WO2010010710A1

WO2010010710A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2010010710A1
Application number: PCT/JP2009/003471
Authority: WO
Inventors: 川上知之; 岩田明彦; 奥田達也
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2008-07-24
Filing date: 2009-07-23
Publication date: 2010-01-28
Also published as: JPWO2010010710A1; JP5028525B2; DE112009001793B4; US8754549B2; CN103038990A; CN103038990B; US20110121661A1; DE112009001793T5

Abstract

　直流／直流変換を行う電力変換装置において、直流電源（１）の後段に、１以上の単相インバータ（２０ａ）、（２０ｂ）を直列接続して成るインバータ回路（２０）を直列接続し、その後段に、整流ダイオード（５）を介して接続された平滑コンデンサ（６）と、平滑コンデンサ（６）をバイパスさせる短絡用スイッチ（４）とを備える。そして、短絡用スイッチ（４）をオンして単相インバータ（２０ａ）、（２０ｂ）が備えるコンデンサ（２５）、（３５）を充電し、短絡用スイッチ（４）をオフしてコンデンサ（２５）、（３５）を放電して平滑コンデンサ（６）の電圧を制御する。

Description

電力変換装置

　この発明は、直流電源の直流電力を電圧の異なる直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

　従来の電力変換装置としての昇圧回路は、スイッチ素子、インダクタ、ダイオード及び出力側の平滑用電解コンデンサを有して構成される。そして、入力側の平滑用電解コンデンサで平滑化された太陽電池からの入力電圧は、この昇圧回路のスイッチ素子をオンオフすることにより昇圧されて、あるいは昇圧回路で昇圧されることなくスルーして後段のインバータ回路に与えられる（例えば、特許文献１参照）。

特許第３９４１３４６号公報

　このような電力変換装置では、出力する電力容量の増加とともに大容量のリアクトルが必要となり、装置の大型化や重量増加という問題点があった。また、この問題を回避するためにスイッチ素子を高周波でスイッチングすると、多大な損失およびノイズが発生するものであった。

　この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、直流／直流変換を行う電力変換装置において、電力損失およびノイズを低減化し、かつ装置構成の小型軽量化を促進することを目的とする。

　この発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチ素子と直流電圧源とをそれぞれ有した１以上の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳するインバータ回路と、該インバータ回路の後段に導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、該インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備える。そして、上記インバータ回路における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うものである。

　この発明によると、インバータ回路における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うため、大容量のリアクトルを要しない。また、短絡用スイッチおよびインバータ回路内の半導体スイッチ素子は、高周波スイッチングが不要であり、インバータ回路のスイッチングで扱う電圧を比較的小さい電圧にできる。このため、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型軽量化とが促進された電力変換装置が実現できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明するための回路図である。この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作の一覧を示した図である。この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態１の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態２による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態２の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態２の別例による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態３による制御部の動作を示すフローチャートである。この発明の実施の形態５による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態５による制御モードＡによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態５による制御モードＢによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態５による制御モードＣによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態５による制御モードＤによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態５による電力変換装置の動作の一覧を示した図である。この発明の実施の形態５による電力変換装置の直流電源電圧に対する各コンデンサ電圧の関係を示す図である。太陽電池の出力特性を示す図である。この発明の実施の形態６による制御モードＥによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態６による制御モードＤによる電力変換装置の動作を説明する波形図である。この発明の実施の形態６による電力変換装置の動作の一覧を示した図である。この発明の実施の形態６による電力変換装置の直流電源電圧に対する各コンデンサ電圧の関係を示す図である。この発明の実施の形態７による電力変換装置の主回路構成図である。この発明の実施の形態７によるインバータ回路の総出力電圧が取り得る電圧レベルを示す図である。この発明の実施の形態７によるインバータ回路の総出力電圧が取り得る電圧レベルを示す図である。この発明の実施の形態７による電力変換装置の直流電源電圧に対する各コンデンサ電圧の関係を示す図である。この発明の実施の形態７の別例による電力変換装置の直流電源電圧に対する各コンデンサ電圧の関係を示す図である。この発明の実施の形態８による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態８による制御モードの切り替え動作を説明する図である。この発明の実施の形態８による制御モードの切り替え動作を説明する図である。図４１の比較例を示す図である。この発明の実施の形態８の別例による電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
　以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の主回路構成図である。
　図１に示すように、太陽電池等から成る直流電源１の出力に、インバータ回路２０の交流側が直列接続される。インバータ回路２０は、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの交流側を直列接続して構成され、各単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力の総和を、インバータ回路２０の出力として直流電源１からの直流電圧に重畳する。インバータ回路２０を構成する第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、半導体スイッチ素子２１～２４、３１～３４および直流電圧源としての第１、第２のコンデンサ２５、３５から構成される。ここで、半導体スイッチ素子２１～２４、３１～３４は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）などを用いる。

　またインバータ回路２０の後段には短絡用スイッチ４と導通／非導通が切り替わる素子としての整流ダイオード５とが接続され、整流ダイオード５のカソード側が出力段の平滑コンデンサ６の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ４と整流ダイオード５のアノードとの接続点がインバータ回路２０の後段の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ４の他端は平滑コンデンサ６の負極に接続される。また、短絡用スイッチ４は、IGBTやMOSFET等の半導体スイッチ素子、あるいは機械式のスイッチなどでも良い。

　このように構成される電力変換装置の動作について、図２～図９に基づいて以下に説明する。ここでは、出力側の平滑コンデンサ６の電圧を２４０Ｖまで昇圧する動作を示し、直流電源１の電圧が６０Ｖの場合を図２～図４に、直流電源１の電圧が１２０Ｖの場合を図５、図６に、直流電源１の電圧が１８０Ｖの場合を図７～図９に示した。また、これらの動作の一覧を表にしたものを図１０に示した。なお、Ｓは短絡用スイッチ４、ＰＶは直流電源１、Ｃ１、Ｃ２は第１、第２のコンデンサ２５、３５、Ｃｏは平滑コンデンサ６を示し、Ｃ１、Ｃ２から放電される電圧を正電圧で、Ｃ１、Ｃ２に充電される電圧を負電圧で示した。また、第１の単相インバータ２０ａにおける第１のコンデンサ２５の設定電圧は６０Ｖ、第２の単相インバータ２０ｂにおける第２のコンデンサ３５の設定電圧は１２０Ｖとする。

　第１に、直流電源１の電圧が６０Ｖのときの動作を示す。
　まず、図２に示すCaseA1のように、短絡用スイッチ４をオン状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２１、２４、３２、３４をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで充電する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２１→第１のコンデンサ２５→半導体スイッチ素子２４→半導体スイッチ素子３２→半導体スイッチ素子３４→短絡用スイッチ４→直流電源１

