CN109075614B - 可变电容装置、阻抗匹配系统、传输系统、阻抗匹配网络 - Google Patents

可变电容装置、阻抗匹配系统、传输系统、阻抗匹配网络 Download PDF

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Abstract

用于控制可变电容器的方法、系统和装置。一个方面的特征在于一种可变电容装置，包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。控制电路被配置为通过进行包括在第一时间检测到输入电流的过零的操作来调整电容器的有效电容。断开第一晶体管。估计用于在电容器两端的电压为零时接通第一晶体管的第一延迟时间段。在从第一时间起的第一延迟时间段之后，接通第一晶体管。在第二时间检测到输入电流的过零。断开第二晶体管。估计用于在电容器两端的电压为零时接通第二晶体管的第二延迟时间段。在从第二时间起的第二延迟时间段之后，接通第二晶体管。

Description

可变电容装置、阻抗匹配系统、传输系统、阻抗匹配网络
相关申请的交叉引用
本申请要求2016年2月8日提交的美国临时专利申请62/292,474、2016年8月17日提交的美国临时专利申请62/376,217、2016年10月12日提交的美国临时专利申请62/407,010和2016年10月14日提交的美国临时专利申请62/408,204的优先权，这些申请的全部内容通过引用包含于此。
背景技术
功率电子器件可以依赖于诸如整流器、AC(交流)-DC(直流)转换器、阻抗匹配电路和其它功率电子器件等的电子电路来调节、监视、维持和/或修改用于向电子装置提供电力的电压和/或电流的特性。具有可调阻抗的电路组件可用在这种情况下以修改各种电子装置的电压和/或电流特性。控制这些组件以避免损坏可能具有挑战性。此外，目前的可调阻抗电路组件可能牺牲效率功率损耗以确保安全操作。例如，PWM控制的电抗组件(例如，电容器和电感器)可以依赖于有损二极管导通电流以在开关晶体管时将组件电压钳位为零，从而避免流过晶体管的破坏性电流浪涌。
发明内容
通常，本发明的特征在于用于控制诸如PWM控制电容器等的可变电抗电路组件的控制系统和过程。本文所述的装置和处理可以用在包括阻抗匹配网络、可植入装置、蜂窝电话和其它移动计算装置充电器、以及电动车辆用充电器的各种场合中。
在第一方面中，本发明的特征在于一种可变电容装置，包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间检测到输入电流的第一个过零。在从所述第一时间起的第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管。所述第一延迟时间段的长度可以由输入值控制。在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零。测量断开所述第一晶体管和检测到所述第二个过零之间的经过时间。基于所述经过时间来设置计数器。在基于所述计数器的第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。
在第二方面中，本发明的特征在于一种高电压阻抗匹配系统，其包括阻抗匹配网络和可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间检测到输入电流的第一个过零。在从所述第一时间起的第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管。所述第一延迟时间段的长度可以由输入值控制。在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零。测量断开所述第一晶体管和检测到所述第二个过零之间的经过时间。基于所述经过时间来设置计数器。在基于所述计数器的第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。
在第三方面中，本发明的特征在于一种无线能量传输系统，其包括电感线圈，所述电感线圈电气连接至可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间检测到输入电流的第一个过零。在从所述第一时间起的第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管。所述第一延迟时间段的长度可以由输入值控制。在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零。测量断开所述第一晶体管和检测到所述第二个过零之间的经过时间。基于所述经过时间来设置计数器。在基于所述计数器的第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。
这些以及以下方面可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。
在一些实现中，所述控制电路的操作还包括：在从所述第二时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第二晶体管。在所述第二时间之后，在第三时间检测到所述输入电流的第三个过零。测量断开所述第二晶体管和检测到所述第三个过零之间的第二经过时间。基于所述第二经过时间来设置第二计数器。在基于所述计数器的第三延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
在一些实现中，所述电容器的有效电容由所述输入值控制。
在一些实现中，所述输入值是相位延迟值，以及其中，所述第一延迟时间段等于
Figure GDA0003213302260000041
其中：
Figure GDA0003213302260000042
表示所述相位延迟值并且T表示所述输入电流的周期。
在一些实现中，基于所述经过时间来设置所述计数器包括：将所述计数器设置为所测量的经过时间加上预定延迟时间。
在一些实现中，预定时间延迟小于800ns。
在一些实现中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管或氮化镓MOSFET晶体管。
在一些实现中，接通所述第一晶体管包括：响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
在一些实现中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
在第四方面中，本发明的特征在于一种可变电容装置，包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：基于相位延迟值来确定第一延迟时间段。基于所述相位延迟值来确定第二延迟时间段，其中所述第二延迟时间段长于所述第一延迟时间段。在第一时间检测到输入电流的第一个过零。在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管。在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零。在从所述第二时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第二晶体管。在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
在第五方面中，本发明的特征在于一种高电压阻抗匹配系统，其包括阻抗匹配网络和可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：基于相位延迟值来确定第一延迟时间段。基于所述相位延迟值来确定第二延迟时间段，其中所述第二延迟时间段长于所述第一延迟时间段。在第一时间检测到输入电流的第一个过零。在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管。在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零。在从所述第二时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第二晶体管。在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
在第六方面中，本发明的特征在于一种无线能量传输系统，其包括电感线圈，所述电感线圈电气连接至可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：基于相位延迟值来确定第一延迟时间段。基于所述相位延迟值来确定第二延迟时间段，其中所述第二延迟时间段长于所述第一延迟时间段。在第一时间检测到输入电流的第一个过零。在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管。在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零。在从所述第二时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第二晶体管。在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
这些以及其它方面可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。
在一些实现中，电容器的有效电容由所述相位延迟值控制。
在一些实现中，第一延迟时间段等于
Figure GDA0003213302260000061
其中：
Figure GDA0003213302260000062
表示所述相位延迟值并且T表示所述输入电流的周期。
在一些实现中，第二延迟时间段等于
Figure GDA0003213302260000063
其中：
Figure GDA0003213302260000064
表示所述相位延迟值并且T表示所述输入电流的周期。
在一些实现中，在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后，在固定时间延迟之后接通所述第一晶体管。
在一些实现中，在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
在一些实现中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
在一些实现中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管或氮化镓MOSFET晶体管。
在第七方面中，本发明的特征在于一种可变电容装置，包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：生成具有被定时成与输入电流的过零相对应的峰值和谷值的交变斜坡信号。响应于所述斜坡信号穿过第一参考值，断开所述第一晶体管。在所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。响应于所述斜坡信号穿过第二参考值，断开所述第二晶体管。在所述斜坡信号穿过所述第二参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第二晶体管。
在第八方面中，本发明的特征在于一种高电压阻抗匹配系统，其包括阻抗匹配网络和可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：生成具有被定时成与输入电流的过零相对应的峰值和谷值的交变斜坡信号。响应于所述斜坡信号穿过第一参考值，断开所述第一晶体管。在所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。响应于所述斜坡信号穿过第二参考值，断开所述第二晶体管。在所述斜坡信号穿过所述第二参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第二晶体管。
在第九方面中，本发明的特征在于一种无线能量传输系统，其包括电感线圈，所述电感线圈电气连接至可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：生成具有被定时成与输入电流的过零相对应的峰值和谷值的交变斜坡信号。响应于所述斜坡信号穿过第一参考值，断开所述第一晶体管。在所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。响应于所述斜坡信号穿过第二参考值，断开所述第二晶体管。在所述斜坡信号穿过所述第二参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第二晶体管。
这些以及其它方面可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。
在一些实现中，电容器的有效电容由所述第一参考值和所述第二参考值控制。
在一些实现中，第二参考值具有作为所述第一参考值的负值的值。
在一些实现中，接通所述第一晶体管包括：在所述斜坡信号中的峰值后所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后，在固定时间延迟之后接通所述第一晶体管。
在一些实现中，接通所述第一晶体管包括：在所述斜坡信号中的峰值后所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后、并且响应于检测到经过所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
在一些实现中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
在一些实现中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管或氮化镓MOSFET晶体管。
