CN102347690A - 开关电源设备 - Google Patents

开关电源设备 Download PDF

Info

Publication number
CN102347690A
CN102347690A CN2011101977778A CN201110197777A CN102347690A CN 102347690 A CN102347690 A CN 102347690A CN 2011101977778 A CN2011101977778 A CN 2011101977778A CN 201110197777 A CN201110197777 A CN 201110197777A CN 102347690 A CN102347690 A CN 102347690A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
input voltage
transducer
threshold value
resistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011101977778A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102347690B (zh
Inventor
高木和贵
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Sony Corp
Original Assignee
Sony Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sony Corp filed Critical Sony Corp
Publication of CN102347690A publication Critical patent/CN102347690A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102347690B publication Critical patent/CN102347690B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种开关电源设备，包括：开关DC-DC转换器，用于接收输入电压；电流检测单元，用于检测来自DC-DC转换器的电流；输入电压检测单元，用于检测输入电压的减小或切断；过电流限制电路，用于在由电流检测单元检测的电流超过阈值时，停止DC-DC转换器的操作；以及阈值控制单元，用于改变过电流限制电路的阈值，使得如果由输入电压检测单元检测到输入电压的减小或切断，则延长检测到输入电压的减小或切断的时间与DC-DC转换器的操作被停止的时间之间的时间段。

Description

开关电源设备
技术领域
本发明例如涉及具有谐振开关转换器的开关电源设备。
背景技术
配备有各种谐振转换器的开关电源设备被广泛地使用。通过谐振转换器能够容易地实现高的功率转换效率，并且由于谐振转换器的开关波形(switching waveform)基本上是正弦波，因此还可以实现低噪声特性。另外，谐振转换器具有配置有相对少量的部件的优势。
作为谐振转换器的典型配置，广泛使用采用了半桥耦合系统的配置，在该配置中，由串联连接的两个开关元件组成的开关电路对于DC输入电压并联设置。采用半桥耦合系统的电流谐振转换器被配置为使得两个开关元件交替导通/截止。在采用半桥耦合系统的这种开关转换器中，通常使用彼此并联连接的各开关元件和谐振电容的组合。
用于谐振转换器的开关驱动被配置为使得两个开关元件交替导通/截止，并且设置了两个开关元件同时都截止的瞬变周期。设置瞬变周期以防止两个开关元件同时导通。
图1示出了使用采用半桥耦合系统的电流谐振转换器作为DC-DC转换器4的开关电源电路的实例，其中，半桥耦合系统包括作为开关元件的场效应晶体管(下文中相应地称为FET)Q1和Q2。商用电源经由AC插头1和保险丝2提供至AC/DC转换器3。AC/DC转换器3由二极管桥BD组成，并且从AC/DC转换器3输出的DC电压提供到隔直电容器(平滑电容器)Ci。
