JPH03128672A - 制御を改良した共振インバータ - Google Patents
制御を改良した共振インバータInfo
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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-
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- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53878—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current by time shifting switching signals of one diagonal pair of the bridge with respect to the other diagonal pair
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は一般に共振インバータに関するものである。更
に詳しく述べると、本発明は最適制御法を位相変調と組
合わせて使用することにより広範囲の動作状態にわたっ
てほぼ一定の出力電圧を維持する改良された制御装置を
そなえた直列共振インバータに関するものである。
に詳しく述べると、本発明は最適制御法を位相変調と組
合わせて使用することにより広範囲の動作状態にわたっ
てほぼ一定の出力電圧を維持する改良された制御装置を
そなえた直列共振インバータに関するものである。
発明の背景
共振インバータはスイッチング損失とスイッチング応力
が低いという利点がある。しかし共振動作は高周波共振
タンク回路の高速動作により複雑であるので、制御が困
難である。具合が悪いことに、入力電力または出力負荷
の条件が変ったとき、通常の制御技術を使って出力電圧
または電流の制御を行なうことができない。たとえば、
共振インバータ出力負荷電圧または電流の公知の１つの
制御方法では、閉ループ制御によりインバータから共振
回路に与えられる矩形波信号の周波数が変えられている
。米国特許箱４，５４１，０４１号明細書にはこのよう
な周波数制御技術が開示されている。簡単に説明すると
、回路の共振の性質を利用して、インバータの制御可能
なスイッチ手段を作動する周波数を変化させることによ
り出力電圧または出力電流の制御を行なうものである。
が低いという利点がある。しかし共振動作は高周波共振
タンク回路の高速動作により複雑であるので、制御が困
難である。具合が悪いことに、入力電力または出力負荷
の条件が変ったとき、通常の制御技術を使って出力電圧
または電流の制御を行なうことができない。たとえば、
共振インバータ出力負荷電圧または電流の公知の１つの
制御方法では、閉ループ制御によりインバータから共振
回路に与えられる矩形波信号の周波数が変えられている
。米国特許箱４，５４１，０４１号明細書にはこのよう
な周波数制御技術が開示されている。簡単に説明すると
、回路の共振の性質を利用して、インバータの制御可能
なスイッチ手段を作動する周波数を変化させることによ
り出力電圧または出力電流の制御を行なうものである。
このような周波数制御方法は特定の型式の共振インバー
タに対する正規出力負荷状態のもとでは（すなわち直列
共振インバータに対する重負荷状態または中負荷状態、
および並列共振インバータに対する軽負荷状態のもとで
は）満足できるものであることがわかった。しかし、周
波数制御の欠点は、より広範な出力負荷状態のもとでは
（すなわち直列共振インバータの軽負荷または無負荷状
態、および並列共振インバータの重負荷状態のもとでは
）所望の出力電圧または出力電流を維持し難くなること
があるという点である。
タに対する正規出力負荷状態のもとでは（すなわち直列
共振インバータに対する重負荷状態または中負荷状態、
および並列共振インバータに対する軽負荷状態のもとで
は）満足できるものであることがわかった。しかし、周
波数制御の欠点は、より広範な出力負荷状態のもとでは
（すなわち直列共振インバータの軽負荷または無負荷状
態、および並列共振インバータの重負荷状態のもとでは
）所望の出力電圧または出力電流を維持し難くなること
があるという点である。
特に、直列共振インバータの周波数制御は通常、重負荷
または中負荷状態（すなわち低負荷抵抗）の間は所望の
出力電圧を維持するのに適している。
または中負荷状態（すなわち低負荷抵抗）の間は所望の
出力電圧を維持するのに適している。
すなわち、重負荷条件または中負荷条件では、直列共振
回路のＱが大きいので、周波数と変えたときの電圧また
は電流の変化のダイナミック・レンジは良好である。し
かし、拡張した状態、すなわち軽出力負荷状態（すなわ
ち高負荷抵抗）のもとでは、直列共振回路のＱは低いの
で、周波数の関数としての出力電圧または出力電流の変
化のダイナミック・レンジは小さくなる。その結果、直
列共振インバータの場合、周波数制御だけでは軽負荷お
よび無負荷状態のもとて所望の出力電圧または出力電流
を維持することは出来ない。
回路のＱが大きいので、周波数と変えたときの電圧また
は電流の変化のダイナミック・レンジは良好である。し
かし、拡張した状態、すなわち軽出力負荷状態（すなわ
ち高負荷抵抗）のもとでは、直列共振回路のＱは低いの
で、周波数の関数としての出力電圧または出力電流の変
化のダイナミック・レンジは小さくなる。その結果、直
列共振インバータの場合、周波数制御だけでは軽負荷お
よび無負荷状態のもとて所望の出力電圧または出力電流
を維持することは出来ない。
出力電圧または出力電流の制御のダイナミック・レンジ
を改良する共振インバータ制御が、米国特許節４，６７
２，５２８号明細書に開示されている。ここに引用した
特許の明細書には、周波数制御モードまたは移相制御モ
ードを使って制御する共振インバータについて説明され
ている。周波数制御モードでは、制御可能なスイッチ手
段の動作可能な範囲内で共振回路に与えられる矩形波信
号の周波数を変えることによって出力電圧が制御される
。矩形波信号の周波数が制御可能なスイッチ手段の動作
可能な範囲の端にあるときは選択手段によって移相制御
モードで制御を行なうようにしている。
を改良する共振インバータ制御が、米国特許節４，６７
２，５２８号明細書に開示されている。ここに引用した
特許の明細書には、周波数制御モードまたは移相制御モ
ードを使って制御する共振インバータについて説明され
ている。周波数制御モードでは、制御可能なスイッチ手
段の動作可能な範囲内で共振回路に与えられる矩形波信
号の周波数を変えることによって出力電圧が制御される
。矩形波信号の周波数が制御可能なスイッチ手段の動作
可能な範囲の端にあるときは選択手段によって移相制御
モードで制御を行なうようにしている。
最適制御理論および状態平面解析から導いた共振インバ
ータ制御のもう１つの方法が、１９８４年インダストリ
イ・アプリケーションズ・ソサイエティ・プロシーデイ
ンゲス（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ ＡｐｐＨｃａｔｌｏｎｓ
５ｏｃｉｅｔｙ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ）所載のラ
メシュ０オルガンテイ（Ｒａｍｅｓｈ Ｏｒｕｇａｎｔ
ｌ ）およびフレッド・シー・リ−（Ｐｒｅｄ Ｃ，Ｌ
ｅｅ）による「共振型カプロセッサ：第２部−制御方法
（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ＰｏｗｅｒＰｒｏｃｅｓｓｏｒｓ
：Ｐａｒｔｌｌ −Ｍｅｔｎｏｄｓ ｏｆ’ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ） Ｊに示されている。以下、「最適軌道制御」
と呼ぶ、後で詳しく説明するこの方法によれば、各状態
軌道は瞬時共振タンク回路エネルギ、出力電圧、出力電
流、およびスイッチング周波数の特定の値に対応する。
ータ制御のもう１つの方法が、１９８４年インダストリ
イ・アプリケーションズ・ソサイエティ・プロシーデイ
ンゲス（Ｉｎｄｕｓｔｒｙ ＡｐｐＨｃａｔｌｏｎｓ
５ｏｃｉｅｔｙ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ）所載のラ
メシュ０オルガンテイ（Ｒａｍｅｓｈ Ｏｒｕｇａｎｔ
ｌ ）およびフレッド・シー・リ−（Ｐｒｅｄ Ｃ，Ｌ
ｅｅ）による「共振型カプロセッサ：第２部−制御方法
（Ｒｅｓｏｎａｎｔ ＰｏｗｅｒＰｒｏｃｅｓｓｏｒｓ
：Ｐａｒｔｌｌ −Ｍｅｔｎｏｄｓ ｏｆ’ Ｃｏｎｔ
ｒｏｌ） Ｊに示されている。以下、「最適軌道制御」
と呼ぶ、後で詳しく説明するこの方法によれば、各状態
軌道は瞬時共振タンク回路エネルギ、出力電圧、出力電
流、およびスイッチング周波数の特定の値に対応する。
これらの状態軌道を使ってインバータ制御システムに対
する制御法則を決定し、これによって直列共振インバー
タは負荷および制御要件に素早く応答することができる
。しかし具合の悪いことに現在用いられている「最適軌
道制御」の方法では、出力電圧の制御される範囲が上述
の従来の周波数制御法と同じ様に制限されている。
する制御法則を決定し、これによって直列共振インバー
タは負荷および制御要件に素早く応答することができる
。しかし具合の悪いことに現在用いられている「最適軌
