KR100632094B1

KR100632094B1 - 공진형 스위칭전원장치

Info

Publication number: KR100632094B1
Application number: KR1020050003660A
Authority: KR
Inventors: 오사카쇼헤이
Original assignee: 산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date: 2004-01-19
Filing date: 2005-01-14
Publication date: 2006-10-04
Also published as: KR20050076619A; JP2005210759A; US20050157522A1; US7212415B2

Abstract

입력전압이 크게 변경되었을 때의 트랜스의 공진어긋남을 방지한다.

공진형 스위칭전원장치의 제어회로(6)는, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 제어단자에 구동펄스신호를 부여하는 구동회로(21)와, 구동회로(21)가 출력하는 구동펄스신호를 발생하는 PWM회로(9)와, 직류전원(1)으로부터의 입력전압을 검출함과 함께 입력전압과 입력측 기준전압 V_ref1를 비교하는 입력전압 검출회로(7)와, 입력전압 검출회로(7)의 출력레벨에 대응하여 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경하는 주파수변경회로(8)를 구비하고, 직류전원(1)으로부터의 입력전압에 따라서 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경할 수 있기 때문에, 입력전압이 크게 변경되더라도 발진주파수의 변경에 의해 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)의 온·오프동작의 타이밍을 바꿔서 트랜스(4)의 공진어긋남을 방지할 수 있다.

Description

공진형 스위칭전원장치{RESONANCE TYPE SWITCHING POWER SOURCE}

도 1은 본 발명에 의한 공진형 스위칭전원장치의 1실시형태를 나타내는 전기회로도.

도 2는 도 1의 제어회로의 입력전압 검출회로 및 주파수 변경회로를 나타내는 전기회로도.

도 3은 도 1의 제어회로의 PWM회로를 나타내는 전기회로도.

도 4는 PWM회로의 동작을 나타내는 파형도.

도 5는 도 2 및 도 3의 회로에서의 입력전압과 PWM회로의 발진주파수와의 관계를 나타내는 그래프.

도 6은 발진회로가 발생하는 삼각파를 나타내는 파형도.

도 7은 입력전압 검출회로의 다른 실시형태를 나타내는 전기회로도.

도 8은 도 7의 회로에서의 입력전압과 PWM회로의 발진주파수와의 관계를 나타내는 그래프.

도 9는 도 7의 회로에서의 입력전압과 PWM회로의 발진주파수와의 관계를 나타내는 다른 그래프.

도 10은 본 발명에 의한 공진형 스위칭전원장치의 다른 실시형태를 나타내는 전기회로도.

도 11은 종래의 공진형 스위칭전원장치를 나타내는 전기회로도이다.

<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>

1 : 직류전원 2 : 제 1 스위칭소자

3 : 제 2 스위칭소자 4 : 트랜스

5 : 정류평활회로 6 : 제어회로

7 : 입력전압 검출회로 8 : 주파수변경회로

9 : PWM회로 10 :부하

11 : 출력전압검출회로 15 : 전류공진용 콘덴서

16 : 정류다이오드 17 : 평활콘덴서

21 : 구동회로 22 : 1차권선

23 : 2차권선 24, 25 : 분압저항

26 : 비교기 27, 29 : 저항

28 : 기준전원 30, 31 : 정류다이오드

32, 33, 34 : 주파수 변경저항 35 : 발진회로

36 : 정전류회로 37 : 콘덴서

38 : 비교기 40, 41, 42 : PNP 트랜지스터

43, 44, 45 : NPN 트랜지스터 48 : 저항

49 : 직류전원 50, 51 : 삼각파

52 : 귀환저항 53 : 오피앰프

54 : 비교회로

본 발명은, 공진형 스위칭전원장치, 특히 입력전압이 크게 변화하더라도 공진어긋남을 방지하여 양호하게 동작하는 공진형 스위칭전원장치에 관한 것이다.

