CN106787769A - 一种双向全桥llc变换电路及汽车 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种双向全桥LLC变换电路及汽车，该变换电路包括：变压器；第一变换电路；连接于变压器与第一变换电路之间的第一谐振电路；与第一谐振电路并联连接的第一控制开关；第二变换电路；连接于变压器与第二变换电路之间的第二谐振电路；与第二谐振电路并联连接的第二控制开关。在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从第一变换电路流到第二变换电路时，第一控制开关呈断开状态，第二控制开关呈闭合状态；在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从第二变换电路流到第一变换电路时，第一控制开关呈闭合状态，第二控制开关呈断开状态。本方案的拓扑结构简单，双向工作时均可以实现标准的LLC谐振，且控制简单，工作效率高，系统的可靠性强。

Description

一种双向全桥LLC变换电路及汽车
技术领域
本发明涉及电气技术领域，尤其涉及一种双向全桥LLC变换电路及汽车。
背景技术
目前，双向全桥LLC变换电路仅在变压器原边侧与第一变换电路之间设有第一谐振电路，这样在功率正向传输时，第一谐振电路起到稳定输出电压、提高工作效率的作用。但是在功率反向传输时无法实现零电压控制，且工作效率较低，输入电压范围小。例如，在变压器的副边侧与第二变换电路之间设置第二谐振电路。这样，能量从第一变换电路传输至第二变换电路时，第二谐振电路的第二谐振电容的影响未被考虑，而是直接忽略该谐振电容的作用。这种拓扑结构的交流等效电路与LLC谐振电路的交流等效电路一致，对应增益特性也保持一致。但实际上如果第一谐振电路的第一谐振电容与第二谐振电容的电容值接近时，则正向运行时在第二谐振电容的影响下，电路的电压增益在大于第一谐振电路的第一谐振电容与第一谐振电感决定的谐振频率的高频段还会出现一个增益峰值点。这样，电路在变频运行时电压增益可能会随频率的升高而增大，使控制电路进入正反馈，并且第二谐振电容的使电路实现零电压控制的工作频率范围大大缩小，不利于电路优化。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种双向全桥LLC变换电路及汽车，解决了双向全桥LLC变换电路在反向传输时工作效率低，输入电压范围小的问题。
为了达到上述目的，本发明实施例提供了一种双向全桥LLC变换电路，包括：
变压器；
第一变换电路；
连接于所述变压器与所述第一变换电路之间的第一谐振电路；
与所述第一谐振电路并联连接的第一控制开关；
第二变换电路；
连接于所述变压器与所述第二变换电路之间的第二谐振电路；
与所述第二谐振电路并联连接的第二控制开关；
其中，在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从所述第一变换电路流到所述第二变换电路时，所述第一控制开关呈断开状态，所述第二控制开关呈闭合状态；在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从所述第二变换电路流到所述第一变换电路时，所述第一控制开关呈闭合状态，所述第二控制开关呈断开状态。
优选地，所述第一变换电路包括：第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关；其中所述第一功率开关和所述第四功率开关构成第一桥臂；所述第二功率开关和所述第三功率开关构成第二桥臂；
所述第一谐振电路的一端连接于所述第一功率开关和所述第三功率开关之间的第一连接端，所述第一谐振电路另一端连接于所述变压器的原边的第一端；
所述变压器的原边的第二端连接于所述第二功率开关和所述第四功率开关之间的第二连接端。
优选地，所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关和所述第四功率开关为功率场效应晶体管(MOSFET)。
优选地，所述第一谐振电路包括：第一电容和第一电感；其中，