道制御」の方法では、出力電圧の制御される範囲が上述
の従来の周波数制御法と同じ様に制限されている。
発明の目的
したがって本発明の１つの目的は出力負荷電圧制御のダ
イナミック・レンジを向上した新規な改良された共振イ
ンバータを提供することである。
イナミック・レンジを向上した新規な改良された共振イ
ンバータを提供することである。
本発明のもう１つの目的は最適制御法と位相変調の組合
わせを使うことにより、すべての負荷状態において出力
負荷電圧をほぼ一定に保つ新規な改良された共振インバ
ータ制御を提供することである。
わせを使うことにより、すべての負荷状態において出力
負荷電圧をほぼ一定に保つ新規な改良された共振インバ
ータ制御を提供することである。
本発明の更にもう１つの目的は相異なる制御手段を自動
的に切換えることによりほぼ一定の出力負荷電圧を維持
する新規な改良された共振インバータ制御を提供するこ
とである。
的に切換えることによりほぼ一定の出力負荷電圧を維持
する新規な改良された共振インバータ制御を提供するこ
とである。
本発明の更にもう１つの目的は所望の出力負荷電圧を維
持するように共振インバータを制御する改良された方法
を提供することである。
持するように共振インバータを制御する改良された方法
を提供することである。
発明の要約
本発明によれば、最適軌道制御と位相変調の組合わせを
使って新しく改良された共振インバータが制御される。
使って新しく改良された共振インバータが制御される。
特に、最適制御手段を用いて共振コンデンサ電圧、共振
インダクタ電流、共振タンク回路に印加される矩形波電
圧、および出力負荷電圧を継続的に監視することにより
共振インバータの瞬時「状態」を判定する。状態平面解
析によって決定される制御法則によって、上記の状態決
定要素の特定の値に対応する状態軌道で安定な動作を維
持することが可能となる。このようにして改良された制
御により、負荷状態の変化に対応する時間最適応答、し
たがって状態軌道間の高速で効率的な遷移が可能となる
。
インダクタ電流、共振タンク回路に印加される矩形波電
圧、および出力負荷電圧を継続的に監視することにより
共振インバータの瞬時「状態」を判定する。状態平面解
析によって決定される制御法則によって、上記の状態決
定要素の特定の値に対応する状態軌道で安定な動作を維
持することが可能となる。このようにして改良された制
御により、負荷状態の変化に対応する時間最適応答、し
たがって状態軌道間の高速で効率的な遷移が可能となる
。
共振より高い周波数で動作する直列共振インバータの場
合、制御可能なスイッチ手段が適切に動作し得る最大周
波数がある。制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波
数範囲内で（すなわち最大周波数以下かつ共振周波数以
上の周波数で）動作するとき、第１の制御手段が周波数
制御信号を供給し、この周波数制御信号は、直列共振回
路に印加される矩形波電圧を周波数変調して、一定出力
電圧を供給し且つ安定な動作を維持する。制御可能なス
イッチ手段の動作可能な周波数範囲の端で、インバータ
制御は自動的に第２の制御手段に切り替る。第２の制御
手段は所望の出力電圧に対応する位相変調角を計算し、
それを表わす移相制御信号を発生する。このように最適
制御法を位相変調と組合わせることにより、すべての動
作状態において出力負荷電圧の一層広いダイナミック・
レンジを達成することができる。
合、制御可能なスイッチ手段が適切に動作し得る最大周
波数がある。制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波
数範囲内で（すなわち最大周波数以下かつ共振周波数以
上の周波数で）動作するとき、第１の制御手段が周波数
制御信号を供給し、この周波数制御信号は、直列共振回
路に印加される矩形波電圧を周波数変調して、一定出力
電圧を供給し且つ安定な動作を維持する。制御可能なス
イッチ手段の動作可能な周波数範囲の端で、インバータ
制御は自動的に第２の制御手段に切り替る。第２の制御
手段は所望の出力電圧に対応する位相変調角を計算し、
それを表わす移相制御信号を発生する。このように最適
制御法を位相変調と組合わせることにより、すべての動
作状態において出力負荷電圧の一層広いダイナミック・
レンジを達成することができる。
本発明のもう１つの面によれば、最適制御法と位相変調
の組合わせにより出力負荷電圧を制御する手段が提供さ
れる。
の組合わせにより出力負荷電圧を制御する手段が提供さ
れる。
本発明の特徴と利点は付図を参照した以下の詳細な説明
により明らかとなる。
により明らかとなる。
発明の詳細な説明
第１図に示す直流−直流変換回路を参照して本発明の改
良された共振インバータ制御について説明する。外部の
電源（図示しない）が入力直流電圧ＶＳを変換回路の端
子１０と１１に供給する。
良された共振インバータ制御について説明する。外部の
電源（図示しない）が入力直流電圧ＶＳを変換回路の端
子１０と１１に供給する。
逆電流を通すことができ且つスイッチング信号によって
ターンオフされ得る４個のスイッチング・デバイスをそ
なえた全波ブリッジ・インバータ１２が端子１０と１１
の間に接続されている。スイッチング・デバイスは図に
はバイポーラ接合トランジスタ（ＢＩＴ）Ｓｌ、Ｓ２．
Ｓ３およびＳ４として示されている。それぞれのスイッ
チング・デバイスにはダイオードＤＩ、Ｄ２．Ｄ３およ
びＤ４がそれぞれ逆並列に接続されている。共振より高
い周波数での動作では、スイッチング・デバイスは零電
流でターンオンされ、逆並列ダイオードは自然に転流さ
れる。したがって、高速回復ダイオードは必要とされな
い。更に、ＢＪＴのかわりにゲート・ターンオフ機能を
そなえた他のスイッチング・デバイス、たとえば逆電流
を通すための一体の寄生ダイオードをそれぞれそなえた
ＦＥＴまたはモノリシック・ダーリントン電力トランジ
スタを使用してもよい。また、全波ブリッジ・インバー
タは説明のために図示しただけであって、本発明の制御
技術はこのようなインバータに限定されるものではない
。
ターンオフされ得る４個のスイッチング・デバイスをそ
なえた全波ブリッジ・インバータ１２が端子１０と１１
の間に接続されている。スイッチング・デバイスは図に
はバイポーラ接合トランジスタ（ＢＩＴ）Ｓｌ、Ｓ２．
Ｓ３およびＳ４として示されている。それぞれのスイッ
チング・デバイスにはダイオードＤＩ、Ｄ２．Ｄ３およ
びＤ４がそれぞれ逆並列に接続されている。共振より高
い周波数での動作では、スイッチング・デバイスは零電
流でターンオンされ、逆並列ダイオードは自然に転流さ
れる。したがって、高速回復ダイオードは必要とされな
い。更に、ＢＪＴのかわりにゲート・ターンオフ機能を
そなえた他のスイッチング・デバイス、たとえば逆電流
を通すための一体の寄生ダイオードをそれぞれそなえた
ＦＥＴまたはモノリシック・ダーリントン電力トランジ
スタを使用してもよい。また、全波ブリッジ・インバー
タは説明のために図示しただけであって、本発明の制御
技術はこのようなインバータに限定されるものではない
。
インダクタ１４、コンデンサ１６、および隔離変圧器１
８の一次巻線１８を含む直列共振タンク回路が接続点ａ
とｂとの間に接続されている。変圧器１８の二次巻線は
全波整流器２０の入力に接続されている。整流器の出力
はフィルタ・コンデンサ２２および出力負荷（図示しな
い）と並列に接続されている。出力負荷の両端間には変
換回路出力電圧Ｖ。が発生される。
８の一次巻線１８を含む直列共振タンク回路が接続点ａ
とｂとの間に接続されている。変圧器１８の二次巻線は
全波整流器２０の入力に接続されている。整流器の出力
はフィルタ・コンデンサ２２および出力負荷（図示しな
い）と並列に接続されている。出力負荷の両端間には変
換回路出力電圧Ｖ。が発生される。
第１図のインバータの出力負荷電圧の共振特性が第２図
のグラフに示されている。第２図では、インバータ１２
により発生されて直列共振回路の両端間に印加される矩
形交流電圧Ｖａｂの周波数の対数に対して出力負荷電圧
の大きさがプロットされている。正しい電力スイッチの
自己転流のためには、自然共振周波数ｆ、より高い周波
数での動作が必要である。しかし、それを超えるとこれ
らのスイッチング・デバイスが満足に動作しなくなる最
大周波数ｆ がある。したがって、スイッｆｌａｘ チング・デバイスの動作可能な範囲ＯＦはｆｒとｆ
との間の周波数範囲と定義される。中出力ｆｌａｘ 負荷状態または高出力負荷（重負荷）状態では、この動
作可能な範囲ＯＦ内での周波数変化は所望の出力電圧ま
たは出力電流の制御を行なうのに充分である。第２図の
グラフに示すように重負荷状態および中負荷状態では矩
形波電圧Ｖａｂの周波数制御によって所望の変換回路出
力電圧Ｖ、を維持することができる。しかし、軽負荷状
態および理論的に無負荷の状態では、動作可能な範囲Ｏ
Ｆ内での周波数変化は所望の出力負荷電圧Ｖ、を得るの
には不充分である。したがって本発明では、主として軽
負荷または無負荷の状態で必要とされる変換回路出力電
圧制御のダイナミック・レンジを大きくするための制御
技術を用いる。
のグラフに示されている。第２図では、インバータ１２
により発生されて直列共振回路の両端間に印加される矩
形交流電圧Ｖａｂの周波数の対数に対して出力負荷電圧
の大きさがプロットされている。正しい電力スイッチの
自己転流のためには、自然共振周波数ｆ、より高い周波
数での動作が必要である。しかし、それを超えるとこれ
らのスイッチング・デバイスが満足に動作しなくなる最
