JP7012239B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP7012239B2
JP7012239B2 JP2020516249A JP2020516249A JP7012239B2 JP 7012239 B2 JP7012239 B2 JP 7012239B2 JP 2020516249 A JP2020516249 A JP 2020516249A JP 2020516249 A JP2020516249 A JP 2020516249A JP 7012239 B2 JP7012239 B2 JP 7012239B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuits
switch
power conversion
leg
transformer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2020516249A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2019208318A1 (ja
Inventor
元彦 藤村
温 山本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Publication of JPWO2019208318A1 publication Critical patent/JPWO2019208318A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP7012239B2 publication Critical patent/JP7012239B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3382—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement in a push-pull circuit arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H02M7/4818—Resonant converters with means for adaptation of resonance frequency, e.g. by modification of capacitance or inductance of resonance circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H02M3/015—Resonant DC/DC converters with means for adaptation of resonance frequency, e.g. by modification of capacitance or inductance of resonance circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

本開示は、所定電圧の入力電力を所定電圧の出力電力に変換する電力変換装置に関する。
所定電圧の入力電力を所定電圧の出力電力に変換する電力変換装置の効率を向上するために、複数のスイッチ素子と、変圧器と、変圧器の一次側に設けられたインダクタ及びキャパシタとを備えるＬＬＣ共振型の電力変換装置が提案されている。変圧器の一次巻線、インダクタ、及びキャパシタは、共振回路（ＬＬＣ共振回路）を構成する。
例えば、特許文献１は、ＬＬＣ共振型の電力変換装置を開示している。
特開２０１７－１４７８９２号公報
電力変換装置は、多様な出力電圧の発生を求められることがある。ＬＬＣ共振型の電力変換装置では、スイッチ素子のスイッチング周波数を変化させることにより出力電圧を変化させることができる。概して、スイッチング周波数を低下させると出力電圧は増大し、スイッチング周波数を増大させると出力電圧は低下する。
広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生するためには、広い周波数範囲にわたるスイッチング周波数で各スイッチ素子を動作させる必要がある。スイッチング周波数を低下させると変圧器のコアの鉄損が増大し、スイッチング周波数を増大させると変圧器の巻線の銅損が増大する。変圧器の鉄損及び銅損を緩和するためには、変圧器のサイズを増大させる必要がある。また、スイッチング周波数を増大させると各スイッチ素子の損失も増大する。従来技術によれば、ＬＬＣ共振型の電力変換装置を、効率を低下させることなく、広い周波数範囲にわたるスイッチング周波数で動作させること、すなわち、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することは困難である。
本開示の目的は、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる電力変換装置を提供することにある。
本開示の一態様に係る電力変換装置は、
第１及び第２の入力端子と、
前記第１及び第２の入力端子の間で互いに直列接続された２つのスイッチ回路をそれぞれ含む複数のレッグ回路と、
第１及び第２の端子を有する一次巻線と、二次巻線とを含む変圧器と、
少なくとも１つのキャパシタとを備える電力変換装置であって、
前記少なくとも１つのキャパシタは、前記変圧器の一次巻線の第１又は第２の端子と、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも１つのレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードとの間に接続され、
前記変圧器の一次巻線の第１の端子は、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの第１の回路部分を介して、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続される。
本開示の一態様に係る電力変換装置は、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
第１の実施形態に係る電力変換装置２の構成を示すブロック図である。 図１の電力変換装置２の基本的な動作を説明するための波形図である。 図１のキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 図１のキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 図１のコントローラ１５によるＬＬＣ共振回路及びスイッチング周波数ｆｓの決定を説明するためのグラフである。 図１のコントローラ１５によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。 図１のコントローラ１５によって実行される電力変換処理の変形例を示すフローチャートである。 図１のキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態から、図１のキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態への遷移を説明するためのタイミングチャートである。 図８の遷移期間を拡大したタイミングチャートである。 図１のキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態から、図１のキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態への遷移の変形例を説明するためのタイミングチャートである。 図１０の遷移期間を拡大したタイミングチャートである。 図１のキャパシタＣ１，Ｃ２の両方を含むＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。 第１の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置２Ａの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置２Ｂの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第３の変形例に係る電力変換装置２Ｃの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第４の変形例に係る電力変換装置２Ｄの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第５の変形例に係る電力変換装置２Ｅの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第６の変形例に係る電力変換装置２Ｆの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第７の変形例に係る電力変換装置２Ｇの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態の第８の変形例に係る電力変換装置２Ｈの構成を示すブロック図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置２Ｉの構成を示すブロック図である。 第２の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置２Ｊの構成を示すブロック図である。 第２の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置２Ｋの構成を示すブロック図である。 第３の実施形態に係る電力変換装置２Ｌの構成を示すブロック図である。 第３の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置２Ｍの構成を示すブロック図である。 第３の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置２Ｎの構成を示すブロック図である。 第４の実施形態に係る電力変換装置２Ｏの構成を示すブロック図である。 代替のスイッチ回路ＳＷ１Ａの構成を示す回路図である。 代替のスイッチ回路ＳＷ１Ｂの構成を示す回路図である。 代替のスイッチ回路ＳＷ１Ｃの構成を示す回路図である。 代替のスイッチ回路ＳＷ１Ｄの構成を示す回路図である。
以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
実施形態１．
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置２の構成を示すブロック図である。電力変換装置２は、直流の電源装置１及び直流の負荷装置３に接続される。電力変換装置２は、電源装置１から供給された所定電圧の入力電力を所定電圧の出力電力に変換し、出力電力を負荷装置３に供給する。
電力変換装置２は、入力端子Ｐ１，Ｐ２、スイッチ回路群１１、キャパシタＣ１，Ｃ２、インダクタＬ１、変圧器Ｔ１、ダイオードブリッジ１２、キャパシタＣ１０、出力端子Ｐ３，Ｐ４、電圧検出器１３、電流検出器１４、及びコントローラ１５を備える。
入力端子Ｐ１，Ｐ２は、電源装置１に接続される。
本開示では、入力端子Ｐ１を「第１の入力端子」ともいい、入力端子Ｐ２を「第２の入力端子」ともいう。
スイッチ回路群１１は、入力端子Ｐ１，Ｐ２の間で互いに直列接続された２つのスイッチ回路をそれぞれ含む複数のレッグ回路を含む。図１の例では、スイッチ回路群１１は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を含むレッグ回路と、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を含むレッグ回路と、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６を含むレッグ回路とを含む。
スイッチ回路ＳＷ１は、２つのスイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂを備える。スイッチ素子Ｓ１ａは、オンしたときに第１の方向（図１の下向きの方向）にのみ電流を流れさせ、オフしたときに電流を阻止する。スイッチ素子Ｓ１ｂは、オンしたときに第１の方向とは逆の第２の方向（図１の上向きの方向）にのみ電流を流れさせ、オフしたときに電流を阻止する。これにより、スイッチ回路ＳＷ１は、第１の方向に電流が流れる状態と、第２の方向に電流が流れる状態と、第１及び第２の方向のいずれにも電流が流れない状態とを選択的に切り換える。スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂは、例えば、逆バイアス電圧に対して十分な耐圧を有する逆阻止型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。
他のスイッチ回路ＳＷ２～ＳＷ６は、スイッチ素子Ｓ２ａ～Ｓ６ｂを含み、スイッチ回路ＳＷ１と同様に構成される。
スイッチ回路ＳＷ１～ＳＷ６はフルブリッジ回路を構成する。
変圧器Ｔ１は、端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂを有する一次巻線と、端子Ｔ１ｃ，Ｔ１ｄを有する二次巻線とを備える。