所述第一电容的一端分别与所述第一连接端、所述第一控制开关的第一端连接，所述第一电容的另一端与所述第一电感连接；
所述第一电感的另一端分别与所述变压器的原边的第一端、所述第一控制开关的第二端连接。
优选地，所述第二变换电路包括：第五功率开关、第六功率开关、第七功率开关和第八功率开关；其中所述第五功率开关和所述第八功率开关构成第三桥臂；所述第六功率开关和所述第七功率开关构成第四桥臂；
所述第二谐振电路的一端连接于所述第五功率开关和所述第七功率开关之间的第三连接端，所述第二谐振电路的另一端连接于所述变压器的副边的第一端；
所述变压器的副边的第二端连接于所述第六功率开关和所述第八功率开关之间的第四连接端。
优选地，所述第五功率开关、所述第六功率开关、所述第七功率开关和所述第八功率开关为功率MOSFET。
优选地，所述第二谐振电路包括：第二电容和第二电感；其中，
所述第二电容的一端分别与所述第三连接端、所述第二控制开关的第一端连接，所述第二电容的另一端与所述第二电感连接；
所述第二电感的另一端分别与所述变压器的副边的第一端、所述第二控制开关的第二端连接。
优选地，所述第一控制开关包括第一继电器。
优选地，所述第二控制开关包括第二继电器。
本发明实施例还提供了一种汽车，包括车载供电系统，其中所述车载供电系统包括上述的双向全桥LLC变换电路。
本发明的实施例的有益效果是：
上述方案中，通过在设置于第一变换电路与变压器之间的第一谐振电路上并联第一控制开关，在设置于第二变换电路与变压器之间的第二谐振电路上并联第二控制开关。一方面，在功率传输方向为从第一变换电路流向第二变换电路的正向传输时，第一控制开关处于断开状态，第二控制开关处于闭合状态，保证正向传输时的工作效率以及输出电压稳定，以免正向传输时引入第二谐振电路的电容造成电路实现零电压控制的工作频率缩小。另一方面，在功率传输方向为从第二变换电路流向第一变换电路的反向传输时，第一控制开关处于闭合状态，第二控制开关处于断开状态，保证电路在反向传输时可以实现零电压控制，并且提高了反向传输时的工作效率，保证输出电压稳定。本方案的拓扑结构简单，保证电路正向传输和反向传输的工作状态下的硬件参数一致，在双向工作时均可以实现标准的LLC谐振，增强了系统的可靠性，避免控制的复杂性。
附图说明
图1表示本发明实施例的双向全桥LLC变换电路的结构框图；
图2表示本发明实施例的双向全桥LLC变换电路的示意图；
图3表示本发明实施例的变换电路在正向传输时的能量流动示意图之一；
图4表示本发明实施例的变换电路在正向传输时的能量流动示意图之二；
图5表示本发明实施例的变换电路在反向传输时的能量流动示意图之一；
图6表示本发明实施例的变换电路在反向传输时的能量流动示意图之二。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本发明的示例性实施例。虽然附图中显示了本发明的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本发明而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本发明，并且能够将本发明的范围完整的传达给本领域的技术人员。
参见图1，本发明实施例提供了一种双向全桥LLC变换电路，包括：变压器1；第一变换电路2；连接于所述变压器1与所述第一变换电路2之间的第一谐振电路3；与所述第一谐振电路3并联连接的第一控制开关4；第二变换电路5；连接于所述变压器1与所述第二变换电路5之间的第二谐振电路6；与所述第二谐振电路6并联连接的第二控制开关7。
其中，在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从所述第一变换电路2流到所述第二变换电路5时，所述第一控制开关4呈断开状态，所述第二控制开关7呈闭合状态；在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从所述第二变换电路5流到所述第一变换电路2时，所述第一控制开关4呈闭合状态，所述第二控制开关7呈断开状态。