大周波数ｆ がある。したがって、スイッｆｌａｘ チング・デバイスの動作可能な範囲ＯＦはｆｒとｆ
との間の周波数範囲と定義される。中出力ｆｌａｘ 負荷状態または高出力負荷（重負荷）状態では、この動
作可能な範囲ＯＦ内での周波数変化は所望の出力電圧ま
たは出力電流の制御を行なうのに充分である。第２図の
グラフに示すように重負荷状態および中負荷状態では矩
形波電圧Ｖａｂの周波数制御によって所望の変換回路出
力電圧Ｖ、を維持することができる。しかし、軽負荷状
態および理論的に無負荷の状態では、動作可能な範囲Ｏ
Ｆ内での周波数変化は所望の出力負荷電圧Ｖ、を得るの
には不充分である。したがって本発明では、主として軽
負荷または無負荷の状態で必要とされる変換回路出力電
圧制御のダイナミック・レンジを大きくするための制御
技術を用いる。
制御可能なスイッチング・デバイスの動作可能な周波数
範囲ＯＦ内では、スイッチが最適軌道制御法によって制
御される。この方法は最適制御理論および状態平面解析
から得られる。これによれば、システムの「制御法則」
はシステムの所望の状態によって決定される。システム
の瞬時状態は共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電流
、共振タンク回路に印加される電圧、および出力負荷電
圧の関数である。この瞬時状態は特定の状態軌道に対応
する。したがって、所望の状態軌道がシステムの制御法
則を定める。
範囲ＯＦ内では、スイッチが最適軌道制御法によって制
御される。この方法は最適制御理論および状態平面解析
から得られる。これによれば、システムの「制御法則」
はシステムの所望の状態によって決定される。システム
の瞬時状態は共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電流
、共振タンク回路に印加される電圧、および出力負荷電
圧の関数である。この瞬時状態は特定の状態軌道に対応
する。したがって、所望の状態軌道がシステムの制御法
則を定める。
共振周波数ｆ、より高い周波数での動作に対して、第３
図は第１図の共振インバータに対する状態平面図を示す
。後続の状態平面解析の始めに、フィルタ・コンデンサ
２２が充分に大きいので、単一のスイッチング・サイク
ル期間の間に出力電圧Ｖ。が一定のままになっているも
のと仮定する。
図は第１図の共振インバータに対する状態平面図を示す
。後続の状態平面解析の始めに、フィルタ・コンデンサ
２２が充分に大きいので、単一のスイッチング・サイク
ル期間の間に出力電圧Ｖ。が一定のままになっているも
のと仮定する。
ここで使っている「スイッチング・サイクル期間」とい
う用語は、状態軌道を横切るために必要な時間と定義さ
れる。第３図に於いて、状態軌道２３は所望の共振イン
バータの動作を表わし、特定の動作周波数に対応し、ま
た前記の状態決定要素（すなわち、共振コンデンサ電圧
、共振インダクタ電流、共振タンク回路に印加される電
圧、および出力負荷電圧）の特定の値に対応する。特に
二次元の状態表現として、状態軌道はＺ。ｉＬ対ｖｏの
プロットである。ここでＺｏ−、／”’ｆ７では直列共
振回路の特性インピーダンスであり、ｉＬは共振インダ
クタ電流を表わし、Ｖｃは共振コンデンサ電圧を表わす
。軌道２３はスイッチング・デバイス５ｌ−Ｓ４および
ダイオードＤｉ−Ｄ４の導電期間に対応する軌道セグメ
ントＡＢ、ＢＣ。
う用語は、状態軌道を横切るために必要な時間と定義さ
れる。第３図に於いて、状態軌道２３は所望の共振イン
バータの動作を表わし、特定の動作周波数に対応し、ま
た前記の状態決定要素（すなわち、共振コンデンサ電圧
、共振インダクタ電流、共振タンク回路に印加される電
圧、および出力負荷電圧）の特定の値に対応する。特に
二次元の状態表現として、状態軌道はＺ。ｉＬ対ｖｏの
プロットである。ここでＺｏ−、／”’ｆ７では直列共
振回路の特性インピーダンスであり、ｉＬは共振インダ
クタ電流を表わし、Ｖｃは共振コンデンサ電圧を表わす
。軌道２３はスイッチング・デバイス５ｌ−Ｓ４および
ダイオードＤｉ−Ｄ４の導電期間に対応する軌道セグメ
ントＡＢ、ＢＣ。
ＣＤおよびＤＡを有する。各軌道セグメントは円弧であ
り、その中心と半径はスイッチング・デバイスの状態に
よって決定される。たとえば、スイッチング・デバイス
Ｓ１およびＳ４が導電状態にあるとき、節点ａから直列
共振回路を通って節点すに電流が流れ、直列共振回路に
印加される実効電圧はＶｓ−Ｖｏである。その結果、（
Ｖｓ−Ｖｏ、０）を中心とする軌道セグメントＡＢはス
イッチング・デバイスＳ１およびＳ４の導電期間を表わ
す。残りの軌道セグメントの中心も同様に次のように決
定される。（−Ｖｓ−ｖｏ、０）を中心とする軌道セグ
メントＢＣはダイオードＤ２およびＤ３の導電期間を表
わす。（−Ｖｓ ＋Ｖｏ。
り、その中心と半径はスイッチング・デバイスの状態に
よって決定される。たとえば、スイッチング・デバイス
Ｓ１およびＳ４が導電状態にあるとき、節点ａから直列
共振回路を通って節点すに電流が流れ、直列共振回路に
印加される実効電圧はＶｓ−Ｖｏである。その結果、（
Ｖｓ−Ｖｏ、０）を中心とする軌道セグメントＡＢはス
イッチング・デバイスＳ１およびＳ４の導電期間を表わ
す。残りの軌道セグメントの中心も同様に次のように決
定される。（−Ｖｓ−ｖｏ、０）を中心とする軌道セグ
メントＢＣはダイオードＤ２およびＤ３の導電期間を表
わす。（−Ｖｓ ＋Ｖｏ。
０）を中心とする軌道セグメントＣＤはスイッチング・
デバイスＳ２およびＳ３の導電期間を表わす。（Ｖ５
＋ＶＯ、Ｑ）を中心とする軌道セグメントＤＡはダイオ
ードＤ１およびＤ４の導電期間を表わす。
デバイスＳ２およびＳ３の導電期間を表わす。（Ｖ５
＋ＶＯ、Ｑ）を中心とする軌道セグメントＤＡはダイオ
ードＤ１およびＤ４の導電期間を表わす。
上記のように、所望の軌道すなわち最適軌道はシステム
の制御法則したがってその構成を決定する。上記の軌道
中心の他に、各軌道セグメントを特徴付けるもう１つの
パラメータは中心（Ｖｓ ＋Ｖ０．０）または中心（−
Ｖ、−ｖｏ、Ｏ）から測った軌道半径Ｒｄである。動作
については、制御回路は状態決定要素（すなわち、共振
コンデンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タンク回路
に印加される電圧、および出力負荷電圧）の連続的な〃
１定から半径Ｒｄを計算する。このようにして、制御回
路は対角線上に対向するスイッチング・デバイス対を交
互にスイッチングすることにより所望の状態軌道に対応
するシステム動作を維持する。
の制御法則したがってその構成を決定する。上記の軌道
中心の他に、各軌道セグメントを特徴付けるもう１つの
パラメータは中心（Ｖｓ ＋Ｖ０．０）または中心（−
Ｖ、−ｖｏ、Ｏ）から測った軌道半径Ｒｄである。動作
については、制御回路は状態決定要素（すなわち、共振
コンデンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タンク回路
に印加される電圧、および出力負荷電圧）の連続的な〃
１定から半径Ｒｄを計算する。このようにして、制御回
路は対角線上に対向するスイッチング・デバイス対を交
互にスイッチングすることにより所望の状態軌道に対応
するシステム動作を維持する。
更に、状態決定要素のいずれかが変化したとき、以下に
説明する外側制御ループにより発生される制御信号ＶＣ
ＯＮにより、システムはもう１つの定常状態軌道への時
間最適遷移を行なうことができる。
説明する外側制御ループにより発生される制御信号ＶＣ
ＯＮにより、システムはもう１つの定常状態軌道への時
間最適遷移を行なうことができる。
ここに引用するｒ１９８７年パワー・エレクトロニクス
・スペシャルティ・コンファレンス・プロシーデインゲ
ス（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ５ｐｅｃｉ
ａｌｔｙ Ｃｏｎｆ’ｃｒｏｎｃｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｌ
ｎｇｓ） Ｊの４５１−４５９頁所載のラメシュ・オル
ガンティ（Ｒａａ＋ｅｓｈ Ｏｒｕｇａｎｔｌ ）他の
論文「直列共振変換回路の最適軌道制御の構成（Ｉｍｐ
ｌｅＩｌｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ’ Ｏｐｔｉｍａｌ
Ｔｒａｊｅｃｔ。
・スペシャルティ・コンファレンス・プロシーデインゲ
ス（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ５ｐｅｃｉ
ａｌｔｙ Ｃｏｎｆ’ｃｒｏｎｃｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｌ
ｎｇｓ） Ｊの４５１−４５９頁所載のラメシュ・オル
ガンティ（Ｒａａ＋ｅｓｈ Ｏｒｕｇａｎｔｌ ）他の
論文「直列共振変換回路の最適軌道制御の構成（Ｉｍｐ
ｌｅＩｌｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ’ Ｏｐｔｉｍａｌ
Ｔｒａｊｅｃｔ。
ｒｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｒ ５ｅｒ１ｅｓ Ｒｅ５ｏ
ｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ） Ｊには、共振周波
数以下の周波数で動作する共振インバータに対する制御