隔直电容器Ci两端产生的电压被提供至作为电流谐振转换器而配置的DC-DC转换器4。在DC-DC转换器4中，初级串联谐振电容(下文中，相应地称为谐振电容)C1设置在初级线圈N1的一端和地之间。这里，图1中示出的电源设备采用该配置，以通过外部激励来驱动开关元件。
图1中示出的DC-DC转换器4包括由一个FET Q1和另一个FET Q2组成的串联连接电路。换句话说，两个FET Q1和Q2在半桥配置中耦合。由这些FET Q1和FET Q2组成的半桥电路与隔直电容器Ci两端的DC输入电压Vdc并联连接。由于FET Q1和FET Q2被开关驱动(switching-driven)，因此，发送到FET Q1和FET Q2的DC输入电压被切换。
另外，本体二极管D1以所谓的反平行状态与FET Q1连接。换句话说，FET Q1的漏极与本体二极管D1的负极连接，并且FET Q1的源极与本体二极管D1的正极连接，使得FET Q1的正向和本体二极管的正向相反。类似地，本体二极管D2以反平行状态与FET Q2连接。由变压器T的初级线圈N1、变压器T的漏电感部件(leakage inductance component)L1和谐振电容器C1组成的串联谐振电路与FET Q2并联连接。
另一方面，谐振电容器不与FET Q1连接。然而，正如人们通常所熟悉的，具有与FET Q2并联连接的谐振电容器而不具有与FET Q1并联连接的任何谐振电容器的配置的谐振操作，与具有分别与FET Q1和FET Q2并联连接的两个谐振电容器的配置类似。
控制电路9被设置用于通过外部激励开关驱动FET Q1和FET Q2，并且例如包括如图1所示的振荡器10和驱动电路11。振荡器10生成具有预定频率的振荡信号，并将该振荡信号提供至驱动电路11。驱动电路11使用输入的振荡信号生成用来开关驱动FET Q1和FET Q2的驱动信号SG1和SG2。
基于输入到驱动电路11的振荡器10的输出信号，来确定这些驱动信号SG1和SG2的频率。另外，在驱动信号SG1的相位和驱动信号SG2的相位之间存在180度的相位差。因此，FET Q1和FET Q2根据由振荡电路11生成的振荡信号频率确定的开关频率以交替导通/截止的方式来执行开关操作。
另外，以设置了瞬变周期(FET Q1和FET Q2在此期间同时截止)的方式形成驱动信号SG1和SG2的波形。控制电路9还包括误差放大器12和光耦合器(photocoupler)13。
变压器T被设置为用来将FET Q1和FET Q2的开关输出从初级侧传输到次级侧，并通过将初级线圈N1和次级线圈N2缠绕在铁心上而制成。此外，漏电感部件L1提供谐振操作。初级线圈N1的一端与FET Q1和FET Q2之间的连接节点相连接，而另一端经由串联谐振电容C1与DC输入电压Vdc的负极侧相连接。
这里，漏电感部件L1与谐振电容C1串联连接，L1和C1的该串联连接形成了初级侧串联谐振电路。FET Q1和FET Q2的开关输出被提供至初级侧串联谐振电路，这使得初级侧串联谐振电路的开关操作成为电流谐振操作。
在变压器T的次级侧，形成在次级线圈N2的中心点处的中心抽头与次级侧地相连接。另外，如图1所示连接的整流二极管D3和D4以及平滑电容器Co形成了次级侧全波整流器。在次级线圈N2上激励的交流电压被该次级侧全波整流器整流并平滑。次级侧DC电压Vout作为平滑电容器Co两端的电压而生成，并被提供给负载。
另外，次级侧DC电压Vout被分支并提供到控制电路9中的误差放大器12。在误差放大器12中，将次级侧DC电压Vout的电平和基准电压Vref的预定电平相互比较，生成具有与两个电平间的误差相对应的电平的误差信号，并将该误差信号经由光耦合器13提供至振荡器10。光耦合器13被设置为用来将初级侧与次级侧隔离，以精确地将误差信号从次级侧反馈至振荡器10(假设设置在初级侧)。电阻Ro被设置为根据误差信号来调节注入至光耦合器13中的光电二极管的电流。
振荡器10是根据误差信号改变其振荡频率的变频振荡器。从初级侧传输到次级侧的能量的量随着FET Q1和FET Q2的开关频率的变化而变化，结果，可变地控制了次级侧DC电压Vout的电平。因此，次级侧DC输出电压能够通过上述控制系统来稳定。