具体的，该双向全桥LLC变换电路为直流-直流变换电路。在第一变换电路2的第一端连接直流供电电源，即功率传输方向为从第一变换电路2流向第二变换电路5的正向传输时，第一变换电路2作为逆变电路，第二变换电路5作为整流电路，第一控制开关4处于断开状态，第二控制开关7处于闭合状态，此时第二谐振电路6视为未接入电路。直流供电电源输出直流电经第一变换电路2，输出交流电。再经过第一谐振电路3后，经过变压器1升压/降压输出至第二变换电路5，第二变换电路5将交流电经过整流，输出一稳定直流电压。其中第一谐振电路3起到稳定电压、提高工作效率的作用。
在第二变换电路5的第一端连接供电电源，即功率传输方向为从第二变换电路5流向第一变换电路2的反向传输时，第二变换电路5作为逆变电路，第一变换电路2作为整流电路，第二控制开关7处于断开状态，第一控制开关4处于闭合状态，此时第一谐振电路3视为未接入电路。直流供电电源输出直流电经第二变换电路5，输出交流电。再经过第一谐振电路3后，经过变压器1升压/降压输出至第一变换电路2，第一变换电路2将交流电经过整流输出一稳定直流电压。其中第二谐振电路起到稳定电压、提高工作效率的作用。
上述方案保证正向传输时的工作效率以及输出电压稳定，以免正向传输时引入第二谐振电路6的电容造成电路实现零电压控制的工作频率缩小。另一方面，在反向传输时，保证电路在反向传输时可以实现零电压控制，并且提高了反向传输时的工作效率，保证输出电压稳定。本方案的拓扑结构简单，保证电路正向传输和反向传输的工作状态下的硬件参数一致，在双向工作时均可以实现标准的LLC谐振，增强了系统的可靠性，避免控制的复杂性。
参见图2，所述第一变换电路包括：第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、第三功率开关Q3和第四功率开关Q4；其中所述第一功率开关Q1和所述第四功率开关Q4构成第一桥臂；所述第二功率开关Q2和所述第三功率开关Q3构成第二桥臂。其中功率开关为集成功率半导体器件。
所述第一谐振电路的一端连接于所述第一功率开关Q1和所述第三功率开关Q3之间的第一连接端，所述第一谐振电路另一端连接于所述变压器T1的原边的第一端；所述变压器T1的原边的第二端连接于所述第二功率开关Q2和所述第四功率开关Q4之间的第二连接端。
具体的，所述第一功率开关Q1、所述第二功率开关Q2、所述第三功率开关Q3和所述第四功率开关Q4为功率MOSFET。其中功率MOSFET具有驱动功率小，驱动电路简单，热稳定性优以及开关速度快，工作效率高的特点。
其中，所述第一谐振电路包括：第一电容C1和第一电感L1；其中，所述第一电容C1的一端分别与所述第一连接端、所述第一控制开关的第一端连接，所述第一电容C1的另一端与所述第一电感L1连接；所述第一电感L1的另一端分别与所述变压器T1的原边的第一端、所述第一控制开关的第二端连接。
具体的，所述第一控制开关包括第一继电器K1，其中第一继电器K1与串联连接的第一电容C1和第一电感L1并联连接。第一控制开关还包括用于控制第一继电器K1处于断开状态或者闭合状态的第一控制器。
其中，所述第二变换电路包括：第五功率开关Q5、第六功率开关Q6、第七功率开关Q7和第八功率开关Q8；其中所述第五功率开关Q5和所述第八功率开关Q8构成第三桥臂；所述第六功率开关Q6和所述第七功率开关Q7构成第四桥臂。
所述第二谐振电路的一端连接于所述第五功率开关Q5和所述第七功率开关Q7之间的第三连接端，所述第二谐振电路的另一端连接于所述变压器T1的副边的第一端；所述变压器T1的副边的第二端连接于所述第六功率开关Q6和所述第八功率开关Q8之间的第四连接端。
具体的，所述第五功率开关Q5、所述第六功率开关Q6、所述第七功率开关Q7和所述第八功率开关Q8为功率MOSFET。
其中，所述第二谐振电路包括：第二电容C2和第二电感L2；其中，所述第二电容C2的一端分别与所述第三连接端、所述第二控制开关的第一端连接，所述第二电容C2的另一端与所述第二电感L2连接；所述第二电感L2的另一端分别与所述变压器T1的副边的第一端、所述第二控制开关的第二端连接。