在第十方面中，本发明的特征在于一种可变电容装置，包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间检测到输入电流的过零。断开所述第一晶体管。基于输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第一晶体管的第一延迟时间段。在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。在第二时间估计所述输入电流的过零。断开所述第二晶体管。基于所述输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第二晶体管的第二延迟时间段。在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
在第十一方面中，本发明的特征在于一种高电压阻抗匹配系统，其包括阻抗匹配网络和可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间检测到输入电流的过零。断开所述第一晶体管。基于输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第一晶体管的第一延迟时间段。在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。在第二时间估计所述输入电流的过零。断开所述第二晶体管。基于所述输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第二晶体管的第二延迟时间段。在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
在第十二方面中，本发明的特征在于一种无线能量传输系统，其包括电感线圈，所述电感线圈电气连接至可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间检测到输入电流的过零。断开所述第一晶体管。基于输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第一晶体管的第一延迟时间段。在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。在第二时间估计所述输入电流的过零。断开所述第二晶体管。基于所述输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第二晶体管的第二延迟时间段。在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
这些以及其它方面可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。
在一些实现中，电容器的有效电容由所述输入值控制。
在一些实现中，第一延迟时间段等于
Figure GDA0003213302260000111
其中：
Figure GDA0003213302260000112
表示所述输入值并且T表示所述输入电流的周期。
在一些实现中，在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，在固定时间延迟之后接通所述第一晶体管。
在一些实现中，在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
在一些实现中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
在一些实现中，第一晶体管和第二晶体管是硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管或氮化镓MOSFET晶体管。
在一些实现中，所述控制电路的操作包括：基于所述输入值来确定第三延迟时间段，并且断开所述第一晶体管包括：在从所述第一时间起的所述第三延迟时间段之后断开所述第一晶体管。
在一些实现中，第三延迟时间段等于
Figure GDA0003213302260000121
其中：
Figure GDA0003213302260000122
表示所述输入值并且T表示所述输入电流的周期。
在一些实现中，所述控制电路的操作包括：基于所述输入值来确定第四延迟时间段，并且断开所述第二晶体管包括：在从所述第二时间起的所述第四延迟时间段之后断开所述第二晶体管。
在一些实现中，所述第四延迟时间段等于
Figure GDA0003213302260000123
其中：
Figure GDA0003213302260000124
表示所述输入值并且T表示所述输入电流的周期。
在第十三方面中，本发明的特征在于一种可变电容装置，包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间断开所述第一晶体管。在检测到经过与所述第一晶体管相关联的第一二极管的电流之后，接通所述第一晶体管。在第二时间断开所述第二晶体管。在检测到经过与所述第二晶体管相关联的第二二极管的电流之后，接通所述第二晶体管。
在第十四方面中，本发明的特征在于一种高电压阻抗匹配系统，其包括阻抗匹配网络和可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间断开所述第一晶体管。在检测到经过与所述第一晶体管相关联的第一二极管的电流之后，接通所述第一晶体管。在第二时间断开所述第二晶体管。在检测到经过与所述第二晶体管相关联的第二二极管的电流之后，接通所述第二晶体管。
在第十五方面中，本发明的特征在于一种无线能量传输系统，其包括电感线圈，所述电感线圈电气连接至可变电容装置。所述可变电容装置包括电容器、第一晶体管、第二晶体管和控制电路。所述第一晶体管包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子。所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子。所述第一晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述第二晶体管包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子。所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子。所述第二晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子。所述晶体管栅极端子耦接至所述控制电路。所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：在第一时间断开所述第一晶体管。在检测到经过与所述第一晶体管相关联的第一二极管的电流之后，接通所述第一晶体管。在第二时间断开所述第二晶体管。在检测到经过与所述第二晶体管相关联的第二二极管的电流之后，接通所述第二晶体管。
这些以及其它方面可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。
在一些实现中，第一二极管与所述第一晶体管电气并联连接，以及其中，所述第二二极管与所述第二晶体管电气并联连接。
在一些实现中，所述第一二极管是所述第一晶体管的体二极管，以及其中，所述第二二极管是所述第二晶体管的体二极管。
一些实现包括体二极管导通传感器，所述体二极管导通传感器电气连接至所述第一晶体管和所述第二晶体管。
在一些实现中，体二极管导通传感器耦接至所述控制电路，并且提供表示经由所述第一二极管和经由所述第二二极管的体二极管导通开始的信号。
在一些实现中，所述体二极管导通传感器包括电气连接在所述第一晶体管和所述第二晶体管之间的感测电阻器。
在一些实现中，所述体二极管导通传感器包括运算放大器，所述运算放大器包括电气连接至所述感测电阻器的一个端子的第一输入端子和电气连接至所述感测电阻器的另一端子的第二输入端子。
在一些实现中，体二极管导通传感器配置为使用双极电压供应进行操作。
在一些实现中，所述体二极管导通传感器配置为使用单极电压供应进行操作。
在一些实现中，第一晶体管和第二晶体管是硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管或氮化镓MOSFET晶体管。
在第十六方面中，本发明的特征在于一种无线功率传输系统的阻抗匹配网络，包括关联有内部体二极管或与外部反并联二极管的第一晶体管开关元件和第二晶体管开关元件。PWM开关电容器耦接至所述第一开关元件和所述第二开关元件的两端。控制器被耦接以控制所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件，以通过使电流流离开体二极管进入所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件的沟道来使体二极管导通时间最小化。该方面以及其它方面可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。
在一些实现中，控制器包括零电压切换电路即ZVS电路，所述ZVS电路用于在所述PWM开关电容器以及所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件两端的电压接近或处于零的情况下，控制发生切换。
在一些实现中，所述控制器是混合信号实现。
在一些实现中，所述控制器是数字信号实现，并且包括微控制器、具有发送至所述微控制器的输出的过零检测级、以及所述过零检测级耦接至的功率级。所述过零检测级包括：比较器；以及电流传感器(908)，用于产生针对所述比较器的电压信号。所述功率级包括：栅极驱动器，用于驱动所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件，以及用于所述微控制器所生成的向所述栅极驱动器的输入信号的信号隔离器。
在一些实现中，所述控制器是数字信号实现，所述数字信号实现包括：开始切换时间段的周期；在输入电流正在上升的情况下，利用过零检测器检测所述输入电流的过零；调度所述第一晶体管开关元件在时间t2断开，其中，
Figure GDA0003213302260000151
以及T是所述输入电流的周期，并且相位
Figure GDA0003213302260000152
将所述PWM开关电容器的等效电容设置为约以下等式：
Figure GDA0003213302260000153
调度所述第二晶体管开关元件在时间t5接通，其中，
Figure GDA0003213302260000154
并且调整延迟Tdelay，因而针对所有操作条件都确保了零电压切换；通过接通所述第二晶体管开关元件M2来完成所述切换时间段的周期；断开第一晶体管开关元件；在所述输入电流正在下降的情况下，检测所述输入电流的过零；调度所述第二晶体管开关元件在时间t6断开，其中，
Figure GDA0003213302260000155
调度所述第二晶体管开关元件在时间t9接通，其中，
Figure GDA0003213302260000156
对所述第一晶体管开关元件进行零电压切换；接通所述第一晶体管开关元件；断开所述第二晶体管开关元件；在所述输入电流正在上升的情况下，检测所述输入电流的过零以开始下一周期；调度开关元件以在
Figure GDA0003213302260000161
之后断开；对所述第二晶体管开关元件进行零电压切换；接通所述第二晶体管开关元件；以及过渡到下一周期的开始。
在一些实现中，第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件是MOSFET装置。
在一些实现中，第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件是氮化镓(GaN)晶体管开关元件或碳化硅(SiC)晶体管开关元件。
在一些实现中，控制器是栅极控制模块，所述栅极控制模块用于提供针对所述第一晶体管开关元件的第一栅极控制信号和针对所述第二晶体管开关元件的第二栅极控制信号、以及针对所述第一晶体管开关元件的栅极和所述第二晶体管开关元件的栅极之间的节点的参考电位。
在一些实现中，所述PWM开关电容器提供以下的等效电容：
Figure GDA0003213302260000162
其中：C1是所述电容器的阻抗值并且
Figure GDA0003213302260000163
是相位延迟。
在第十七方面中，本发明的特征在于一种无线功率传输系统，包括源侧电路和装置侧电路。所述源侧电路包括：逆变器，用于向所述源侧电路供电；根据上述方面中任一方面所述的阻抗匹配网络；以及源谐振器。所述装置侧电路包括装置谐振器、装置阻抗匹配网络和整流器。所述阻抗匹配网络以耦合系数将振荡电磁能量耦接至所述装置侧电路，其中所述振荡电磁能量在所述装置侧电路处由所述整流器转换的。
在一些实现中，所述源侧电路包括源谐振器线圈、串联电容器、并联电容器、电容器和电感器，其中所述电容器是所述PWM开关电容器。
可以实现在本说明书中描述的主题的特定实现以实现以下优点中的一个或多个。这些实现可以缩短与开关晶体管中的功率损耗相关联的体二极管(或反并联二极管)导通时间，并由此改善操作效率和/或热管理。这些实现可以许可使用包括具有相对较大的前向体二极管电压降的晶体管(例如，氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)晶体管)的更宽的晶体管阵列。这些实现可以提供具有谐波含量的输入电流的改善了的容差，诸如三角波形、梯形波形、方波形或具有明显谐波含量的正弦特性的波形等。
所公开的装置、电路和系统的实施例还可以包括本文所公开的任何其它特征，包括与不同实施例相组合或者以任何适当的组合所公开的特征。
在以下附图和说明书中阐述了本说明书中所描述的主题的一个或多个实现的详情。通过说明书、附图和权利要求书，该主题的其它特征、方面和优点将显而易见。
附图说明
图1是无线能量传输系统的示意表示。
图2是包括具有一个或多个可调谐电容器的例示性阻抗匹配网络(IMN)的无线能量传输系统的示意电路表示。
图3A～3B示出PWM电容器的示意表示。
图4是PWM电容器的控制的混合信号实现的图解表示。
图5A是图4的混合信号实现的调制器的图解表示。