具体地，进行稳定控制，使得当次级侧DC电压Vout的电平降低时，开关频率低。因此，传输到次级侧的能量的量增加，从而次级侧DC电压Vout升高。当次级侧DC电压Vout的电平升高时，开关频率高，结果，传输到次级侧的能量的量减小，从而次级侧DC电压Vout降低。可选地，取代振荡器10，可以使用脉宽调制电路通过改变其输出脉冲的脉宽来稳定输出电压。
图2示出了作为图1示出的整个电路的一部分的包括FET Q1和FETQ2的电路。图3示出了当开关电源电路的电源在稳定状态时(或者开关电源电路在正常操作状态时)，驱动信号SG1和SG2的波形，电流IQ1、IQ2和IL的波形以及谐振电容C1两端的电压VC1的波形。这里，电流IQ1和IQ2分别表示流经FET Q1和FET Q2的电流，而电流IL表示流经谐振电路的电流。
如图3A和图3B所示，驱动电路11将驱动信号SG1和SG2分别提供至FET Q1和FET Q2的栅极。FET Q1在驱动信号SG1为正极性脉冲的高电平的时间段内导通，而FET Q1在驱动信号SG1为低电平的时间段内截止。对于FET Q2和驱动信号SG2同样如此。
以下将描述处于正常操作状态下的包括FET Q1和FET Q2的上述电路的操作。首先，在时间段t1的起始处，由于驱动信号SG1变成高电平，因此FET Q1变为导通，如图3C所示，电流IQ1流经从Q1、L1和N1到C1的路径。
在瞬变时间段t2，驱动信号SG1处于低电平，因此FET Q1和FET Q2都截止。在该情况下，图3D中示出的IQ2瞬时流经从D2、L1和N1到C1的路径，以保持由漏电感部件L1和谐振电容器C1形成的谐振状态。
在时间段t3的起始处，由于驱动信号SG2变成高电平，因此FET Q2变为导通。在这种情况下，由于由漏电感部件L1和谐振电容器C1形成的谐振状态继续，所以电流IQ2流经从D2、L1和N1到C1的路径和从Q2、L1和N1到C1的路径。然而，由于由漏电感部件L1和谐振电容器C1形成的谐振状态，随着时间的推移，电流IQ2开始反向流经从C1、N1和L1到Q2的路径。
时间段t4是瞬变时间段，其中驱动信号SG2处于低电平，因此FETQ2截止。由于FET Q1也截至，因此如图3C所示，IQ1流经从C1、N1和L1到Q1的路径。在时间段t4结束后，电路的操作再次返回到时间段t1中的操作。
上述开关电源电路配备有用于保护电源电路或负载电路的过电流限制电路。当检测到过电流时，过电流限制电路停止转换器电路的操作。
图4示出了配备有过电流限制电路的开关电源电路的实例。在图4中没有示出图1中的漏电感部件L1、输出侧平滑电容器Co、负载、反馈回路等。在图5及随后的附图中，也没有示出上述元件。过电流限制电路6包括比较器6a。
例如，流过变压器T的初级侧的电流在电流检测点5被检测为电压。所获得的电压被发送到比较器6a，并与DC电压电源6b的电压值相比较。当检测到过电流时，所检测的电压超过DC电压电源6b的电压值，并且比较器6a的输出的极性被反转。DC-DC转换器4的操作被比较器6a的输出停止。具体地，FET Q1和FET Q2的开关操作停止。因此，切断了对负载的输出电源。
在电源电路的输入侧的电压降低或切断的情况下，开关电源电路有必要继续尽可能长地向负载提供功率。电源电路在对电源电路的输入被切断之后能够继续提供功率的时间称为保持时间。保持时间越长，负载电路越能更容易地执行终止处理。因此，保持时间越长，越理想。例如，假设负载电路用大约20ms来检测输入的切断，并且负载电路还用大约20ms将信息从易失存储器传输到非易失存储器。在这种情况下，保持时间必须多于40ms。
在输入被切断的情况下，通过电源电路内部存储的能量继续向负载电路提供功率。电源电路内部的能量存储在隔直电容器Ci中。随着电容器Ci中存储的能量的一部分被释放，电容器Ci两端的端电压降低。因此，为了释放出恒定的能量的量，随着电器容Ci两端的电压降低，当考虑到等式“电流＝功率/电压”时，有必要从电容器Ci取出更多的电流。
在现有电源电路中，由于过电流限制电路6如上所述的运行，因此DC-DC转换器4的操作停止。结果，电源电路的操作停止，并且对负载电路的电源被切断。如上所述，存在由于过电流限制电路6的停止而可能难以延长保持时间的问题。