本開示では、端子Ｔ１ａを変圧器Ｔ１の一次巻線の「第１の端子」ともいい、端子Ｔ１ｂを変圧器Ｔ１の一次巻線の「第２の端子」ともいう。
変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、キャパシタＣ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、キャパシタＣ１の容量とは異なる容量を有するキャパシタＣ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、インダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。
本開示では、同じ端子Ｔ１ａに接続された少なくとも２つのレッグ回路（スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を含むレッグ回路及びスイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を含むレッグ回路）を「第１のレッグ回路」ともいう。また、本開示では、端子Ｔ１ａと、各第１のレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードＮ１，Ｎ２との間にそれぞれ接続され、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの回路部分（図１の例ではキャパシタＣ１，Ｃ２）を「第１の回路部分」ともいう。また、本開示では、他の端子Ｔ１ｂに接続された他のレッグ回路（スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６を含むレッグ回路）を「第２のレッグ回路」ともいう。
ダイオードブリッジ１２は、変圧器Ｔ１の二次巻線と出力端子Ｐ３，Ｐ４との間に接続される。ダイオードブリッジ１２は、ダイオードＤ１～Ｄ４を備える。ダイオードブリッジ１２は、変圧器Ｔ１の二次巻線に生じた電流を整流する。
キャパシタＣ１０は、ダイオードブリッジ１２によって整流された電流を平滑化する。
出力端子Ｐ３，Ｐ４は、負荷装置３に接続される。
本開示では、出力端子Ｐ３を「第１の出力端子」ともいい、出力端子Ｐ４を「第２の出力端子」ともいう。
電圧検出器１３は、電力変換装置２から負荷装置３に出力される出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、検出した出力電圧Ｖｏｕｔをコントローラ１５に通知する。電流検出器１４は、電力変換装置２から負荷装置３に出力される出力電流Ｉｏｕｔを検出し、検出した出力電流Ｉｏｕｔをコントローラ１５に通知する。
コントローラ１５は、負荷装置３から、負荷装置３に出力すべき目標電圧Ｖｒｅｑの大きさを示す要求信号を受信する。コントローラ１５は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、各スイッチ素子Ｓ１ａ～Ｓ６ｂのゲート端子に印加される制御信号を発生し、各スイッチ回路ＳＷ１～ＳＷ６を制御する。コントローラ１５は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を含むレッグ回路及びスイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を含むレッグ回路のうち、一方のレッグ回路における２つのスイッチ回路を所定のスイッチング周波数ｆｓで動作させ、他方のレッグ回路における２つのスイッチ回路を非動作状態にする。ここで、あるスイッチ回路を「動作」させる（又は「動作状態」にする）とは、２つのスイッチ素子のオン及びオフをスイッチング周波数ｆｓで周期的に繰り返すことを意味する。一方、スイッチ回路を「非動作状態」にするとは、スイッチング周波数ｆｓの各周期にわたって、２つのスイッチ素子をオフに維持することを意味する。
図２は、図１の電力変換装置２の基本的な動作を説明するための波形図である。図２は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５，ＳＷ６を所定のスイッチング周波数ｆｓで動作させ、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を非動作状態にする場合を示す。図２の１段目から４段目は、スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ２ａ，Ｓ５ａ，Ｓ６ａのゲート端子に印加される制御信号を示す。図２の５段目は、スイッチ回路ＳＷ５の両端に印加される電圧Ｖｃｅ（コレクタ・エミッタ電圧）を示す。図２の６段目は、スイッチ回路ＳＷ５に流れる電流Ｉｃ（コレクタ電流）を示す。
図２に示す期間の全体において、スイッチ素子Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂ，Ｓ５ｂ，Ｓ６ｂはオンされている。
図２の時刻ｔ１～ｔ２の時間期間において、スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ１ａ→Ｃ１→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ６ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。
図２の時刻ｔ２においてスイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ２ｂ→Ｃ１→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ５ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ５に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ３においてスイッチ素子Ｓ２ａ，Ｓ５ａがオンされる。これにより、スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ５はゼロ電圧スイッチングで動作する。
図２の時刻ｔ３～ｔ４の時間期間において、スイッチ素子Ｓ２ａ，Ｓ５ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ５ａ→Ｌ１→Ｔ１→Ｃ１→Ｓ２ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。
図２の時刻ｔ４においてスイッチ素子Ｓ２ａ，Ｓ５ａがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ６ｂ→Ｌ１→Ｔ１→Ｃ１→Ｓ１ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ６に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ５においてスイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオンされる。これにより、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ６はゼロ電圧スイッチングで動作する。
スイッチ回路ＳＷ３～ＳＷ６を所定のスイッチング周波数ｆｓで動作させ、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を非動作状態にする場合もまた、実質的に、電力変換装置２は図２の場合と同様に動作する。
電力変換装置２は、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａ又はＴ１ｂと、少なくとも１つのレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードＮ１，Ｎ２との間に接続された少なくとも１つのキャパシタＣ１，Ｃ２及び少なくとも１つのインダクタＬ１を備える。これにより、変圧器Ｔ１の一次巻線、インダクタＬ１、及びキャパシタＣ１は、ＬＬＣ共振回路を構成する。また、変圧器Ｔ１の一次巻線、インダクタＬ１、及びキャパシタＣ２は、もう１つのＬＬＣ共振回路を構成する。
ここで、従来技術に係るＬＬＣ共振型の電力変換装置の動作について説明する。
従来技術に係る例示的な電力変換装置として、変圧器と、変圧器の一次側に設けられた
４つのスイッチ素子、インダクタ、及びキャパシタと、変圧器の二次側に設けられたダイオードブリッジ及びキャパシタとを備える回路を想定する。４つのスイッチ素子はブリッジ接続される。インダクタ及び一次側のキャパシタは、いずれかのレッグ回路における２つのスイッチ素子の間のノードと、変圧器の一次巻線との間に接続される。
この電力変換装置について、以下のパラメータを導入する。
ｆｓ：各スイッチ素子のスイッチング周波数
Ｌ１：インダクタのインダクタンス
Ｎｐ：変圧器の１次巻線の巻数
Ｎｓ：変圧器の２次巻線の巻数
Ａｅ：変圧器の実効断面積
Ｌｐ：変圧器の一次巻線のインダクタンス
Ｖｆ：ダイオードブリッジの各ダイオードの順方向電圧
Ｖｏ：電力変換装置の出力電圧
このとき、変圧器の磁束密度の最大変化量ΔＢは、次式で表される。
Figure 0007012239000001
ここで、ｎ＝Ｎｐ／Ｎｓである。また、Ｍｖは、結合度の逆数に相当し、次式で表される。
Figure 0007012239000002
変圧器の鉄損Ｐｃｖは、以下のスタインメッツの式により近似的に算出される。
Figure 0007012239000003
ここで、Ｃｍ、ｘ、及びｙは、変圧器のコアの種類に依存する係数である。ｌｅは実効磁路長を示す。
数１～数３によれば、前述したように、スイッチング周波数ｆｓを低下させるほど、変圧器のコアの鉄損が増大することがわかる。
また、前述したように、スイッチング周波数を増大させるほど、変圧器の巻線の銅損が増大し、さらに、各スイッチ素子の損失も増大する。
以下、第１の実施形態に係る電力変換装置２により、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することについて説明する。
図３は、図１のキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。この場合、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５，ＳＷ６が所定のスイッチング周波数ｆｓで動作され、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４が非動作状態にされる。これにより、変圧器Ｔ１の一次巻線、インダクタＬ１、及びキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路が構成される。
電力変換装置２は、入力端子Ｐ１からオンされたスイッチ回路と変圧器Ｔ１の一次巻線とを介して入力端子Ｐ２に至る経路に含まれる容量及びインダクタンスに応じて異なり、かつ、負荷装置３のインピーダンス又は抵抗に応じて異なる、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比、すなわち利得を有する。
電力変換装置２の利得Ｋは、例えば、次式のように定式化される。
Figure 0007012239000004
ここで、以下のパラメータを用いる。
Ｑ：キャパシタＣ１及びインダクタＬ１に係るＱ値
ｍ：インダクタＬ１のインダクタンスに対する一次側の合計のインダクタンスの比
ｆ：正規化されたスイッチング周波数
Ｑ値は、次式で与えられる。
Figure 0007012239000005
Figure 0007012239000006
ここで、Ｒｏは負荷装置３のインピーダンス又は抵抗を示し、Ｒａｃは反射された負荷抵抗を示す。
インダクタンスの比ｍは、ｍ＝（Ｌ１＋Ｌｐ）／Ｌ１によって得られる。
正規化されたスイッチング周波数ｆは、次式のキャパシタＣ１及びインダクタＬ１に係る共振周波数ｆｒを用いて、ｆ＝ｆｓ／ｆｒにより得られる。
Figure 0007012239000007
利得Ｋは、等価的に、変圧器Ｔ１の一次側のＬＬＣ共振回路への交流の入力電圧に対する、変圧器Ｔ１の二次側における交流の出力電圧の比を表す。
利得Ｋに対して電力変換装置２の入力電圧Ｖｉｎを乗算することにより、図３の出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。
数４によれば、電力変換装置２は、ＬＬＣ共振回路の容量及びインダクタンスに応じて異なり、負荷装置３のインピーダンス又は抵抗に応じて異なり、かつ、ｆｓスイッチング周波数に応じて異なる出力電圧Ｖｏｕｔを発生することがわかる。
負荷装置３のインピーダンス又は抵抗は、電圧検出器１３及び電流検出器１４によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいて、出力電流Ｉｏｕｔに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔとして得られる。負荷装置３のインピーダンス又は抵抗は、出力電力Ｐｏｕｔに基づいて、Ｖｏｕｔ２／Ｐｏｕｔとして得られてもよい。
図３では、以下の値を設定した。
Ｖｉｎ＝４００Ｖ
Ｌｐ＝３８μＨ
Ｌ１＝６μＨ
Ｃ１＝８０ｎＦ
Ｎｐ：Ｎｓ＝１５：７