图5B是示出与图5A的调制器相关联的波形的图形表示。
图6A是图4的混合信号实现的脉冲整形电路的图解表示。图6B是示出与图6A的调制器相关联的波形的图形表示。
图7A是图4的混合信号实现的功率级的图解表示。图7B是示出与图6A的调制器相关联的波形的图形表示。图7C是图7B所示的图形表示的放大图。
图8A～8F是与PWM电容器的控制的混合信号实现相关联的测量波形的图形表示。
图9是PWM电容器的控制的数字实现的图解表示。
图10A是PWM电容器的控制的示例性过程的流程图。
图10B是图10A和10C所述的过程的时序图。
图10C是PWM电容器的控制的另一示例性过程的流程图。
图11A～11F是与PWM电容器的控制的数字实现相关联的测量波形的图形表示。
图12是PWM电容器开关系统的示意表示。
图13A是可以形成图12的系统的一部分的峰值检测器的示例电路实现。
图13B是示出图13的电路的例示性波形的波形图。
图13C是可以形成图12的系统的一部分的峰值检测器的另一示例电路实现。
图14A和14B是可以形成图12的系统的一部分的电流形状分析的示例电路实现。
图14C是示出图14A和14B的电路的例示性波形的波形图。
图15是可以形成图12的系统的一部分的过电流保护电路的示例电路实现。
图15A是示出图15的电路的例示性波形的波形图。
图16是可以形成图12的系统的一部分的增量过电流保护电路的示例电路实现。
图16A是示出图16的电路的例示性波形的波形图。
图17是可以形成图12的系统的一部分的过电压保护电路的示例电路实现。
图17A是示出图17的电路的例示性波形的波形图。
图18是可以形成图12的系统的一部分的过零检测器的示例电路实现。
图19是可以形成图12的系统的一部分的、用以生成斜坡信号的带通滤波器/积分器电路的示例电路实现。
图20是可以形成图12的系统的一部分的PWM信号生成器的示例电路实现。
图21是PWM电容器开关系统的示意表示。
图22是具有ZVS的PWM电容器开关系统的示意表示。
图23A是过零检测器的示例电路实现。
图23B是体二极管导通传感器的示例电路实现。
图24A～24E是示出图22的电路的例示性波形的波形图。
图25A～25C是示出图22和23的电路的例示性波形的波形图。
图26是图22的调制器的示例电路实现。
图27A～27E是示出图22和图26的电路的例示性波形的波形图。
图28A是信号延迟电路的示例电路实现。图28B是信号调节电路的示例电路实现。
图29A～29D是示出图22以及图28A和28B的电路的例示性波形的波形图。
图30A～30F是示出图22以及图28A和28B的电路的例示性波形的波形图。
图31A和31B示出在不存在自动ZVS的情况下的具有硅MOSFET的图31C所示的电路的示例波形、以及在存在自动ZVS的情况下的图31C所示的电路的示例波形。
图32示出在不存在自动ZVS和存在自动ZVS的情况下的具有碳化硅MOSFET的电路的示例波形。
图33示出在不存在自动ZVS和存在自动ZVS的情况下的电路的示例热成像。
图34示出可以进行本文所述的处理的至少一部分的例示性计算机的示意表示。
在各个附图中相同的附图标记和指定表示相同的元件。
具体实施方式
通常，本发明的特征在于用于控制可变电抗电路组件的控制系统和过程。在包括耦接到第一开关元件和第二开关元件(例如，晶体管)的两端的PWM开关电容器的电路的背景下说明本公开的实现。本文公开的实现可以使与第一开关元件和第二开关元件相关联的外部反并联或内部体二极管的二极管导通时间最小化。PWM开关电容器电路的实现与传统电路相比可以利用包含明显更高的谐波含量的正弦输入电流来操作。在不存在零电压时使PWM开关电容器短路可能是不期望的并且可能损坏开关元件和/或增加功率损耗。这里论述的实现控制第一开关元件和第二开关元件，以通过使电流流离开体二极管进入晶体管(例如，MOSFET)沟道来使体二极管导通时间(死区时间)最小化。在进行该操作时，使由二极管电压降引起的损耗最小化。因此，实现可以提供有效的电路操作同时维持零电压切换。实现可以利用计算机处理器、微控制器、数字信号处理器、FPGA、CPLD或任何其它可编程处理装置备来实现，以按混合信号配置并且在数字电路中生成栅极控制信号。此外，本发明的实现例如提供可变电容器控制，该可变电容器控制允许在诸如高功率车辆充电系统等的高谐振无线功率传输系统(HRWPT)系统中阻抗匹配网络所遇到的整个条件范围内进行高校操作。
PWM电容器的控制可以以多种方式(诸如在混合信号(模拟和数字)实现和/或数字信号实现中)实现。以下更全面地说明这些实现。所公开的实现的优点包括以下：
在一些实现中，体二极管(或反并联二极管)导通时间可以是可调整的并且明显缩短。体二极管(或反并联二极管)导通时间的这种缩短减少了MOSFET损耗并改善了功率电子器件的效率和热管理。
在一些实现中，PWM电容器控制技术许可使用包括具有相对较大的前向体二极管电压降的晶体管(例如，氮化镓(GaN)或碳化硅(SiC)晶体管)的更宽的晶体管阵列。
在一些实现中，PWM电容器提供具有谐波含量的输入电流的改善了的容差，诸如三角波形、梯形波形、方波形或具有明显谐波含量的正弦特性的波形等。相对于可能需要纯正弦电流的传统控制方法，这是优点。例如，为了获得纯正弦电流，可以向电路添加滤波组件，这增加了成本和组件计数。在一些实现中，PWM电容器可以容忍诸如在关联系统的启动时等的瞬变现象。
图1示出具有PWM开关电容器的无线功率传输系统100的示例性实现的高级功能框图。例如，可以通过壁式电源(AC主电源)提供向系统的输入电力，该输入电力在AC/DC转换器块102中被转换成DC。在一些实现中，可以从电池或其它DC电源直接提供DC电压。在一些实现中，AC/DC转换器块102可以包括功率因数校正(PFC)级。PFC除将(例如，50或60Hz的)AC输入转换成DC外，还可以调节电流，使得电流与电压基本同相。
开关逆变器104将DC电压转换成AC电压波形(例如，高频AC电压波形)。使用逆变器104所输出的AC电压波形来驱动源谐振器106。在一些实现中，AC电压波形的频率可以在80～90kHz的范围内。在一些实现中，AC电压波形的频率可以在1kHz～15MHz的范围内。在一些实现中，逆变器104包括放大器。
源阻抗匹配网络(IMN)108使逆变器104输出耦接至源谐振器106。源IMN 108可以实现高效的开关放大器操作。例如，D类或E类开关放大器适用于许多应用，并且可能需要电感负载阻抗以实现最高效率。如逆变器104所见，源IMN 108可以对源谐振器的有效阻抗进行变换。源谐振器阻抗例如可以通过电磁耦接至装置谐振器110和/或输出负载来加载。例如，源谐振器106所产生的磁场耦接至装置谐振器110，从而引起相应电压。该能量被耦接出装置谐振器110，以例如直接向负载供电或对电池充电。
装置阻抗匹配网络(IMN)112可用于将来自装置谐振器110的能量高效地耦接至负载114并且优化源谐振器106和装置谐振器110之间的功率传输。装置IMN 112可以将负载114的阻抗变换成装置谐振器110所看到的、更紧密地匹配源阻抗以提高系统效率的有效负载阻抗。对于需要DC电压的负载，整流器116将所接收到的AC电力转换成DC。在一些实现中，源118和装置120a还包括滤波器、传感器和其它组件。
阻抗匹配网络(IMN)108、112可以被设计为最大化按期望频率(例如，80～90kHz、100～200kHz、6.78MHz)传递至负载114的功率、或者提高功率传输效率。可以选择和连接IMN 108、112中的阻抗匹配组件以保持谐振器106、110的高品质因数(Q)值。根据操作条件，可以对IMN 108、112中的组件进行调谐以控制针对向负载114的供电所传递的功率，例如改善功率的高效无线传输。
IMN(108,112)可以具有包括但不限于以下的组件：电容器或电容器网络、电感器或电感器网络、或者电容器、电感器、二极管、开关和电阻器的各种组合。IMN的组件可以是可调整的和/或可变的，并且可以被控制以影响系统的效率和操作点。可以通过改变电容、改变电感、控制谐振器的连接点、调整磁性材料的磁导率、控制偏置场和调整激励频率等来进行阻抗匹配。阻抗匹配可以使用或包括任何数量或组合的变容二极管、变容二极管阵列、开关元件、电容器组、开关和可调谐元件、反向偏置二极管、气隙电容器、压缩电容器、钛酸钡锆(BZT)电气调谐电容器、微机电系统(MEMS)-可调谐电容器、电压可变电介质、以及变压器耦合调谐电路等。可变组件可以是机械调谐、热调谐、电气调谐和压电调谐等。阻抗匹配的元件可以是硅器件、氮化镓器件和碳化硅器件等。可以选择元件以承受高电流、高电压、高功率、或者电流、电压和功率的任何组合。可以选择元件作为高Q元件。
源118和/或装置120中的控制电路监视源118和装置120之间的阻抗差异，并且提供控制信号以对各个IMN 108、112或其组件进行调谐。在一些实现中，IMN 108、112可以包括固定IMN和动态IMN。例如，固定IMN可以提供系统的具有静态阻抗的部分之间的阻抗匹配，或者将电路粗略地调谐到已知的动态阻抗范围。在一些实现中，动态IMN可以进一步包括粗调组件和/或细调组件。例如，粗调组件可以许可动态阻抗范围的粗略阻抗调整，而细调组件可以用于微调IMN的整体阻抗。在另一示例中，粗调组件可以实现期望阻抗范围内的阻抗匹配，并且细调组件可以实现期望阻抗范围内的目标附近的更精确阻抗。
图2示出具有向源侧电路(其包括源谐振器和源IMN)204供电的逆变器202的无线功率传输系统200的典型实施例，该源侧电路204利用耦合系数k将电磁能量耦接至装置侧电路(其包括装置谐振器和装置IMN)206。然后，该振荡能量由整流器208进行转换。源侧电路204组件包括源谐振器线圈Ls 210、串联电容器C1s 212(在位置1中)、并联电容器C2s 214(在位置2中)、以及电容器C3s 216和电感器L3s 218(在位置3中)。在例示性实施例中，电容器C3s 216可以包括一个或多个可变电容器。例如，可变电容器可以是脉冲宽度调制(PWM)控制电容器。注意，所列出的各个组件可以表示组件的网络或组，并且至少位置1和3中的组件可以是平衡的。装置侧电路206组件可以包括装置谐振器线圈Ld 222、串联电容器C1d 224(在位置1中)、并联电容器C2d 226(在位置2中)、以及电容器C3d 228和电感器L3d 230(在位置3中)。电容器C3d 228可以包括诸如PWM电容器等的一个或多个可变电容器。如以下更全面地所述，PWM开关电容器216、228可以促进高效的无线能量传输。
IMN 108和112可以具有包含具有满足特定应用的需求的阻抗的各种组件的宽范围的电路实现。例如，通过引用而全部包含于此的Kesler等人的美国专利8,461,719公开了各种可调谐阻抗网络配置，诸如在图28a～37b中等。在一些实现中，图2所示的组件可以表示组件的网络或组。另外，虽然结合高谐振的无线能量传输系统示出和描述了例示性实施例，但是本文所述的PWM开关组件的实现适用于期望实现给定等效阻抗并最小化二极管导通时间的广泛应用。
图3A示出PWM开关电容器C1的例示性电路实现。在一些实现中，如以下更全面地所述，可以将等效电容确定为
Figure GDA0003213302260000241
其中：C1是电容器的阻抗值并且
Figure GDA0003213302260000242
是输入相位延迟。
第一开关元件M1和第二开关元件M2以背对背方式耦接到电容器C1的两端或者与电容器C1并联耦接。第一开关元件M1和第二开关元件M2可以是MOSFET装置。栅极控制电路300向第一开关元件M1提供第一栅极控制信号g1并且向第二开关元件M2提供第二栅极控制信号g2。在一些实现中，栅极控制电路300向第一开关元件M1和第二开关元件M2的栅极之间的节点提供参考电位s12。
输入电流I1流入第一节点N1并且电流IC1从第一节点流出到电容器C1。电流I2从第一节点N1流出到第一开关元件M1的漏极端子中。电容器C1耦接在Vcap+节点和Vcap-节点之间以限定电容器两端的电压。在一些实现中，如以下更全面地所述，电路可以包括用以感测MOSFET体二极管导通的第一传感器S1和用以感测经过开关电容器的电流的第二传感器S2。在一些实现中，开关元件M1、M2可以是硅MOSFET。图3B示出图3A的电路，其中外部二极管D1、D2相对于M1、M2以反并联配置定位。这些二极管D1、D2可以是外部二极管或开关元件M1、M2的体二极管，因为这里使用这些术语“体二极管”来整体指代如图3A和3B所示的功率晶体管体二极管或与晶体管相关联的外部反并联二极管。开关元件可以包括但不限于硅晶体管、碳化硅晶体管、氮化镓晶体管、MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)、JFET(结型栅极场效应晶体管)或BJT(双极结型晶体管)。
混合信号实现
图4示出PWM电容器的控制的混合信号实现的典型实施例的图。该实现包括与控制器接口402进行通信的控制器400，该控制器接口402与调制器404进行通信。调制器404与脉冲整形电路406进行通信以进行零电压切换(ZVS)控制。脉冲整形电路406与功率级408进行通信，该功率级408与调制器404进行通信。以下进一步说明这些块。
图5A示出图4的控制器接口402和调制器404的典型实施例的图。调制器级可以包括参考信号生成、电流传感器输出、过零检测、斜坡生成和PWM生成。微控制器(μC)设置用于控制PWM电容器的等效电容的控制信号Vr。控制信号Vr可以是具有平均电压Vref的调制信号的DC电压信号或脉冲宽度。参考信号发生器502产生具有大致相同的绝对值但符号相反的Vref+电压和Vref-电压。将电流传感器504的输出提供至过零检测器506。电流传感器504的输出通常是表示向PWM电容器的输入电流I1的正弦信号。在一些实现中，I1可以具有显著的谐波含量。过零检测器506检测电流I1的过零。
过零检测器506输出方波信号Vzc＝Vzc-–Vzc+。换句话说，过零检测器506的输出例如可以是在I1为负时具有+5V幅度并且在I1为正时具有-5V幅度的信号。斜坡发生器508使用例如积分器电路将方波信号Vzc转换成斜坡信号Vramp。斜坡发生器508提供在电流I1为正时具有正斜率并且在I1为负时具有负斜率的斜坡信号。另外，如在图5B的子图III中所示，斜坡信号的峰值可以对应于电流I1的过零。