法則がその４５３−４５４頁に記載のように導き出され
て次式として示されている。
ｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ） Ｊには、共振周波
数以下の周波数で動作する共振インバータに対する制御
法則がその４５３−４５４頁に記載のように導き出され
て次式として示されている。
（Ｒ（Ｉ Ｖ５ ） ２− （Ｖ（十ＦＶ（Ｉ ＦＶ
Ｂ ） ２＋（ｉＬＺ□）２ （１） ここでＦはインダクタ電流ｉＬの符号に応じて＋１また
は−１である。
Ｂ ） ２＋（ｉＬＺ□）２ （１） ここでＦはインダクタ電流ｉＬの符号に応じて＋１また
は−１である。
本発明におけるような共振周波数以上の周波数で動作す
るインバータの制御法則も同様に導き出され、次式のよ
うに表わ、すことができる。
るインバータの制御法則も同様に導き出され、次式のよ
うに表わ、すことができる。
（Ｒａ Ｖ５ ） ２− （Ｖ（−ＦＶＯ−ＦＶＢ ）
２＋ （ｉＬＺ６ ） ２ （２）式（２）
の制御法則に従って構成された共振インバータ制御シス
テムでは、動作可能な周波数範囲内で動作するときのス
イッチング・デバイスの時間最適制御が可能となる利点
がある。しかし都合の悪いことに、上記のオルガンティ
他による最適軌道制御は２レベル変調または周波数変調
に限定される。すなわち第４Ａ図に示すように共振回路
に印加される電圧は＋Ｖｓと−Ｖｓの２レベルを持つ矩
形波信号である。最適軌道制御を使って矩形波信号の周
波数を変えることにより出力負荷電圧を制御することが
できる。したがって従来の周波数制御方法と同様に、周
波数がスイッチング・デバイスの最大動作周波数に向っ
て増大するとき出力電圧の制御範囲が制限される。した
がって本発明は上記の最適軌道制御システムを変形し改
良することにより、すべての負荷状態のもとで、制御さ
れる出力負荷電圧の範囲を著しく増大させる新しい共振
制御を提供することである。これによれば、本発明は最
適軌道制御を位相変調と組み合わせる。
２＋ （ｉＬＺ６ ） ２ （２）式（２）
の制御法則に従って構成された共振インバータ制御シス
テムでは、動作可能な周波数範囲内で動作するときのス
イッチング・デバイスの時間最適制御が可能となる利点
がある。しかし都合の悪いことに、上記のオルガンティ
他による最適軌道制御は２レベル変調または周波数変調
に限定される。すなわち第４Ａ図に示すように共振回路
に印加される電圧は＋Ｖｓと−Ｖｓの２レベルを持つ矩
形波信号である。最適軌道制御を使って矩形波信号の周
波数を変えることにより出力負荷電圧を制御することが
できる。したがって従来の周波数制御方法と同様に、周
波数がスイッチング・デバイスの最大動作周波数に向っ
て増大するとき出力電圧の制御範囲が制限される。した
がって本発明は上記の最適軌道制御システムを変形し改
良することにより、すべての負荷状態のもとで、制御さ
れる出力負荷電圧の範囲を著しく増大させる新しい共振
制御を提供することである。これによれば、本発明は最
適軌道制御を位相変調と組み合わせる。
当業者には明らかなように直列共振回路は共振タンク回
路に印加される矩形波電圧に対して二次フィルタのよう
に動作するので、有用な近似は矩形波信号の基本波のみ
が共振タンク回路に印加されるというものである。更に
、第４Ａ図の矩形波信号を位相変調すれば、位相変調さ
れた信号は第４Ｂ図に示す３レベル形式となり、パルス
幅ＰＷは位相変調角φに比例して変化する。この位相変
調された信号の基本波Ｆ１は次式で表わされる。
路に印加される矩形波電圧に対して二次フィルタのよう
に動作するので、有用な近似は矩形波信号の基本波のみ
が共振タンク回路に印加されるというものである。更に
、第４Ａ図の矩形波信号を位相変調すれば、位相変調さ
れた信号は第４Ｂ図に示す３レベル形式となり、パルス
幅ＰＷは位相変調角φに比例して変化する。この位相変
調された信号の基本波Ｆ１は次式で表わされる。
Ｆｌ−４πＶｓ ｃｏｓφ （３）但し
、第４Ｂ図に示すように、φ−（π／２）×１−２ｘＰ
Ｗ／（周期）であり、φはラジアンを単位として定めら
れる。
、第４Ｂ図に示すように、φ−（π／２）×１−２ｘＰ
Ｗ／（周期）であり、φはラジアンを単位として定めら
れる。
第５図は基本波Ｆ１の大きさと位相変調角φの関係を表
わすグラフである。図に示すように、衝撃係数（デユー
ティサイクル）が５０％（すなわちφ−０）の場合、基
本波Ｆ１はその最大値４πｖＢとなる。φが大きくなる
につれて、基本波振幅は小さくなる。したがって本発明
に従って位相変調を使うことにより、直列共振インバー
タに印加される電圧の基本波振幅を小さくすることがで
きる。その結果、第２図から明らかなように、直列共振
回路に印加される実効電圧を小さくすることにより、す
べての負荷状態において制御される出力負荷電圧の一層
店い範囲を得ることができる。
わすグラフである。図に示すように、衝撃係数（デユー
ティサイクル）が５０％（すなわちφ−０）の場合、基
本波Ｆ１はその最大値４πｖＢとなる。φが大きくなる
につれて、基本波振幅は小さくなる。したがって本発明
に従って位相変調を使うことにより、直列共振インバー
タに印加される電圧の基本波振幅を小さくすることがで
きる。その結果、第２図から明らかなように、直列共振
回路に印加される実効電圧を小さくすることにより、す
べての負荷状態において制御される出力負荷電圧の一層
店い範囲を得ることができる。
第６図は本発明の直列共振インバータ制御を用いる共振
インバータ制御装置を示すブロック図である。指令され
た出力電圧ｖＲＥＰは加算器２４により出力電圧Ｖｏと
比較される。その結果得られる誤差信号ｖＥＲＲは比例
積分（ＰＩ）補償器２６に入力される。補償器２５は制
御信号Ｖ。ＯＮを発生する。制御信号Ｖ。ＯＮは直列共
振インバータ制御器２８に与えられる。制御器２８はイ
ンバータ１２を駆動する。上記状態決定要素に比例した
制御信号も直列共振インバータ制御器に入力される。
インバータ制御装置を示すブロック図である。指令され
た出力電圧ｖＲＥＰは加算器２４により出力電圧Ｖｏと
比較される。その結果得られる誤差信号ｖＥＲＲは比例
積分（ＰＩ）補償器２６に入力される。補償器２５は制
御信号Ｖ。ＯＮを発生する。制御信号Ｖ。ＯＮは直列共
振インバータ制御器２８に与えられる。制御器２８はイ
ンバータ１２を駆動する。上記状態決定要素に比例した
制御信号も直列共振インバータ制御器に入力される。
これらの信号はに＋ ＩＬ ｓ ｋ３”ｃ 、、に３
Ｖｏおよびに３Ｖｓと表わされる。ここでに１および
に３は以下に説明する一定の換算係数（スケールファク
タ）である。・ それぞれ点２７および２９で相互接続された第７ａ図お
よび第７ｂ図の回路は本発明の改良された共振インバー
タ制御器２８の実施例を示す。この改良された装置の制
御法則は位相変調を用いるようにした式（２）で与えら
れた制御法則の変形であり、次式で−表わされる。
Ｖｏおよびに３Ｖｓと表わされる。ここでに１および
に３は以下に説明する一定の換算係数（スケールファク
タ）である。・ それぞれ点２７および２９で相互接続された第７ａ図お
よび第７ｂ図の回路は本発明の改良された共振インバー
タ制御器２８の実施例を示す。この改良された装置の制
御法則は位相変調を用いるようにした式（２）で与えら
れた制御法則の変形であり、次式で−表わされる。
（ＲｄＶｓ ） ２ ＝ （Ｖ（ＦＶ□ＦＶＳ ｃ
ｏｓφ）２＋（ｉＬＺｏ）２（４） したがって、本発明の状態軌道（図示しない）は以下に
説明する位相変調の適用によって生じるスイッチング・
サイクル期間の差を考慮に入れるために第３図の状態軌
道を変形したものになっている。
ｏｓφ）２＋（ｉＬＺｏ）２（４） したがって、本発明の状態軌道（図示しない）は以下に
説明する位相変調の適用によって生じるスイッチング・
サイクル期間の差を考慮に入れるために第３図の状態軌
道を変形したものになっている。
本発明による制御回路の構成では、状態決定要素Ｖ。、
ｉＬ、ＶＳおよびｖＯを検出するために検知素子が使用
されている。それぞれの状態決定要素に比例した信号を
作成するためにこれらの検知素子ではスケールの換算を
行なっているので、以下の説明には定数に１およびに３
として表わされる上記の換算係数が含まれる。たとえば
、共振インダクタ電流に比例する制御信号ｋｌ ｉＬ
は適当な電流センサ１９から得られる。通常の電流セン
サは当業者には周知であり、たとえばホール効果電流セ
ンサ、電流検知抵抗、または電流検知変成器で構成され
る。
ｉＬ、ＶＳおよびｖＯを検出するために検知素子が使用
されている。それぞれの状態決定要素に比例した信号を
作成するためにこれらの検知素子ではスケールの換算を
行なっているので、以下の説明には定数に１およびに３
として表わされる上記の換算係数が含まれる。たとえば
、共振インダクタ電流に比例する制御信号ｋｌ ｉＬ
は適当な電流センサ１９から得られる。通常の電流セン
サは当業者には周知であり、たとえばホール効果電流セ
ンサ、電流検知抵抗、または電流検知変成器で構成され
る。
第７ａ図に示すように、制御信号に１ ｉＬが比較器３
０に印加される。比較器３０の出力信号Ｆはインダクタ
電流ｉＬの符号に応じて＋１または−１となる。信号Ｆ
は乗算器３２および３４に入力される。Ｆの値はその乗
算係数である。制御信号に１ ｉＬは乗算器３６にも与
えられる。乗算器３６は二乗演算を行なって信号に２ （Ｚｏ １Ｌ）２を発生する。ここで定数Ｚ０−ッｒ［
）”ては直列共振回路の特性インピーダンスである。ｋ