도 11은, 종래의 공진형 스위칭전원장치의 회로도를 나타낸다. 이 공진형 스위칭전원장치는, 배터리 또는 콘덴서입력형 정류회로등으로 이루어지는 직류전원(1)과, 1차권선(22)과 2차권선을 갖는 트랜스(4)와, 직류전원(1)의 양 끝단에 직렬접속된 MOS-FET로 이루어지는 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)와, 제 1 스위칭소자(2)에 대하여 병렬로 또한 제 2 스위칭소자(3)에 대하여 직렬로 접속된 트랜스(4)의 1차권선(22)과 전류공진용 콘덴서(15)와의 직렬회로와, 트랜스(4)의 2차권선(23)에 접속되고 또한 정류다이오드(16) 및 평활콘덴서(17)로 이루어지는 정류평활회로(5)와, 평활콘덴서(17)와 병렬로 접속되는 부하(10)와, 스위칭소자(2,3)로 구동펄스신호를 출력하는 제어회로(6)를 구비한다. 또한, 이 공진형 스위칭전원장치에서는, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 각각과 병렬로 접속된 제 1, 제 2 기생 다이오드(12,13)와, 제 1 스위칭소자(2)에 대하여 병렬로 접속된 콘덴서 (14)를 구비한다. 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)를 교대로 온·오프동작시켜, 제 2 스위칭소자(3)의 턴온시에 1차권선(22)에 전류를 흘려, 전류공진용 콘덴서(15)와 1차권선(22)을 공진동작시킴과 함께, 트랜스(4)의 2차권선(23)로부터 정류평활회로(5)를 통해 부하(10)에 직류출력을 공급하여, 제 1 스위칭소자(2)의 턴온시에 제 1 스위 칭소자(2), 1차권선(22) 및 전류공진용 콘덴서(15)가 폐회로를 구성한다. 트랜스(4)는, 누설인덕턴스를 갖는 리키지트랜스가 사용되어, 1차권선(22)과 직렬로 도시하지 않는 공진용 리액터가 형성된다.

또한, 도 11에 나타내는 공진형 스위칭전원장치는, 정류평활회로(5)에 접속된 출력전압 검출회로(11)를 구비하고, 출력전압 검출회로(11)는, 2차권선(23)측의 출력전압을 검출함과 함께 출력전압과 출력측 기준전압을 비교하여, 비교결과에 대응하여 제어회로(6)의 구동펄스신호의 펄스폭을 변조한다. 제어회로(20)는, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 제어단자에 구동펄스신호를 부여하는 구동회로(21)와, 구동회로(21)가 출력하는 구동펄스신호를 발생하는 PWM회로(9)를 구비하고, 출력전압 검출회로(11)는, PWM회로(9)에 검출신호를 출력하여 PWM회로(9)가 출력하는 펄스폭을 변경한다. 출력전압 검출회로(11)는, 부하(10)에 공급되는 직류출력전압 V_ref1에 따라서 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 각 게이트단자에 제 1 및 제 2 구동펄스신호를 부여하여 각 스위칭소자(2, 3)를 교대로 온·오프동작시키는 기능을 갖는다. 도 11에 나타내는 바와 같이, 출력전압 검출회로(11)는, 포토커플러를 구성하는 포토다이오드(18) 및 포토트랜지스터(19)를 통해서 검출신호를 PWM회로(9)의 입력단자에 전달한다.

도 11에 나타내는 공진형 스위칭전원장치가 동작할 때에, 우선, 제어회로에 의해 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)의 각 게이트단자에 서로 반대위상의 제 1 및 제 2 구동펄스신호를 부여하여 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)를 교대로 온·오프 동작시키면, 트랜스(4)내의 누설인덕턴스와 전류공진용 콘덴서(15)와의 공진작용에 의해 트랜스(4)의 1차권선(22)에 정현파형상의 공진전류가 흐른다. 트랜스(4)의 1차권선(22)에 흐르는 전류에 의해 2차권선(23)에 전압이 유기되고, 이 유기전압은, 정류다이오드(16)와 평활콘덴서(17)로 이루어지는 정류평활회로(5)에 의해 정류평활되어 부하(10)에 직류출력전압 V_ref1가 공급된다. 이 때, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 각 게이트단자에 부여하는 제 1 및 제 2 구동펄스신호는, 제어회로(20)에 의해 부하(10)의 단자전압, 즉 직류출력전압 V_ref1에 따라서 펄스폭변조(PWM)되어 온폭이 제어되고, 부하(10)에 공급되는 직류출력전압 V_ref1가 일정치로 유지된다.