包括C20和R49的高频滤波器510消除了可能存在于运算放大器U2的输出处的任何DC偏压。PWM生成512创建控制开关元件M1和M2的开关功能PWM_M1和PWM_M2。使用两个比较器514a、514b来根据Vramp、Vref+和Vref-产生这些信号。
图5B示出如图5A所述的调制器404的波形的标绘图。子图I示出以下进一步说明的功率级408中的电流感测变压器L1处的电流测量值I(L1)。注意，该电流不是纯正弦的并且具有一些谐波含量。在一些实施例中，可以利用比1:100(或相似比)使用变压器(如在图5A中利用L1:L2所示)来使电流降压，使得电流可以由调制器电路中的组件处理。子图II示出过零检测器506处的节点Vzc-和Vzc+之间的电压测量值V(Vzc-,Vzc+)。子图III示出斜坡发生器508的输出处的具有三角波形的电压测量值V(Vramp)。子图IV用虚线示出PWM生成比较器514a的输出处的电压测量值V(PWM_M1)并且用实线示出PWM生成比较器514b的输出处的电压测量值V(PWM_M2)。子图V示出节点Vcap+和Vcap-之间的电压测量值的电压波形Vc1、并由此示出在节点Vcap+和Vcap-之间测量到的有效电容。该有效电容包括电容C1以及开关元件M1和M2的贡献。线516示出：在一些实现中，由于开关元件M1的ZVS操作，开关元件M1接通信号的上升沿不得不延迟。
图6A展示用于图4的ZVS控制的脉冲整形电路406的典型实施例的图。脉冲整形电路406包括具有输出PWM1的子电路602和具有输出PWM2的子电路604。在一些实现中，由于电容器C1上的接通时的可能非零电压条件，输入PWM_M1和PWM_M2可能无法用于直接驱动开关元件M1和M2。因而，信号PWM_M1和PWM_M2可以由子电路602和604调节以分别产生理想信号PWM1和PWM2，然后使用这些理想信号PWM1和PWM2来驱动开关元件M1、M2。在一些实现中，子电路602、604充当具有选择信号en0～en3的多路复用器。
例如，在电容器C1的非零电压处接通开关元件M1、M2可能导致过度损耗、对开关元件的物理损坏或这两者。脉冲整形电路406可以通过延迟PWM_M1和PWM_M2的接通沿来调节信号PWM_M1和PWM_M2，使得可以实现M1和M2的零电压接通。可以配置手动可调脉冲整形电路，以针对不同的输入电流I1即时调整ZVS条件。注意，可以通过激活任何选择信号en0～en3来手动调整ZVS。在ZVS接通之前，MOSFET的体二极管接通。体二极管的导通时间比传统操作大大减小，但并不是最小的。如图所示，脉冲整形电路406使用逻辑门实现，然而，在一些实现中，还可以使用数字多路复用器电路也来实现类似的结果。
图6B示出如图6A所述的脉冲整形电路406的波形的图。子图I示出电流互感器的L1处的电流测量值I(L1)。电流感测互感器包括L1(在功率级408处)和L2(在调制器404处)。子图II用虚线示出子电路602的输入处的电压测量值V(PWM_M1)并且用实线示出子电路604的输入处的V(PWM_M2)。子图III用虚线示出在栅极控制信号g1和参考电位s12之间测量到的电压V(g1,s12)的电压波形和用实线示出在栅极控制信号g1和参考电势s12之间测量到的电压V(g2,s12)。子图IV示出节点Vcap+和Vcap-之间的电压测量值的电压波形VC1，并由此示出在节点Vcap+和Vcap-之间测量到的有效电容。窗606示出M1的接通时的延迟，使得对于不同于纯正弦信号的I1电流实现ZVS。
图7A示出图4的功率级408的典型实施例的图。功率级408包含：电容器C1；背对背开关元件对M1和M2；电流传感器(电流感测互感器)L1，用于测量经过PWM电容器的电流(I1)；栅极驱动器702，用于驱动M1和M2；用于栅极驱动器的隔离型电源704；用于栅极驱动器输入信号的信号隔离器706。输入信号是由调制器404和脉冲整形406级生成的。在一些实现中，将的电流感测信号形式L1供给至调制器404。
图7B示出如图7A所述的功率级408的波形的图。子图I用虚线示出栅极控制信号g1和参考电位s12之间的模拟电压V(g1,s12)的电压波形，并且用实线示出栅极控制信号g2和参考电位s12之间的测量电压V(g2,s12)。电压波形V(g1,s12)和V(g2,s12)在幅度上重叠，但相对于彼此偏移了180度或切换时间段的一半，使得V(C1)的正半周期与V(C1)的负半周期对称。子图II示出电流感测互感器L1处的电流波形I(L1)(参见图4中的功率级408)。该电流不是纯正弦的并且具有一些谐波含量。子图III示出从第一节点N1流出到第一开关元件M1的漏极端子中的I2的电流波形。子图IV示出电流波形I(C1)，该电流波形I(C1)示出输入电流流经电容器C1，然后在开关元件M1和M2都接通时转向这两个开关元件。子图V示出节点Vcap+和Vcap-之间的电压波形VC1＝Vcap+-Vcap-，并由此示出在节点Vcap+和Vcap-之间测量到的有效电容。该有效电容包括电容C1以及开关元件M1和M2的贡献。
在一些实现中，可将栅极信号Vsg1和Vgs2的重叠从零重叠控制到完全重叠。在重叠为零时，所有的输入电流I1都流经电容器C1，使得PWM电容器的有效电容为C1的值。在栅极信号重叠完成时，所有的输入电流I1都仅流经开关元件M1、M2。PWM电容器的有效电容等于无穷大(由于短路效应并由此在切换频率处具有无限大的电容)。由于控制电路能够控制重叠，因此可以生成从C1的值起直到无穷大为止的有效PWM电容器电容。
图7C示出图7A的波形的放大图。注意，图7C中的子图I～V对应于图7B中的子图I～V的缩小图。窗710示出体二极管导通时间大大缩短。
图8A～8F示出了根据PWM电容器的控制的混合信号实现的典型实施例所进行的测量。测量值包括：逆变器202的输出处的绝对电压Vab 802约为500V/div，输入电流I1 804约为20A/div，在电容器C1处电压VC1 806约为100V/div，并且在栅极g1和参考s之间电压测量值Vgs1 808为10V/div。在本实施例中，功率水平大约维持在6kW和12kW之间。在调整参考电压Vref时，有效电容改变(如利用VC1所示)。图8A示出Vref为2.5V。图8B示出Vref为1.4V。图8C示出Vref为1V。图8D示出Vref为0.8V。图8E示出Vref为0.5V。图8F示出Vref为0.3V。
数字实现
图9示出用于PWM电容器的控制器的示例数字实现的典型实施例的图。该实现包括控制器902、过零检测级904和功率级906。控制器902与过零检测级904进行通信，该过零检测级904包括电流传感器908，该电流传感器908产生用于过零检测器910中的比较器的电压信号。过零检测器910将过零信号提供至控制器902以指示电流何时过零(例如，改变极性)。过零检测级904耦接至功率级906。功率级906包括用于栅极驱动器914输入信号的信号隔离电路912。控制器902向栅极驱动器914提供输入信号。栅极驱动器914驱动与电容器C1并联耦接的开关元件M1和M2。电流传感器908将电流感测信号提供至过零检测器910。过零检测器910的输出被提供至控制器902，该控制器902生成用于晶体管M1和M2的驱动信号。控制器902可被实现为一个或多个处理器或微控制器。在一些实现中，控制器902可被实现为ASIC或FPGA控制器。
在操作中，控制器902通过交替地开关晶体管M1和M2以在AC输入电压信号的正半部分和负半部分这两者的一部分内均绕过电容器C1或使电容器C1短路，来控制电容器C1的有效电容。将表示电容器C1的期望有效电容的输入信号提供至控制器902。控制器902基于该输入信号来确定晶体管M1和M2的接通和断开时间。在一些实现中，输入信号是范围在90度和180度之间的相位延迟
Figure GDA0003213302260000292
控制器902基于相位延迟
Figure GDA0003213302260000293
来确定从输入电流的触发点起的第一延迟时间段和第二延迟时间段。控制器902基于延迟时间来控制栅极驱动器914以生成用于驱动晶体管M1和M2的PWM信号。出于解释的目的，使用输入电流过零作为触发点。然而，在一些实现中，可以使用电流峰值作为触发点。例如，可以通过例如包含微分器电路来修改过零检测器以检测电流峰值。在这样的n个实现中，相位延迟
Figure GDA0003213302260000291
输入的范围可以偏移90度以考虑触发点的偏移。
通常，控制器902计算晶体管断开延迟时间段和晶体管接通延迟时间段。控制器902从过零检测器910接收过零信号，并且在断开第一晶体管(例如，M1)之前等待晶体管断开延迟时间。然后，控制器902等待，直到在从过零起的接通延迟时间段之后再次接通第一晶体管为止。在第一晶体管断开期间，将发生电流的另一过零。在一些实现中，可以从与晶体管断开延迟时间段相同的过零起测量晶体管接通延迟时间段，或者，在一些实现中，可以根据在晶体管断开期间发生的过零测量晶体管接通延迟时间段。在输入电流信号的下一半周期内，对第二晶体管重复该过程。
晶体管断开延迟时间和晶体管接通延迟时间可以针对两个晶体管相同，但是从不同的过零点(例如，在输入电流的相反相位处发生的过零点)触发的。在一些实现中，接通延迟时间和断开延迟时间可能针对各晶体管而不同。在一些实现中，确保在零电压处对晶体管进行切换对于使晶体管接通而言与使晶体管断开而言相比更加关键。因此，如以下所述，控制器902可以基于相位延迟值来估计理论晶体管接通延迟。为了确保在电容器C1两端的电压为零时晶体管接通，控制器902可以在估计晶体管接通延迟周期之后等待附加时间段。在一些实现中，附加时间段例如是预定延迟时间段(例如，≤300ns、≤500ns、≤800ns或≤1000ns)，以确保功率晶体管的体二极管电流(或经过反并联二极管的电流)发生以在使晶体管接通之前将C1两端的电压短暂地钳位在零处。在一些实现中，控制器902在估计晶体管接通延迟时间段之后并且在检测到经由晶体管(或经由反并联二极管)的体二极管导通之后，使晶体管接通。在一些实现中，控制器902不估计晶体管接通时间，而是在检测到经由晶体管(或经由反并联二极管)的体二极管体导通之后使晶体管接通。例如，控制器902可以从诸如以下参考图22更详细地论述的体二极管导通传感器等的体二极管导通传感器接收体二极管导通信号。
图10A示出用于PWM电容器的控制的示例性过程1000的流程图。在一些示例中，可以将示例过程1000作为使用一个或多个处理装置(例如，处理器或微控制器)或者计算装置所执行的计算机可执行指令来提供。在一些示例中，可以通过例如硬连线电气回路作为ASIC或FPGA控制器来执行过程1000。过程1000可以由例如控制器902执行。
步骤1002开始切换时间段的周期。在步骤1004(时间t0)，在电流I1正在上升时，利用过零检测器910检测输入电流I1的过零。在步骤1006，晶体管M1被调度在时间t2(即，过零之后的断开延迟时间段)断开。例如，基于输入相位
Figure GDA0003213302260000316
来计算第一延迟时间段，其中：
Figure GDA0003213302260000311
以及其中：T是输入电流I1的时间段，并且输入相位
Figure GDA0003213302260000312
将等效电容设置为约如下：
Figure GDA0003213302260000313
在步骤1008，晶体管M1被调度在时间t5接通，该时间t5为过零之后的接通延迟时间，并且可以通过例如以下来表示：
Figure GDA0003213302260000314
其中，调整预定延迟Tdelay，因而确保了零电压切换。在一些实现中，预定延迟Tdelay是固定延迟(例如，Tdelay≤300ns、≤500ns、≤800ns或者≤1000ns)。在步骤1010(时间t1)，前一周期通过使开关元件M2接通而结束。在步骤1012(时间t2)，晶体管M1在断开延迟时间段之后断开。在步骤1014(时间t3)，在电流正在下降时检测到输入电流I1的过零。在一些实现中，t3等于T/2。在步骤1016，晶体管M2被调度在时间t6断开，该时间t6为t0处的第一个过零之后的第二断开时间段，并且可以通过例如以下来表示：
Figure GDA0003213302260000315
在一些实现中，通过使用第一断开延迟时间段(以上是作为t2计算出的)但是从时间t3处的输入电流I1的第二个过零起测量，晶体管M2被调度在时间t6处断开。
在步骤1018，晶体管M2被调度在时间t9接通，该时间t9为过零之后的第二导通延迟时间，并且可以通过例如以下来表示：
Figure GDA0003213302260000321
在一些实现中，通过使用第一接通延迟时间段(以上是作为t5计算出的)但从时间t3处的输入电流I1的第二个过零起测量，晶体管M2被调度在时间t9处接通。
在步骤1020(时间t4)，假定针对输入I1的诸如正弦等的周期性波形，理论上对开关元件M1实现ZVS条件。在一些实现中，通过以下来估计时间t4：
Figure GDA0003213302260000322
在步骤1022(时间t5)，晶体管M1在接通延迟时间段之后接通。在步骤1024(时间t6)，晶体管M2在第二断开延迟时间段之后断开。在步骤1026(时间t7)，在电流I1正在上升时，检测输入电流I1的过零以开始下一周期。晶体管M1被调度在以下之后断开：
Figure GDA0003213302260000323
在步骤1028(时间t8)，假定针对输入电流I1的诸如正弦等的周期性波形，理论上对开关元件M2实现ZVS条件。在步骤1030(时间t9)，晶体管M2在第二接通延迟时间段之后接通。步骤1032是开始通向步骤1012的下一周期的过渡。
图10B示出图10A所述的过程1000的时序图。该图示出利用表示事件的垂直线来标记的电流I1波形。标记这些垂直线以对应于图10A所述的步骤。另外，示出并计算相位延迟标记1034、1036、1038、1040。在时间t0，使用过零检测器910检测上升电流I1的过零。在时间t1，开关元件M2接通(逻辑1)并且前一周期结束。在时间t2，相位延迟1034约为
Figure GDA0003213302260000324
