CN102480234A - 具有受控电流源并且以单相模式连接的电力变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在诸如例如变速驱动器之类的电力变换器中实施的控制方法。此控制方法被设计为当电力变换器以单相模式连接到网络时使得电力变换器工作。该电力变换器特别地包括串联连接到它的DC电源总线的受控电流源。此受控电流源包括具有两个受控开关臂的电子变换器(2)。该开关臂通过交替调制阶段与饱和阶段来控制，所述饱和阶段被施加确定的持续时间(β)以便使得电力变换器工作在不连续的模式。

Description

具有受控电流源并且以单相模式连接的电力变换器

技术领域

本发明涉及以单相模式连接的电力变换器。本发明更具体地应用于具有受控电流源的电力变换器。

背景技术

如已知的，电力变换器包括连接到网络的多个输入相，例如如果以三相模式连接则为三个输入相，或者如果以单相模式连接则为两个输入相。电力变换器包括连接到它的输入相的、用于将由网络提供的AC电压变换成整流后的电压的整流器级。该变换器还包括施加该整流后的电压的电源总线，具有正电势的第一电源线和负电势的第二电源线，还包括总线电容器，连接在第一电源线和第二电源线之间并且用来保持总线上的DC电压恒定。

已知的实践是将受控电流源串联置于DC总线的第一或第二电源线上，位于总线电容器的上游。此电流源包括例如串联连接的电感和电子变换器，所述电子变换器具有两个并联的开关臂和电容器。电子变换器的开关臂被控制以调制电子变换器的电容器的端子处的电压，以便在每个时刻获得电子变换器的端子处的确定的电压，因而使得可以控制整流器级的输出端处的电流(称为整流器电流)并且对由网络提供的输入电流起作用。

当这样的电力变换器以三相模式连接到网络时，它的电子变换器以调制方式被控制在应用于整流器级的所谓的连续的工作模式中，并且其中变换器的电容器的端子处的电压必须一直满足以下条件：

V_C≥max|V_r(t)-V_bus(t)|其中V_r(t)＝V_red(t)以及<V_bus>＝<V_red>，其中：

-V_r(t)是理论上网络的整流后的电压。当整流器级导电时，电压V_r与真正的整流后的电压V_red相同。

-<V_bus>是总线的平均电压，以及<V_red>是整流器级的输出端处的平均电压。

因而，可以保证恒定的整流器电流。在此工作模式中，DC电源总线的电压将是在整流器级的输出端处施加的峰值电压的95.5％。

另一方面，当此电力变换器以单相模式连接到网络时，此连续的工作模式不可应用，因为DC电源总线的电压那时为网络的峰值电压的63.7％。刚好此电压电平不能用于控制电动机。

发明内容

因此本发明的目的是提出一种用于控制如上所述的以单相模式连接到网络并且包括受控电流源的电力变换器。

此目的是由电力变换器实现的，包括：

-整流器级，连接到网络的多个输入相，该网络传送输入电流并且应用整流后的电压，在该整流器级的输出端处获得电流，被称为整流器电流，

-DC电源总线，连接到该整流器级并且包括第一电源线和第二电源线，每条电源线施加电势以便获得DC电源总线上的电压，

-总线电容器，连接到第一电源线和第二电源线，

-受控电流源，位于第一电源线或第二电源线上，在总线电容器的上游，所述受控电流源包括电感和电子变换器，电子变换器包括电容器和两个开关臂，

-控制装置，用于控制该电子变换器的两个开关臂以调制该电容器的端子处的电压，以便在每个时刻获得该电子变换器的端子处的确定电压，

-该控制装置被布置为通过交替开关臂的调制阶段与饱和阶段来获得整流器级的不连续的工作模式，在所述饱和阶段中两个开关臂同时保持导电，所述饱和阶段被施加确定的持续时间，以便将该电子变换器的电容器的端子处的电压保持在该整流后的电压和施加于DC电源总线的电压之间的差的最大绝对值以下，并且增大施加于DC电源总线的电压的平均值。

根据特定的特征，该控制装置被布置为实施调节环路，该调节环路用来确定电子变换器的开关臂的控制。

根据另一个特定特征，基于以下关系确定该饱和阶段的持续时间：

$\mathrm{\&theta;}=\frac{I_L}{I_{\mathrm{redm}}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2\&CenterDot;n}$ 和β＝π/n-2θ