도 11에 나타내는 공진형 스위칭전원장치에서는, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 턴온시에, 스위칭전류파형이 정현파형상으로 상승하기 때문에, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 턴온시에 0전류스위칭이 된다. 또한, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 턴오프시에, 스위칭전압파형이 완만한 상승으로 되기 때문에, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 턴오프시에 0전압스위칭이 된다. 이에 따라, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 온·오프동작시의 스위칭손실이 저감된다. 상기의 구성과 유사한 구성을 갖는 공진형 스위칭전원장치는, 예를 들면 하기의 특허문헌 1 및 2에 개시되어 있다.

[특허문헌 1]

일본 특허공개 평성 11-332232호 공보

[특허문헌 2]

일본 특허공개 2002-171755공보

상술한 바와 같이, 종래의 공진형 스위칭전원장치에서는, 트랜스의 리액턴스성분과 공진캐피턴스의 직렬공진동작을 이용하여, 0전류스위칭을 달성하고, 저노이즈화 및 고효율화를 실현하고 있었다. 입력전압이 100V 뿐이거나, 200V 뿐인 협소입력시에는 입력전압변동이 적기 때문에, 고정발진주파수로 PWM제어를 하는 경우라도 양호하게 제어를 할 수 있다. 그러나, 예를 들면 100V에서 200V까지 광범위하게 입력전압이 변화할 때, PWM제어를 할 때의 시비율(時比率) λ가 크게 변화하지만, 공진주파수는 변화하지 않기 때문에, 트랜스의 공진어긋남이 발생하거나 또는 트랜스의 2차권선측에 흐르는 전류가 중단하여, 출력전압이 저하하고 또는 노이즈가 대폭 증가하는 결점이 있었다.

본 발명은, 광범위한 입력전압을 인가하더라도 일정한 출력전압을 발생하는 공진형 스위칭전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 의한 공진형 스위칭전원장치는, 직류전원(1)과, 1차권선(22) 및 2차권선(23)을 갖는 트랜스(4)와, 직류전원(1)의 양 끝단에 직렬로 접속된 적어도 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)와, 트랜스(4)의 1차권선(22)과 함께 직렬회로를 구성하는 전류공진용 콘덴서(15)와, 트랜스(4)의 2차권선(23)에 접속된 정류평활회로(5)와, 스위칭소자(2,3)에 구동펄스신호를 출력하는 제어회로(6)를 구비하고 있다. 상기 직렬회로는, 제 1 스위칭소자(2)에 대하여 병렬로 또한 제 2 스위칭소자(3)에 대하여 직렬로 접속된다. 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)를 교대로 온·오프동작시켜, 제 2 스위칭소자(3)의 턴온시에 1차권선(22)에 전류를 흘려, 전류공진용 콘덴서(15)와 1차권선(22)을 공진동작시킴과 함께, 트랜스(4)의 2차권선(23)로부터 정류평활회로(5)를 통해 부하(10)에 직류출력을 공급하여, 제 1 스위칭소자(2)의 턴오프시에 제 1 스위칭소자(2), 1차권선(22) 및 전류공진용 콘덴서(15)가 폐회로를 구성한다. 제어회로(6)는, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)의 제어단자에 구동펄스신호를 부여하는 구동회로(21)와, 구동회로(21)가 출력하는 구동펄스신호를 발생하는 PWM회로(9)와, 직류전원(1)으로부터의 입력전압을 검출함과 함께, 입력전압과 입력측기준전압(V_ref1)을 비교하는 입력전압 검출회로(7)과, 입력전압 검출회로(7)의 출력레벨에 대응하여 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경하는 주파수변경회로(8)를 구비한다.

제어회로(6)는, 입력전압 검출회로(7) 및 주파수변경회로(8)에 의해 직류전원(1)으로부터의 입력전압(V_in)에 따라서 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경할 수 있기 때문에, 직류전원(1)으로부터 다른 입력전압(V_in)을 인가하더라도, 주파수변경회로(8)의 발진주파수를 변경하여, PWM회로(9)를 적정한 발진주파수로 변경할 수가 있다. 이에 따라, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 온·오프동작의 타이밍을 변경하고 또한 공진동작을 유지하면서, 트랜스(4)의 공진어긋남을 방지할 수가 있다.

직류전원으로부터 다른 입력전압을 인가하더라도, 공진형 스위칭전원장치는, 노이즈의 증가를 억제하여 공진상태를 양호하게 유지함과 함께, 안정한 출력전압을 발생할 수가 있다.