２も定数である。
０に印加される。比較器３０の出力信号Ｆはインダクタ
電流ｉＬの符号に応じて＋１または−１となる。信号Ｆ
は乗算器３２および３４に入力される。Ｆの値はその乗
算係数である。制御信号に１ ｉＬは乗算器３６にも与
えられる。乗算器３６は二乗演算を行なって信号に２ （Ｚｏ １Ｌ）２を発生する。ここで定数Ｚ０−ッｒ［
）”ては直列共振回路の特性インピーダンスである。ｋ
２も定数である。
印加された電源電圧に比例する制御信号に３Ｖｓが電源
電圧センサ２１により乗算器３１に与えられる。乗算器
３１は制御信号に３ＶｓにＣＯＳφを乗算する。ここで
φは上記の位相変調角の値である。適当な電圧センサは
当業者には周知であり、たとえば抵抗分圧回路網で構成
することができる。信号１（３Ｖ６ ８０８φは乗算器
３２に印加され、そこで信号Ｆと乗算される。
電圧センサ２１により乗算器３１に与えられる。乗算器
３１は制御信号に３ＶｓにＣＯＳφを乗算する。ここで
φは上記の位相変調角の値である。適当な電圧センサは
当業者には周知であり、たとえば抵抗分圧回路網で構成
することができる。信号１（３Ｖ６ ８０８φは乗算器
３２に印加され、そこで信号Ｆと乗算される。
出力負荷電圧に比例する制御信号に３Ｖｏは電圧センサ
２３によって発生されて、乗算器３４に印加され、そこ
で信号Ｆｋ３Ｖ、が得られる。加算器４０でこの信号Ｆ
ｋ３Ｖ、と、電圧センサ２５によって検知された共振コ
ンデンサ両端間の電圧に比例する制御信号に３ｖｃと加
算される。その結果得られた信号に３ （Ｖｃ −ＦＶ
ｏ ）が加算器４２により上記信号Ｆｋ３Ｖ６ｃｏｓφ
と加算され、信号に３ （Ｖ（ＦＶＯＦＶｇ ＣｏＳ
φ）が求められる。この信号は乗算器４４に人力される
。
２３によって発生されて、乗算器３４に印加され、そこ
で信号Ｆｋ３Ｖ、が得られる。加算器４０でこの信号Ｆ
ｋ３Ｖ、と、電圧センサ２５によって検知された共振コ
ンデンサ両端間の電圧に比例する制御信号に３ｖｃと加
算される。その結果得られた信号に３ （Ｖｃ −ＦＶ
ｏ ）が加算器４２により上記信号Ｆｋ３Ｖ６ｃｏｓφ
と加算され、信号に３ （Ｖ（ＦＶＯＦＶｇ ＣｏＳ
φ）が求められる。この信号は乗算器４４に人力される
。
乗算器４４は二乗演算を行ない、その結果得られる二乗
された信号に２ （Ｖ（ＦＶＯ−ＦＶ６ＣＯＳφ）２が
加算器４６により前記の信号に２（Ｚｏ １Ｌ）２に加
算され、次に第７ｂ図に示すように伝達関数か−（ｋａ
／に２）の利得増幅器４８に人力される。但しに４は定
数である。増幅器４８の出力は信号−に４ ［（Ｖｃ
ＦＶ□ Ｆ■ｓ ｃｏｓφ）２＋（ＺＯｉＬ）２］
であり、これを以後最適制御信号と呼ぶ。
された信号に２ （Ｖ（ＦＶＯ−ＦＶ６ＣＯＳφ）２が
加算器４６により前記の信号に２（Ｚｏ １Ｌ）２に加
算され、次に第７ｂ図に示すように伝達関数か−（ｋａ
／に２）の利得増幅器４８に人力される。但しに４は定
数である。増幅器４８の出力は信号−に４ ［（Ｖｃ
ＦＶ□ Ｆ■ｓ ｃｏｓφ）２＋（ＺＯｉＬ）２］
であり、これを以後最適制御信号と呼ぶ。
制御信号Ｖ。ＯＮが周波数変調制御器５０および位相変
調制御器５２に与えられる。周波数変調制御器５０の伝
達関数が第７ｂ図に示されており、数学的に次のように
表わすことができる。
調制御器５２に与えられる。周波数変調制御器５０の伝
達関数が第７ｂ図に示されており、数学的に次のように
表わすことができる。
但し、ＶＦは周波数変調制御器５０の出力電圧、Ｖ７は
制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波数範囲の端に
於ける動作を表わすしきい値電圧、Ｃ１は定数である。
制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波数範囲の端に
於ける動作を表わすしきい値電圧、Ｃ１は定数である。
電圧ＶＦは加算器５４で利得増幅器４８の出力信号に加
算され、その結果が比較器５６の非反転入力に人力され
る。比較器５６の出力信号はのこぎり波発生器５８に与
えられる。
算され、その結果が比較器５６の非反転入力に人力され
る。比較器５６の出力信号はのこぎり波発生器５８に与
えられる。
位相変調制御器５２の伝達関数も第７ｂ図に示されてお
り、数学的に次のように表わすことができる。
り、数学的に次のように表わすことができる。
ここでＶφは位相変調制御器５２からの出力電圧であっ
て、位相変調φ中に比例しており、Ｃ２は定数である。
て、位相変調φ中に比例しており、Ｃ２は定数である。
電圧■φは比較器６０の反転入力に入力されている。の
こぎり波発生器５８の出力信号ＶＧは比較器６０の非反
転入力に供給されている。電圧Ｖφは乗算器３１にも供
給されているｃｏｓφは乗算器３１の乗算係数である。
こぎり波発生器５８の出力信号ＶＧは比較器６０の非反
転入力に供給されている。電圧Ｖφは乗算器３１にも供
給されているｃｏｓφは乗算器３１の乗算係数である。
比較器５６の出力信号ＣＰＩおよび比較器６０の出力信
号ＣＰ２はＤ形（遅延）フリップフロップ５２および６
４にクロックパルスをそれぞれ供給する。当業者には明
らかなように、Ｄ形フリップフロップ６２の出力頁］が
Ｄ形フリップフロップ６２のＤ１人力に供給されている
ので、Ｄ形フリップフロップ６２が２分周フリップフロ
ップである。すなわち５、出力周波数はクロック周波数
の半分である。Ｄ形フリップフロップの出力信号はそれ
ぞれのスイッチング・デバイス５ｌ−Ｓ４に対するベー
ス駆動回路６５ａ−６５ｄを制御する。
号ＣＰ２はＤ形（遅延）フリップフロップ５２および６
４にクロックパルスをそれぞれ供給する。当業者には明
らかなように、Ｄ形フリップフロップ６２の出力頁］が
Ｄ形フリップフロップ６２のＤ１人力に供給されている
ので、Ｄ形フリップフロップ６２が２分周フリップフロ
ップである。すなわち５、出力周波数はクロック周波数
の半分である。Ｄ形フリップフロップの出力信号はそれ
ぞれのスイッチング・デバイス５ｌ−Ｓ４に対するベー
ス駆動回路６５ａ−６５ｄを制御する。
適当なベース駆動回路は当業者には周知である。
動作については、２分周り形フリップフロップ６２にク
ロックパルスを供給する比較器５６の出力信号はのこぎ
り波発生器５８をも駆動するので、のこぎり波発生器は
ゲート駆動回路６５ａ−６５ｄの２倍の周波数で動作す
る電圧ランプ（ｒａｍｐ）信号Ｖ（、を発生する。詳し
く述べると、Ｄ形フリップフロップ６２のＱｌの出力信
号が論理レベルＯから論理１に、または論理１から論理
０に遷移するたびごとに電圧ランプ信号ｖＧは零にリセ
ットされる。のこぎり波発生器５８の出力ランプ電圧は
比較器６０により電圧Ｖφと比較される。比較器６０は
Ｄ形フリップフロップ６４に対するクロックパルスを供
給する。たとえば正エツジトリガ式り形フリップフロッ
プ６４の場合、比較器６０の出力信号が低論理レベルか
ら高論理レベルに切替ったとき、Ｄ形フリップフロップ
６４の出力Ｑ２の信号はＤ形フリップフロップ６２の出
力Ｑ１の信号と同じ値にラッチされる。
ロックパルスを供給する比較器５６の出力信号はのこぎ
り波発生器５８をも駆動するので、のこぎり波発生器は
ゲート駆動回路６５ａ−６５ｄの２倍の周波数で動作す
る電圧ランプ（ｒａｍｐ）信号Ｖ（、を発生する。詳し
く述べると、Ｄ形フリップフロップ６２のＱｌの出力信
号が論理レベルＯから論理１に、または論理１から論理
０に遷移するたびごとに電圧ランプ信号ｖＧは零にリセ
ットされる。のこぎり波発生器５８の出力ランプ電圧は
比較器６０により電圧Ｖφと比較される。比較器６０は
Ｄ形フリップフロップ６４に対するクロックパルスを供
給する。たとえば正エツジトリガ式り形フリップフロッ
プ６４の場合、比較器６０の出力信号が低論理レベルか
ら高論理レベルに切替ったとき、Ｄ形フリップフロップ
６４の出力Ｑ２の信号はＤ形フリップフロップ６２の出
力Ｑ１の信号と同じ値にラッチされる。
Ｖ ＣＯＮ ＜ Ｖ ７の場合、周波数変調制御器５０
の出力電圧ＶＦはＣＩ Ｖ ｃｏＮであり、位相変調制
御器５２の出力電圧Ｖφは零であり、したがって位相変
調角φ−〇であるということを示す。したがって、位相
変調角φの値が乗算器３１に与えられ、φ−０の場合は
ＣＯＳφ−１であるので、位相変調は行なわれない。他
方、周波数変調は行なわれる。
の出力電圧ＶＦはＣＩ Ｖ ｃｏＮであり、位相変調制
御器５２の出力電圧Ｖφは零であり、したがって位相変
調角φ−〇であるということを示す。したがって、位相
変調角φの値が乗算器３１に与えられ、φ−０の場合は
ＣＯＳφ−１であるので、位相変調は行なわれない。他
方、周波数変調は行なわれる。
すなわち、周波数変調制御器５０の出力電圧Ｃ１ｖｃｏ
Ｎが加算増幅器４８の出力信号に加算され、比較器５６
の非反転入力に印加される。比較器５６の出力信号ＣＰ
１はＤ形フリップフロップ６２にクロックパルスを供給
することにより、その状態を切換え、また前述の通りの
こぎり波発生器５８の駆動も行なう。のこぎり波発生器
の出力電圧Ｖ（、は比較器６０により電圧Ｖφ−〇と比
較される。比較器６０はクロックパルスＣＰ２をＤ形フ
リップフロップ６４に供給する。その結果、Ｄ形フリッ
プフロップ６４はＤ形フリップフロップ６２と殆んど同
時にトグル動作する。このようにして、Ｖ ＣＯＮ ＜
Ｖ Ｔの場合、スイッチング・デバイスの動作可能な
周波数範囲内で動作するとき最適制御を使用する周波数
変調が達成される。
Ｎが加算増幅器４８の出力信号に加算され、比較器５６
の非反転入力に印加される。比較器５６の出力信号ＣＰ