また、図３では、負荷装置３のインピーダンスＺ１～Ｚ７を以下のように設定した。なお、このとき、電力変換装置２が一定の出力電力Ｐｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ×Ｉｏｕｔ＝７０４０Ｗを発生するという条件下で、電圧検出器１３及び電流検出器１４によって以下の出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが検出される。
Ｚ１＝ ５．７Ω（Ｖｏｕｔ＝２００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝３５．２Ａ）
Ｚ２＝ ８．９Ω（Ｖｏｕｔ＝２５０Ｖ，Ｉｏｕｔ＝２８．２Ａ）
Ｚ３＝１２．８Ω（Ｖｏｕｔ＝３００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝２３．４Ａ）
Ｚ４＝１７．４Ω（Ｖｏｕｔ＝３５０Ｖ，Ｉｏｕｔ＝２０．１Ａ）
Ｚ５＝２２．７Ω（Ｖｏｕｔ＝４００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝１７．６Ａ）
Ｚ６＝２８．８Ω（Ｖｏｕｔ＝４５０Ｖ，Ｉｏｕｔ＝１５．６Ａ）
Ｚ７＝３５．５Ω（Ｖｏｕｔ＝５００Ｖ，Ｉｏｕｔ＝１４．１Ａ）
図３に示すように、インピーダンスＺ１～Ｚ７に応じて、異なる特性のプロットが得られた。
図４は、図１のキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。この場合、スイッチ回路ＳＷ３～ＳＷ６が所定のスイッチング周波数ｆｓで動作され、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２が非動作状態にされる。これにより、変圧器Ｔ１の一次巻線、インダクタＬ１、及びキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路が構成される。
図４では、以下の値を設定した。
Ｖｉｎ＝４００Ｖ
Ｌｐ＝３８μＨ
Ｌ１＝６μＨ
Ｃ２＝３０ｎＦ
Ｎｐ：Ｎｓ＝１５：７
また、図４でもまた、図３の場合と同じ負荷装置３のインピーダンスＺ１～Ｚ７を設定した。
図３及び図４によれば、電力変換装置２は、ＬＬＣ共振回路の容量Ｃ１，Ｃ２に応じて異なり、負荷装置３のインピーダンスＺ１～Ｚ７に応じて異なり、かつ、スイッチング周波数ｆｓに応じて異なる出力電圧Ｖｏｕｔを発生することがわかる。同じスイッチング周波数ｆｓで動作するとき、概して、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合の出力電圧Ｖｏｕｔは、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合の出力電圧Ｖｏｕｔよりも高くなる。また、同じ出力電圧Ｖｏｕｔで動作するとき、概して、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合のスイッチング周波数ｆｓは、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合のスイッチング周波数ｆｓよりも高くなる。従って、電力変換装置２は、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路及びキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を以下のように選択的に動作させることにより、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
コントローラ１５は、出力電圧Ｖｏｕｔが予め決められた複数の電圧範囲のうちのいずれに含まれるかに基づいて、少なくとも２つの第１のレッグ回路のうち、動作状態のスイッチ回路を含む第１のレッグ回路と、非動作状態のスイッチ回路を含む第１のレッグ回路とを決定する。これにより、コントローラ１５は、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路及びキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を選択的に動作させる。
また、コントローラ１５は、入力端子Ｐ１から、コントローラ１５によってオンされたスイッチ回路と、変圧器Ｔ１の一次巻線とを介して、入力端子Ｐ２に至る経路に含まれる容量及びインダクタンスと、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔと、負荷装置３に出力する目標電圧Ｖｒｅｑとに基づいて、スイッチング周波数ｆｓを決定する。上記の経路により、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路が使用されているのか、それとも、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路が使用されているのかが決まる。また、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔから、前述のように、負荷装置３のインピーダンス又は抵抗がわかる。使用中のＬＬＣ共振回路と、負荷装置３のインピーダンス又は抵抗とに基づいて、現時点での、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性が決まる。このとき、目標電圧Ｖｒｅｑに基づいて、スイッチング周波数ｆｓを増大させるか、それとも減少させるかを決めることができる。
電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性は、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合についても、また、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合についても、電力変換装置２の設計及び製造の時点で既知である。コントローラ１５は、複数のＬＬＣ共振回路の特性を比較し、動作させるＬＬＣ共振回路を決定する。動作させるＬＬＣ共振回路を決定する条件は、スイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性（例えば、カーブの傾き）、電力変換装置２の出力電圧Ｖｏｕｔの範囲、変圧器Ｔ１の特性、などを考慮して決められる。例えば、変圧器Ｔ１の損失のトレードオフを考慮して、出力電圧Ｖｏｕｔの範囲の中間電圧（すなわち、（最大電圧＋最小電圧）÷２）を、動作させるＬＬＣ共振回路を決定するしきい値とする。最小電圧～中間電圧では、より低いスイッチング周波数の範囲において出力電圧が大きく変化するＬＬＣ共振回路を用いる。中間電圧～最大電圧では、より高いスイッチング周波数の範囲において出力電圧が大きく変化するＬＬＣ共振回路を用いる。これにより、変圧器Ｔ１の損失を生じにくくすることができる。動作させるＬＬＣ共振回路の特性に応じて、中間電圧とは異なるしきい値を用いてもよい。
図５は、図１のコントローラ１５によるＬＬＣ共振回路及びスイッチング周波数ｆｓの決定を説明するためのグラフである。図５は、図３及び図４の各プロットのうち、図示の簡単化のため、負荷装置３のインピーダンスＺ１、Ｚ４、及びＺ７を設定した場合のみを示す。図５の例では、Ｖｏｕｔ＝３５０Ｖをしきい値として、出力電圧Ｖｏｕｔが３５０Ｖ以上の電圧範囲と３５０Ｖ未満の電圧範囲とのいずれに含まれるかに基づいて、２つの第１のレッグ回路のうち、動作状態のスイッチ回路を含む第１のレッグ回路と、非動作状態のスイッチ回路を含む第１のレッグ回路とを決定する。
電力変換装置２は、例えば、初期状態の出力電圧Ｖｏｕｔ＝２００がしきい値の電圧３５０Ｖよりも低く、目標電圧Ｖｒｅｑ＝５００がしきい値の電圧３５０Ｖよりも高いとき、以下のように動作する。まず、出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値の電圧３５０Ｖ未満であるとき（点Ａ１～Ａ２）、コントローラ１５は、スイッチ回路ＳＷ３～ＳＷ６を動作させ、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を非動作状態にし、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる。これにより、電力変換装置２は、比較的に低いスイッチング周波数ｆｓで動作しながら、低い出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。コントローラ１５は、スイッチング周波数ｆｓを次第に低下させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを次第に増大させる。出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値の電圧３５０Ｖに達したとき（点Ａ２）、コントローラ１５は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５，ＳＷ６を動作させ、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を非動作状態にし、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる。それと同時に、コントローラ１５は、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路の特性に応じて、スイッチング周波数ｆｓを変化させる（点Ａ２→点Ａ３）。これにより、電力変換装置２は、比較的に高いスイッチング周波数ｆｓで動作しながら、高い出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。コントローラ１５は、スイッチング周波数ｆｓを次第に低下させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｑまで次第に増大させる（点Ａ３～Ａ４）。
電力変換装置２は、例えば、初期状態の出力電圧Ｖｏｕｔ＝５００がしきい値の電圧３５０Ｖよりも高く、目標電圧Ｖｒｅｑ＝２００がしきい値の電圧３５０Ｖよりも低いとき、以下のように動作する。まず、出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値の電圧３５０Ｖ以上であるとき（点Ａ３～Ａ４）、コントローラ１５は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ５，ＳＷ６を動作させ、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を非動作状態にし、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる。これにより、電力変換装置２は、比較的に高いスイッチング周波数ｆｓで動作しながら、高い出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。コントローラ１５は、スイッチング周波数ｆｓを次第に増大させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを次第に低下させる。出力電圧Ｖｏｕｔがしきい値の電圧３５０Ｖに達したとき（点Ａ３）、コントローラ１５は、スイッチ回路ＳＷ３～ＳＷ６を動作させ、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を非動作状態にし、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる。それと同時に、コントローラ１５は、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路の特性に応じて、スイッチング周波数ｆｓを変化させる（点Ａ３→点Ａ２）。これにより、電力変換装置２は、比較的に低いスイッチング周波数ｆｓで動作しながら、低い出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。コントローラ１５は、スイッチング周波数ｆｓを次第に増大させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧Ｖｒｅｑまで次第に低下させる（点Ａ２～Ａ１）。
キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路のみを動作させる場合、例えば２００Ｖ～５００Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏｕｔを発生するためには、スイッチング周波数ｆｓを約１６０～３３０ｋＨｚの範囲にわたって変化させなければならない。また、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路のみを動作させる場合、例えば２００Ｖ～５００Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏｕｔを発生するためには、スイッチング周波数ｆｓを約１００～２００ｋＨｚの範囲にわたって変化させなければならない。一方、電力変換装置２によれば、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路及びキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を選択的に動作させることにより、スイッチング周波数ｆｓを約１２０～２００ｋＨｚの範囲にわたって変化させることで、２００Ｖ～５００Ｖの範囲で出力電圧Ｖｏｕｔを発生することができる。このように、電力変換装置２によれば、スイッチング周波数ｆｓを変化させる範囲を縮小することにより、低いスイッチング周波数ｆｓ及び高いスイッチング周波数ｆｓに関連付けられた損失を生じにくくすることができる。