　続いて、図３に示すCaseA2のように、短絡用スイッチ４をオン状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２２、２３、３１、３４をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、直流電源１の電圧と第１のコンデンサ２５の電圧との和で第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで充電する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２２→第１のコンデンサ２５→半導体スイッチ素子２３→半導体スイッチ素子３１→第２のコンデンサ３５→半導体スイッチ素子３４→短絡用スイッチ４→直流電源１

　次に、図４に示すCaseA3のように、短絡用スイッチ４をオフ状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２２、２３、３２、３３をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、直流電源１の電圧と第１のコンデンサ２５の電圧および第２のコンデンサ３５の電圧との和で、平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電し、昇圧動作が完了する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２２→第１のコンデンサ２５→半導体スイッチ素子２３→半導体スイッチ素子３２→第２のコンデンサ３５→半導体スイッチ素子３３→整流ダイオード５→平滑コンデンサ６

　このように、直流電源１の電圧が６０Ｖのとき、CaseA1、A2において、短絡用スイッチ４をオン状態として平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。CaseA1では第１のコンデンサ２５を充電させるように第１の単相インバータ２０ａを制御し、第２の単相インバータ２０ｂは出力０とする。CaseA2では第２のコンデンサ３５を充電させるように第２の単相インバータ２０ｂを制御し、この場合、第１の単相インバータ２０ａは第１のコンデンサ２５を放電させるが、インバータ回路２０全体としては直流電力を充電する。そして、再度CaseA1のように第１のコンデンサ２５を充電する。これにより、第１、第２のコンデンサ２５、３５の双方を充電することができる。
　この後、CaseA3において、短絡用スイッチ４をオフ状態として、インバータ回路２０は直流電力を放電する。このとき、第１、第２のコンデンサ２５、３５を放電させるように第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂを制御すると、直流電源１および第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧の和は２４０Ｖとなり、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６の電圧を２４０Ｖまで昇圧する。

　第２に、直流電源１の電圧が１２０Ｖのときの動作を示す。
　まず、図５に示すCaseB1のように、短絡用スイッチ４をオン状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２２、２４、３１、３４をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで充電する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２２→半導体スイッチ素子２４→半導体スイッチ素子３１→第２のコンデンサ３５→半導体スイッチ素子３４→短絡用スイッチ４→直流電源１

　次に、図６に示すCaseB2のように、短絡用スイッチ４をオフ状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２２、２４、３２、３３をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、直流電源１の電圧と第２のコンデンサ３５の電圧との和で平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電し、昇圧動作が完了する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２２→半導体スイッチ素子２４→半導体スイッチ素子３２→第２のコンデンサ３５→半導体スイッチ素子３３→整流ダイオード５→平滑コンデンサ６

　このように、直流電源１の電圧が１２０Ｖのとき、CaseB1において、短絡用スイッチ４をオン状態として平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。CaseB1では第２のコンデンサ３５を充電させるように第２の単相インバータ２０ｂを制御し、第１の単相インバータ２０ａは出力０とする。そして、CaseB2において、短絡用スイッチ４をオフ状態として、インバータ回路２０は直流電力を放電する。このとき、第２のコンデンサ３５を放電させるように第２の単相インバータ２０ｂを制御すると、直流電源１および第２のコンデンサ３５の電圧の和は２４０Ｖとなり、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６の電圧を２４０Ｖまで昇圧する。

　第３に、直流電源１の電圧が１８０Ｖのときの動作を示す。
　まず、図７に示すCaseC1のように、短絡用スイッチ４をオン状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２１、２４、３１、３４をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで、第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで、それぞれ充電する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２１→第１のコンデンサ２５→半導体スイッチ素子２４→半導体スイッチ素子３１→第２のコンデンサ３５→半導体スイッチ素子３４→短絡用スイッチ４→直流電源１

　次に、図８に示すCaseC2のように、短絡用スイッチ４をオフ状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２２、２３、３２、３４をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、直流電源１の電圧と第１のコンデンサ２５の電圧との和で、平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電し、昇圧動作が完了する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２２→第１のコンデンサ２５→半導体スイッチ素子２３→半導体スイッチ素子３２→半導体スイッチ素子３４→整流ダイオード５→平滑コンデンサ６

　また、上記のCaseC2の代わりに図９に示すCaseC3を用いても良い。即ち、短絡用スイッチ４をオフ状態で、インバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２１、２４、３２、３３をオンすると、直流電源１から流れ込む電流は以下の経路を流れ、直流電源１の電圧と第２のコンデンサ３５の電圧との和から第１のコンデンサ２５の電圧を差し引いた電圧で、平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電し、昇圧動作が完了する。
　直流電源１→半導体スイッチ素子２１→第１のコンデンサ２５→半導体スイッチ素子２４→半導体スイッチ素子３２→第２のコンデンサ３５→半導体スイッチ素子３３→整流ダイオード５→平滑コンデンサ６

　このように、直流電源１の電圧が１８０Ｖのとき、CaseC1において、短絡用スイッチ４をオン状態として平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。このとき、第１、第２のコンデンサ２５、３５を充電させるように第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂを制御する。
　そして、CaseC2、C3において、短絡用スイッチ４をオフ状態として、インバータ回路２０は直流電力を放電する。CaseC2では第１のコンデンサ２５を放電させるように第１の単相インバータ２０ａを制御し、第２の単相インバータ２０ｂは出力０とする。CaseC3では第２のコンデンサ３５を放電させるように第２の単相インバータ２０ｂを制御し、この場合、第１の単相インバータ２０ａは第１のコンデンサ２５を充電させるが、インバータ回路２０全体としては直流電力を放電する。

　この実施の形態では、上述したようにインバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うため、大容量のリアクトルを要しない。また、インバータ回路２０を直流電源１の電圧に応じて出力制御して直流電源１の電圧に第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの各出力電圧を重畳させ、平滑コンデンサ６に所望の電圧を出力する。
　また、短絡用スイッチ４のオン／オフ切り換え時に、インバータ回路２０は、直流電圧の充電／放電動作を切り替えるように制御される。即ち、短絡用スイッチ４がオン状態の時は、平滑コンデンサ６をバイパスしてインバータ回路２０の直流電圧を充電でき、充電されたエネルギを、短絡用スイッチ４がオフ状態の時に平滑コンデンサ６への放電に使える。このため、短絡用スイッチ４およびインバータ回路２０内の半導体スイッチ素子は、高周波スイッチングが不要であり、インバータ回路２０は、スイッチングで扱う電圧を平滑コンデンサ６の設定電圧よりも低くできる。このように、低周波スイッチングを用いると共に、各コンデンサ２５、３５の電圧を平滑コンデンサ６の設定電圧より低くすることにより、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型軽量化とが促進された電力変換装置が実現できる。