具体的，所述第二控制开关包括第二继电器K2，其中第二继电器K2与串联连接的第二电容C2和第二电感L2并联连接。第二控制开关还包括用于控制第二继电器K2处于断开状态或者闭合状态的第二控制器。
具体的，在双向全桥LLC变换电路处于正向传输状态时，第一继电器K1处于断开状态，第二继电器K2处于闭合状态。
参见图3，在正半周期，第一功率开关Q1、第四功率开关Q4闭合，第二功率开关Q2、第三功率开关Q3断开，电路的能量流动如图3中虚线示出。
变压器T1左侧能量从直流高压正极依次通过第一功率开关Q1、第一电容C1、第一电感L1、变压器T1原边、第四功率开关Q4返回直流高压的负极。此时第一功率开关Q1和第四功率开关Q4中的体二极管反向截止，第一变换电路作逆变电路。
变压器T1右侧能量从通过第五功率开关Q5的体二极管进入负载，通过第八功率开关Q8的体二极管返回变压器T1副边。此时第五功率开关Q5和第八功率开关Q8中的场效应管均处于断开状态，第二变换电路作整流电路。
参见图4，在负半周期，第一功率开关Q1、第四功率开关Q4断开，第二功率开关Q2、第三功率开关Q3闭合，电路的能量流动如图4中虚线示出。
变压器T1左侧能量从直流高压正极依次通过第二功率开关Q2、变压器T1原边、第一电感L1、第一电容C1、第三功率开关Q3返回直流高压负极。此时第二功率开关Q2和第三功率开关Q3中的体二极管反向截止，第一变换电路作逆变电路。
变压器T1右侧能量通过第六功率开关Q6的体二极管进入负载，通过第七功率开关Q7的体二极管返回变压器T1副边。此时第六功率开关Q6和第七功率开关Q7中的场效应管均处于断开状态，第二变换电路作整流电路。
具体的，在双向全桥LLC变换电路处于反向传输状态时，第一继电器K1处于闭合状态，第二继电器K2处于断开状态。
参见图5，在正半周期，第五功率开关Q5、第八功率开关Q8闭合，第六功率开关Q6、第七功率开关Q7断开，电路的能量流动如图5中虚线示出。
变压器T1右侧能量从直流低压正极依次通过第五功率开关Q5、第二电容C2、第二电感L2、变压器T1副边、第八功率开关Q8返回直流低压的负极。此时第五功率开关Q5和第八功率开关Q8中的体二极管反向截止，第二变换电路作逆变电路。
变压器T1左侧能量从通过第一功率开关Q1的体二极管进入负载，通过第四功率开关Q4的体二极管返回变压器T1原边。此时第一功率开关Q1和第四功率开关Q4中的场效应管均处于断开状态，第一变换电路作整流电路。
参见图6，在负半周期，第五功率开关Q5、第八功率开关Q8断开，第六功率开关Q6、第七功率开关Q7闭合，电路的能量流动如图6中虚线示出。
变压器T1右侧能量从直流低压正极依次通过第六功率开关Q6、变压器T1副边、第二电感L2、第二电容C2、第七功率开关Q7返回直流低压负极。此时第六功率开关Q6和第七功率开关Q7中的体二极管反向截止，第二变换电路作逆变电路。
变压器T1左侧能量通过第二功率开关Q2的体二极管进入负载，通过第三功率开关Q3的体二极管返回变压器T1原边。此时第二功率开关Q2和第三功率开关Q3中的场效应管均处于断开状态，第一变换电路作整流电路。
本发明实施例还提供了一种汽车，包括车载供电系统，其中所述车载供电系统包括上述的双向全桥LLC变换电路。
上述方案中的车载供电系统，通过在设置于第一变换电路与变压器之间的第一谐振电路上并联第一控制开关，在设置于第二变换电路与变压器之间的第二谐振电路上并联第二控制开关。一方面，在功率传输方向为从第一变换电路流向第二变换电路的正向传输时，第一控制开关处于断开状态，第二控制开关处于闭合状态，保证正向传输时的工作效率以及输出电压稳定，以免正向传输时引入第二谐振电路的电容造成电路实现零电压控制的工作频率缩小。另一方面，在功率传输方向为从第二变换电路流向第一变换电路的反向传输时，第一控制开关处于闭合状态，第二控制开关处于断开状态，保证电路在反向传输时可以实现零电压控制，并且提高了反向传输时的工作效率，保证输出电压稳定。本方案的拓扑结构简单，保证电路正向传输和反向传输的工作状态下的硬件参数一致，在双向工作时均可以实现标准的LLC谐振，增强了系统的可靠性，避免控制的复杂性。