図６は、図１のコントローラ１５によって実行される電力変換処理を示すフローチャートである。
図６の電力変換処理の初期状態では、コントローラ１５のみが動作し、各スイッチ回路ＳＷ１～ＳＷ６は動作せず、出力電圧Ｖｏｕｔはゼロである。
ステップＳ１において、コントローラ１５は、負荷装置３から目標電圧Ｖｒｅｑの要求信号を受信する。ステップＳ２において、コントローラ１５は、目標電圧Ｖｒｅｑが予め決められた複数の電圧範囲のうちのいずれに含まれるか（例えば、しきい値の電圧３５０Ｖ以上であるか否か）に基づいて、ＬＬＣ共振回路を決定する。ステップＳ３において、コントローラ１５は、目標電圧Ｖｒｅｑに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。このとき、負荷装置３のインピーダンス又は抵抗は未知であるが、コントローラ１５は、負荷装置３のインピーダンスＺの何らかの初期値に基づいて決められた、スイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を用いて、スイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ４において、コントローラ１５は、スイッチ回路のスイッチング動作を開始する。
ステップＳ５において、コントローラ１５は、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔを検出する。ステップＳ６において、コントローラ１５は、出力電圧Ｖｏｕｔが使用中のＬＬＣ共振回路の動作範囲内にあるか否か（例えば、しきい値の電圧３５０Ｖ以上であるか否か）を判断し、ＹＥＳのときはステップＳ７に進み、ＮＯのときはステップＳ９に進む。
ステップＳ７において、コントローラ１５は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ８において、コントローラ１５は、スイッチング周波数ｆｓを変更する。
ステップＳ９において、コントローラ１５は、スイッチ回路のスイッチング動作を停止する。ステップＳ１０において、コントローラ１５は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてＬＬＣ共振回路を決定する。ステップＳ１１において、コントローラ１５は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ１２において、コントローラ１５は、スイッチ回路のスイッチング動作を開始する。
ステップＳ１３において、コントローラ１５は、スイッチング動作の停止条件を満たすか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ１４に進み、ＮＯのときはステップＳ５に戻る。停止条件は、例えば負荷装置３が充電装置である場合、コントローラ１５が負荷装置３から満充電を示す通知信号を受信すること、などを含む。また、停止条件は、何らかの異常を検出すること（保護回路の動作）、外部からの停止信号を受信すること、などを含んでもよい。ステップＳ１４において、コントローラ１５は、スイッチ回路のスイッチング動作を停止する。
図６は、負荷装置３への電力供給を一時的に停止してもよい場合の動作を示す。一方、負荷装置３への電力供給を停止できない場合、電力変換装置２は例えば以下のように動作する。
図７は、図１のコントローラ１５によって実行される電力変換処理の変形例を示すフローチャートである。
図７のステップＳ１～Ｓ８、Ｓ１３、及びＳ１４は、図６の対応するステップと同様である。ただし、図７のステップＳ６において、コントローラ１５は、出力電圧Ｖｏｕｔが使用中のＬＬＣ共振回路の動作範囲内にあるか否かを判断し、ＹＥＳのときはステップＳ７に進み、ＮＯのときはＳ９に代えてステップＳ１０に進む。
ステップＳ１０において、コントローラ１５は、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてＬＬＣ共振回路を決定する。ステップＳ１１において、コントローラ１５は、目標電圧Ｖｒｅｑ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び出力電流Ｉｏｕｔに基づいてスイッチング周波数ｆｓを決定する。ステップＳ２１において、コントローラ１５は、スイッチング動作を継続しながら、ＬＬＣ共振回路及びスイッチング周波数ｆｓの遷移動作を実行する。
次に、図８～図１１を参照して、図７のステップＳ２１の詳細な動作について説明する。
図８は、図１のキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態から、図１のキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態への遷移を説明するためのタイミングチャートである。
図９は、図８の遷移期間を拡大したタイミングチャートである。
図９の時刻ｔ１１～ｔ１２の時間期間において、スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ１ａ→Ｃ１→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ６ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。
図９の時刻ｔ１２においてスイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ２ｂ→Ｃ１→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ５ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ５に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ１３においてスイッチ素子Ｓ４ｂがオンされ、その後、「Ｐ２→｛Ｓ２ｂ→Ｃ１；Ｓ４ｂ→Ｃ２｝→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ５ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。ここで、「｛Ａ→Ｂ；Ｃ→Ｄ｝」は、電流が経路「Ａ→Ｂ」と経路「Ｃ→Ｄ」とにいったん分岐し、その後、合流することを示す。スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ５に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ１４において、スイッチ素子Ｓ２ｂがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ４ｂ→Ｃ２→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ５ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ４，ＳＷ５に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ１５においてスイッチ素子Ｓ４ａ，Ｓ５ａがオンされる。これにより、スイッチ回路ＳＷ４，ＳＷ５はゼロ電圧スイッチングで動作する。
図９の時刻ｔ１５～ｔ１７の時間期間において、スイッチ素子Ｓ４ａ，Ｓ５ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ５ａ→Ｌ１→Ｔ１→Ｃ２→Ｓ４ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ４，ＳＷ５に正の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ１６において、スイッチ素子Ｓ１ｂがオフされ、スイッチ素子Ｓ３ｂがオンされる。
時刻ｔ１７においてスイッチ素子Ｓ４ａ，Ｓ５ａがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ６ｂ→Ｌ１→Ｔ１→Ｃ２→Ｓ３ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ６に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ１８においてスイッチ素子Ｓ３ａ，Ｓ６ａをオンする。これにより、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ６はゼロ電圧スイッチングで動作する。
図９の時刻ｔ１８～ｔ１９の時間期間において、スイッチ素子Ｓ３ａ，Ｓ６ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ３ａ→Ｃ２→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ６ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。これにより、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態から、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態への遷移が完了する。
図８に示すように、遷移期間の前後では、スイッチング周波数ｆｓが変化してもよい。
コントローラ１５は、少なくとも２つの第１のレッグ回路における各スイッチ回路を動作状態及び非動作状態の間で切り換えるとき、ゼロ電圧スイッチングを行うように、各スイッチ回路ＳＷ１～ＳＷ６を制御する。これにより、負荷装置３への電力供給を停止できない場合であっても、スイッチング動作を継続しながら、ＬＬＣ共振回路及びスイッチング周波数ｆｓの遷移動作を実行することができる。
図１０は、図１のキャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態から、図１のキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態への遷移の変形例を説明するためのタイミングチャートである。
図１１は、図１０の遷移期間を拡大したタイミングチャートである。
図１１の時刻ｔ２１～ｔ２２の時間期間において、スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ１ａ→Ｃ１→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ６ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。
図１１の時刻ｔ２２においてスイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ６ａがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ２ｂ→Ｃ１→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ５ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ５に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ２３においてスイッチ素子Ｓ４ｂがオンされ、その後、「Ｐ２→｛Ｓ２ｂ→Ｃ１；Ｓ４ｂ→Ｃ２｝→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ５ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ５に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ２４において、スイッチ素子Ｓ２ａ，Ｓ４ａ，Ｓ５ａがオンされる。これにより、スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ５はゼロ電圧スイッチングで動作する。
図１１の時刻ｔ２４～ｔ２５の時間期間において、スイッチ素子Ｓ２ａ，Ｓ４ａ，Ｓ５ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ５ａ→Ｌ１→Ｔ１→｛Ｃ１→Ｓ２ａ；Ｃ２→Ｓ４ａ｝→Ｐ２」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ５に正の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ２５においてスイッチ素子Ｓ２ａ，Ｓ２ｂがオフされ、その後、「Ｐ１→Ｓ５ａ→Ｌ１→Ｔ１→Ｃ２→Ｓ４ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ４，ＳＷ５に正の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ２６において、スイッチ素子Ｓ１ｂがオフされ、スイッチ素子Ｓ３ｂがオンされる。
