回路１に設けたスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のオンオフのタイミングに同期させて制御される。したがって、キャパシタＣ５１～Ｃ５３，Ｃ６１～Ｃ６３の電荷によるスイッチＳＷ５１～ＳＷ５３，ＳＷ６１～ＳＷ６３への突入電流が防止される。
　本実施形態の電力変換装置は、キャパシタおよびスイッチを３個ずつ設けているが、共振周波数を変化させようとする種類に応じて、キャパシタおよびスイッチの個数は任意に選択される。本実施形態の他の構成および動作は実施形態１と同様であり、また、本実施形態の構成を実施形態２のようにスイッチＳＷ２および抵抗Ｒ２を設けた構成と組み合わせることも可能である。さらに、本実施形態の構成と実施形態３に示した構成とを組み合わせることも可能である。
　本発明をいくつかの好ましい実施形態によって記載したが、本発明の本来の精神および範囲、すなわち請求の範囲を逸脱することなく、当業者によってさまざまな修正および変形が可能である。

Claims (12)

  1. 　入出力間において電力を伝達するトランスと、
    　前記トランスの第１巻線と直列に接続された共振用の容量要素と、
    　前記トランスの前記第１巻線と前記容量要素との直列回路に流す電流を入切するスイッチング回路と、
    　前記トランスの第２巻線に誘起された電力を整流して出力する整流回路と、
    　前記容量要素に並列に接続されたスイッチと、
    　前記トランスの前記第１巻線と前記容量要素との直列回路に電流を流す期間および前記スイッチのオンオフを制御する制御部とを備え、
    　前記制御部は、前記スイッチをオフにし、前記整流回路の入力側の回路として、前記スイッチング回路の動作周波数に基づいて入力電圧と出力電圧との関係を変化させる第１の変換回路を構成する一方、前記スイッチをオンにし、前記整流回路の入力側の前記回路として、前記スイッチング回路から前記トランスの前記第１巻線への通電期間に基づいて入力電圧と出力電圧との関係を変化させる第２の変換回路を構成し、前記スイッチング回路の動作として、前記動作周波数を制御して前記第１の変換回路における前記関係を調節する第１の動作と、前記通電期間を制御して前記第２の変換回路における前記関係を調節する第２の動作とを選択する
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作から前記第２の変換回路の前記第２の動作に移行させる際に、前記スイッチをオンにするタイミングを、前記スイッチング回路から前記トランスの前記第１巻線と前記容量要素との前記直列回路に流す電流のゼロクロス点に同期させる
    　ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記容量要素に並列接続される第２のスイッチおよび抵抗の直列回路をさらに備え、
    　前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作から前記第２の変換回路の前記第２の動作に移行させる際に、前記第２のスイッチをオンにした後、前記スイッチをオンにする
    　ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とを切り替える際に、前記スイッチング回路の動作を、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とは異なる動作とする移行期間を設ける
    　ことを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、
    　前記第１の変換回路の前記第１の動作における前記スイッチング回路の前記動作周波数を前記第１の変換回路における前記関係に対応付けて記憶し、かつ、前記第２の変換回路の前記第２の動作における前記トランスの前記第１巻線への前記スイッチング回路からの前記通電期間を前記第２の変換回路における前記関係に対応付けて記憶しており、
    　前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とを切り替える際に、切替後の入力電圧と出力電圧との関係を、切替前の入力電圧と出力電圧との関係と一致させるように、記憶している前記動作周波数および前記通電期間に応じて前記スイッチング回路を制御する
    　ことを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、
    　前記第１の変換回路の前記第１の動作における変換効率を前記第１の変換回路における前記関係に対応付けて記憶し、かつ、前記第２の変換回路の前記第２の動作における変換効率を前記第２の変換回路における前記関係に対応付けて記憶しており、
    　前記第１の変換回路における前記関係と前記第２の変換回路における前記関係とが共通する範囲であって、前記第１の変換回路の前記第１の動作と前記第２の変換回路の前記第２の動作とのいずれもが動作可能であるときに、前記第１の動作および前記第２の動作のうち、記憶している前記変換効率が高いほうの動作を選択する
    　ことを特徴とする請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用のインダクタをさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個のインダクタと、
    　前記複数個のインダクタのうちの少なくとも１個を短絡する短絡スイッチとをさらに備える
    　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記容量要素は、前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用の複数個のキャパシタを備え、
    　前記スイッチは、前記複数個のキャパシタのうちの少なくとも１個を短絡する
    　ことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記容量要素は、前記トランスの前記第１巻線と前記スイッチング回路との間に接続される共振用のキャパシタを備え、
    　前記スイッチは、前記キャパシタを短絡する
    　ことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記第１の変換回路における前記関係および前記第２の変換回路における前記関係は、いずれも、前記入力電圧と前記出力電圧との電圧比であることを特徴とする請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記第１の変換回路は、前記容量要素および前記トランスを用いて構成した共振回路を用いて前記スイッチング回路の前記動作周波数を調節することにより前記第１の変換回路における前記関係を変化させる共振型変換回路であり、
    　前記第２の変換回路は、前記スイッチング回路のスイッチング素子をオンにする位相を変化させて前記スイッチング回路から前記トランスの前記第１巻線への前記通電期間を調節することにより前記第２の変換回路における前記関係を変化させるフェーズシフト型変換回路である
    　ことを特徴とする請求項１～１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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