[발명의 실시형태]

이하, 본 발명에 의한 공진형 스위칭전원장치의 일실시형태를 도 1∼도 10에 대해서 설명한다. 도 1 및 도 10에서는 각각 도 11에 나타내는 부분과 실질적으로 동일한 부분에는 동일한 부호를 붙이고, 그 설명을 생략한다.

도 1에 나타내는 본 실시형태에 의한 공진형 스위칭전원장치는, 직류전원(1)으로부터의 입력전압을 검출하여 검출출력을 발생하는 입력전압 검출회로(7)와, 입력전압 검출회로(7)의 검출출력을 수신하여, 검출출력에 대응하는 레벨의 출력을 PWM회로(9)에 부여하는 주파수변경회로(8)를 제어회로(6)에 설치하는 점에서 도 11에 나타내는 공진형 스위칭전원장치와 다르다. 입력전압 검출회로(7)는, 직류전원(1)으로부터의 입력전압을 검출함과 함께 입력전압과 입력측 기준전압 V_ref1를 비교하고, 주파수변경회로(8)는, 입력전압 검출회로(7)의 출력레벨에 대응하여 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경하는 기능을 갖는다.

도 2에 나타내는 바와 같이, 입력전압 검출회로(7)는, 직렬로 접속된 2개의 분압저항(24,25)과, 분압저항(24,25) 사이에 접속되어 입력전압 V_in이 인가되는 반전입력단자를 갖는 비교기(26)와, 저항(27)을 통해 비교기(26)의 비반전입력단자에 입력측 기준전압 V_ref1을 발생하는 기준전원 (28)과, 비교기(26)의 출력단자에 접속된 캐소드를 갖는 정류다이오드(31)와, 비교기(26)의 출력단자와 정류다이오드(31)의 캐소드와의 사이와 비교기(26)의 비반전입력단자와의 사이에 접속된 저항(29)과 다이오드(30)와의 직렬회로를 구비한다. 분압저항(24,25)의 일끝단은 직류전원(1)에 접속되고, 다른 끝단은 접지된다. 주파수변경회로(8)는, 직렬로 접속된 제 1 및 제 2 주파수변경저항(32,33)과, 제 1 및 제 2 주파수변경저항(32,33)의 사이와 접지의 사이에 접속된 제 3 주파수변경저항(34)을 구비한다. 또한, 제 1 주파수변경저항(32)은, 정류다이오드(31)의 애노드에 접속되고, 제 2 주파수변경저항(33)은, PWM회로(9)의 입력단자(A)에 접속된다.

분압저항(24, 25)에 의해 분압되는 입력전압 V_in가 입력측 기준전압 V_ref1보다 낮을 때, 도 2에 나타내는 입력전압 검출회로(7)의 비교기(26)의 출력은, 고전압(H) 레벨이 되기 때문에, 주파수변경회로(8)에서는, PWM회로(9)의 입력단자(A)는, 제 2 및 제 3 주파수변경저항(33,34)의 합성저항을 흐르는 전류에 의해 결정되는 전압레벨이 된다. 이에 대하여, 입력전압 V_ref1가 상승하여, 분압저항(24,25)에 의해 분압된 입력전압 V_in가 입력측기준전압 V_ref1을 넘을 때, 비교기(26)의 출력은, 저전압(L)레벨이 되고, 이 때문에, PWM회로(9)의 입력단자(A)는, 제 1 및 제 2 주파수변경저항(32,33)의 합성저항을 흐르는 전류 및 제 2 및 제 3 주파수변경저항(33,34)의 합성저항을 흐르는 전류에 의해 결정된다. 바꿔 말하면, 비교기(26)의 출력이 고전압레벨인 경우와 저전압레벨인 경우에서는, 주파수변경저항(32,33,34)의 합성저항치가 변화한다.