時刻ｔ２７においてスイッチ素子Ｓ４ａ，Ｓ５ａがオフされ、その後、「Ｐ２→Ｓ６ｂ→Ｌ１→Ｔ１→Ｃ２→Ｓ３ｂ→Ｐ１」の経路で電流が流れる。スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ６に負の電流が流れている時間期間のうち、時刻ｔ２８においてスイッチ素子Ｓ３ａ，Ｓ６ａをオンする。これにより、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ６はゼロ電圧スイッチングで動作する。
図１１の時刻ｔ２８～ｔ２９の時間期間において、スイッチ素子Ｓ３ａ，Ｓ６ａがオンされている。このとき、「Ｐ１→Ｓ３ａ→Ｃ２→Ｔ１→Ｌ１→Ｓ６ａ→Ｐ２」の経路で電流が流れる。これにより、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態から、キャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる状態への遷移が完了する。
以上の説明では、コントローラ１５は、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路及びキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路の一方のみを選択的に動作させている。しかしながら、コントローラ１５は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ３を同期してオン・オフし、スイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ４を同期してオン・オフすることにより、キャパシタＣ１，Ｃ２の両方を含むＬＬＣ共振回路を動作させてもよい。キャパシタＣ１，Ｃ２の両方を用いることにより、合成容量Ｃ１＋Ｃ２を有するＬＬＣ共振回路が構成される。
図１２は、図１のキャパシタＣ１，Ｃ２の両方を含むＬＬＣ共振回路を動作させるときの、電力変換装置２のスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を示すグラフである。
図１２では、以下の値を設定した。
Ｖｉｎ＝４００Ｖ
Ｌｐ＝３８μＨ
Ｌ１＝６μＨ
Ｃ１＋Ｃ２＝１１０ｎＦ
Ｎｐ：Ｎｓ＝１５：７
また、図１２でもまた、図３の場合と同じ負荷装置３のインピーダンスＺ２～Ｚ６を設定した。
図３、図４、及び図１２によれば、同じスイッチング周波数ｆｓで動作するとき、概して、キャパシタＣ１＋Ｃ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合の出力電圧Ｖｏｕｔは、キャパシタＣ２のみを含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合の出力電圧Ｖｏｕｔよりも低くなる。また、同じ出力電圧Ｖｏｕｔで動作するとき、概して、キャパシタＣ１＋Ｃ２を含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合のスイッチング周波数ｆｓは、キャパシタＣ２のみを含むＬＬＣ共振回路を動作させる場合のスイッチング周波数ｆｓよりも低くなる。従って、電力変換装置２は、キャパシタＣ１，Ｃ２の少なくとも一方を含むＬＬＣ共振回路を動作させることにより、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
以上説明したように、第１の実施形態に係る電力変換装置２によれば、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
第１の実施形態に係る電力変換装置２によれば、過度に低いスイッチング周波数ｆｓで動作することも、過度に高いスイッチング周波数ｆｓで動作することも回避することができる。従って、変圧器Ｔ１のサイズを増大させることなく、コアの鉄損及び巻線の銅損を生じにくくすることができる。また、過度に高いスイッチング周波数ｆｓで動作することを回避できるので、スイッチ素子Ｓ１ａ～Ｓ６ｂの損失も生じにくくすることができる。
ＬＬＣ共振型の電力変換装置では、入力電圧及び出力電圧が数百Ｖである場合、ＬＬＣ共振回路のキャパシタ及び変圧器に数ｋＶ（ピーク間）の電圧が印加されることがある。第１の実施形態に係る電力変換装置２によれば、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２を含むレッグ回路と、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４を含むレッグ回路とを用いて、キャパシタＣ１を含むＬＬＣ共振回路及びキャパシタＣ２を含むＬＬＣ共振回路を選択的に動作させる。これにより、キャパシタＣ１，Ｃ２のためのスイッチに要求される耐圧性を容易に達成することができる。
第１の実施形態に係る電力変換装置２によれば、第１の方向に電流が流れる状態と、第２の方向に電流が流れる状態と、第１及び第２の方向のいずれにも電流が流れない状態とを選択的に切り換えるスイッチ回路ＳＷ１～ＳＷ６を備える。これにより、いずれかのスイッチ回路をオフしているとき、例えば、従来技術のようにスイッチ素子のボディダイオードに流れる電流は発生せず、スイッチング動作の中断を生じにくくすることができる。
例えば負荷装置３が充電装置である場合、充電開始から時間が経過するにつれて負荷装置３の内部電圧が上昇するので、負荷装置３に供給する電圧を増大させる必要がある。第１の実施形態に係る電力変換装置２は、このような負荷装置３の状態の変化に追従して、出力電圧Ｖｏｕｔを変化させることができる。
以下、第１の実施形態の変形例に係る電力変換装置について説明する。
図１３は、第１の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置２Ａの構成を示すブロック図である。電力変換装置２Ａは、図１の直流の負荷装置３に代えて、交流の負荷装置３Ａに出力電力を供給してもよい。図１３の電力変換装置２Ａは、図１の電力変換装置２から、ダイオードブリッジ１２及びキャパシタＣ１０を除去した構成を有する。この場合もまた、図１の電力変換装置２と同様の効果がもたらされる。
図１４は、第１の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置２Ｂの構成を示すブロック図である。図１４の電力変換装置２Ｂは、図１の電力変換装置２から、インダクタＬ１を除去した構成を有する。図１４～図２７では、図示の簡単化のために、図１の電圧検出器１３、電流検出器１４、及びコントローラ１５を省略する。変圧器Ｔ１の一次巻線はインダクタンス（漏れインダクタンス）を有するので、図１のインダクタＬ１を除去しても、図１４の変圧器Ｔ１の一次巻線及びキャパシタＣ１は、実質的に、ＬＬＣ共振回路として動作する。同様に、変圧器Ｔ１の一次巻線及びキャパシタＣ２もまた、実質的に、ＬＬＣ共振回路として動作する。この場合もまた、図１の電力変換装置２と同様の効果がもたらされる。
図１５は、第１の実施形態の第３の変形例に係る電力変換装置２Ｃの構成を示すブロック図である。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、互いに異なるインダクタンスを有する少なくとも２つの第１の回路部分を介して、複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続されてもよい。図１５の電力変換装置２Ｃにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、インダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、インダクタＬ１のインダクタンスとは異なるインダクタンスを有するインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、キャパシタＣ１を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。この場合もまた、図１の電力変換装置２と同様の効果がもたらされる。
図１６は、第１の実施形態の第４の変形例に係る電力変換装置２Ｄの構成を示すブロック図である。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの第１の回路部分を介して、複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続されてもよい。図１６の電力変換装置２Ｄにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、キャパシタＣ１の容量及びインダクタＬ１のインダクタンスのうちの少なくとも一方と異なる容量及びインダクタンスを有するキャパシタＣ２及びインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。この場合もまた、図１の電力変換装置２と同様の効果がもたらされる。
ここで、「互いに異なる容量」は、容量がゼロである場合、すなわち、２つの第１の回路部分のうちの一方のみにキャパシタを有し、他方にキャパシタを含まない場合を含む。同様に、「互いに異なるインダクタンス」は、インダクタンスがゼロの場合、２つの第１の回路部分のうちの一方のみにインダクタを有し、他方にインダクタを含まない場合を含む。
図１７は、第１の実施形態の第５の変形例に係る電力変換装置２Ｅの構成を示すブロック図である。電力変換装置は、４つ以上のレッグ回路を備えてもよい。図１７の電力変換装置２Ｅは、図１の電力変換装置２の構成要素に加えて、スイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８を含むレッグ回路と、キャパシタＣ３とを備える。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、キャパシタＣ３を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、インダクタＬ１を介して、ノードＮ３に代えて、スイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８の間のノードＮ４に接続される。図１７の電力変換装置２Ｅによれば、電力変換装置２Ｅのスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を、図１の場合よりも高精度に変化させることができる。
図１８は、第１の実施形態の第６の変形例に係る電力変換装置２Ｆの構成を示すブロック図である。図１８の電力変換装置２Ｆにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、インダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、インダクタＬ１のインダクタンスとは異なるインダクタンスを有するインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスとは異なるインダクタンスを有するインダクタＬ３を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、キャパシタＣ１を介して、スイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８の間のノードＮ４に接続される。この場合もまた、図１７の電力変換装置２Ｅと同様の効果がもたらされる。
図１９は、第１の実施形態の第７の変形例に係る電力変換装置２Ｇの構成を示すブロック図である。図１９の電力変換装置２Ｇにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、キャパシタＣ１の容量及びインダクタＬ１のインダクタンスのうちの少なくとも一方と異なる容量及びインダクタンスを有するキャパシタＣ２及びインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、キャパシタＣ１，Ｃ２の容量及びインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスのうちの少なくとも一方と異なる容量及びインダクタンスを有するキャパシタＣ３及びインダクタＬ３を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、スイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８の間のノードＮ４に接続される。この場合もまた、図１７の電力変換装置２Ｅと同様の効果がもたらされる。