　また、上記実施の形態では、インバータ回路２０は、２台の単相インバータ２０ａ、２０ｂで構成されたものを示したが、図１１に示すように、１台の単相インバータ２０ａのみでインバータ回路２０を構成しても良く、また、図１２に示すように、３台あるいはそれ以上の単相インバータ２０ａ～２０ｃの交流側を直列接続してインバータ回路２０を構成しても良い。図１２では、２０ｃは第３の単相インバータであり、半導体スイッチ素子４１～４４および直流電圧源としての第３のコンデンサ４５から構成される。このように、インバータ回路２０内の単相インバータの数に拘わらず、上述した同様の効果が得られるが、複数の単相インバータを用いるとインバータ回路２０の出力電圧を複数個で分担して各単相インバータがスイッチングで扱う電圧を低くでき、スイッチング損失がより低減する。

　また、インバータ回路２０を構成する第１、第２の単相インバータは、図１３に示すように、半導体スイッチ２２、２３、３２、３３とダイオード２６、２７、３６、３７と第１、第２のコンデンサ２５、３５とから成るフルブリッジインバータで構成された第１、第２の単相インバータ３０ａ、３０ｂでも良く、同様の効果が得られる。

　また、上記実施の形態では、整流ダイオード５のカソード側が出力段の平滑コンデンサ６の正極に接続されるものとしたが、整流ダイオード５は、平滑コンデンサ６の負極側に、該負極が整流ダイオード５のアノード側に接続されるように配置しても良く、上記実施の形態と同様の動作が得られる。

　また、上記実施の形態では、インバータ回路２０が出力段の平滑コンデンサ６の正極に接続されるものとしたが、図１４に示すように、インバータ回路２０が平滑コンデンサ６の負極側に接続されるように配置しても良い。さらに、図１５に示すように、二つのインバータ回路２０Ｘ、２０Ｙを用いて、インバータ回路２０Ｘが出力段の平滑コンデンサ６の正極側に、インバータ回路２０Ｙが出力段の平滑コンデンサ６の負極側に接続されるように配置しても良い。浮遊容量を有する太陽電池等の特殊な電源に適用する場合、この特殊な電源をはさんで配置した正極側、負極側の二つのインバータ回路が同じ動作を行うことによって、ある点における電位が変動しなくなるという効果が得られる。

　また、図１６に示すように、導通／非導通が切り替わる素子として整流ダイオード５の代わりにスイッチ９を用いても良い。このスイッチ９は、短絡用スイッチ４とオン／オフが逆になるように制御される。即ち、短絡用スイッチ４がオン状態の時は、スイッチ９はオフ状態で、平滑コンデンサ６をバイパスしてインバータ回路２０の直流電圧を充電する。そして、充電されたエネルギを、短絡用スイッチ４がオフ状態の時に、スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ６への放電に使う。なお、スイッチ９は、IGBTやMOSFET等の半導体スイッチ素子、あるいは機械式のスイッチなどでも良い。

実施の形態２．
　上記実施の形態１では短絡用スイッチ４の一端は、インバータ回路２０の交流出力線に接続したが、この実施の形態２では、図１７に示すように、短絡用スイッチ４ａの一端は、インバータ回路２０を構成する最後段の単相インバータ（この場合、第２の単相インバータ）であるハーフブリッジ単相インバータ３０の第２のコンデンサ３５の負極に接続する。短絡用スイッチ４ａの他端は、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ６の負極に接続される。また、整流ダイオード５はアノードを第２のコンデンサ３５の正極に接続し、カソードを平滑コンデンサ６の正極に接続する。

　この実施の形態では、インバータ回路２０および短絡用スイッチ４ａの制御は、上記実施の形態１と同様であるが、短絡用スイッチ４ａがオン／オフ、いずれの時も、電流が通過する素子数が低減でき、導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。また、最後段の単相インバータをハーフブリッジ単相インバータ３０で構成でき、回路構成が簡略化できる。

　なお、図１８に示すように、最後段の単相インバータを半導体スイッチ３２とダイオード３６と第２のコンデンサ３５とから成るハーフブリッジ単相インバータ４０で構成しても良く、同様の効果が得られる。この場合、第１の単相インバータ３０ａは、半導体スイッチ２２、２３とダイオード２６、２７と第１のコンデンサ２５とから成るフルブリッジインバータで構成される。

　なお、この実施の形態では、最後段の単相インバータをハーフブリッジ単相インバータ３０、４０で構成したが、図１９で示すように、フルブリッジの単相インバータ３０ｂとしても良い。この場合、短絡用スイッチ４ａの一端を、第２のコンデンサ３５の負極に接続することで、短絡用スイッチ４ａがオン時に、電流が通過する素子数が低減でき、導通損失を低減できる効果が得られる。

実施の形態３．
　次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置について図２０に基づいて説明する。なお、電力変換装置の主回路は、上記実施の形態１の図１で示した同様の構成である。
　図２０に示すように、直流電源１から得られる電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器１０と、インバータ回路２０内の第１、第２のコンデンサ２５、３５の各電圧を検出する第１、第２のコンデンサ電圧検出器１１、１２と、出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏを検出する出力電圧検出器１３と、制御部１４とを備える。制御部１４は、各電圧検出器１０～１３の各出力信号を入力としてインバータ回路２０内のスイッチング素子および短絡用スイッチ４を制御する。なお、制御部１４は例えばマイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサなどで構成される。

　制御部１４の動作を、図２１に示すフローチャートに基づいて以下に説明する。
　制御部１４では直流電源１から得られた入力電圧Ｖｉｎを監視し（Ｓ１）、入力電圧Ｖｉｎが所定の入力電圧設定値Ｖ１を超えたかどうかを判断する（Ｓ２）。入力電圧Ｖｉｎが電圧Ｖ１を超えると主回路を起動する。
　次に、インバータ回路２０内のコンデンサ電圧Ｖｃを監視し（Ｓ３）、コンデンサ電圧Ｖｃがコンデンサ電圧設定値Ｖ２を超えたかどうかを判断する（Ｓ４）。ここで、コンデンサ電圧Ｖｃは、第１、第２のコンデンサ２５、３５の各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２であり、コンデンサ電圧設定値Ｖ２も第１、第２のコンデンサ２５、３５に対してそれぞれ設定される２つの電圧値Ｖ２１、Ｖ２２である。