도 3에 나타내는 바와 같이, PWM회로(9)는, 제어회로용 직류전원(49)에 접속된 정전류회로(36)와, 정전류회로(36)에 접속된 발진회로(35)와, 발진회로(35)의 출력레벨을 판정하는 비교회로(54)를 구비하고 있다. 정전류회로(36)는, 직류전원(49)에 접속된 에미터, 단자(A)에 접속된 콜렉터 및 베이스를 갖는 제 1 PNP 트랜지스터(40)와, 제 1 PNP 트랜지스터(40)와 함께 제 1 전류미러회로를 구성하고 또한 발진회로(35)에 접속된 콜렉터를 갖는 제 2 PNP 트랜지스터(41)와, 제 1 및 제 2 PNP 트랜지스터(40,41)의 베이스에 접속된 베이스 및 직류전원(49)에 접속된 에미터를 갖는 제 3 PNP 트랜지스터(42)를 구비한다. 본 실시형태에서는, 제 2 PNP 트랜지스터(41)는 콘덴서(37)에 접속되어 충전전류 I₁가 흐르는 충전용 전류원이 되고, 제 3 PNP 트랜지스터(42)는 방전전류 I₂가 흐르는 방전용 전류원이 되고, 단자(A)는 주파수설정단자가 된다.

발진회로(35)는, 정전류회로(36)로부터 공급되는 전류에 의해 충전되는 콘덴서(37)와, 콘덴서(37)와 정전류회로(36)에 접속된 제 2 전류미러회로를 구비하고 있다. 콘덴서(37)는, 제 2 PNP 트랜지스터(41)의 콜렉터와 접지와의 사이에 접속된다. 제 2 전류미러회로는, 콘덴서(37) 및 제 2 PNP트랜지스터(41)의 콜렉터에 접속된 콜렉터 및 접지에 접속된 에미터를 갖는 제 1 NPN 트랜지스터(43)와, 제 1 NPN 트랜지스터(43)와 함께 제 2 전류미러회로를 구성하는 제 2 NPN 트랜지스터(44)와, 제 1 및 제 2 NPN 트랜지스터(43,44)의 베이스와 제 2 NPN 트랜지스터(44)의 콜렉터와의 접속점에 접속된 콜렉터 및 접지에 접속된 에미터를 갖는 제 3 NPN 트랜지스터(45)를 구비한다. 비교회로(54)는, 삼각파용 기준전압 V_ref2를 발생하는 기준전원(39)과, 콘덴서(37)와 제 1 NPN 트랜지스터(43)의 콜렉터에 접속된 반전입 력단자및 저항(47)을 통해서 기준전원(39)에 접속된 비반전입력단자를 갖는 비교기(38)와, 비교기(38)의 출력단자와 비교기(38)의 비반전입력단자와의 사이에 접속된 저항(48)을 구비하고 있다. 제 3 NPN 트랜지스터(45)의 베이스는, 저항(46)을 통해서 비교기(38)의 출력단자에 접속된다.

동작시에, 정전류회로(36)의 제 2 PNP 트랜지스터(41)를 통하여 콘덴서(37)를 충전하는 충전전류 I₁가 흐르지만, 이 충전전류 I₁는, 동시에, 정전류회로(36)로부터 단자(A)에 흐르는 전류에 비례한다. 이 때문에, 도 4에 나타내는 바와 같이, 시점 t₀∼t₁의 사이에서는 콘덴서(37)는, 충전전류 I₁에 의해 충전되고, 콘덴서(37)의 충전전압은 직선적으로 증가한다. 이 때, 비교기(38)의 출력은 고전압(H) 레벨이기 때문에, 제 3 NPN 트랜지스터(45)는 온이 되고, 제 1 NPN 트랜지스터(43)는 오프가 되기 때문에, 제 1 NPN트랜지스터(43)에 전류 I₂는 흐르지 않는다. 콘덴서(37)의 충전전압이 기준전원(39)의 기준전압 V_ref2에 달하면, 비교기(38)의 출력은, 저전압(L) 레벨이 되고, 제 3 NPN 트랜지스터(45)는 오프가 되기 때문에, 제 3 PNP 트랜지스터(42)로부터 제 2 NPN 트랜지스터(44)를 통하여 접지에 전류 I₃가 흘러, 전류미러회로를 구성하는 제 1 NPN 트랜지스터(43)에 전류 I₃의 2배의 전류 I₂가 흐른다. 비교기(38)가 히스테리시스특성을 가질 때, 실제로는 콘덴서(37)의 충전전압이 히스테리시스분의 상한치 V_ref2에 달하였을 때, 비교기(38)는 출력을 발생한다. 이 때문에, 시점 t₁까지 전압이 상승하는 콘덴서(37)에 흐르는 전류는, 시점 t₁ 후 에는, I₁-I₂ = -I₁가 되어, 시점 t₁∼t₂ 사이에서 방전되어 전압이 하강한다. 그 후, 콘덴서(37)의 단자전압이 V_ref2-에 달하면, 비교기(38)의 출력은, 반전하여 고전압(H) 레벨이 되고, 제 3 NPN 트랜지스터(45)가 다시 온이 된다. 따라서, 제 2 NPN 트랜지스터(44)에 전류 I₃가 흐르지 않고, 콘덴서(37)의 단자전압은 다시 상승한다. 콘덴서(37)에 유입, 유출하는 충방전전류는, 단자(A)를 흐르는 전류와 같거나 또는 비례하기 때문에, PWM회로(9)의 단자(A)와 입력전압 검출회로(7)와의 사이에 접속된 주파수변경회로(8)의 합성저항치를 변화시켜, 충전전류 I₁와 방전전류 I₂의 각 전류치를 조정함에 의해 콘덴서(37)의 충전전류치 및 방전전류치를 제어하여, 발진주파수를 조정할 수가 있다. 이와 같이, 입력전압 검출회로(7)의 출력레벨에 대응하여 주파수변경회로(8)의 합성저항치를 변경하고, 콘덴서(37)의 충방전전류치를 제어하면서 콘덴서(37)의 반복하는 충방전에 의한 연속하는 발진파형(삼각파 또는 톱니형상파)을 발진회로(35)로부터 발생함에 의해 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경할 수가 있다.