図２０は、第１の実施形態の第８の変形例に係る電力変換装置２Ｈの構成を示すブロック図である。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂもまた、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの回路部分を介して、複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つのレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続されてもよい。図２０の電力変換装置２Ｈにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａは、キャパシタＣ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａはさらに、キャパシタＣ１の容量とは異なる容量を有するキャパシタＣ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、インダクタＬ３を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂはさらに、インダクタＬ１のインダクタンスとは異なるインダクタンスを有するインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８の間のノードＮ４に接続される。図２０の電力変換装置２Ｈによれば、電力変換装置２Ｈのスイッチング周波数ｆｓに対する出力電圧Ｖｏｕｔの特性を、図１の場合よりも高精度に変化させることができる。
本開示では、同じ端子Ｔ１ｂに接続された少なくとも２つのレッグ回路（スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６を含むレッグ回路及びスイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８を含むレッグ回路）を「第２のレッグ回路」ともいう。また、本開示では、端子Ｔ１ｂと、各第２のレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードＮ３，Ｎ４との間にそれぞれ接続され、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの回路部分（図２０の例ではインダクタＬ１，Ｌ２）を「第２の回路部分」ともいう。
第２の実施形態．
第１の実施形態では、フルブリッジ回路として構成された複数のスイッチ回路を備える電力変換装置について説明した。第２の実施形態では、ハーフブリッジ回路として構成された複数のスイッチ回路を備える電力変換装置について説明する。
図２１は、第２の実施形態に係る電力変換装置２Ｉの構成を示すブロック図である。図２１の電力変換装置２Ｉは、図１の電力変換装置２からスイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６を除去した構成を有する。インダクタＬ１は、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａと、キャパシタＣ１，Ｃ２との間に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、入力端子Ｐ１又はＰ２（図２１の例では、入力端子Ｐ２）に接続される。この場合もまた、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様に、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
図２２は、第２の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置２Ｊの構成を示すブロック図である。図２２の電力変換装置２Ｊは、図１５の電力変換装置２Ｃからスイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６を除去した構成を有する。キャパシタＣ１は、変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ａと、インダクタＬ１，Ｌ２との間に接続される。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、入力端子Ｐ１又はＰ２（図２２の例では、入力端子Ｐ２）に接続される。この場合もまた、図２１の電力変換装置２Ｉと同様の効果がもたらされる。
図２３は、第２の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置２Ｋの構成を示すブロック図である。図２３の電力変換装置２Ｋは、図１６の電力変換装置２Ｄからスイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６を除去した構成を有する。変圧器Ｔ１の一次巻線の端子Ｔ１ｂは、入力端子Ｐ１又はＰ２（図２３の例では、入力端子Ｐ２）に接続される。この場合もまた、図２１の電力変換装置２Ｉと同様の効果がもたらされる。
第３の実施形態．
図２４は、第３の実施形態に係る電力変換装置２Ｌの構成を示すブロック図である。図２４の電力変換装置２Ｌは、図１の電力変換装置２の構成要素に加えて、変圧器Ｔ２を備える。各変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線は互いに異なるインダクタンスを有し、各変圧器Ｔ１，Ｔ２の二次巻線は互いに並列に接続される。各変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線は、複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続される。図２４の例では、変圧器Ｔ１の一次巻線の一端は、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。また、変圧器Ｔ２の一次巻線の一端は、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。また、変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線の他端は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。この場合もまた、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様に、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
図２５は、第３の実施形態の第１の変形例に係る電力変換装置２Ｍの構成を示すブロック図である。図２５の電力変換装置２Ｍにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の一端は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。また、変圧器Ｔ２の一次巻線の一端は、キャパシタＣ１の容量及びインダクタＬ１のインダクタンスのうちの少なくとも一方と異なる容量及びインダクタンスを有するキャパシタＣ２及びインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。また、変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線の他端は、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。この場合もまた、図２４の電力変換装置２Ｌと同様の効果がもたらされる。
図２６は、第３の実施形態の第２の変形例に係る電力変換装置２Ｎの構成を示すブロック図である。図２６の電力変換装置２Ｎにおいて、変圧器Ｔ１の一次巻線の一端は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。また、変圧器Ｔ１の一次巻線の他端は、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。また、変圧器Ｔ２の一次巻線の一端は、キャパシタＣ１の容量及びインダクタＬ１のインダクタンスのうちの少なくとも一方と異なる容量及びインダクタンスを有するキャパシタＣ２及びインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ５，ＳＷ６の間のノードＮ３に接続される。また、変圧器Ｔ２の一次巻線の他端は、スイッチ回路ＳＷ７，ＳＷ８の間のノードＮ４に接続される。この場合もまた、図２４の電力変換装置２Ｌと同様の効果がもたらされる。
第４の実施形態．
図２７は、第４の実施形態に係る電力変換装置２Ｏの構成を示すブロック図である。図２７の電力変換装置２Ｏは、図２１の電力変換装置２Ｌの構成要素に加えて、インダクタＬ２及び変圧器Ｔ２を備える。各変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線は互いに異なるインダクタンスを有し、各変圧器Ｔ１，Ｔ２の二次巻線は互いに並列に接続される。各変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線は、複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続される。図２７の例では、変圧器Ｔ１の一次巻線の一端は、キャパシタＣ１及びインダクタＬ１を介して、スイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ２の間のノードＮ１に接続される。また、変圧器Ｔ２の一次巻線の一端は、キャパシタＣ１の容量及びインダクタＬ１のインダクタンスのうちの少なくとも一方と異なる容量及びインダクタンスを有するキャパシタＣ２及びインダクタＬ２を介して、スイッチ回路ＳＷ３，ＳＷ４の間のノードＮ２に接続される。また、変圧器Ｔ１，Ｔ２の一次巻線の他端は、入力端子Ｐ１又はＰ２（図２７の例では、入力端子Ｐ２）に接続される。この場合もまた、第１の実施形態に係る電力変換装置と同様に、ＬＬＣ共振型の電力変換装置であって、従来技術よりも高い効率で、広い電圧範囲にわたる出力電圧を発生することができる。
第１～第４の実施形態のさらなる変形例として、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する複数の変圧器のいずれか及び複数のキャパシタのいずれかを含む複数のＬＬＣ共振回路を選択的に動作させてもよい。また、互いに異なるインダクタンスを有する複数の変圧器のいずれか及び複数のインダクタのいずれかを含む複数のＬＬＣ共振回路を選択的に動作させてもよい。
複数の変圧器のいずれかを含む複数のＬＬＣ共振回路を選択的に動作させるよりも、複数のインダクタのいずれか又は複数のキャパシタのいずれかを含む複数のＬＬＣ共振回路を選択的に動作させるほうが、電力変換装置のサイズ及びコストを低減することができる。また、複数のインダクタのいずれかを含む複数のＬＬＣ共振回路を選択的に動作させるよりも、複数のキャパシタのいずれかを含む複数のＬＬＣ共振回路を選択的に動作させるほうが、電力変換装置のサイズ及びコストを低減することができる。
他の変形例．
図２８～図３１は、代替のスイッチ回路ＳＷ１Ａ～ＳＷ１Ｄの構成を示す回路図である。図１他の例では、各スイッチ回路が２つのスイッチ素子のみを含む場合について説明した。しかしながら、各スイッチ回路は、第１の方向に電流が流れる状態と、第２の方向に電流が流れる状態と、第１及び第２の方向のいずれにも電流が流れない状態とを選択的に切り換えることができるのであれば、他の任意の構成を有してもよい。図２８のスイッチ回路ＳＷ１Ａ及び図２９のスイッチ回路ＳＷ１Ｂは、２つのスイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ及び２つのダイオードＤａ，Ｄｂをそれぞれ備える。図２８及び図２９の例では、逆流電流を阻止するダイオードＤａ，Ｄｂを備えたことにより、スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂは、逆バイアス電圧に対する高い耐性を持たなくてもよい。従って、この場合、スイッチ素子Ｓ１ａ，Ｓ１ｂは、逆阻止型ではない通常のＩＧＢＴであってもよい。また、図３０のスイッチ回路ＳＷ１Ｃ及び図３１のスイッチ回路ＳＷ１Ｄは、２つのスイッチ素子Ｓａ，Ｓｂ及び２つのダイオードＤａ，Ｄｂをそれぞれ備える。スイッチ素子Ｓａ，Ｓｂは、例えば、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。図３１の例では、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用することにより、外付けのダイオードＤａ，Ｄｂを除去してもよい。図２８～図３１のスイッチ回路ＳＷ１Ａ～ＳＷ１Ｄを備えた電力変換装置もまた、図１他の電力変換装置と同様に動作し、同様の効果がもたらされる。
本開示に係る電力変換装置は、例えば、電気自動車又はハイブリッド自動車のバッテリーに充電するための、車載の電力変換装置に適用可能である。
１…電源装置、
２，２Ａ～２Ｏ…電力変換装置、
３，３Ａ…負荷装置、
１１…スイッチ回路群、
１２…ダイオードブリッジ、
１３…電圧検出器、
１４…電流検出器、
１５…コントローラ、
Ｃ１～Ｃ３，Ｃ１０…キャパシタ、
Ｄ１～Ｄ４，Ｄ１，Ｄｂ…ダイオード、
Ｌ１～Ｌ３…インダクタ、
Ｐ１，Ｐ２…入力端子、
Ｐ３，Ｐ４…出力端子、
ＳＷ１～ＳＷ６，ＳＷ１Ａ～ＳＷ１Ｄ…スイッチ回路、
Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ…スイッチ素子、
Ｔ１，Ｔ２…変圧器。