其中θ代表调制阶段的持续时间，β代表饱和阶段的持续时间，n对应于电力变换器连接到的输入相的数目，I_L是在DC电源总线上在总线电容器的下游流动的电流，I_redm对应于峰值整流器电流。

根据另一个特定特征，当

时，获得不连续的工作模式。

本发明还涉及一种变速驱动器，包括具有开关臂的逆变器级，用来将DC电压转换成用来为电负载供电的可变电压，此无级变速器在它的逆变器级的上游包括如上所述的电力变换器。

附图说明

其它的特征和优点将通过下面参考以示例方式给出并由附图示出的实施例的详细描述而变得清楚，其中：

-图1表示依据本发明的电力变换器，

-图2通过不同的曲线示出了本发明的工作原理，

-图3是适于以单相模式连接的电力变换器的调节环路的框图，

-图4是适于以三相模式连接的电力变换器的调节环路的框图。

具体实施方式

参考图1，如已知的，电力变换器包括整流器级1和DC电源总线。参考图1，整流器级1例如经由两个或三个输入相R、S、T(相T以虚线示出以示出变换器的三相模式或单相模式的连接)上的AC电感连接到网络。在此图1中，整流器级1是例如二极管电桥，用于将由网络提供的AC电压V_res整流并且将整流后的电压V_r施加到DC电源总线。更具体地，整流器级1包括多个臂，每个臂由串联的两个二极管构成，每个臂连接到输入级R、S、T，中点位于两个二极管之间。

DC电源总线连接在整流器级1的下游。它包括具有正电势V+的电源线和具有负电势V-的电源线。至少一个总线电容器C_bus连接到总线的两个电源线的每一个并且用于将总线电压保持在恒定值。

此电力变换器可以例如包括在变速驱动器中，该变速驱动器包括连接到它的DC电源总线并且具有多个受控开关臂的逆变器级(没有示出)，该受控开关臂用于对DC电压斩波并且获得用来为电负载供电的可变电压。

在以下的描述中，将区别真正的整流后的电压(被指定为V_red)和假设的整流后的电压(被指定为V_r)，真正的整流后的电压是实际上作为整流器级1的输出施加的电压，假设的整流后的电压对应于当整流器级1一直工作在连续的导通模式时将作为整流器级1的输出施加的电压。由于电压V_r是假设的，因此在图1中它没有示出。

根据本发明，电力变换器采用在总线电容器的上游与DC电源总线的第一或第二电源线串联连接的受控电流源。此受控电流源用来控制作为整流器级1的输出的在DC电源总线上流动的电流I_red，此电流I_red以下被指定为整流器电流。

此受控电流源例如采取受控电子电感的形式，包括：

-低值的DC电感(L)，

-受控可变电压源，采取电子变换器2的形式，电子变换器2由两个并联的不同的开关臂和与这两个开关臂并联连接的电容器C1构成，

由于电力变换器的整流器级1是不可逆的，因此电子变换器的开关臂可以在电流上是单向的，并且每个包括例如与二极管D1、D2串联连接的电子开关T1、T2。每个开关臂包括位于电子开关T1、T2和它的二极管D1、D2之间的连接中点P1、P2。第一开关臂的连接中点P1连接到电感L，以及第二开关臂的连接中点P2连接到总线电容器C_bus。在电子变换器2的一个开关臂上，电子开关和二极管的串联布置相对于另一个开关臂的相抵。

在电子变换器2中采用的电子开关T1、T2是例如由合适的控制装置3控制的MOSFET类型的晶体管，控制装置3采用例如PWM(脉冲宽度调制)控制。显然可以采用其它适合于实现相同的功能的组件。由PWM对两个开关的控制需要比较同步且反相的两个锯齿波形式的信号与恒定的控制信号(通常称为模(modulant))，以便推出电子变换器的开关的每一个的开关时刻和持续时间。为简单起见，如图2所示，可以定义结果产生的控制u根据两个开关T1、T2的每一个的状态在-1和+1之间变化，这使得可以在电子变换器2的端子处获得位于范围[-Vc，Vc]内的电压值V_aux。

因而电子变换器2表现的就像受控可变电压源一样，可以用于调制电子变换器2的电容器C1的端子处的电压V_c，因而在此电子变换器2的端子处获得电压V_aux。

因而获得DC电源总线的电压V_bus、电感L的端子处的电压V_L、受控的电子变换器2的端子处的电压V_aux和整流器级1的电压V_red之间的以下关系：

V_L＝V_red-V_bus-V_aux    (1)