도 5의 그래프는, 비교기(26)의 반전입력단자에 인가되는 입력전압 V_in의 변화에 대하여, 발진회로(35)의 발진주파수 f가 스텝함수로서 변화하는 관계를 나타낸다. PWM회로(9)내의 발진회로(35)에서는, 주파수변경회로(8)의 합성저항치가 콘덴서(37)의 충방전전류치를 결정하는 기능이 있고, 도 2 및 도 3에 나타내는 실시형태에서는, 입력전압 검출회로(7)가 검출한 입력전압 V_in가 높을 때, 주파수변경회 로(8)의 합성저항치가 낮기 때문에, 콘덴서(37)에 흐르는 전류가 증대하기 때문에, PWM회로(9)의 발진회로(35)로부터 발생하는 삼각파는, 도 6에 나타내는 바와 같이, 선단각도, 즉 경사각도가 높은 삼각파(51)가 되어, PWM회로(9)의 발진주파수 f는 높아진다. 반대로, 입력전압 검출회로(7)가 검출한 입력전압 V_in가 낮을 때, 주파수변경회로(8)의 합성저항치는 높기 때문에, 콘덴서(37)에 흐르는 전류가 감소하기 때문에, PWM회로(9)의 발진회로(35)로부터 발생하는 삼각파는, 도 6에 나타내는 바와 같이, 선단각도, 즉 경사각도가 낮은 삼각파(50)가 되고, PWM회로(9)의 발진주파수 f는 낮아진다. 이와 같이, 주파수변경회로(8)는, 입력전압이 입력측 기준전압 V_ref1이상일 때에 발진주파수를 증가시키고, 입력측 기준전압 V_ref1 미만일 때 발진주파수를 저하시키는 지령신호를 PWM회로(9)의 발진회로(35)에 출력한다. 또한, 입력전압에 대한 주파수의 히스테리시스특성이 주파수변경회로(8)에 부가된다.

이상의 구성에 의해, 제어회로(6)는, 직류전원(1)으로부터의 변화한 입력전압에 따라서, PWM회로(9)의 발진주파수를 변경하고, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2,3)의 온·오프동작의 타이밍을 바꿔, PWM회로(9)의 동작을 적정한 발진주파수로 변경하여, 공진동작을 유지하면서, 트랜스(4)의 공진어긋남을 방지할 수가 있다. 또한, 종래에는, 입력전압 V_in가 크게 변경되는 경우, 제어회로에 의해 출력할 수 있는 구동펄스신호의 펄스폭 변조범위를 확대해야 했지만, 본 발명에서는, 펄스폭 변조범위를 확대하지 않고 발진주파수를 조정하여, 제 1 및 제 2 스위칭소자(2, 3)의 온·오프동작의 타이밍을 제어할 수가 있다.