Claims (7)

  1. 第１及び第２の入力端子と、
    前記第１及び第２の入力端子の間で互いに直列接続された２つのスイッチ回路をそれぞれ含む複数のレッグ回路と、
    第１及び第２の端子を有する一次巻線と、二次巻線とを含む変圧器と、
    少なくとも１つのキャパシタとを備える電力変換装置であって、
    前記少なくとも１つのキャパシタは、前記変圧器の一次巻線の第１又は第２の端子と、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも１つのレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードとの間に接続され、
    前記変圧器の一次巻線の第１の端子は、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの第１の回路部分を介して、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続され、
    前記変圧器の一次巻線の第２の端子は、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも１つの第２のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードに接続され、
    前記変圧器の一次巻線の第２の端子は、互いに異なる容量及び互いに異なるインダクタンスのうちの少なくとも一方を有する少なくとも２つの第２の回路部分を介して、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第２のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続される、
    電力変換装置。
  2. 前記各スイッチ回路は、２つのスイッチ素子を備え、第１の方向に電流が流れる状態と、前記第１の方向とは逆の第２の方向に電流が流れる状態と、前記第１及び第２の方向のいずれにも電流が流れない状態とを選択的に切り換える、
    請求項１記載の電力変換装置。
  3. 第１及び第２の入力端子と、
    前記第１及び第２の入力端子の間で互いに直列接続された２つのスイッチ回路をそれぞれ含む複数のレッグ回路と、
    一次巻線及び二次巻線をそれぞれ備える少なくとも２つの変圧器と、
    少なくとも１つのキャパシタとを備える電力変換装置であって、
    前記少なくとも１つのキャパシタは、前記各変圧器の一次巻線と、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも１つのレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードとの間に接続され、
    前記各変圧器の一次巻線は互いに異なるインダクタンスを有し、前記各変圧器の二次巻線は互いに並列に接続され、
    前記各変圧器の一次巻線は、前記複数のレッグ回路のうちの少なくとも２つの第１のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路の間のノードにそれぞれ接続される、
    電力変換装置。
  4. 前記電力変換装置は、
    負荷装置に接続される出力端子と、
    前記電力変換装置から前記負荷装置に出力される出力電圧を検出する電圧検出器と、
    前記電力変換装置から前記負荷装置に出力される出力電流を検出する電流検出器と、
    前記各レッグ回路の各スイッチ回路を制御するコントローラをさらに備え、
    前記コントローラは、前記出力電圧及び前記出力電流に基づいて、前記少なくとも２つの第１のレッグ回路のうちの少なくとも１つの第１のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路を所定のスイッチング周波数で動作させ、残りの前記第１のレッグ回路における前記２つのスイッチ回路を非動作状態にする、
    請求項１～３のうちの１つに記載の電力変換装置。
  5. 前記コントローラは、前記出力電圧が予め決められた複数の電圧範囲のうちのいずれに含まれるかに基づいて、前記少なくとも２つの第１のレッグ回路のうち、動作状態の前記スイッチ回路を含む第１のレッグ回路と、非動作状態の前記スイッチ回路を含む第１のレッグ回路とを決定する、
    請求項４記載の電力変換装置。
  6. 前記コントローラは、
    前記第１の入力端子から、前記コントローラによってオンされた前記スイッチ回路と、前記変圧器の一次巻線とを介して、前記第２の入力端子に至る経路に含まれる容量及びインダクタンスと、
    前記出力電圧及び前記出力電流と、
    前記負荷装置に出力する目標電圧とに基づいて、前記スイッチング周波数を決定する、
    請求項４又は５記載の電力変換装置。
  7. 前記コントローラは、前記少なくとも２つの第１のレッグ回路における前記各スイッチ回路を動作状態及び非動作状態の間で切り換えるとき、ゼロ電圧スイッチングを行うように前記各スイッチ回路を制御する、
    請求項４～６のうちの１つに記載の電力変換装置。
JP2020516249A 2018-04-26 2019-04-16 電力変換装置 Active JP7012239B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018085661 2018-04-26
JP2018085661 2018-04-26
PCT/JP2019/016257 WO2019208318A1 (ja) 2018-04-26 2019-04-16 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2019208318A1 JPWO2019208318A1 (ja) 2021-01-07
JP7012239B2 true JP7012239B2 (ja) 2022-01-28