以上所述的是本发明的优选实施方式，应当指出对于本技术领域的普通人员来说，在不脱离本发明所述的原理前提下还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种双向全桥LLC变换电路，其特征在于，包括：
变压器；
第一变换电路；
连接于所述变压器与所述第一变换电路之间的第一谐振电路；
与所述第一谐振电路并联连接的第一控制开关；
第二变换电路；
连接于所述变压器与所述第二变换电路之间的第二谐振电路；
与所述第二谐振电路并联连接的第二控制开关；
其中，在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从所述第一变换电路流到所述第二变换电路时，所述第一控制开关呈断开状态，所述第二控制开关呈闭合状态；在双向全桥LLC变换电路的功率传输方向从所述第二变换电路流到所述第一变换电路时，所述第一控制开关呈闭合状态，所述第二控制开关呈断开状态。
2.根据权利要求1所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第一变换电路包括：第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关和第四功率开关；其中所述第一功率开关和所述第四功率开关构成第一桥臂；所述第二功率开关和所述第三功率开关构成第二桥臂；
所述第一谐振电路的一端连接于所述第一功率开关和所述第三功率开关之间的第一连接端，所述第一谐振电路另一端连接于所述变压器的原边的第一端；
所述变压器的原边的第二端连接于所述第二功率开关和所述第四功率开关之间的第二连接端。
3.根据权利要求2所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第一功率开关、所述第二功率开关、所述第三功率开关和所述第四功率开关为功率场效应晶体管MOSFET。
4.根据权利要求2所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第一谐振电路包括：第一电容和第一电感；其中，
所述第一电容的一端分别与所述第一连接端、所述第一控制开关的第一端连接，所述第一电容的另一端与所述第一电感连接；
所述第一电感的另一端分别与所述变压器的原边的第一端、所述第一控制开关的第二端连接。
5.根据权利要求1所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第二变换电路包括：第五功率开关、第六功率开关、第七功率开关和第八功率开关；其中所述第五功率开关和所述第八功率开关构成第三桥臂；所述第六功率开关和所述第七功率开关构成第四桥臂；
所述第二谐振电路的一端连接于所述第五功率开关和所述第七功率开关之间的第三连接端，所述第二谐振电路的另一端连接于所述变压器的副边的第一端；
所述变压器的副边的第二端连接于所述第六功率开关和所述第八功率开关之间的第四连接端。
6.根据权利要求5所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第五功率开关、所述第六功率开关、所述第七功率开关和所述第八功率开关为功率MOSFET。
7.根据权利要求5所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第二谐振电路包括：第二电容和第二电感；其中，
所述第二电容的一端分别与所述第三连接端、所述第二控制开关的第一端连接，所述第二电容的另一端与所述第二电感连接；
所述第二电感的另一端分别与所述变压器的副边的第一端、所述第二控制开关的第二端连接。
8.根据权利要求1所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第一控制开关包括第一继电器。
9.根据权利要求1所述的双向全桥LLC变换电路，其特征在于，所述第二控制开关包括第二继电器。
10.一种汽车，包括车载供电系统，其特征在于，所述车载供电系统包括权利要求1-9任一项所述的双向全桥LLC变换电路。
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