　そして、第１、第２のコンデンサ２５、３５の各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２とそれぞれの電圧設定値Ｖ２１、Ｖ２２とを比較して、双方の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が各電圧設定値Ｖ２１、Ｖ２２を超えるまで、充電モードと判定し（Ｓ５）、短絡用スイッチ４をオンさせる駆動信号を出力すると共に、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに応じて、インバータ回路２０内の各スイッチング素子に駆動信号を出力してインバータ回路２０における直流電力を充電する（Ｓ６）。

　ステップＳ４にて、第１、第２のコンデンサ２５、３５の各電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２とそれぞれの電圧設定値Ｖ２１、Ｖ２２とを比較して、双方の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２が各電圧設定値Ｖ２１、Ｖ２２を超えている時は、即ち、第１、第２のコンデンサ２５、３５の充電が完了している場合、出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏを監視する（Ｓ７）。そして、平滑コンデンサの電圧Ｖｏが目標電圧値である出力電圧設定値Ｖ３を超えたかどうかを判断し（Ｓ８）、平滑コンデンサ電圧Ｖｏが出力電圧設定値Ｖ３以下の時、放電モードと判定し（Ｓ９）、短絡用スイッチ４をオフさせる駆動信号を出力すると共に、直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに応じて、インバータ回路２０内の各スイッチング素子に駆動信号を出力してインバータ回路２０における直流電力を放電し（Ｓ１０）、平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏが出力電圧設定値Ｖ３になるまで充電する。

　この実施の形態では、インバータ回路２０内の各コンデンサ２５、３５の充電を全て完了してから放電するように制御するため、直流電源１が太陽電池のような電圧変動が大きいものであっても、平滑コンデンサ６の電圧を容易で確実に制御できる。

　なお、この実施の形態では、主回路構成を上記実施の形態１の図１で示したものを用いたが、上記実施の形態１、２内で示した各種の主回路構成のいずれを用いても同様に制御でき、同様の効果が得られる。

実施の形態４．
　上記実施の形態３では、インバータ回路２０内の各コンデンサ２５、３５の充電が完了すると、短絡用スイッチ４をオンからオフにしてインバータ回路２０における直流電力の充放電を切り替えたが、この実施の形態では、以下のタイミングで充放電を切り替える。
　直流電源１からの電圧Ｖｉｎとインバータ回路２０の出力電圧（各単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力電圧の総和）とが、逆極性で大きさがほぼ等しい条件で、短絡用スイッチ４をオンからオフにしてインバータ回路２０における直流電力の充放電を切り替える。
　すなわち、インバータ回路２０全体として充電時での充電電圧が直流電源１からの電圧Ｖｉｎとほぼ等しく、インバータ回路２０の出力電圧である各単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力電圧の総和を電圧Ｖｉｎに重畳すると電圧が概０となるとき、短絡用スイッチ４をオンからオフにする。この切り替えのタイミングでは、電流がほぼ流れていないため、零電流スイッチングが可能となりスイッチング損失およびノイズを低減できる。このため、高効率で信頼性の高い制御が実現できる。

実施の形態５．
　次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置について説明する。図２２はこの発明の実施の形態５による電力変換装置の主回路構成図である。なお、この主回路構成は、上記実施の形態１の主回路構成と同様であるため、説明を省略する。

　このように構成される電力変換装置の動作について、図２３～図２７に基づいて以下に説明する。ここでは、出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏを１６０Ｖ＜Ｖｏ≦２４０Ｖの範囲まで昇圧する動作を示し、直流電源１の電圧Ｖｉｎが４０Ｖ＜Ｖｉｎ≦６０Ｖの場合を図２３に、直流電源１の電圧Ｖｉｎが６０Ｖ＜Ｖｉｎ≦８０Ｖの場合を図２４に、直流電源１の電圧Ｖｉｎが８０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１２０Ｖの場合を図２５に、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１８０Ｖの場合を図２６に示した。また、これらの動作の一覧を表にしたものを図２７に示した。なお、図２７では便宜上、電圧Ｖｉｎが５０Ｖ、６０Ｖ、７０Ｖ、８０Ｖ、９０Ｖ、１０５Ｖ、１２０Ｖ、１３５Ｖ、１５０Ｖ、１６５Ｖ、１８０Ｖの場合を示した。

　図２３～図２６において、Ｖｂｉｔ１は第１の単相インバータ２０ａの出力電圧、Ｖｂｉｔ２は第２の単相インバータ２０ｂの出力電圧であり、Ｖａは、直流電源１の電圧Ｖｉｎに、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力電圧Ｖｂｉｔ１、Ｖｂｉｔ２を重畳した電圧、即ち、Ｖｉｎ＋Ｖｂｉｔ１＋Ｖｂｉｔ２である。また、Ｓ(ON/OFF)は、短絡スイッチ４のオン／オフ状態を示す信号である。
　なお、第１の単相インバータ２０ａにおける第１のコンデンサ２５の設定電圧Ｖｃ１と第２の単相インバータ２０ｂにおける第２のコンデンサ３５の設定電圧Ｖｃ２との比は（Ｖｃ１：Ｖｃ２）＝（１：２）とする。

　電力変換装置は、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオン／オフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードが予め設定され、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードを選択して切り替える。この場合、制御モードＡ～Ｄが用いられる。各制御モードでは、電力変換装置の所定の制御動作によるインバータ回路２０の直流電力の充放電が一定の周期で繰り返され、後述するように、その１周期には、異なる制御動作による複数の制御動作期間（以下、区間と称す）が含まれる。

　図２３に示す４０Ｖ＜Ｖｉｎ≦６０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＡにて動作する。この制御モードＡでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１～第４の４区間に分けて、第１～第３区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、電圧整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏが出力電圧で、この制御モードＡでは昇圧比は４となる。
　例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが６０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで充電し、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで充電する。第３区間では第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで再度充電する。そして、第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にして、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧および第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。

　図２４に示す６０Ｖ＜Ｖｉｎ≦８０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＢにて動作する。この制御モードＢでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１～第３の３区間に分けて、第１、第２区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。第３区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＢでは昇圧比は３となる。
　例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが８０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を８０Ｖまで充電し、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で第２のコンデンサ３５を１６０Ｖまで充電する。そして、第３区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にして、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。