Family

ID=68294594

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020516249A Active JP7012239B2 (ja) 2018-04-26 2019-04-16 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11342858B2 (ja)
EP (1) EP3787168A4 (ja)
JP (1) JP7012239B2 (ja)
CN (1) CN112042097A (ja)
WO (1) WO2019208318A1 (ja)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7548013B2 (ja) * 2018-12-21 2024-09-10 ソニーグループ株式会社 電源装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008283819A (ja) 2007-05-11 2008-11-20 Denso Corp 電力変換回路及びその駆動方法並びに駆動装置
WO2013186991A1 (ja) 2012-06-15 2013-12-19 パナソニック株式会社 電力変換装置
JP2017147892A (ja) 2016-02-18 2017-08-24 住友電気工業株式会社 共振コンバータ
US20170244331A1 (en) 2016-02-19 2017-08-24 Hangzhou Zhonhen Electric Co., Ltd. Resonant dc/dc converter

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101471174B (zh) * 2007-12-27 2011-01-26 深圳迈瑞生物医疗电子股份有限公司 一种隔离变压器
TWI413356B (zh) * 2008-12-12 2013-10-21 Delta Electronics Inc 具相對較高效率的逆變器電路
US8619438B2 (en) * 2011-05-19 2013-12-31 Infineon Technologies Ag Resonant converter
US9178438B2 (en) * 2012-04-05 2015-11-03 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus for resonant converters
US9190911B2 (en) * 2013-03-05 2015-11-17 Futurewei Technologies, Inc. Auxiliary resonant apparatus for LLC converters
JP2014217196A (ja) * 2013-04-26 2014-11-17 パナソニック株式会社 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9837920B2 (en) * 2013-09-27 2017-12-05 Bel Power Solutions, Inc. Commutation current steering method in a zero volt switching power converter using a synchronous rectifier
US9337743B2 (en) * 2013-10-11 2016-05-10 Futurewei Technologies, Inc. Apparatus and method for multiple primary bridge resonant converters
CN103595367B (zh) * 2013-11-07 2017-03-08 华为技术有限公司 一种磁集成器件及一种功率转换电路
US9467054B2 (en) * 2013-11-07 2016-10-11 Futurewei Technologies, Inc. Current sensing apparatus for resonant tank in an LLC resonant converter
CN103683964A (zh) * 2013-12-20 2014-03-26 华为技术有限公司 谐振式双向变换器及不间断电源装置、及控制方法
US9548668B2 (en) * 2014-03-14 2017-01-17 Futurewei Technologies, Inc. Hybrid power converter and method
CN105099211B (zh) * 2014-05-13 2018-04-20 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流对直流变换装置及其控制方法
JP6512064B2 (ja) * 2015-10-29 2019-05-15 Tdk株式会社 スイッチング電源装置
CN106655793B (zh) 2017-02-07 2019-04-23 南京航空航天大学 一种共用谐振电感型宽输入范围llc谐振变换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008283819A (ja) 2007-05-11 2008-11-20 Denso Corp 電力変換回路及びその駆動方法並びに駆動装置
WO2013186991A1 (ja) 2012-06-15 2013-12-19 パナソニック株式会社 電力変換装置
JP2017147892A (ja) 2016-02-18 2017-08-24 住友電気工業株式会社 共振コンバータ
US20170244331A1 (en) 2016-02-19 2017-08-24 Hangzhou Zhonhen Electric Co., Ltd. Resonant dc/dc converter

Also Published As

Publication number Publication date
WO2019208318A1 (ja) 2019-10-31
CN112042097A (zh) 2020-12-04
US11342858B2 (en) 2022-05-24
JPWO2019208318A1 (ja) 2021-01-07
EP3787168A1 (en) 2021-03-03
EP3787168A4 (en) 2021-06-23
US20210242781A1 (en) 2021-08-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5403005B2 (ja) 電力変換装置
CN108475991B (zh) 隔离式直流-直流变换器及其电压变换方法
US20230223856A1 (en) Power conversion apparatus having multiple llc converters and capable of achieving desired output voltage even in changes in load current
KR20180004675A (ko) 보조 lc 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법
KR20200080385A (ko) 비절연형 충전기와 직류 컨버터의 통합 장치
US7643321B2 (en) Bi-directional current sensing circuit
EP3819160B1 (en) Wide voltage range power conversion system for electric and/or hybrid vehicles
JP7012239B2 (ja) 電力変換装置
US8975884B2 (en) Two-phase transformer-coupled boost converter
US11652420B2 (en) Isolated converter with high boost ratio
Rehlaender et al. Analytical modeling and design of an active clamp forward converter applied as a single-stage on-board DC-DC converter for EVs
JP7369940B2 (ja) 電力変換装置
JP6045664B1 (ja) 電力変換装置
CN114567173A (zh) 用于具有400v和800v车辆的平台的dc-dc变压器
JP7444114B2 (ja) 電力変換装置
KR101518943B1 (ko) 변압기, 변압기를 포함하는 dc-dc 컨버터, 및 dc-dc 컨버터를 포함하는 충전용 컨버터
WO2024185002A1 (ja) 電力変換装置
CN216599436U (zh) 直流-直流变换器及开关电源
JP7444113B2 (ja) 電力変換装置
KR20190104815A (ko) 차량용 저전압 직류 변환장치 및 그 제어방법
JP7548072B2 (ja) 電力変換装置
JP6994580B2 (ja) 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP6371492B1 (ja) 公称キャパシタ電圧を低減するためのコンバータ回路
JP2022121050A (ja) 電力変換装置
JPWO2020012895A1 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200722

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20201106

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20210817

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20210917

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20211221

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20211223

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 7012239

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151