通过控制电子变换器2的端子处的电压V_aux，因而可以改变电压V_L以及因而控制整流器电流I_red并且对其实行特定的分布。为了获得连续的整流器电流I_red，电子变换器2被控制在所谓的施加于整流器级的连续的工作模式，并且在该连续的工作模式中，电容器C1的端子处的电压V_C必须一直满足以下条件：

V_C≥|V_red(t)-V_bus(t)|其中<V_bus>＝<V_red>    (2)

<V_bus>定义DC电源总线的平均电压，以及<V_red>定义平均整流后的电压。

但是，此所谓的连续的工作模式不适合于操作以单相模式连接时的电力变换器，因为获得的DC电源总线的电压V_bus不足以控制该负载。显然，单相模式的连接可以从开始就计划，或由相的损耗(例如由整流器级1的二极管的损坏)产生。

当电力变换器以单相模式连接到电力网络时，因而必需使它工作在不连续的工作模式，其中电子变换器2的电容器C1的端子处的电压V_C不再满足以上条件，换句话说：

V_C＜max|V_r(t)-V_bus(t)|    (3)

V_r(t)则是理论上网络的整流后的电压。当整流器级1导电时，电压V_r与真正的整流后的电压V_red(图2)相同。当整流器级1阻断整流器电流的经过时，电压V_r不再与真正的整流后的电压V_red相同。

根据本发明，为了强迫此不连续的工作模式，必须引入电子变换器2的开关T1、T2的控制u的饱和。因而，如图2所示，通过交替电子变换器2的开关T1、T2的控制u的调制与此控制u的饱和来控制电子变换器2。

如所知的，当变换器的电子开关T1、T2在导通状态和截止状态之间变化时，电子变换器的控制u被调制。然后控制u处于-1和+1之间。当变换器的电子开关T1、T2被封闭在导通状态或封闭在截止状态时，电子变换器的控制u饱和。然后控制u保持在-1或+1。在下文的描述中，将更具体地关注开关被封闭在导通状态的情况。

让我们假定，例如电子变换器的开关T1、T2封闭在导通状态精心确定的时间，则电子变换器2的端子处的电压V_aux将等于-V_C。如图2所示，在饱和持续时间内，电压V_C的平均值将增加到整流后的电压V_red以形成DC电源总线的电压V_bus。其结果是DC电源总线的电压V_bus的总体增大，其变得大于峰值电力网电压的93％。在饱和持续时间内，由于DC电源总线的电压V_bus大于整流后的电压V_red，这引起整流器级1的阻断，因此整流器电流被消去(I_red＝0A)。在图2中，能够看出，在控制u的每个饱和上，整流器电流I_red消去，并且饱和的引入因而到不连续的工作模式的切换引起电压V_bus的增大，其变得大于平均电压<V_r>(图2的虚线所示)。

在整流的电力网电压的时间段期间，控制的调制时间和饱和时间由电子变换器2的控制装置3确定以便处于不连续的工作模式。

参考图2，定义以下参数：

调制时间基于调制角度θ定义并且具有值2θ，

-饱和时间基于饱和角度β定义并且具有值β，

-开关周期由具有值π/n(对于三相电力网，n＝3，对于单相电力网，n＝1)的周期角度定义。周期π/n、调制角度θ和饱和角度β由表达式β＝π/n-2θ联系。

调制角度θ根据以下关系确定电子变换器2的电容器C1的端子处的电压V_C的值和DC电源总线的电压V_bus的值：

$V_{\mathrm{bus}}=V_{\mathrm{refm}}\&CenterDot;\frac{\sin \mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&theta;}}---\left(4\right)$

$V_C=V_{\mathrm{redm}}\&CenterDot;(\frac{\sin \mathrm{\&theta;}}{\mathrm{\&theta;}}-\cos \mathrm{\&theta;})---\left(5\right)$

其中V_redm对应于峰值整流后的电压，其等于峰值电力网电压V_resm。

峰值整流器电流I_redm根据以下关系将调制角度θ定义为用来为电负载供电的负载电流I_L的函数：

$\mathrm{\&theta;}=\frac{I_L}{I_{\mathrm{redm}}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2\&CenterDot;n}---\left(6\right)$