　図２５に示す８０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１２０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＣにて動作する。この制御モードＣでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１、第２の２区間に分けて、第１区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。第２区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＣでは昇圧比は２となる。
　例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１２０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を４０Ｖまで充電すると共に、第２のコンデンサ３５を８０Ｖまで充電する。第２区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にして、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧および第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。

　図２６に示す１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１８０Ｖの場合、電力変換装置は、制御モードＤにて動作する。この制御モードＤでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１～第４の４区間に分けて、第１区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。第２～第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＤでは昇圧比は１．３となる。
　例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１８０Ｖのとき、第１区間では第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで充電すると共に、第２のコンデンサ３５を１２０Ｖまで充電する。第２～第４区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にする。まず、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。第３区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第２のコンデンサ３５の電圧との和で、第１のコンデンサ２５を６０Ｖまで再度充電すると共に、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。そして、第４区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。

　以上のように、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ～Ｄを切り替えて用いることで、インバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して昇圧する。昇圧比は各制御モード毎に決まっており、電圧Ｖｉｎが小さいほど昇圧比が大きくなるような制御モードＡ～Ｄを選択して、出力電圧Ｖｏを１６０Ｖ＜Ｖｏ≦２４０Ｖの範囲まで昇圧する。また、直流電源１の電圧Ｖｉｎが変動しても出力電圧Ｖｏの変動が抑制されるように、制御モードＡ～Ｄは選択される。
　このように、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ～Ｄを決定して切り替えることにより昇圧比を選択する。
　直流電源１の電圧Ｖｉｎに対する第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、および出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏ（出力電圧）の関係を図２８に示す。図２８に示すように、出力電圧Ｖｏの電圧変動率は±２０％の範囲に収まる。

　また、各制御モードＡ～Ｄにおいて、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、第１、第２のコンデンサ２５、３５が充放電動作による電力授受をバランスさせるように出力制御される。
　上述したように、各制御モードにおける１周期は複数の区間が含まれるが、各単相インバータ２０ａ、２０ｂが１周期内を通して電圧を発生させない場合を除いて、１周期内に、各単相インバータ２０ａ、２０ｂが正電圧を出力させる区間と負電圧を出力させる区間との双方の区間が含まれる。さらに、図２３～２６に示されるように、１周期内で、各単相インバータ２０ａ、２０ｂが正電圧を出力させる区間の総和と負電圧を出力させる区間の総和とでは、区間長が等しい。このため、第１、第２のコンデンサ２５、３５は、充放電動作による電力授受が１周期内で確実にバランスされる。

　この実施の形態では、上述したようにインバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うため、大容量のリアクトルを要しない。
　また、短絡用スイッチ４のオン／オフ切り換え時に、インバータ回路２０は、直流電圧の充電／放電動作を切り替えるように制御される。このため、短絡用スイッチ４およびインバータ回路２０内の半導体スイッチ素子２１～２４、３１～３４は、高周波スイッチングが不要であり、インバータ回路２０は、スイッチングで扱う電圧を平滑コンデンサ６の設定電圧よりも低くできる。従って、電力損失およびノイズの低減化と装置構成の小型軽量化とが促進された電力変換装置が実現できる。

　また、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオン／オフ制御の組み合わせから成り、それぞれ昇圧比が異なる複数の制御モードＡ～Ｄを予め設定し、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ～Ｄを選択して切り替える。そして、直流電源１の電圧Ｖｉｎに第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの各出力電圧を重畳させ、平滑コンデンサ６に所望の電圧を出力する。
　複数の制御モードＡ～Ｄは、複数の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオン／オフ制御の組み合わせから設定されるもので、制御モード毎に決まる昇圧比を広範囲に設定することができる。この場合、１．３～４までの４段階の昇圧比が設定されている。このため、昇圧比が広範囲に選択でき、広範囲の入力電圧（電圧Ｖｉｎ）に対して出力電圧Ｖｏの電圧変動を抑制でき、所望の出力電圧Ｖｏが得られる。

　また、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、第１、第２のコンデンサ２５、３５が充放電動作による電力授受をバランスさせるように出力制御されるため、第１、第２のコンデンサ２５、３５に外部から電力供給や制御する必要がなくＤＣ／ＤＣコンバータの設置が不要となる。

　また太陽電池は、日射量や温度などの条件に加え、屋外に設置可能な直流電源の直列数によって電圧範囲が大きく異なるもので、このため電力変換装置に入力される電圧Ｖｉｎが広範囲に変動する。この実施の形態では、広範囲の入力電圧（電圧Ｖｉｎ）に対して所望の出力電圧Ｖｏが得られるため、直流電源１に太陽電池を用いた場合に、特に効果がある。
　図２９は、太陽電池の出力特性を示す図である。太陽電池から得られる電力を最大限利用する方法として、ＭＰＰＴ（Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｐｏｗｅｒ　Ｐｏｉｎｔ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ）制御が一般的に用いられ、その場合、電圧を最大出力点Ｖｐｍａｘに維持する必要がある。図２９に示すように、最大出力点Ｖｐｍａｘとなる電圧は変動するが、広範囲の入力電圧に対して所望の出力電圧Ｖｏが得られるこの実施の形態では、太陽電池のＭＰＰＴ制御と併用することで、さらに電力の有効利用が促進できる。

　なお、インバータ回路２０全体の充放電を決定する短絡用スイッチ４のオン／オフ制御を変えずに、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの正負の電圧出力のデューティ比を調整可能としても良い。この場合、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂが有する第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比を調整できるため、回路に含まれる損失成分やデッドタイム等の影響により、第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比が設定値からずれた場合でも、調整可能となる。例えば、図２３で示す制御モードＡによる制御では、インバータ回路２０の充電期間のうち、第１の単相インバータ２０ａの正電圧出力期間、および第２の単相インバータ２０ｂの負電圧出力期間をそれぞれ長く（短く）調整すると、第１のコンデンサ２５の電圧を低く（高く）、第２のコンデンサ３５の電圧を高く（低く）調整できて電圧比を調整できる。

実施の形態６．
　次に、この発明の実施の形態６について説明する。
　上記実施の形態５では、第１の単相インバータ２０ａにおける第１のコンデンサ２５の設定電圧Ｖｃ１と第２の単相インバータ２０ｂにおける第２のコンデンサ３５の設定電圧Ｖｃ２との比は１：２に固定したが、この実施の形態６では可変にする。なお、主回路構成は上記実施の形態５と同様である。
　上記実施の形態５と同様に、電力変換装置は、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂの出力制御および短絡用スイッチ４のオン／オフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードが予め設定され、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードを選択して切り替える。この場合、制御モードＡ～Ｅが用いられる。上記実施の形態５と同様の制御モードＡ～Ｄと、後述する制御モードＥとを用い、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１６０Ｖの場合に制御モードＥを用い、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１６０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１８０Ｖの場合に制御モードＤを用いる。制御モードＡ～Ｃについては、上記実施の形態５と同様に用いる。