도 2에 나타내는 입력전압 검출회로(7)의 변경예로서 도 7에 나타내는 입력전압 검출회로(7)는, 입력측 기준전압 V_ref1를 발생하는 기준전원(28)과, 직렬로 접속되어 직류전원(1)으로부터의 입력전압 V_in를 검출하는 2개의 분압저항(24,25)과, 분압저항(24,25)의 사이에 접속된 반전입력단자 및 기준전원(28)에 접속된 비반전입력단자를 갖는 오피앰프(53)와, 오피앰프(53)의 출력단자에 접속된 캐소드를 갖는 정류다이오드(31)와, 오피앰프(53)의 출력단자와 반전입력단자와의 사이에 접속된 귀환저항(52)을 구비한다. 정류다이오드(31)의 애노드는, 도 2의 입력전압 검출회로(7)와 마찬가지로, 주파수변경회로(8)에 구성되는 제 1 및 제 2 주파수변경저항(32,33)의 일끝단에 접속된다.

도 7에 나타내는 실시형태에서는, 오피앰프(53)의 출력전압이 입력측 기준전압 V_ref1보다 높을 때, 주파수변경회로(8)의 합성저항은, 제 2 및 제 3 주파수변경저항(33,34)의 합성저항치에 근접한 값으로 변동한다. 반대로, 오피앰프(53)의 출력이 입력측 기준전압 V_ref1보다 낮을 때, 주파수변경회로(8)의 합성저항은, 제 1, 제 2 및 제 3 주파수변경저항(32,33,34)의 합성저항치에 근접한 값으로 변동한다. 즉, 도 2의 실시형태와 마찬가지로, 입력전압 검출회로(7)가 검출하는 입력전압 V_in가 높을 때, 주파수변경회로(8)의 합성저항치가 낮아져서, 발진회로(35)로부터 발생하는 삼각파는, 도 6에 나타내는 바와 같이, 경사각도가 높은 삼각파(51)가 되어, PWM회로(9)의 발진주파수를 높게 할 수 있다. 또한, 도 7에 나타내는 회로 또는 그 밖의 회로에서는, 오피앰프(53)의 입력전압 V_in의 변화에 대하여, 발진회로(35)의 발진주파수 f가 불연속적 일차함수로서 변화하는 도 8의 관계, 즉, 입력전압 검출회로(7)및 주파수변경회로(8)는, 상한치와 하한치와의 사이에서 변화하는 발진주파수를 변화시킬 수 있다. 별도의 방법으로서, 연속적으로 발진주파수가 변화하는 단순히 연속적 일차함수로서 입력전압에 비례하여 변화하는 도 9의 관계로서, 주파수변경회로(8)를 구성할 수가 있다. 또한, 입력전압에 의해서 임의의 함수로서 더욱 변화하는 주파수변경회로 하더라도 좋다.

본 발명은, 도 1∼도 10에 나타내는 본 실시형태에 한정되지 않고, 다른 형태에 의해 실시가능하고, 특허청구의 범위에 해당하는 모든 변경을 포함한다. 예를 들면, 도시하지 않지만, 상기 실시형태에서는, 입력전압 검출회로(7)의 출력에 의해 주파수변경회로(8)의 합성저항치를 변경함에 의해 PWM회로(9)의 콘덴서(37)의 충전전류 및 방전전류를 변경하여 발진주파수를 변경하였지만, 입력전압 검출회로(7)가 PWM회로(9)의 콘덴서(37)를 다른 정전용량을 갖는 보정용 콘덴서로 바꾸는 것에 의해 충전전류 및 방전전류를 변경하여 발진주파수를 변경하더라도 좋다. 또한, 도 10에 나타내는 바와 같이, 입력전압 검출회로(7)는, 직류전원(1)으로부터의 입력전압 V_in를 직접 검출하지 않고, PWM회로(9)로부터 구동회로(21)에 출력되는 PWM 펄스신호를 검출하여, 그 검출레벨에 대응하여 PWM회로(9)의 발진주파수를 변경하는 구성으로 하더라도 좋다.