由此关系推出：如果

则负载电流I_L一直小于峰值整流器电流I_rm，因而必定导致不连续的工作模式。

对于单相网络， $n=1\&DoubleRightArrow;\mathrm{\&theta;}<\mathrm{\&pi;}/2$

调制角度θ的控制由系统的三个变量之一发生影响，即：

-峰值整流器电流I_redm，

-电容器C1的端子处的电压V_C，

-DC电源总线的电压V_bus。

因此控制原理获得控制u的饱和。可以采用不同的调节器结构来实现此目的。图3示出了可以满足此目的的示范性结构。

图3示出了整流器电流I_red的调节环路PI(比例积分)。此调节环路被适配用于以单相模式连接的电力变换器的操作。

在此调节环路中：

-峰值整流后的电压V_redm用作输入并且可以根据公式(5)确定调制角度：

电容器C1的端子处的电压V_C例如不大于100伏，

-由调制角度θ并且由负载电流I_L的测量或确定，基于关系(6)由它们推出峰值整流器电流I_redm：

显然施加调制角度使得峰值整流器电流I_redm大于负载电流I_L，以便使得控制u饱和因此获得不连续的工作模式。

此调节环路可以被嵌入在被适配用于以图4所示的三相模式连接的电力变换器的操作的更宽的调节环路中。在此图4中，如上所述的调节环路可以确定峰值整流器电流I_redm。第二调节环路可以使用施加于电子变换器2的电容器C1的端子处的电压V_C的调节器PI来确定整流器电流I_red*的设置点。设置电容器C1的端子处的电压的设置点V_C*以使得，只要电力变换器以三相模式连接，整流器电流I_red就处于连续导通。因而将一直满足以上关系(2)。

另一方面，如果发生失相，则电压V_C增大到超过设置点V_C*并且使得调节器PI饱和。整流器电流设置点I_red*然后局限于峰值整流器电流I_redm。该饱和与以单相模式连接的变换器的控制的情况相同。

显然，在不脱离本发明的框架下，可以设想其它的变型和细节的细化甚至考虑等效的装置的使用。

Claims (5)

1.一种电力变换器，包括：

-整流器级(1)，连接到网络的多个输入相，该网络传送输入电流(I_e)并且应用整流后的电压(V_r)，在该整流器级的输出端处获得电流，被称为整流器电流，

-DC电源总线，连接到该整流器级(1)并且包括第一电源线(V+)和第二电源线(V-)，每条电源线施加电势以便获得DC电源总线上的电压(V_bus)，

-总线电容器(C_bus)，连接到第一电源线和第二电源线，

-受控电流源，位于第一电源线或第二电源线上，在总线电容器(C_bus)的上游，所述受控电流源包括电感(L)和电子变换器(2)，电子变换器包括电容器(C1)和两个开关臂，

-控制装置(3)，用于控制该电子变换器(2)的两个开关臂以调制该电容器(C1)的端子处的电压(V_C)，以便在每个时刻获得该电子变换器(2)的端子处的确定的电压(V_aux)，

-其特征在于，该控制装置(3)被布置为通过交替开关臂的调制阶段与饱和阶段来获得整流器级(1)的不连续的工作模式，在所述饱和阶段中两个开关臂同时保持导电，所述饱和阶段被施加确定的持续时间(β)，以便将该电子变换器(2)的电容器(C1)的端子处的电压(V_c)保持在该整流后的电压(V_r)和施加于DC电源总线的电压(V_bus)之间的差的最大绝对值以下，并且增大施加于DC电源总线的电压(V_bus)的平均值。

2.根据权利要求1所述的电力变换器，其特征在于，所述控制装置(3)被布置为实施用来确定电子变换器(2)的开关臂的控制的调节环路。

3.根据权利要求1或2所述的电力变换器，其特征在于，所述饱和阶段的持续时间(β)基于以下关系来确定：

$\mathrm{\&theta;}=\frac{I_L}{I_{\mathrm{redm}}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2\&CenterDot;n}$ 和β＝π/n-2θ

其中θ代表调制阶段的持续时间，β代表饱和阶段的持续时间，n对应于电力变换器连接到的输入相的数目，I_L是在DC电源总线上在总线电容器的下游流动的电流，I_redm对应于峰值整流器电流。

4.根据权利要求3所述的电力变换器，其特征在于，当时，获得所述不连续的工作模式。

5.一种变速驱动器，包括逆变器级，具有用来将DC电压转换成用来为电负载供电的可变电压的开关臂，其特征在于，它在它的逆变器级的上游包括如权利要求1到4中的一个定义的电力变换器。

Images