并且PWM1断开(逻辑0)。在时间t3，使用过零检测器910检测下降电流I1的过零。时间t4标记I1电流的理论M1体二极管导通，并且这里相位延迟1036约为
Figure GDA0003213302260000325
在时间t5，在(t4和t5之间的)延迟Tdelay之后PWM1接通(逻辑1)，使得针对所有操作条件都确保了ZVS。在时间t6，相位延迟1038约为
Figure GDA0003213302260000332
并且PWM2断开(逻辑0)。在时间t7，使用过零检测器910来检测下降电流I1的过零。时间t8标记正弦I1电流的理论M2体二极管导通。在时间t9，在(t8和t9之间的)延迟Tdelay之后PWM1接通，使得针对所有操作条件都确保了ZVS。信号PWM1 1042和PWM2 1044的接通(设置)和断开(重置)被示出与时间戳t0～t9一致。
图10C示出用于PWM电容器的控制的另一示例性过程1050的流程图。在一些示例中，可以将示例过程1050作为使用一个或多个处理装置(例如，处理器或微控制器)或者计算装置所执行的计算机可执行指令来提供。在一些示例中，可以通过例如硬连线电气回路作为ASIC或FPGA控制器来执行过程1050。参考图10B所示的时间和事件来说明过程1050。
步骤1052开始切换时间段的周期。在步骤1054(时间t0)，控制器902例如通过从过零检测器910接收过零检测信号来检测输入电流I1的第一个过零。在步骤1056，控制器902确定断开延迟时间段。例如，可以基于诸如输入相位
Figure GDA0003213302260000333
等的输入值来确定延迟时间段的转变。换句话说，输入值控制断开延迟时间段的长度。例如，可以通过以下计算断开延迟：
Figure GDA0003213302260000331
断开延迟时间段表示控制器从各过零检测起等待直到断开晶体管M1和M2其中之一为止的时间段。在一些实现中，断开延迟时间段确定电容器C1的有效阻抗。
在步骤1058(时间t2)，在从输入电流I1的第一个过零起的断开延迟时间段之后，第一晶体管M1断开。这在图10B中通过PWM1信号下降到逻辑0来表示。在步骤1060，控制器902测量在开关晶体管M1断开和检测到输入电流I1的后续(第二个)过零(时间t3)之间的经过时间。该经过时间在图10B通过时间t2和t3之间的间隔示出。例如，控制器902可以在晶体管M1断开时启动计数器或计时器，并且在检测到下一过零时测量经过时间。
在步骤1062(时间t3)，控制器902例如通过从过零检测器910接收过零检测信号来检测输入电流I1的第二个过零。在步骤1064，控制器902基于经过时间来设置第一接通计数器。例如，可以将接通计数器设置成从经过时间起向下计数，或者可以使测量了经过时间的计数器反转以向下计数为零。控制器902使用接通计时器来估计电容器C1两端的电压何时将返回到零。例如，如以下的图11A～11F所示，电容器C1两端的电压上升和下降关于输入电流I1的过零点基本对称。因此，控制器902可以通过计数在切断晶体管(电压的幅度增加时)和后续电流过零(电压达到峰值时)之间(例如，t2-t3)、以及后续电流过零和估计ZVS时间之间(例如，t3-t4)的对称时间间隔，来估计用于使晶体管(例如，晶体管M1)接通的理论ZVS时间(例如，时间t4)。
在步骤1066，在接通计数器到期之后(例如，在利用接通计数器所测量到的第二延迟时间段之后)，控制器902再次使第一晶体管M1接通。这在图10B中通过PWM1信号上升到逻辑1来表示。由于使用接通计数器来估计理论ZVS时间，因此控制器902可以在再次接通晶体管M1之前并入附加延迟Tdelay，以确保实现零电压。附加延迟Tdelay在图10B中通过在时间t4和t5之间的间隔来表示。附加延迟Tdelay可以是预定的固定延迟时间段(例如，Tdelay≤300ns、≤500ns、≤800ns或≤1000ns)。在一些实现中，附加延迟Tdelay可以是估计ZVS时间和使用诸如体二极管导通传感器等的传感器检测到零电压条件之间的延迟。例如，控制器902可以响应于来自(诸如以下参考图22所述的体二极管导通传感器等的)体二极管导通传感器的信号来再次使晶体管M1接通。例如，可以使用体二极管导通传感器来检测经过晶体管(或关联的反并联二极管)的体二极管导通。控制器902可以使用体二极管导通作为已实现了电容器两端的零电压条件的指示。
在步骤1068(时间t6)，在从输入电流I1的第二个过零(例如，在时间t3)起的断开延迟时间段之后，第二晶体管M2断开。这在图10B中通过PWM2信号下降到逻辑0来表示。在步骤1070中，控制器902测量在开关晶体管M2断开和检测输入电流I1的随后(第三个)过零(时间t7)之间的经过时间。该经过时间在图10B中通过时间t6和t7之间的时间间隔来表示。例如，控制器902可以在晶体管M2断开时启动计数器或计时器，并且测量检测到下一过零时的经过时间。
在步骤1072(时间t7)，控制器902例如通过从过零检测器910接收过零检测信号来检测输入电流I1的第三个过零。在步骤1074，控制器902基于经过时间来设置第二接通计数器。例如，可以将第二接通计数器设置成从经过时间起向下计数，或者可以使测量了经过时间的计数器反转以向下计数到零。控制器902使用接通计时器来估计电容器C1两端的电压何时将返回到零。因此，控制器902可以通过计数在切断晶体管(电压的幅度增加时)和后续电流过零(电压达到峰值时)之间(例如，t6-t7)、以及后续电流过零和估计ZVS时间之间(例如，t7-t8)的对称时间间隔，来估计用于使晶体管(例如，晶体管M1)接通的理论ZVS时间(例如，时间t8)。
在步骤1076，在第二接通计数器到期之后(例如，在利用接通计数器所测量到的第二延迟时间段之后)，控制器902再次使第二晶体管M2接通。这在图10B中通过PWM2信号上升到逻辑1来表示。由于使用接通计数器来估计理论ZVS时间，因此控制器902可以在再次接通晶体管M2之前并入附加延迟Tdelay，以确保实现零电压。附加延迟Tdelay在图10B中通过在时间t8和t9之间的间隔来表示。如上所述，附加延迟Tdelay可以是预定的固定延迟时间段(例如，Tdelay≤300ns、≤500ns、≤800ns或≤1000ns)。在一些实现中，附加延迟Tdelay可以是估计ZVS时间和使用诸如体二极管导通传感器等的传感器检测到零电压条件之间的延迟。步骤1078是开始同相步骤1058的下一周期的过渡。
图11A～11F示出根据PWM电容器的控制的数字实现的典型实施例所进行的测量。测量值包括：逆变器202的输出处的绝对电压Vab 802约为500V/div，输入电流I1 804约为20A/div，在电容器C1处电压VC1 806约为100V/div，并且在栅极g1和参考s之间电压测量值Vgs1 808为10V/div。在本实施例中，功率水平大约维持在6kW和12kW之间。在调整相位延迟
Figure GDA0003213302260000361
时，有效电容改变(如利用VC1所示)。图11A示出相位
Figure GDA0003213302260000362
为180度。图11B示出相位
Figure GDA0003213302260000363
为140度。图11C示出相位
Figure GDA0003213302260000364
为120度。图11D示出相位
Figure GDA0003213302260000365
为110度。图11E示出相位
Figure GDA0003213302260000366
为100度。图11F示出相位
Figure GDA0003213302260000367
为90度。
保护和诊断
图12示出具有由开关元件M1、M2控制的等效电容以及保护/诊断功能的PWM控制电容器C1的例示性混合信号实现1200。在一些实现中，控制器1202、调制器1204和功率级1206可以与上述实施例具有一些共性。功率级1206包括电容器C1和开关元件M1、M2以及用于感测经过电容器C1的电流的电流传感器1208。电流传感器1208提供电容器电流信息CS1、CS2，这些电容器电流信息CS1、CS2可被提供至保护/诊断电路1210、峰值检测器1212和过零检测器1214中的一个或多个。实现可以包括接收电流传感器信息CS1、CS2的电路的全部、它们的任何组合，或者不包括任何上述电路。
调制器1204可以包括参考电压生成器1217、以及可以与上述相似的带通滤波器或积分器1218。功率级1206可以包括可以与上述相似的信号隔离电路1222和栅极驱动器1224。
图13A示出作为图12的峰值检测器1212所提供的例示性峰值检测器1300。如图13A所示的示例峰值检测器1300使用双极(例如，+5V和-5V)电压供应。在例示实现中，峰值检测器1300包括运放微分器1302以及具有低通滤波和滞后的过零电路1304。如图13B所示，峰值检测器1300从电流传感器1208(图12)接收电容器电流信息CS1、CS2并且输出输入电流的最大值信号CF和最小值信号CR。在一些实现中，CF的上升沿对应于输入电流最大值并且CR的上升沿对应于输入电流最小值。
图13C示出作为图12的峰值检测器1212所提供的例示性峰值检测器1300。如图13C所示的示例峰值检测器1300使用单极(例如，+3.3V)电压供应。在例示实现中，峰值检测器1300包括1.5V的DC偏置电路1303以及具有低通滤波和滞后的过零电路1304。峰值检测器1300从电流传感器1208(图12)接收电容器电流信息CS1(或CS2)并且输出输入电流最大值信号CF。在一些实现中，CF的上升沿对应于输入电流最大值。另外，诸如CS1电流测量值等的AC波形被标准化为+1.5Vdc的电压偏置。可以使用例如电阻分压器、电压参考、分流和调节器、运算放大器、dc-dc转换器或它们的组合来生成DC电压偏置。比较器的各个输出的斜率可以由负载电阻器和电容器控制。
图14A和图14B示出在图12中表示为保护/诊断电路1210中的CSOK的电流形状OK(CSOK)诊断的示例电路实现。PWM电容器系统的实现可以包括本文所述的保护/诊断功能的全部、它们的任何组合，或者不包括任何上述功能。此外，本文所述的保护/诊断功能的全部或任何组合可以或者不能以硬件和软件的任何组合(包括任何合适的可编程装置)来实现。
CSOK电路检查输入电流是否为在零处无不连续的“正弦”。在例示实施例中，将电容器电流信息CS1、CS2提供至输出电流信息信号CS_SE的运放(图14A)，将该电流信息信号CS_SE与各正阈值和负阈值进行比较(图14B)并利用CF信号和CR信号锁存。对锁存器输出进行逻辑OR(或)以提供在图14C的波形图中示出的CSOKF信号。CSOK电路检查连续的输入电流最大值和最小值，以判断这些其中之一是否小于指定阈值，该指定阈值例如可被设置为约0.5～10A。如果连续的最大值和最小值中的任何值大于各个阈值，则CSOKF信号被下拉作为输入电流具有可接受形状的指示。
图15示出在图12中可被视为保护/诊断电路1210中的OCP的例示性过电流保护电路。在例示实施例中，OCP电路使用CS_SE信号(图14A)，该CS_SE信号被提供至用于检查输入电流是否大于各个正阈值OCL+和负阈值OCL-的各个比较器。对比较器输出进行逻辑OR，并且使用该输出来锁存误差信号以使得微控制器能够读取该误差信号(OCEF-过电流误差标志)。
图15A示出OCP+被设置为26A并且OCP-被设置为-26A的示例波形。如可以看出，子图I示出输入电流，子图II示出从比较器输出的OECF+信号和OECF-信号，并且子图III示出在输入电流超过约+/-26A时设置(锁存输出)的OCEF信号。
图16示出被表示为图12的保护/诊断电路1210中的IOCP的示例增量过电流保护电路。在一些实现中，IOCP电路检测输入电流正随着指数包络增加的大的瞬变现象。如将理解，这种瞬变现象通常是由系统中的故障引起的。
在例示实施例中，将上述的CS_SE提供至具有最大电流电平和最小电流电平的输入的一系列比较器。利用CF、CR信号对比较器输出进行锁存，并且组合锁存输出以识别过电流状况。
如图16A的波形图所示，监视连续的最大电流电平和最小电流电平。如果连续的最大电流电平和最小电平之间的电流电平之差大于阈值，则误差信号OCEFdiff将被锁存，直到由控制器复位为止。如上所述，子图I、II、III分别示出例示性输入电流、CF信号和CR信号。子图IV示出作为用以检测利用CF信号锁存的最大电流电平的比较器输出的值的例示性A信号，并且子图V示出作为用以检测利用CR信号锁存的最小电流电平的比较器输出的值的例示性C信号。子图VI示出可以与A信号和C信号的逻辑AND(与)相对应的示例OCEFdiff信号。
图17示出被表示为图12的保护/诊断电路1210中的OVP的示例过电压保护电路。通常，OVP电路使用来自先前周期的信息来保护当前周期中的过电压状况。在一些实现中，通过延迟用于开关元件的驱动PWM信号的断开沿来防止开关元件(诸如MOSFET等)的过早断开。
如图所示，图17A示出包括输入电流、CF信号、延迟CF信号和电压过零信号的示例波形。PWM_1被延迟以生成信号C1，该信号C1延迟开关元件的断开以保护免于当前周期中的过电压状况。
在一些实现中，保护/诊断电路1210还可以包括具有温度传感器的过温度保护(OTP)，该温度传感器在所测量的温度超过给定阈值的情况下，可以生成误差信号。
图18示出可以与图12中的过零检测器1214相对应的过零检测器的示例实现。过零检测器的该示例实现可以是图5A所示的过零检测器的修改或不同版本。过零检测器可以生成差分输出信号VZC+、VZC。
图19示出可以与图16中的带通滤波器或积分器1618相对应的带通滤波器/积分器或斜坡生成电路的示例实现。斜坡生成电路的该示例实现可以是图5A的斜坡生成器508的修改或不同版本。带通滤波器/积分器可以生成诸如图5B所示的斜坡信号(子图III)等的斜坡信号。
图20示出可以与图12中的PWM信号生成电路1220相对应的PWM信号生成器的示例实现。PWM信号生成器的该示例实现可以是图5A的调制器404中的PWM生成电路的修改或不同版本。如上所述，PWM信号生成器可以生成用于开关元件(诸如图12中的M1、M2等的)的驱动信号。