１はＤ形フリップフロップ６２にクロックパルスを供給
することにより、その状態を切換え、また前述の通りの
こぎり波発生器５８の駆動も行なう。のこぎり波発生器
の出力電圧Ｖ（、は比較器６０により電圧Ｖφ−〇と比
較される。比較器６０はクロックパルスＣＰ２をＤ形フ
リップフロップ６４に供給する。その結果、Ｄ形フリッ
プフロップ６４はＤ形フリップフロップ６２と殆んど同
時にトグル動作する。このようにして、Ｖ ＣＯＮ ＜
Ｖ Ｔの場合、スイッチング・デバイスの動作可能な
周波数範囲内で動作するとき最適制御を使用する周波数
変調が達成される。
■ｏｏＮ≧ＶＴの場合、周波数変調制御器５０の出力電
圧ＶＦはｃ、ｖＴすなわち定数である。したがって、ス
イッチング・デバイスＳｌ、Ｓ２゜Ｓ３およびＳ４のス
イッチング周波数はその動作可能な周波数範囲の端に固
定される。これらの条件のもとでは、位相変調制御器５
２の出力電圧Ｖ はＣ２（ＶＣＯＮ ＶＴ ）である
。この電圧φ Ｖφは比較器６０によりのこぎり波発生器５８の出力信
号ＶＧと比較される。その結果、比較器６ＯからＤ形フ
リップフロップ６４に与えられるクロックパルスは位相
変調角φに比例した時間だけ遅延される。電圧Ｖφによ
って、乗算器３１が電源電圧ＶｓにｅＯ８φを乗算する
ことも可能となる。
圧ＶＦはｃ、ｖＴすなわち定数である。したがって、ス
イッチング・デバイスＳｌ、Ｓ２゜Ｓ３およびＳ４のス
イッチング周波数はその動作可能な周波数範囲の端に固
定される。これらの条件のもとでは、位相変調制御器５
２の出力電圧Ｖ はＣ２（ＶＣＯＮ ＶＴ ）である
。この電圧φ Ｖφは比較器６０によりのこぎり波発生器５８の出力信
号ＶＧと比較される。その結果、比較器６ＯからＤ形フ
リップフロップ６４に与えられるクロックパルスは位相
変調角φに比例した時間だけ遅延される。電圧Ｖφによ
って、乗算器３１が電源電圧ＶｓにｅＯ８φを乗算する
ことも可能となる。
このようにして、位相変調を用いて、直列共振インバー
タを制御するための第４Ｂ図に示す３レベル電圧波形が
作成される。このように最適軌道制御法を位相変調と組
み合わせることにより、すべての動作状態のもとで出力
負荷電圧のより広いダイナミック・レンジを達成するこ
とができる。
タを制御するための第４Ｂ図に示す３レベル電圧波形が
作成される。このように最適軌道制御法を位相変調と組
み合わせることにより、すべての動作状態のもとで出力
負荷電圧のより広いダイナミック・レンジを達成するこ
とができる。
第８ａ−８ｉ図はＶＣＯＮ＞ＶＴの特定の場合に対する
新しい共振インバータ制御器の動作を詳細に例示する波
形を示す。簡単のため、比較器５６の出力信号ＣＰＩは
一定のパルス幅を持ち、第８ａ図の波形で表わされるも
のと仮定する。正エツジトリガ式り形フリップフロップ
６２について、そのＱｌの出力信号および酊の出力信号
が第８ｂ図および第８ｃ図にそれぞれ示されている。Ｄ
形フリップフロップ６２の出力信号が状態を変えるたび
にリセットされるのこぎり波発生器から出力される電圧
ランプ信号Ｖ（、が第８ｄ図に示されている。位相変調
角φを決定する電圧Ｖφが第８ｅ図にＯＶとＩＯＶとの
間の電圧として示されている。この例の場合、電圧Ｖφ
−５Ｖである。電圧Ｖφをのこぎり波発生器５８の出力
ランプ電圧ＶＣと比較することによって決定される比較
器６０の出力信号ＣＰ２は第８ｆ図に示されており、こ
れはＤ形フリップフロップ６４に対するクロックパルス
を構成する。正エツジトリガ式り形フリップフロップ６
４のＱｌおよびＱｌの出力信号が第８ｇ図および第８ｈ
図にそれぞれ示されている。
新しい共振インバータ制御器の動作を詳細に例示する波
形を示す。簡単のため、比較器５６の出力信号ＣＰＩは
一定のパルス幅を持ち、第８ａ図の波形で表わされるも
のと仮定する。正エツジトリガ式り形フリップフロップ
６２について、そのＱｌの出力信号および酊の出力信号
が第８ｂ図および第８ｃ図にそれぞれ示されている。Ｄ
形フリップフロップ６２の出力信号が状態を変えるたび
にリセットされるのこぎり波発生器から出力される電圧
ランプ信号Ｖ（、が第８ｄ図に示されている。位相変調
角φを決定する電圧Ｖφが第８ｅ図にＯＶとＩＯＶとの
間の電圧として示されている。この例の場合、電圧Ｖφ
−５Ｖである。電圧Ｖφをのこぎり波発生器５８の出力
ランプ電圧ＶＣと比較することによって決定される比較
器６０の出力信号ＣＰ２は第８ｆ図に示されており、こ
れはＤ形フリップフロップ６４に対するクロックパルス
を構成する。正エツジトリガ式り形フリップフロップ６
４のＱｌおよびＱｌの出力信号が第８ｇ図および第８ｈ
図にそれぞれ示されている。
Ｑｌ、Ｑｌ、ＱｌおよびＱｌのフリップフロップ出力信
号はそれぞれベース駆動回路６５ａ−６５ｄを駆動し、
その結果、第８１図に示す３レベルの位相変調された信
号を作成する。第８１図および上記の位相変調角φにつ
いての等式から、この例の場合、位相変調角φ−π／４
であることがわかる。
号はそれぞれベース駆動回路６５ａ−６５ｄを駆動し、
その結果、第８１図に示す３レベルの位相変調された信
号を作成する。第８１図および上記の位相変調角φにつ
いての等式から、この例の場合、位相変調角φ−π／４
であることがわかる。
本発明の実施例を図示し説明してきたが、このような実
施例は例示のためのものに過ぎないことは明らかである
。当業者は本発明から逸脱することなく多数の変形、変
更および置換を考え付き得る。したがって、本発明は請
求の範囲により限定される。
施例は例示のためのものに過ぎないことは明らかである
。当業者は本発明から逸脱することなく多数の変形、変
更および置換を考え付き得る。したがって、本発明は請
求の範囲により限定される。
第１図は直列共振インバータを含む直流−直流変換回路
の概略回路図である。第２図は重負荷、中負荷、軽負荷
および無負荷の状態について第１図のインバータで用い
られる直列共振回路に供給される矩形波信号の周波数の
対数に対して出力電圧の大きさをプロットしたグラフで
ある。第３図は共振周波数以上の周波数で動作する第１
図の共振インバータに対する単一状態軌道の状態平面図
である。第４Ａ図は第１図の直列共振インバータに印加
される矩形波電圧を例示するグラフである。 第４Ｂ図は第４Ａ図の信号の位相変調された信号を例示
するグラフである。第５図は第４Ｂ図の信号の基本波振
幅を位相変調角に対して示すグラフである。第６図は本
発明の直列共振インバータ制御器を用いる共振インバー
タ制御装置の機能ブロック図である。第７ａ図および第
７ｂ図は、−緒にして、本発明による共振インバータ制
御器の実施例を示す機能ブロック図である。第８ａ乃至
８１図は本発明の共振インバータ制御器１２の動作の説
明のために第７ａ及び７ｂ図のブロック図を構成するい
くつかの素子からの出力信号を例示するグラフである。 （主な符号の説明） １２・・・インバータ、 １４・・・インダクタ、 １６・・・コンデンサ、 １８・・・変圧器、 ２０・・・全波整流器、 ５０・・・周波数変調制御器、 ５２・・・位相変調制御器、 ５６．６０・・・比較器、 Ｓｌ乃至Ｓ４・・・スイッチング・ デバイス。
の概略回路図である。第２図は重負荷、中負荷、軽負荷
および無負荷の状態について第１図のインバータで用い
られる直列共振回路に供給される矩形波信号の周波数の
対数に対して出力電圧の大きさをプロットしたグラフで
ある。第３図は共振周波数以上の周波数で動作する第１
図の共振インバータに対する単一状態軌道の状態平面図
である。第４Ａ図は第１図の直列共振インバータに印加
される矩形波電圧を例示するグラフである。 第４Ｂ図は第４Ａ図の信号の位相変調された信号を例示
するグラフである。第５図は第４Ｂ図の信号の基本波振
幅を位相変調角に対して示すグラフである。第６図は本
発明の直列共振インバータ制御器を用いる共振インバー
タ制御装置の機能ブロック図である。第７ａ図および第
７ｂ図は、−緒にして、本発明による共振インバータ制
御器の実施例を示す機能ブロック図である。第８ａ乃至
８１図は本発明の共振インバータ制御器１２の動作の説
明のために第７ａ及び７ｂ図のブロック図を構成するい
くつかの素子からの出力信号を例示するグラフである。 （主な符号の説明） １２・・・インバータ、 １４・・・インダクタ、 １６・・・コンデンサ、 １８・・・変圧器、 ２０・・・全波整流器、 ５０・・・周波数変調制御器、 ５２・・・位相変調制御器、 ５６．６０・・・比較器、 Ｓｌ乃至Ｓ４・・・スイッチング・ デバイス。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、直流−直流変換回路に於いて、 ２対の制御可能なスイッチ手段を持つ共振インバータで
あって、各対のスイッチ手段が直列に接続され、各対の
直列接続されたスイッチ手段が外部直流電源の両端間に
並列接続されるように構成されている共振インバータ、 上記制御可能なスイッチ手段の接続点相互の間に接続さ
れた、コンデンサおよびインダクタを含む直列共振回路
であって、上記インバータから矩形波電圧を受ける直列
共振回路、上記直列共振回路に誘導結合された全波整流
器であって、その出力からほぼ一定の予め選定された出
力電圧を負荷に供給するための全波整流器、上記コンデ
ンサ両端間の電圧、上記インダクタを通る電流、上記直
列共振回路に印加される矩形波電圧、および上記出力電
圧を含む変換回路状態決定要素を継続的に監視する状態
決定要素検知手段、 上記状態決定要素検知手段に応答して、上記状態決定要
素の瞬時値に対応する最適制御信号を発生する最適制御