　１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１６０Ｖにおける制御モードＥによる動作について図３０に基づいて説明する。この制御モードＥでは、インバータ回路２０の直流電力の充放電動作における１周期を第１～第３の３区間に分けて、第１区間では、短絡用スイッチ４をオン状態にして平滑コンデンサ６をバイパスし、インバータ回路２０は直流電力を充電する。第２、第３区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にしてインバータ回路２０は直流電力を放電し、直流電源１の電圧に重畳した電圧和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６を充電する。この制御モードＥでは、第１のコンデンサ２５の設定電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサ３５の設定電圧Ｖｃ２との比は１：１で、昇圧比は１．５となる。
　例えば、直流電源１の電圧Ｖｉｎが１６０Ｖのとき、第１区間では第１、第２のコンデンサ２５、３５をそれぞれ８０Ｖまで充電する。第２、第３区間では、短絡用スイッチ４をオフ状態にする。まず、第２区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第１のコンデンサ２５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。第３区間では、直流電源１の電圧Ｖｉｎと第２のコンデンサ３５の電圧との和で、整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６に直流電圧２４０Ｖを充電する。
　この場合も、第１、第２の単相インバータ２０ａ、２０ｂは、第１、第２のコンデンサ２５、３５が充放電動作による電力授受をバランスさせるように出力制御される。

　図３１は、１６０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１８０Ｖにおける制御モードＤによる動作を示す図である。直流電源１の電圧範囲以外は上記実施の形態５と同様であり、第１のコンデンサ２５の設定電圧Ｖｃ１と第２のコンデンサ３５の設定電圧Ｖｃ２との比は１：２で、昇圧比は１．３となる。
　また、これらの動作の一覧を表にしたものを図３２に示した。なお、図３２では便宜上、電圧Ｖｉｎが５０Ｖ、６０Ｖ、７０Ｖ、８０Ｖ、９０Ｖ、１０５Ｖ、１２０Ｖ、１３０Ｖ、１４０Ｖ、１５０Ｖ、１６０Ｖ、１６５Ｖ、１８０Ｖの場合を示した。

　直流電源１の電圧Ｖｉｎに対する第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、および出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏ（出力電圧）の関係を図３３に示す。図中に示す比は、第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比で、１２０Ｖ＜Ｖｉｎ≦１６０Ｖの場合のみ１：１でそれ以外は１：２であることを示している。図３３に示すように、出力電圧Ｖｏの電圧変動率は上記実施の形態５の場合より小さい範囲に収まる。

　以上のように、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードＡ～Ｅを切り替えて用いることで、インバータ回路２０における直流電力の充放電を利用して昇圧する。昇圧比は各制御モード毎に決まっており、電圧Ｖｉｎが小さいほど昇圧比が大きくなるよう、また、直流電源１の電圧Ｖｉｎが変動しても出力電圧Ｖｏの変動が抑制されるように、制御モードＡ～Ｅを選択して、出力電圧Ｖｏを１６０Ｖ＜Ｖｏ≦２４０Ｖの範囲まで昇圧する。即ち、電圧Ｖｉｎに応じて昇圧比を選択し、該選択された昇圧比に基づいて制御モードＡ～Ｅを決定して電力変換装置を制御する。
　この実施の形態では、上記実施の形態５と同様の効果を得ると共に、第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比を可変としたため、設定可能な制御モードおよび昇圧比の数を多くできる。この場合、第１、第２のコンデンサ２５、３５の電圧比は、１：１と１：２との２種で、制御モードＡ～Ｅにより５段階の昇圧比が設定されている。このため、より多くの昇圧比を選択可能となり、出力電圧Ｖｏの電圧変動をより抑制することができる。

　なお、上記実施の形態５、６では、インバータ回路２０の後段に、導通／非道通を決定する半導体素子としての整流ダイオード５を接続したが、上記実施の形態１の図１６で示したように、整流ダイオード５の代わりに半導体スイッチ９を用いても良い。この半導体スイッチ９は、短絡用スイッチ４とオン／オフが逆になるように制御される。即ち、短絡用スイッチ４がオン状態の時は、半導体スイッチ９はオフ状態で、平滑コンデンサ６をバイパスしてインバータ回路２０の直流電圧を充電する。そして、充電されたエネルギを、短絡用スイッチ４がオフ状態の時に、半導体スイッチ９をオン状態として平滑コンデンサ６への放電に使う。

　また、上記実施の形態５、６においても、インバータ回路２０を構成する第１、第２の単相インバータは、半導体スイッチ素子２１、２４、３１、３４をダイオードに置き換えて用いても良く、同様の効果が得られる。また、整流ダイオード５のカソード側が出力段の平滑コンデンサ６の正極に接続されるものとしたが、整流ダイオード５は、平滑コンデンサ６の負極側に、該負極が整流ダイオード５のアノード側に接続されるように配置しても良い。

　さらに、上記実施の形態５、６では、短絡用スイッチ４の一端は、インバータ回路２０の交流出力線に接続したが、上記実施の形態２で示したように、短絡用スイッチ４ａの一端は、インバータ回路２０を構成する最後段の単相インバータ（この場合、第２の単相インバータ３０ｂ）の第２のコンデンサ３５の負極に接続しても良い。この場合、最後段の第２の単相インバータ３０ｂは、ハーフブリッジ単相インバータでも良く、短絡用スイッチ４ａの他端は、上記実施の形態５、６と同様に、平滑コンデンサ６の負極に接続される。また、整流ダイオード５はアノードを第２のコンデンサ３５の正極に接続し、カソードを平滑コンデンサ６の正極に接続する。

　これにより、短絡用スイッチ４ａがオン／オフ、いずれの時も、電流が通過する素子数が低減できて導通損失を低減でき、電力変換装置全体の変換効率を向上できる。また、最後段の単相インバータ３０ｂをハーフブリッジ単相インバータで構成でき、回路構成が簡略化できる。