图21示出可以与图12的系统具有一些共性的包括保护/诊断功能的示例数字实现2100。在例示实施例中，控制器2102形成调制器2104的一部分，该调制器2104包括可以与结合图12所述相似的峰值检测器2106和过零检测器2108。峰值检测器2106和过零检测器2108可以从功率级2120接收传感器输出信号CS1、CS2。调制器2104可以包括图12和/或图13～20所示的保护/诊断电路1210功能中的全部或任何组合、或者不包括该功能。在例示实施例中，保护电路2110可以包括过压保护(OVP)2112和过温度保护(OTP)2114。在一些实现中，例如，OVP 2112和OTP 2114可以与以上结合图12和图17所示并说明的功能相似。注意，在一些实现中，微控制器2102可被配置或编程为进行混合信号实现的一些或全部功能。对于一些功能，可能需要附加硬件来实现相似功能。例如可被编程到微控制器2102中的功能可以是过电流保护(OCP)、增量过电流保护(iOCP)、电流形状OK(CSOK)和/或带通滤波器/积分器。
功率级2120可以包括可以与上述相似的信号隔离电路1222和栅极驱动器1224。例如，如上所述，功率级2120可以包括电容器C1和开关元件M1、M2以及电流传感器，该电流传感器用于感测经过电容器C1的电流并且提供电流信息信号CS1、CS2。
自动零电压切换控制
在一些实现中，具有PWM控制电容器的系统包括用于其开关(例如，MOSFET)的零电压切换的增强电路。在一些实现中，自动ZVS实现在存在相对显著的信号瞬变现象的情况下提供ZVS以减少或消除与PWM控制电容器有关的开关元件(例如，MOSFET)击穿。在一些实现中，如以下更全面地所述，体二极管导通传感器检测开关元件中的体二极管导通并且影响开关元件控制信号。
图22示出具有由开关元件M1、M2控制的等效电容以及ZVS功能的PWM控制电容器C1的例示性混合信号实现2200。在一些实现中，控制器2202、调制器2204和功率级2206可以与上述实施例具有一些共性。功率级2206包括电容器C1和开关元件M1、M2(其可以包括内部或外部的体二极管D1、D2)、以及用于感测经过电容器C1的电流的电流传感器2208。电流传感器2208提供电容器电流信息CS1、CS2，这些电容器电流信息CS1、CS2可被提供至例如调制器2204中的过零检测器2214。
在一些实现中，功率级2206包括体二极管导通传感器2215，该体二极管导通传感器2215可以检测开关元件(诸如M1 MOSFET或M2 MOSFET等)的体二极管(例如，D1、D2)的导通。如以下更全面地所述，可以将节点s1、s2处的感测电阻器Rdcs两端的电压提供至体二极管导通传感器2215。
调制器2204可以包括参考电压生成器2218、耦接至过零检测器2214的带通滤波器或积分器2220、以及用以生成用于开关元件M1、M2的控制信号的PWM信号生成器2222，所有这些元件都与上述相似。功率级2206可以包括可以与上述相似的信号隔离电路2224和栅极驱动器2226、以及体二极管导通传感器2215。可以在调制器2204和功率级2206之间设置ZVS电路2230。在一些实现中，体二极管导通传感器2215可以经由控制器接口2203耦接至控制器2202。
图23A示出可以与图22的过零检测器2214相对应的过零检测器的示例实现。过零检测器2214接收电容器电流信息信号CS1、CS2作为输入并且生成输出信号CP。输出信号CP被提供至控制器2202。例如，信号CP的上升沿和下降沿表示电容器电流的过零。在一些实现中，过零检测器2214可以如图18所示和以上所述配置。
如图23所示的示例过零检测器2214使用单极(例如，+3.3V)电压供应。在一些实现中，过零检测器2214可被配置为使用双极(例如，+5V和-5V)电压供应(例如，如图18所示)。此外，比较器可以包括防止错误的电流脉冲检测的滞后。另外，诸如电流测量值等的AC波形可被标准化为+1.5V的dc电压偏置。可以使用例如电阻分压器、电压参考、分流和调节器、运算放大器、dc-dc转换器或它们的组合来生成DC电压偏置。比较器输出的斜率可以由负载电阻器和电容器控制。
图23B示出图22的体二极管导通传感器2215的示例实施例。如图23A所示的示例体二极管导通传感器2215使用双极(例如，+5V和-5V)电压供应。在一些实现中，体二极管导通传感器2215可被配置为使用单极(例如，3.3V)电压供应。如上所述，体二极管导通传感器2215接收感测电阻器Rdcs(图22)的各端子处的节点s1、s2处的电压。在一些实现中，体二极管导通传感器2215包括轨对轨比较器2302，该轨对轨比较器2302的第一输入经由R7耦接至节点s2并且其第二输入经由R8耦接至节点s1，其中电容器C4耦接到第一输入和第二输入的两端。比较器2302提供差分输出Vp、Vn，这些差分输出Vp、Vn经由R9和R10被反馈至比较器的输入端。
在开关元件M1、M2被设置为MOSFET的一个实施例中，在例如M1的体二极管开始导通时，检测感测电阻器Rdcs中的电流脉冲。组件R7、R8和C4形成低通滤波器以降低由于M1(或M2)电流的振铃引起的噪声。组件R7、R8、R9、R10向比较器2302提供防止有错误的电流脉冲检测的滞后。输出Vn的上升沿与检测到M1体二极管的导通开始相对应，并且输出Vp的上升沿与检测到M2体二极管的导通开始相对应。在一些实现中，输出Vn和Vp是互补信号。
图24A～24E示出根据本发明的例示性实施例的自动ZVS的示例波形。图24A示出与M1两端的电压相对应的电压的波形V(Vcap+,s1)(参见图22)，并且图24B示出作为M2两端的电压的波形V(Vcap-,s2)。图24C示出感测电阻器Rdcs(参见图22)两端的电流I(Rdcs)。如上所述，在体二极管导通开始时，在感测电阻器Rdcs的两端检测到电流脉冲。在例示实施例中，在时间t1，M2(参见图24B)开始体二极管导通，并且随着体二极管导通钳位M2电压，M2电压降至接近零，从而在感测电阻器Rdcs的两端产生电流脉冲。在时间t2，如图24所示，利用M2栅极驱动信号(PWM2两端的电压，s12(参见图22和23))使M2接通。图24D示出M1的栅极驱动信号。可以看出，Rdcs上的电流脉冲与M1、M2开关元件的体二极管导通相对应。作为体二极管导通时间的时间td对应于t2-t1。此外，由于MOSFET沟道上的电压降低于体二极管D1、D2的电压降，因此较短的体二极管导通时间td可以对应于降低的损耗。在一些实现中，自动ZVS等待，直到检测到M1或M2电压在使相应开关(例如，M1/M2)能够接通之前变为零为止。
图25A～25C示出例示性自动ZVS实现的更多示例波形。图25A示出电容器C1两端的电压(V(Vcap+,Vcap-)。如图25B所示，在时间tzva，实现C1两端的零电压，该零电压对应于由M1或M2的体二极管导通引起的感测电阻器Rdcs两端的电流脉冲。如上所述，电流脉冲得到图25C所示的比较器2302(图23)输出的变化V(Vn)。
图26示出与图5A的调制器具有相似性的示例调制器电路实现。可以包括可编程装置以及硬件与软件之间的各种分区的其它电路实现是可能的。以下简要说明图26的调制器的操作。
电阻器R1将电流信号CS1、CS2(参见图22)从电流转换成电压信号。组件R13、R14、R6、R21、Cf1、Cf2和比较器CMP形成以上描述了操作的过零检测器。组件R13、R14、Cf1、Cf2形成低通滤波器用以衰减共模和差模噪声，并且R13、R14、R6和R21在过零检测器中提供滞后。组件R2、R4、Cd1、Cd2、R3、R5、C2、C3、Cdcf、Rdcf和运放OA包括带通滤波器/积分器。积分器功能将方波信号Vzc＝Vzc--Vzc+转换成三角波形Vramp。带通滤波器功能限制噪声的影响。在一些实现中，Vref＝Vref+＝-Vref，其中Vref确定可被设置为功率MOSFET的M1、M2的栅极驱动器信号的断开沿、以及PWM电容器C1的等效阻抗。PWM生成电路输出PWM_M1n、PWM_M1、PWM_M2n和PWM_M2。
图27A～27E示出用于ZVS的调制器操作的示例波形。图27A示出例如作为流经图2的电感器L3s的电流的电流波形I(L3)。图27B示出过零检测器(参见图26)的差分输出(Vzc+,Vzc-)，该差分输出包括从带通滤波器/积分器输出的图27C所示的三角形斜坡信号V(Vramp)的高峰值和低峰值处的过零检测。图27D示出从PWM信号生成电路(图26)输出的M1栅极驱动信号V(pwm_m1)。图27E示出电容器C1两端的电压。如可以看出，在C1两端的电压从0V起上升时，M1断开。
图28A和28B示出例示性实施例中的用以实施ZVS的示例脉冲整形和逻辑调节电路实现。图28A示出用于接收图26的PWM信号生成器所输出的信号PWM_M1和PWM_M2的脉冲整形电路2800。脉冲整形电路2800延迟信号PWM_M1和PWM_M2的接通沿。
图28示出具有逻辑AND门A3的电路，该逻辑AND门A3具有作为例如来自控制器的使能信号Ton_cond的第一输入和可以由图23的比较器2302提供的第二输入Vn。如上所述，输出Vn的上升沿与检测到M1体二极管的导通开始相对应，并且输出Vp的上升沿与检测到M2体二极管的导通开始相对应。AND A3输出是作为由控制器启用的信号Vn的信号Vne。同样，AND门A4产生使能信号Vpe。将理解，控制器可以接通或断开PWM电容器C1的开关元件M1、M2、以及接通或断开自动ZVS功能。
将M1脉冲状栅极驱动信号PWM_1_PS和Vne信号作为输入提供至逻辑OR门A1，该逻辑OR门A1输出M1栅极驱动信号PWM_1。将M2延迟栅极驱动信号PWM_2_PS和Vpe信号作为输入提供至逻辑OR门A2，该逻辑OR门A2输出M2栅极驱动信号PWM_2。
信号PWM_M1和PWM_M2被修改为PWM_1_PS和PWM_2_PS，使得这两个信号在时域波形中的上升沿在Vn和Vp的上升沿之后。M1栅极驱动器信号PWM_1的上升沿由Vne的上升沿确定，而下降沿由PWM_1_PS确定。M2栅极驱动器信号PWM_2的上升沿由Vpe的上升沿确定，而下降沿由PWM_2_PS确定。
图29A示出电流信号I(L3)，图29B示出(输入至图28A的电路2800的)信号PWM_M1的电压电平，图29C示出PWM_1_PS*5的电压电平，其中“*5”是指比例因数。图29D示出C1两端的电压V(Vcap+,Vcap-)。如上所述，M1栅极驱动信号PMW_M1被延迟以延迟M1接通，使得允许自动ZVS完成。
图30A～30F示出根据本发明的示例实施例的用于具有自动ZVS的电容器C1的PWM控制的示例波形。图30A示出电容器C1两端的电压V(Vcap+,Vcap-)。图30B示出感测电阻器Rdcs(图25B)两端的电流脉冲I(Rdcs)，这引起图30C中(还在图25C中示出)的信号Vn的转变，以使得M1能够接通。延迟的M1的接通在图30D中示出为V(pwm_1_ps)，该V(pwm_1_ps)的生成是在图28A中示出的。调制器和脉冲整形(见图28A、28B)确定使M1断开的V(pwm_1_ps)的脉冲沿。图30E示出向M1的栅极驱动信号V(PWM1，s12)作为如图28B所示的Vn和pwm_1_ps的逻辑OR。图30F所示的M2的栅极驱动信号V(PWM2,s12)是相似方式生成的。
图31A和图31B示出与图2的电路相似的图31所示的例示性测试电路的示例结果。如上所述，利用自动ZVS进行电容器C3s的PWM(参见图31C)。图31A在左侧示出在无自动ZVS的情况下并且在右侧示出在存在自动ZVS的情况下的用于M1和M2的硅MOSFET开关装置。图31B针对与图31A的电压参考不同的电压参考Vref在左侧示出在存在自动ZVS的情况下并且在右侧示出在无自动ZVS的情况下的用于M1和M2的硅MOSFET开关装置。
图32示出针对图31C的电路的、在无自动ZVS的情况下(图32的左侧)和在存在自动ZVS的情况下(图32的右侧)的用于M1和M2的硅MOSFET的功率损耗降低。如可以看出，自动ZVS可以产生约16W的功率损耗节省。
图33示出与在无ZVS功能的情况下(图33的左侧)操作相比、在自动ZVS(图33的右侧)的操作期间提供约7.3℃的温度降低的作为Sic MOSFET的M1和M2的热成像。
图34示出可以进行本文所述的处理的至少一部分的示例性计算机3400。计算机3400包括处理器3402、易失性存储器3404、非易失性存储器3406(例如，硬盘)、输出装置3407和图形用户界面(GUI)3408(例如，鼠标、键盘、显示器)。非易失性存储器3406存储计算机指令3412、操作系统3416和数据3418。在一个示例中，计算机指令3412由处理器3402从易失性存储器3404中执行。在一个实施例中，物品3420包括非暂时性计算机可读指令。
虽然已经结合特定优选实施例描述了所公开的技术，但本领域普通技术人员将理解其它实施例，并且这些其它实施例意图落在本发明的范围内。例如，以上已经描述了与传输无线功率有关的设计、方法、组件的配置等、以及它们的各种具体应用和示例。本领域技术人员将理解，可以组合地或互换地使用本文所述的设计、组件、组件的配置，并且以上描述没有将组件的这种可互换性或组合局限于仅本文所述的内容。
为了说明性目的，前面的描述集中于高功率无线功率传输应用(例如，用于对电动车辆进行充电的功率传输)中的装置、组件和方法的使用。
然而，更一般地，应当理解，可以使用这里所公开的装置、组件和方法来接收功率的装置可以包括各种各样的电气装置，并且不限于为了说明性目的而在这里进行描述的装置。一般来说，诸如手机、键盘、鼠标、收音机、照相机、移动手持终端、头戴式耳机、手表、耳机、加密狗、多功能卡、食品和饮料附件等的任何便携式电子装置、以及诸如打印机、时钟、灯、耳机、外部驱动器、投影仪、数字相框和附加显示器等的任何工作区电子装置可以使用这里所公开的装置、组件和方法来无线地接收功率。此外，诸如电动车辆或混合电动车辆、机动轮椅、轻便摩托车和电动工具等的任何电气装置可以使用这里所公开的装置、组件和方法来无线地接收功率。
在本发明中，诸如电容器、电感器、电阻器等的某些电路或系统组件被称为电路“组件”或“元件”。本发明还将这些组件或元件的串联或并联组合称为元件、网络、拓扑和电路等。然而，更一般地，在这里描述单个组件或组件的特定网络的情况下，应当理解，替代实施例可以包括元件的网络和/或替代网络等。