手段、 上記最適制御手段に応答して、上記直列共振回路に印加
される矩形波電圧を周波数変調することによって上記出
力電圧を制御することにより、上記制御可能なスイッチ
手段の動作周波数がその動作可能な周波数範囲内にある
ときに上記直列共振回路の安定な動作を維持する第１の
制御手段、および 上記最適制御手段に応答して、上記直列共振回路に印加
される矩形波電圧を位相変調することによって上記出力
電圧を制御することにより、上記制御可能なスイッチ手
段の動作周波数がその動作可能な周波数範囲の端にある
ときに上記直列共振回路の安定な動作を維持する第２の
制御手段、を含むことを特徴とする直流−直流変換回路
。 ２、上記制御可能なスイッチ手段の動作周波数がその動
作可能な範囲の端にあるときを判定するための周波数測
定手段が、上記インバータの出力に結合されている請求
項１記載の直流−直流変換回路。 ３、上記第１の制御手段が、 周波数変調信号を発生する周波数変調手段、上記周波数
変調信号を上記最適制御信号と比較し、その結果得られ
る差信号を発生する比較手段、および 上記差信号に応答して、上記制御可能なスイッチ手段の
動作周波数を変えるための周波数制御信号を発生する周
波数制御手段、を有している請求項１記載の直流−直流
変換回路。４、上記第２の制御手段が、 上記の予め選定された一定出力電圧に対応する位相変調
角を計算する手段、および 上記位相変調角を表わす移相制御信号を発生する手段、 を有する請求項１記載の直流−直流変換回路。 ５、上記第２の制御手段が、 上記の予め選定された一定出力電圧に対応する位相変調
角を計算する手段、および 上記位相変調角を表わす移相制御信号を発生する手段、 を有する請求項３記載の直流−直流変換回路。 ６、上記周波数制御信号に応答してランプ電圧を発生す
るのこぎり波発生手段、 上記ランプ電圧を上記移相制御信号と比較する第２の比
較手段、および 上記周波数制御信号および上記第２の比較手段の出力信
号に応答するフリップフロップ手段であって、上記フリ
ップフロップ手段は上記制御可能なスイッチ手段に結合
されていて、上記スイッチ手段の動作可能な周波数範囲
内で動作しているときに上記スイッチ手段の動作周波数
を変える制御信号、また上記動作可能な周波数範囲の端
で動作しているときに矩形波電圧を位相変調する制御信
号を供給するフリップフロップ手段、 を更に含んでいる請求項５記載の直流−直流変換回路。 ７、コンデンサおよびインダクタで構成された直列共振
回路をそなえ、矩形波電圧を発生して上記直列共振回路
に印加する制御可能なスイッチ手段を含み、出力から負
荷にほぼ一定の出力電圧を供給するための共振インバー
タに対する制御器に於いて、 上記コンデンサ両端間の電圧、上記インダクタを通る電
流、上記直列共振回路に印加される矩形波電圧、および
上記出力電圧を含む変換回路状態決定要素を継続的に監
視する状態決定要素検知手段、 上記状態決定要素検知手段に応答して、上記状態決定要
素の瞬時値に対応する最適制御信号を発生する最適制御
手段、 上記最適制御手段に応答して、上記直列共振回路に印加
される矩形波電圧を周波数変調することによって出力電
圧を制御することにより、上記制御可能なスイッチ手段
の動作周波数がその動作可能な周波数範囲内にあるとき
に上記直列共振回路の安定な動作を維持する第１の制御
手段、 上記最適制御手段に応答して、上記直列共振回路に印加
される矩形波電圧を位相変調することによって出力電圧
を制御することにより、上記制御可能なスイッチ手段の
動作周波数がその動作可能な周波数範囲の端にあるとき
に上記直列共振回路の安定な動作を維持する第２の制御
手段、 を含むことを特徴とする共振インバータ用制御器。 ８、上記制御可能なスイッチ手段の動作周波数がその動
作可能な範囲の端にあるときを判定するための周波数測
定手段が上記インバータの出力に結合されている請求項
７記載の共振インバータ用制御器。 ９、上記第１の制御手段が、 周波数変調信号を発生する周波数変調手段、上記周波数
変調信号を上記最適制御信号と比較し、その結果得られ
る差信号を発生する比較手段、および 上記差信号に応答して、上記制御可能なスイッチ手段の
動作周波数を変えるための周波数制御信号を発生する周
波数制御手段、を有している請求項７記載の共振インバ
ータ用制御器。 １０、上記第２の制御手段が、 上記の予め選定された一定出力電圧に対応する位相変調
角を計算する手段、および 上記位相変調角を表わす移相制御信号を発生する手段、 を有する請求項７記載の共振インバータ用制御器。 １１、上記第２の制御手段が、 上記の予め選定された一定出力電圧に対応する位相変調
角を計算する手段、および 上記位相変調角を表わす移相制御信号を発生する手段、 を有する請求項９記載の共振インバータ用制御器。 １２、上記周波数制御信号に応答してランプ電圧を発生
するのこぎり波発生手段、 上記ランプ電圧を上記移相制御信号と比較する第２の比
較手段、および 上記周波数制御信号および上記第２比較手段の出力信号
に応答するフリップフロップ手段であって、上記制御可
能なスイッチ手段に結合されて、上記スイッチ手段の動
作可能な周波数範囲内で動作しているときに上記スイッ
チ手段の動作周波数を変える制御信号、また該動作可能
な周波数範囲の端で動作しているときに矩形波電圧を位
相変調する制御信号を供給するフリップフロップ手段、
を更に含んでいる請求項１１記載の共振インバータ用制
御器。 １３、矩形波信号を発生して、コンデンサおよびインダ
クタを含む直列共振回路に印加する制御可能なスイッチ
手段を含み、出力からほぼ一定の出力電圧を負荷に供給
するための共振インバータを制御する方法に於いて、 上記コンデンサ両端間の電圧、上記インダクタを通る電
流、上記矩形波信号、および上記出力電圧を含むインバ
ータ状態決定要素を継続的に監視するステップ、 上記状態決定要素の瞬時値の予め定められた組合わせに
対応する最適制御信号を発生するステップ、 上記直列共振回路に印加された上記矩形波信号を周波数
変調することにより、上記制御可能なスイッチ手段の動
作周波数がその動作可能な周波数範囲内にあるときに上
記直列共振回路の安定な動作を維持するステップ、およ
び 上記矩形波信号を位相変調することにより、上記制御可
能なスイッチ手段の動作周波数がその動作可能な周波数
範囲の端にあるときに上記直列共振回路の安定な動作を
維持するステップ、を含むことを特徴とする共振インバ
ータの制御方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US379,461 | 1989-07-13 | ||
| US07/379,461 US4951185A (en) | 1989-07-13 | 1989-07-13 | Resonant inverter employing frequency and phase modulation using optimal trajectory control |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002057039A Division JP3392128B2 (ja) | 1989-07-13 | 2002-03-04 | 共振インバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03128672A true JPH03128672A (ja) | 1991-05-31 |
| JP3311743B2 JP3311743B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=23497361
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18442790A Expired - Fee Related JP3311743B2 (ja) | 1989-07-13 | 1990-07-13 | 共振インバータの制御方法 |
| JP2002057039A Expired - Fee Related JP3392128B2 (ja) | 1989-07-13 | 2002-03-04 | 共振インバータ |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002057039A Expired - Fee Related JP3392128B2 (ja) | 1989-07-13 | 2002-03-04 | 共振インバータ |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4951185A (ja) |
| EP (1) | EP0408253A3 (ja) |
| JP (2) | JP3311743B2 (ja) |
| KR (1) | KR910003901A (ja) |
| CA (1) | CA2012811A1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03251079A (ja) * | 1990-02-26 | 1991-11-08 | Origin Electric Co Ltd | Ｘ線電源装置 |
| JP2011048985A (ja) * | 2009-08-26 | 2011-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | 発光ダイオード点灯装置及び照明器具及び照明システム |