実施の形態７．
　上記実施の形態５、６では、インバータ回路２０は、２台の単相インバータで構成されたものを示したが、３台以上の単相インバータの交流側を直列接続して構成しても良い。
　図３４は、この発明の実施の形態７による電力変換装置の主回路構成図である。
　図３４に示すように、太陽電池等から成る直流電源１の出力に、インバータ回路２０の交流側が直列接続される。インバータ回路２０は、第１～第３の単相インバータ３１ａ～３１ｃの交流側を直列接続して構成され、各単相インバータ３１ａ～３１ｃの出力の総和を、インバータ回路２０の出力として直流電源１からの直流電圧に重畳する。インバータ回路２０を構成する第１、第２の単相インバータ３１ａ、３１ｂは、半導体スイッチ素子２２、２３、３２、３３、ダイオード２６、２７、３６、３７および直流電圧源としての第１、第２のコンデンサ２５、３５から構成される。また、最後段の第３の単相インバータ３１ｃは、半導体スイッチ素子４２とダイオード４６と第３のコンデンサ４５とから成るハーフブリッジ単相インバータで構成される。
　またインバータ回路２０の後段には整流ダイオード５を介して平滑コンデンサ６が接続され、第３のコンデンサ４５の負極と平滑コンデンサ６の負極との間に短絡用スイッチ４ａが接続される。

　上記実施の形態５、６と同様に、電力変換装置は、第１～第３の単相インバータ３１ａ～３１ｃの出力制御および短絡用スイッチ４ａのオン／オフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードが予め設定され、直流電源１の電圧Ｖｉｎに応じて制御モードを選択して切り替える。
　そして、複数（この場合３個）のコンデンサ２５、３５、４５の電圧値Ｖｃ（ｋ）のうち、最大となる電圧Ｖｃ（Ｎ）と最小となる電圧Ｖｃ（１）が次の関係式を満たすように制御する。
　Ｖｃ（Ｎ）≦（Σ_{ｋ＝１～Ｎ－１}Ｖｃ（ｋ））＋Ｖｃ（１）
　なお、上記実施の形態５、６においても、２個のコンデンサ２５、３５の電圧比は１：２あるいは１：１であり、いずれも上記関係式を満たしている。

　第１～第３のコンデンサ２５、３５、４５の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３が上記関係式を満たす場合、例えば、電圧比を「１：１：１」～「１：２：４」とした時の、インバータ回路２０の総出力電圧Ｖｂ（Ｖｂ＝Ｖａ－Ｖｉｎ）が取り得る電圧レベルを図３５、３６に示す。このように、第１～第３のコンデンサ２５、３５、４５の電圧を上記関係式を満たすように制御することで、インバータ回路２０の総出力電圧は連続した値を選択することができ、設定可能な制御モードおよび昇圧比の数を確保できる。
　なお、各コンデンサ２５、３５、４５の電圧比は、制御モードに応じて決まるため、制御モードを用いて電力変換装置を制御することにより各コンデンサ２５、３５、４５の電圧比も制御できる。

　第１～第３のコンデンサ２５、３５、４５の電圧比を「１：２：４」に固定とした場合の、直流電源１の電圧Ｖｉｎに対する各コンデンサ２５、３５、４５の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３および出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏ（出力電圧）の関係を図３７に示す。図３７に示すように、電圧Ｖｉｎに応じて８段階の昇圧比が選択され、対応する８種の制御モードにより制御され、出力電圧Ｖｏの電圧変動率は±１４％の範囲に収まる。
　このように、単相インバータ３１ａ～３１ｃの直列数を増やすことで、より多くの昇圧比を選択でき、電圧変動率を低減することができる。

　次に、第１～第３のコンデンサ２５、３５、４５の電圧比を可変とし、「１：１：２」と「１：１：３」との２種の電圧比となる制御モードを用いて電力変換装置を制御した場合を示す。この場合の、直流電源１の電圧Ｖｉｎに対する各コンデンサ２５、３５、４５の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３および出力側の平滑コンデンサ６の電圧Ｖｏ（出力電圧）の関係を図３８に示す。図中に示す比は、各コンデンサ２５、３５、４５の電圧比である。図３８に示すように、電圧Ｖｉｎに応じて７段階の昇圧比が選択され、対応する７種の制御モードにより制御され、出力電圧Ｖｏの電圧変動率は±１４％の範囲に収まる。
　この場合も、単相インバータ３１ａ～３１ｃの直列数を増やすことで、より多くの昇圧比を選択でき、電圧変動率を低減することができる。また、第１～第３のコンデンサ２５、３５、４５の電圧比を可変としたため、設定可能な制御モードおよび昇圧比の数を多くできる。この場合、「１：１：２」「１：１：３」のいずれか一方に固定した場合よりも、多くの昇圧比を選択可能となり、出力電圧Ｖｏの電圧変動をより抑制することができる。

実施の形態８．
　次に、この発明の実施の形態８による電力変換装置について図３９に基づいて説明する。なお、電力変換装置の主回路は、上記実施の形態２の図１８で示した同様の構成である。
　図３９に示すように、直流電源１から得られる電圧Ｖｉｎを検出する入力電圧検出器１０と、電圧Ｖｉｎと予め設定した電圧判定値としての電圧閾値Ｖｔｈ（Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２）とを比較するヒステリシスコンパレータ１６と、制御モードを切り替えるモード選択部１７と、制御部１８とを備える。制御部１８は、モード選択部１７の出力信号により選択された制御モードにて、インバータ回路２０内の各単相インバータ３０ａ、３０ｂの半導体スイッチ素子および短絡用スイッチ４ａを制御する。なお、モード選択部１７と制御部１８は例えばマイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサなどで構成される。

　制御モードの切り替え動作を、図４０に基づいて以下に説明する。なお、Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２とする。
　まず、電力変換装置が制御モードαで制御されて出力していたとする。入力される電圧Ｖｉｎの増加に応じて出力電圧Ｖｏも上昇するが、電圧Ｖｉｎが電圧閾値Ｖｔｈ２に達すると、電力変換装置の昇圧比を下げるように制御モードβに切り替える。これにより、図中の動作点Ａ２からＢ２へと移行する。この後、電圧Ｖｉｎが低下しても、制御モードβでの制御は継続し、電圧閾値Ｖｔｈ１まで電圧が低下すると、電力変換装置の昇圧比を上げるように制御モードαに切り替える。これにより、図中の動作点Ｂ１からＡ１へと移行する。

　太陽電池等の直流電源１から入力される電圧Ｖｉｎは大きく変動するが、この実施の形態では、制御モードを切り替える電圧閾値（Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２）にヒステリシス幅を設けたため、図４１に示すように、制御モードが頻繁に切り替わることが防止でき、出力が不安定となることを防止できる。図４１に示す場合、制御モードの切り替えは２回であるが、ヒステリシス幅を設けない比較例を示す図４２の場合、同様の電圧Ｖｉｎに対して制御モードの切り替えは４回となる。
　例えば、上記実施の形態６では、制御モードＣと制御モードＥとの切り替えは、入力電圧Ｖｉｎが１２０Ｖで切り替えるものとしたが（図３３参照）、５～１０Ｖのヒステリシス幅を設けてＶｔｈ１、Ｖｔｈ２を設定することで出力が安定化できる。