如这里所使用的，在涉及电路或系统组件时，术语“耦接”用于描述一个或多个组件之间的、信息或信号可从一个组件传递至另一组件所经由的适当的、有线的或无线的、直接的或间接的连接。
如这里所使用的，术语“直接连接”是指两个元件之间的直接连接，其中元件之间未连接有介于中间的有源元件。术语“电气连接”是指两个元件的电气连接，其中元件被连接为使得元件具有公共电位。另外，第一组件和第二组件的端子之间的连接意味着在该第一组件和该端子之间存在不经过第二组件的路径。
本说明书所述的主题和操作的实现可以在数字电子电路中、或者在(包括本说明书所公开的结构及其结构等同物的)计算机软件、固件或硬件中、或者在它们中的一个或多个的组合中实现。本说明书所述的主题的实现可以使用编码在计算机存储介质上以由数据处理设备执行或者控制数据处理设备的操作的一个或多个计算机程序、即计算机程序指令的一个或多个模块来实现。可选地或附加地，可以将程序指令编码在人工生成的传播信号(例如为了对传输至适当的接收器设备的信息进行编码所生成的机器生成电、光或电磁信号)上，以由数据处理设备执行。计算机存储介质可以是或者可以包括于计算机可读存储装置、计算机可读存储板、随机或串行存取存储器阵列或装置、或者它们中的一个或多个的组合。此外，尽管计算机存储介质不是传播信号，但计算机存储介质可以是在人工生成的传播信号中编码的计算机程序指令的源或目的地。计算机存储介质还可以是或者包括于一个或多个单独的物理组件或介质(例如，多个CD、盘或其它存储装置)内。
本说明书所描述的操作可被实现为由数据处理设备对一个或多个可读存储装置上所存储的或者从其它源接收到的数据进行的操作。
术语“数据处理设备”包括用于处理数据的所有类型的设备、装置和机器，包括例如可编程处理器、计算机、片上系统、或者多个可编程处理器、多个计算机、多个片上系统、或者前述的组合。该设备可以包括专用逻辑电路，例如FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)。除硬件外，该设备还可以包括为所讨论的计算机程序创建执行环境的代码，例如构成处理器固件、协议栈、数据库管理系统、操作系统、跨平台运行时环境、虚拟机或它们中的一个或多个的组合的代码。设备和执行环境可以实现各种不同的计算模型基础架构，诸如web服务、分布式计算基础架构和网格计算基础架构等。
可以以包括编译语言或解释语言、声明语言或过程语言的编程语言的任何形式来编写计算机程序(还称为程序、软件、软件应用程序、脚本或代码)，并且可以以包括适合用在计算环境中的组件、子例程、对象或其它单元作为单机程序或作为模块的任何形式来运用该计算机程序。计算机程序可以但并非必须与文件系统中的文件相对应。可以将程序存储于如下文件中：保持其它程序或数据的文件的一部分(例如，在标记语言文档中存储的一个或多个脚本)、关注程序专用的单个文件、或者多个协同文件(例如，存储一个或多个模块、子程序或部分代码的文件)。可以使计算机程序在位于一个站点或分布在多个站点之间并且经由通信网络互连的一个计算机或多个计算机上执行。
本说明书中描述的过程和逻辑流程可以由执行一个或多个计算机程序的一个或多个可编程处理器进行，以通过对输入数据进行操作并生成输出来进行动作。过程和逻辑流程也可以由例如FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)的专用逻辑电路实现，并且设备也可被实现为该专用逻辑电路。
适合计算机程序的执行的处理器例如包括通用微处理器和专用微处理器这两者、以及任意种类的数字计算机的任一个或多个处理器。通常，处理器将从只读存储器或随机存取存储器或者这两者接收指令和数据。计算机的元件包括用于根据指令进行动作的处理器以及用于存储指令和数据的一个或多个存储器装置。通常，计算机还将包括例如磁盘、磁光盘或光盘的用于存储数据的一个或多个大容量存储装置，或者在操作上连接以与该一个或多个大容量存储装置进行数据的接收或传送或者接收和传送这两者。然而，计算机并非必须具有这些装置。此外，计算机可以嵌入例如以下等的无线功率发射器或接收器或无线被充电或被供电装置等的另一装置中：车辆、移动电话、个人数字助理(PDA)、移动音频或视频播放器、游戏控制台、或全球定位系统(GPS)接收器，上述仅为其中一些例子。适合存储计算机程序指令和数据的装置包括所有形式的非易失性存储器、介质和存储器装置，例如包含以下：例如EPROM、EEPROM和闪速存储器装置的半导体存储器装置；例如内部硬盘或可移除盘的磁盘；磁光盘；以及CD-ROM盘和DVD-ROM盘。处理器和存储器可以由专用逻辑电路来补充或者并入专用逻辑电路内。
尽管本说明书包含许多具体实现细节，但这些不应当被解释为针对本发明或可能要求保护的任何实现的范围的限制，而是作为对特定实现特有的特征的说明。本说明书在分开实现的情况下所描述的特定特征还可以在单一实现中进行组合。相反，在单一实现的情况下所描述的各种特征还可以在多个实现中单独或以任意适当的子组合来实现。此外，尽管以上可能将特征描述为在特定组合中起作用并且甚至最初的权利要求也如此，但在一些情况下，可以从要求保护的组合中实施来自该组合的一个或多个特征，并且要求保护的组合可以针对子组合或者子组合的变形。
同样，尽管按特定顺序在附图中示出了这些操作，但这不应当被理解为为了实现期望结果就需按所示特定顺序或顺次进行这些操作、或者进行所有例示操作。在特定情形下，多任务和并行处理可能是有利的。此外，以上所述的实现中的各种系统组件的分离不应当被理解为所有实现中均需要这些分离，并且应当理解，所述的程序组件和系统通常可以集成到单个软件产品中或者封装到多个软件产品中。

Claims (65)

1.一种可变电容装置，包括：
电容器；
第一晶体管，其包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子，所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子；
第二晶体管，其包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子，所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子，并且所述第一晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子；以及
控制电路，其耦接至所述第一晶体管栅极端子和所述第二晶体管栅极端子，
其中，所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：
在第一时间检测到输入电流的第一个过零；
在从所述第一时间起的第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管，其中所述第一延迟时间段的长度由输入值控制；
在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零；
测量断开所述第一晶体管和检测到所述第二个过零之间的经过时间；
根据所述经过时间来设置计数器；以及
在基于所述计数器的第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管。
2.根据权利要求1所述的可变电容装置，其中，所述操作还包括：
在从所述第二时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第二晶体管；
在所述第二时间之后，在第三时间检测到所述输入电流的第三个过零；
测量在断开所述第二晶体管和检测到所述第三个过零之间的第二经过时间；
基于所述第二经过时间来设置第二计数器；以及
在基于所述第二计数器的第三延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
3.根据权利要求1或2所述的可变电容装置，其中，所述电容器的有效电容由所述输入值控制。
4.根据权利要求1或2所述的可变电容装置，其中，所述输入值是相位延迟值，以及其中，所述第一延迟时间段等于
Figure FDA0003175735420000021
其中：
Figure FDA0003175735420000022
表示所述相位延迟值并且T表示所述输入电流的周期。
5.根据权利要求1所述的可变电容装置，其中，基于所述经过时间来设置所述计数器包括：将所述计数器设置为所测量的经过时间加上预定延迟时间。
6.根据权利要求5所述的可变电容装置，其中，所述预定延迟时间小于800ns。
7.根据权利要求1或2所述的可变电容装置，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是从包括以下的组中所选择的：硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管和氮化镓MOSFET晶体管。
8.根据权利要求1或2所述的可变电容装置，其中，接通所述第一晶体管包括：响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
9.根据权利要求8所述的可变电容装置，其中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
10.一种高压阻抗匹配系统，包括根据前述权利要求中任一项所述的可变电容装置。
11.一种高功率无线能量传输系统，包括电感线圈，所述电感线圈电气耦合至根据前述权利要求中任一项所述的可变电容装置。
12.一种可变电容装置，包括：
电容器；
第一晶体管，其包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子，所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子；
第二晶体管，其包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子，所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子，并且所述第一晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子；以及
控制电路，其耦接至所述第一晶体管栅极端子和所述第二晶体管栅极端子，
其中，所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：
基于相位延迟值来确定第一延迟时间段；
基于所述相位延迟值来确定第二延迟时间段，所述第二延迟时间段长于所述第一延迟时间段；
在第一时间检测到输入电流的第一个过零；
在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第一晶体管；
在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第一晶体管；
在所述第一时间之后，在第二时间检测到所述输入电流的第二个过零；
在从所述第二时间起的所述第一延迟时间段之后，断开所述第二晶体管；以及
在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
13.根据权利要求12所述的可变电容装置，其中，所述电容器的有效电容由所述相位延迟值控制。
14.根据权利要求12或13所述的可变电容装置，其中，所述第一延迟时间段等于
Figure FDA0003175735420000041
其中：
Figure FDA0003175735420000042
表示所述相位延迟值并且T表示所述输入电流的周期。
15.根据权利要求12或13所述的可变电容装置，其中，所述第二延迟时间段等于
Figure FDA0003175735420000043
其中：
Figure FDA0003175735420000044
表示所述相位延迟值并且T表示所述输入电流的周期。
16.根据权利要求15所述的可变电容装置，其中，在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后，在固定时间延迟之后接通所述第一晶体管。
17.根据权利要求12或13所述的可变电容装置，其中，在从所述第一时间起的所述第二延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
18.根据权利要求17所述的可变电容装置，其中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
19.根据权利要求12或13所述的可变电容装置，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是从包括以下的组中所选择的：硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管和氮化镓MOSFET晶体管。
20.一种高压阻抗匹配系统，包括根据权利要求12至19中任一项所述的可变电容装置。
21.一种高功率无线能量传输系统，包括电感线圈，所述电感线圈电气耦合至根据权利要求12至19中任一项所述的可变电容装置。
22.一种可变电容装置，包括：
电容器；
第一晶体管，其包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子，所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子；
第二晶体管，其包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子，所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子，并且所述第一晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子；以及
控制电路，其耦接至所述第一晶体管栅极端子和所述第二晶体管栅极端子，
其中，所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：
生成具有被定时成与输入电流的过零相对应的峰和谷的交变斜坡信号；
响应于所述斜坡信号穿过第一参考值，断开所述第一晶体管；
在所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管；