본 발명에 의한 공진형 스위칭전원장치는, 종래 기술과 같이, 예를 들면 무정전전원장치(UPS) 등의 전기기기 또는 퍼스널 컴퓨터 등의 정보·전자기기 등의 넓은 분야에서 사용할 수가 있다.

Claims

직류전원과, 1차권선 및 2차권선을 갖는 트랜스와, 상기 직류전원의 양 끝단에 직렬로 접속된 제 1 및 제 2 스위칭소자와, 상기 트랜스의 1차권선과 함께 직렬회로를 구성하는 전류공진용 콘덴서와, 상기 트랜스의 2차권선에 접속된 정류평활회로와, 상기 스위칭소자에 구동펄스신호를 출력하는 제어회로를 구비하고, 상기 직렬회로는, 상기 제 1 스위칭소자에 대하여 병렬로 또한 상기 제 2 스위칭소자에 대하여 직렬로 접속되고, 상기 제 1 및 제 2 스위칭소자를 교대로 온·오프동작시켜, 상기 제 2 스위칭소자의 턴온시에 상기 1차권선에 전류를 흘리고, 상기 전류공진용 콘덴서와 상기 1차권선을 공진동작시킴과 함께, 상기 트랜스의 2차권선으로부터 상기 정류평활회로를 통해 부하에 직류출력을 공급하고, 상기 제 1 스위칭소자의 턴온시에 상기 제 1 스위칭소자, 상기 1차권선 및 상기 전류공진용 콘덴서가 폐회로를 구성하는 공진형 스위칭전원장치에 있어서,

상기 제어회로는, 상기 제 1 및 제 2 스위칭소자의 제어단자에 구동펄스신호를 부여하는 구동회로와, 상기 구동회로로의 구동펄스신호를 발생하는 PWM회로와, 상기 직류전원으로부터의 입력전압을 검출함과 함께, 입력전압과 입력측 기준전압을 비교하는 입력전압 검출회로와, 상기 입력전압 검출회로의 출력레벨에 대응하여 PWM회로의 발진주파수를 변경하는 주파수변경회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 공진형 스위칭전원장치.
제 1 항에 있어서, 상기 PWM회로는, 콘덴서를 갖는 발진회로를 구비하고,

상기 발진회로는, 상기 콘덴서의 반복하는 충방전에 의해 연속하는 발진파형을 발생하고,

상기 주파수변경회로는, 상기 입력전압 검출회로의 출력레벨에 대응하여 상기 콘덴서의 충방전전류치를 제어함에 의해 상기 PWM회로의 발진주파수를 변경하는 공진형 스위칭전원장치.
제 2 항에 있어서, 상기 PWM회로는, 상기 콘덴서에 접속된 충전용 전류원, 방전용 전류원 및 주파수설정단자를 갖고,

상기 충전용 전류원 및 방전용 전류원은, 상기 주파수설정단자에 흐르는 전류치를 조정함에 의해 충전전류치 및 방전전류치를 변화시키는 공진형 스위칭전원장치.
제 1 항에 있어서, 상기 주파수변경회로는, 상기 PWM회로의 발진회로에 지령신호를 출력하고, 입력전압에 대한 함수로서 발진주파수를 변경하는 공진형 스위칭전원장치.
제 1 항에 있어서, 상기 주파수변경회로는, 상기 PWM회로의 발진회로에 지령신호를 출력하고, 입력전압이 입력측기준전압 이상일 때에 발진주파수를 높게 하여, 입력측 기준전압미만일 때 발진주파수를 낮게 하는 공진형 스위칭전원장치.
제 4 항 또는 제 5 항에 있어서, 상기 주파수변경회로는, 입력전압에 대하여 히스테리시스특성을 갖는 주파수의 출력을 발생시키는 공진형 스위칭전원장치.
제 1 항에 있어서, 상기 주파수변경회로는, 상기 PWM회로의 발진회로에 지령신호를 출력하여, 입력전압에 비례하여 발진주파수를 변경하는 공진형 스위칭전원장치.
제 1 항에 있어서, 상기 정류평활회로에 접속된 출력전압 검출회로를 구비하고,

상기 출력전압 검출회로는, 상기 2차권선측의 출력전압을 검출함과 함께 출력전압과 출력측 기준전압을 비교하여, 비교결과에 대응하여 상기 제어회로의 구동펄스신호의 펄스폭을 변조하는 공진형 스위칭전원장치.