　なお、この実施の形態では、２つの制御モードを切り替えるための電圧閾値（Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２）のみを有するものを示したが、制御モードの数に応じて切り替えのための電圧閾値を有する。

　また、ヒステリシスコンパレータは、図４３に示すように構成しても良い。
　図４３に示すように、コンパレータ１９ａ、分圧抵抗１９ｂ～１９ｄおよびトランジスタ１９ｅでヒステリシスコンパレータ１９を構成する。この場合、コンパレータ１９ａの出力信号でトランジスタ１９ｅをオン／オフし、入力された電圧Ｖｉｎを検出する分圧抵抗１９ｂ～１９ｄの比をトランジスタ１９ｅを用いて変化させることで、ヒステリシス特性を実現している。コンパレータ１９ａは、電圧Ｖｉｎの下降時に電圧閾値Ｖｔｈ１、上昇時に電圧閾値Ｖｔｈ２（＞Ｖｔｈ１）を用いて電圧Ｖｉｎを検出することができる。この場合も、ヒステリシス幅（Ｖｔｈ２－Ｖｔｈ１）を設けることにより、電力変換装置の出力を安定化できる。

Claims

　半導体スイッチ素子と直流電圧源とをそれぞれ有した１以上の単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を直流電源の出力に直列接続して上記各単相インバータの出力の総和を上記直流電源の出力に重畳するインバータ回路と、
　該インバータ回路の後段に導通／非導通が切り替わる素子を介して接続され、該インバータ回路からの出力を平滑する平滑コンデンサと、
　上記インバータ回路に一端が接続され、他端が上記平滑コンデンサの負極に接続された短絡用スイッチとを備え、
　上記インバータ回路における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うことを特徴とする電力変換装置。
　上記導通／非導通が切り替わる素子は整流ダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータは、上記半導体スイッチ素子にダイオードを直列接続したブリッジ回路と上記直流電圧源とで構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
　上記短絡用スイッチの一端は、上記インバータ回路を構成する１以上の上記単相インバータの内、最後段に接続された単相インバータにおける上記直流電圧源の負極に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータは、上記最後段に接続された単相インバータのみハーフブリッジインバータで構成されることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
　上記直流電源の電圧を検出する手段を備え、上記インバータ回路は、上記直流電源の電圧に応じて出力制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータの上記直流電圧源の電圧を検出する手段を備え、該各直流電圧源の電圧が全て、それぞれ設定された電圧値を超えるまで上記短絡用スイッチをオン状態とし、その後上記短絡用スイッチをオフ状態とすることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
　上記短絡用スイッチのオン／オフ切り替え時に、上記インバータ回路は、直流電力の充電／放電を切り替えるように制御されることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータの直流電圧は、上記平滑コンデンサの設定電圧以下とすることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
　上記直流電源は、太陽電池であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータの上記直流電圧源は、コンデンサにより構成されることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
　上記インバータ回路は上記単相インバータを複数個有し、該各単相インバータの出力制御および上記短絡用スイッチのオンオフ制御の組み合わせから成る複数の制御モードを、上記直流電源の電圧に応じて切り替えて用いることにより、上記インバータ回路における直流電力の充放電を利用して直流／直流変換を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　上記複数の制御モードは、各制御モード毎に直流／直流変換の昇圧比を有し、
　上記直流電源の電圧に応じて上記制御モードを決定して切り替えることにより、上記昇圧比を選択することを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
　上記制御モードの切り替えは、上記直流電源の電圧変動による上記電力変換装置の出力電圧の変動を小さくするように上記制御モードを選択して切り替えることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータの上記各直流電圧源の電圧比を可変とし、上記各制御モードに応じて決まる上記電圧比が複数種となるように、上記複数の制御モードが設定されることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
　上記複数（Ｎ個）の直流電圧源の電圧値Ｖｃ（ｋ）は、電圧比が２の累乗（１：２：４・・：２Ｎ－１）であることを特徴とする請求項１２～１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記複数（Ｎ個）の直流電圧源の電圧値Ｖｃ（ｋ）のうち、最大となる電圧Ｖｃ（Ｎ）と最小となる電圧Ｖｃ（１）が次の関係式、
　　　　　Ｖｃ（Ｎ）≦（Σｋ＝１～Ｎ－１Ｖｃ（ｋ））＋Ｖｃ（１）
を満たすことを特徴とする請求項１２～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記複数の単相インバータのうち、２以上の単相インバータの上記直流電圧源の電圧が同じであることを特徴とする請求項１２～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータの出力による上記各直流電圧源の電力授受がバランスするように、上記複数の制御モードが設定されることを特徴とする請求項１２～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記制御モードを用いた制御において、上記短絡用スイッチの制御を変化させずに、上記各単相インバータの正負の電圧出力のデューティ比を調整することにより、該各単相インバータの上記各直流電圧源の電圧比を調整することを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
　上記複数の制御モードの切り替えは、予め設定された電圧判定値と上記直流電源の電圧とを比較して行い、上記電圧判定値にヒステリシス幅を設けたことを特徴とする請求項１２～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記短絡用スイッチの一端は、上記インバータ回路の後段の交流側出力線に接続されることを特徴とする請求項１２～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記複数の単相インバータの出力制御および上記短絡スイッチのオンオフ制御の組み合わせから成る上記各制御モードによる該電力変換装置の制御動作は、所定の制御動作が一定の周期で繰り返されるものであることを特徴とする請求項１２～１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
　上記所定の制御動作による１周期内で、上記各単相インバータの出力による上記各直流電圧源の電力授受がバランスすることを特徴とする請求項２３に記載の電力変換装置。
　上記所定の制御動作による１周期は、少なくとも２種の異なる制御動作期間によって構成されていることを特徴とする請求項２３に記載の電力変換装置。
　上記各単相インバータが上記１周期内を通して電圧を発生させない場合を除いて、該１周期内に、上記各単相インバータが正電圧を出力させる制御動作期間と負電圧を出力させる制御動作期間とが含まれることを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
　上記１周期内で、上記各単相インバータが正電圧を出力させる制御動作期間の総和と負電圧を出力させる制御動作期間の総和とは期間の長さが等しいことを特徴とする請求項２６に記載の電力変換装置。