响应于所述斜坡信号穿过第二参考值，断开所述第二晶体管；以及
在所述斜坡信号穿过所述第二参考值之后、并且响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第二晶体管。
23.根据权利要求22所述的可变电容装置，其中，所述电容器的有效电容由所述第一参考值和所述第二参考值控制。
24.根据权利要求22或23所述的可变电容装置，其中，所述第二参考值具有作为所述第一参考值的负值的值。
25.根据权利要求22或23所述的可变电容装置，其中，接通所述第一晶体管包括：在所述斜坡信号中的峰值后所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后，在固定时间延迟之后接通所述第一晶体管。
26.根据权利要求22或23所述的可变电容装置，其中，接通所述第一晶体管包括：在所述斜坡信号中的峰值后所述斜坡信号穿过所述第一参考值之后、并且响应于检测到经过所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
27.根据权利要求22或23所述的可变电容装置，其中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
28.根据权利要求22或23所述的可变电容装置，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是从包括以下的组中所选择的：硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管和氮化镓MOSFET晶体管。
29.一种高压阻抗匹配系统，包括根据权利要求22至28中任一项所述的可变电容装置。
30.一种高功率无线能量传输系统，包括电感线圈，所述电感线圈电气耦合至权利要求22到28中任一项所述的可变电容装置。
31.一种可变电容装置，包括：
电容器；
第一晶体管，其包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子，所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子；
第二晶体管，其包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子，所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子，并且所述第一晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子；以及
控制电路，其耦接至所述第一晶体管栅极端子和所述第二晶体管栅极端子，
其中，所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：
在第一时间检测到输入电流的过零；
断开所述第一晶体管；
基于输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第一晶体管的第一延迟时间段；
在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，接通所述第一晶体管；
在第二时间检测到所述输入电流的过零；
断开所述第二晶体管；
基于所述输入值来估计用于在所述电容器两端的电压为零的情况下接通所述第二晶体管的第二延迟时间段；以及
在从所述第二时间起的所述第二延迟时间段之后，接通所述第二晶体管。
32.根据权利要求31所述的可变电容装置，其中，所述电容器的有效电容由所述输入值控制。
33.根据权利要求31或32所述的可变电容装置，其中，所述第一延迟时间段等于
Figure FDA0003175735420000071
其中：
Figure FDA0003175735420000072
表示所述输入值并且T表示所述输入电流的周期。
34.根据权利要求31或32所述的可变电容装置，其中，在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后，在固定时间延迟之后接通所述第一晶体管。
35.根据权利要求31或32所述的可变电容装置，其中，在从所述第一时间起的所述第一延迟时间段之后接通所述第一晶体管包括：响应于检测到经由所述第一晶体管的体二极管导通，接通所述第一晶体管。
36.根据权利要求35所述的可变电容装置，其中，经由所述第一晶体管的所述体二极管导通表示所述电容器两端的零电压条件。
37.根据权利要求35所述的可变电容装置，其中，所述体二极管导通是经由与所述第一晶体管相关联的反并联二极管来检测。
38.根据权利要求31或32所述的可变电容装置，其中，所述操作还包括：基于所述输入值来确定第三延迟时间段，以及其中，断开所述第一晶体管包括：在从所述第一时间起的所述第三延迟时间段之后断开所述第一晶体管。
39.根据权利要求38所述的可变电容装置，其中，所述第三延迟时间段等于
Figure FDA0003175735420000081
其中：
Figure FDA0003175735420000082
表示所述输入值并且T表示所述输入电流的周期。
40.根据权利要求31或32所述的可变电容装置，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是从包括以下的组中所选择的：硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管和氮化镓MOSFET晶体管。
41.一种高压阻抗匹配系统，包括根据权利要求31至40中任一项所述的可变电容装置。
42.一种高功率无线能量传输系统，包括电感线圈，所述电感线圈电气耦合至权利要求31到40中任一项所述的可变电容装置。
43.一种可变电容装置，包括：
电容器；
第一晶体管，其包括第一晶体管源极端子、第一晶体管漏极端子和第一晶体管栅极端子，所述第一晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第一端子；
第二晶体管，其包括第二晶体管源极端子、第二晶体管漏极端子和第二晶体管栅极端子，所述第二晶体管漏极端子电气连接至所述电容器的第二端子，并且所述第一晶体管源极端子电气连接至所述第二晶体管源极端子；以及
控制电路，其耦接至所述第一晶体管栅极端子和所述第二晶体管栅极端子，
其中，所述控制电路被配置为通过进行包括以下的操作来调整所述电容器的有效电容：
在第一时间断开所述第一晶体管；
在检测到经过与所述第一晶体管相关联的第一二极管的电流之后，接通所述第一晶体管；
在第二时间断开所述第二晶体管；以及
在检测到经过与所述第二晶体管相关联的第二二极管的电流之后，接通所述第二晶体管。
44.根据权利要求43所述的可变电容装置，其中，所述第一二极管与所述第一晶体管电气并联连接，以及其中，所述第二二极管与所述第二晶体管电气并联连接。
45.根据权利要求43或44所述的可变电容装置，其中，所述第一二极管是所述第一晶体管的体二极管，以及其中，所述第二二极管是所述第二晶体管的体二极管。
46.根据权利要求43或44所述的可变电容装置，还包括体二极管导通传感器，所述体二极管导通传感器电气连接至所述第一晶体管和所述第二晶体管。
47.根据权利要求46所述的可变电容装置，其中，所述体二极管导通传感器耦接至所述控制电路，并且提供表示经由所述第一二极管和经由所述第二二极管的体二极管导通开始的信号。
48.根据权利要求46所述的可变电容装置，其中，所述体二极管导通传感器包括电气连接在所述第一晶体管和所述第二晶体管之间的感测电阻器。
49.根据权利要求48所述的可变电容装置，其中，所述体二极管导通传感器包括运算放大器，所述运算放大器包括电气连接至所述感测电阻器的一个端子的第一输入端子和电气连接至所述感测电阻器的另一端子的第二输入端子。
50.根据权利要求46所述的可变电容装置，其中，所述体二极管导通传感器被配置为使用双极电压供应进行操作。
51.根据权利要求46所述的可变电容装置，其中，所述体二极管导通传感器被配置为使用单极电压供应进行操作。
52.根据权利要求43或44所述的可变电容装置，其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管是从包括以下的组中所选择的：硅MOSFET晶体管、碳化硅MOSFET晶体管和氮化镓MOSFET晶体管。
53.一种高压阻抗匹配系统，包括根据权利要求43至52中任一项所述的可变电容装置。
54.一种高功率无线能量传输系统，包括电感线圈，所述电感线圈电气耦合至权利要求43到52中任一项的可变电容装置。
55.一种无线功率传输系统的阻抗匹配网络，包括：
第一晶体管开关元件和第二晶体管开关元件，其关联有内部体二极管或与外部反并联二极管；
PWM开关电容器，其中，所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件以背对背方式耦接到所述PWM开关电容器的两端；以及
控制器，其被耦接以控制所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件，以通过使电流流离开体二极管进入所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件的沟道来使体二极管导通时间最小化。
56.根据权利要求55所述的阻抗匹配网络，其中，所述控制器包括零电压切换电路即ZVS电路，所述ZVS电路用于在所述PWM开关电容器以及所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件两端的电压接近或处于零的情况下，控制发生切换。
57.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述控制器是混合信号实现。
58.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述控制器是数字信号实现，并且包括：
微控制器；
过零检测级，其具有发送至所述微控制器的输出，其中所述过零检测级包括：
比较器，以及
电流传感器，用于产生所述比较器用的电压信号；以及
功率级，所述过零检测级耦接至所述功率级，其中所述功率级包括：
栅极驱动器，用于驱动所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件，以及
用于所述微控制器所生成的向所述栅极驱动器的输入信号的信号隔离器。
59.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述控制器是数字信号实现，所述数字信号实现包括：
开始切换时间段的周期；
在输入电流正在上升的情况下，利用过零检测器检测所述输入电流的过零；
调度(1006)所述第一晶体管开关元件在时间t2断开，
其中，
Figure FDA0003175735420000121
以及
T是所述输入电流的周期，并且所述PWM开关电容器的阻抗值C1和相位
Figure FDA0003175735420000127
将所述PWM开关电容器的等效电容Ceq设置为以下等式：
Figure FDA0003175735420000122
调度所述第二晶体管开关元件在时间t5接通，
其中，
Figure FDA0003175735420000123
并且调整延迟Tdelay，因而针对所有操作条件都确保了零电压切换；通过接通所述第二晶体管开关元件来完成所述切换时间段的周期；
断开第一晶体管开关元件；
在所述输入电流正在下降的情况下，检测所述输入电流的过零；
调度所述第二晶体管开关元件在时间t6断开，
其中，
Figure FDA0003175735420000124
调度所述第二晶体管开关元件在时间t9接通，
其中，
Figure FDA0003175735420000125
对所述第一晶体管开关元件进行零电压切换；
接通所述第一晶体管开关元件；
断开所述第二晶体管开关元件；
在所述输入电流正在上升的情况下，检测所述输入电流的过零以开始下一周期；
调度开关元件以在以下之后断开：
Figure FDA0003175735420000126
对所述第二晶体管开关元件进行零电压切换；
接通所述第二晶体管开关元件；以及
过渡到下一周期的开始。
60.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件是MOSFET装置。
61.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述第一晶体管开关元件和所述第二晶体管开关元件是氮化镓(GaN)晶体管开关元件或碳化硅(SiC)晶体管开关元件。
62.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述控制器是栅极控制模块，所述栅极控制模块用于提供针对所述第一晶体管开关元件的第一栅极控制信号和针对所述第二晶体管开关元件的第二栅极控制信号、以及针对所述第一晶体管开关元件的栅极和所述第二晶体管开关元件的栅极之间的节点的参考电位。
63.根据权利要求55或56所述的阻抗匹配网络，其中，所述PWM开关电容器提供以下的等效电容Ceq：
Figure FDA0003175735420000131
其中：C1是所述PWM开关电容器的阻抗值并且
Figure FDA0003175735420000132
是相位延迟。
64.一种无线功率传输系统，包括：
源侧电路，其包括：
逆变器，用于向所述源侧电路供电，
根据权利要求55至63中任一项所述的阻抗匹配网络，以及
源谐振器；以及
装置侧电路，其包括：
装置谐振器，
装置阻抗匹配网络，以及
整流器，
其中，所述阻抗匹配网络将振荡电磁能量以耦合系数耦合至所述装置侧电路，所述振荡电磁能量在所述装置侧电路处由所述整流器转换。
65.根据权利要求64所述的无线功率传输系统，其中，所述源侧电路还包括：
源谐振器线圈；
串联电容器；
并联电容器；
电容器；以及
电感器，
其中，所述电容器是所述PWM开关电容器。
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