| WO2013186991A1 (ja) * | 2012-06-15 | 2013-12-19 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置 |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5452197A (en) * | 1993-02-04 | 1995-09-19 | Vanner Weldon, Inc. | Static DC to AC power converter including separate high and low power converters |
| DE59400108D1 (de) * | 1993-03-22 | 1996-03-21 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Arbeitspunktregelung eines Reihenschwingkreis-Wechselrichters |
| US5534766A (en) * | 1994-04-01 | 1996-07-09 | General Electric Company | Fuzzy logic power supply controller |
| US5783799A (en) * | 1996-01-11 | 1998-07-21 | Illinois Tool Works Inc. | Series resonant converter, and method and apparatus for control thereof |
| DE19724931A1 (de) * | 1997-06-12 | 1998-12-17 | Philips Patentverwaltung | Leistungsversorgungseinheit mit einem pulsdauermodulierten Wechselrichter, insbesondere für einen Röntgengenerator |
| US6181116B1 (en) * | 1998-05-22 | 2001-01-30 | Nmb U.S.A. Inc. | Power regulator |
| US6865096B1 (en) | 1998-07-09 | 2005-03-08 | Illinois Tool Works Inc. | Power convertor with low loss switching |
| US6115273A (en) * | 1998-07-09 | 2000-09-05 | Illinois Tool Works Inc. | Power converter with low loss switching |
| US20080068132A1 (en) * | 2006-05-16 | 2008-03-20 | Georges Kayanakis | Contactless radiofrequency device featuring several antennas and related antenna selection circuit |
| WO2007141349A1 (es) * | 2006-06-05 | 2007-12-13 | Suinsa Medical Systems S.A. | Etapa inversora electrónica de potencia |
| WO2008044203A1 (en) * | 2006-10-13 | 2008-04-17 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Primary resonant inverter circuit for feeding a secondary circuit |
| DE102009032980A1 (de) * | 2009-07-14 | 2011-01-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Störungsarme Spannungsversorgung |
| US8390373B2 (en) * | 2010-06-08 | 2013-03-05 | MUSIC Group IP Ltd. | Ultra-high efficiency switching power inverter and power amplifier |
| CN103078515A (zh) * | 2011-10-25 | 2013-05-01 | 通用电气公司 | 谐振电源、变换器控制器、磁共振成像系统及控制方法 |
| CN103076580B (zh) * | 2011-10-25 | 2016-02-03 | 通用电气公司 | 梯度放大器、逆变器控制器、磁共振成像系统及控制方法 |
| CN103078510B (zh) | 2011-10-25 | 2015-11-25 | 通用电气公司 | 谐振电源、磁共振成像系统及控制方法 |
| CN103105565B (zh) * | 2011-11-09 | 2015-07-08 | 丁一舟 | 采用调频移相的串联谐振耐压局放试验方法 |
| US9379617B2 (en) | 2012-02-03 | 2016-06-28 | Fuji Electric Co., Ltd. | Resonant DC-DC converter control device |
| JP5995139B2 (ja) | 2012-10-12 | 2016-09-21 | 富士電機株式会社 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| KR102181971B1 (ko) | 2013-07-11 | 2020-11-24 | 후지 덴키 가부시키가이샤 | 양방향 dc/dc 컨버터 |
| US9509225B2 (en) * | 2014-09-16 | 2016-11-29 | Continental Automotive Systems, Inc. | Efficient LLC resonant converter having variable frequency control and fixed frequency phase-shift PWM |
| JP6141908B2 (ja) * | 2015-05-18 | 2017-06-07 | 東芝デベロップメントエンジニアリング株式会社 | 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP6573502B2 (ja) * | 2015-08-07 | 2019-09-11 | 新電元工業株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP6526546B2 (ja) * | 2015-11-26 | 2019-06-05 | 株式会社日立情報通信エンジニアリング | 共振形電源装置 |
| JP2019047539A (ja) * | 2017-08-29 | 2019-03-22 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源 |
| US10917017B1 (en) | 2019-12-17 | 2021-02-09 | Ge Precision Healthcare | System and method to control a resonant power converter |
| JP2022108333A (ja) * | 2021-01-13 | 2022-07-26 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法 |
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| US4670832A (en) * | 1986-06-12 | 1987-06-02 | General Electric Company | Resonant inverter having improved control at enablement |
-
1989
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-
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-
2002
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03251079A (ja) * | 1990-02-26 | 1991-11-08 | Origin Electric Co Ltd | Ｘ線電源装置 |
| JP2011048985A (ja) * | 2009-08-26 | 2011-03-10 | Mitsubishi Electric Corp | 発光ダイオード点灯装置及び照明器具及び照明システム |
| WO2013186991A1 (ja) * | 2012-06-15 | 2013-12-19 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置 |
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