在日本未审查专利申请公开07-312861、日本未审查专利申请公开2004-166440以及日本未审查专利申请公开2002-51540中，披露了改变过电流限制电路的阈值的技术。
发明内容
日本未审查专利申请公开07-312861披露的技术用于以正常运行常数来保持开关电源设备的输出电压，并且其主要目标是降低输入电压检测电路的功耗。日本未审查专利申请公开2004-166440披露的技术的主要目标是充分利用功率因数增强电路(power factor improvement circuit)的性能。日本未审查专利申请公开2002-51540披露的技术的主要目标是提高效率。因此，难以使用这些未审查专利申请公开中披露的内容来延长保持时间。
因此，根据本公开的实施方式，提供了一种即使该设备配备有过电流限制电路也能够延长保持时间的开关电源设备。
根据本公开实施方式的开关电源设备，包括：开关DC-DC转换器，用于接收输入电压；电流检测单元，用于检测来自DC-DC转换器的电流；输入电压检测单元，用于检测输入电压的减小或切断；过电流限制电路，用于在由电流检测单元检测的电流超过阈值时，停止DC-DC转换器的操作；以及阈值控制单元，用于改变过电流限制电路的阈值，使得如果由输入电压检测单元检测到输入电压的减小或切断，则延长检测到输入电压的减小或切断的时间与DC-DC转换器的操作停止的时间之间的时间段。
本公开的第一实施方式在进一步包括DC-DC转换器之前的AC/DC转换器，其中，输入电压检测单元检测提供到AC/DC转换器的AC电压的减小或切断。
本公开的第二实施方式进一步包括在DC-DC转换器之前的平滑电容器，其中，输入电压检测单元检测平滑电容器两端的端电压的减小或切断。
根据本公开的实施方式，可以延长保持时间，从而负载电路可以更容易地执行终止处理。
附图说明
图1是示出现有开关电源设备的配置的电路图；
图2是用于描述现有开关电源设备的操作的电路图；
图3A～图3F是示出当现有开关电源设备运行时该设备的若干部分的信号波形的波形图；
图4是用于描述现有开关电源设备的过电流限制电路的电路图；
图5A和图5B是通过比较示出现有设备和根据本公开的设备之间的优点和缺点的概图；
图6是示出阈值控制的实例的概图；
图7是示出阈值控制的另一实例的概图；
图8是示出第一实施方式的第一实例的电路图；
图9是示出第一实施方式的第二实例的电路图；
图10是示出第一实施方式的第三实例的电路图；
图11是示出第二实施方式的第一实例的电路图；
图12是示出第二实施方式的第二实例的电路图；
图13是示出第二实施方式的第三实例的电路图；
图14是示出第三实施方式的第一实例的电路图；
图15是示出第三实施方式的第二实例的电路图；
图16是示出第三实施方式的第三实例的电路图。
具体实施方式
以下将描述本公开的实施方式。
将按如下顺序就以下主题对实施方式进行描述。
<1.本公开的优点>
<2.第一实施方式>
<3.第二实施方式>
<4.第三实施方式>
<5.变形例>
尽管将在下文中描述的实施方式是优选实施方式，并且对这些实施方式进行了各种技术上优选的限制，但是应当理解的是，除非本公开的任何限制明确地在下面的说明书中指出，否则本公开的宽度和范围并不限于任何以下的实施方式。
<1.本公开的优点>
本公开的优点如下：根据本公开的设备通过直接监测输入电压或者通过检测隔直电容器两端的电压的减小来检测输入电压的减小或切断，并在设备电路的运行和负载不被阈值的改变不利地影响的范围内，改变过电流限制电路运行时使用的阈值。通过改变阈值，可以取出更多电流。通过取出更多电流，即使隔直电容器Ci两端的电压减小，也可以延长输出的保持时间。
将参照图5A和5B描述延长输出的保持时间的优点。图5A示出了配备有现有过电流限制电路的现有设备的操作，而图5B示出了根据本公开的实施方式的操作。在图5A中，电压变化a示出了隔直电容器Ci两端的端电压，即，对DC-DC转换器4的输入电压；b表示操作电压范围；c表示输入电压被切断的时间；d表示直到该时间之前输出电压被保持的界限时间(limiting time)；e表示在变压器T的初级侧流动的电流的变化；f表示过电流阈值；并且g表示输出电压。尽管电流实际上是振荡的，图5A中的e示出了电流的包络。在图5B中，a、b′、c、d′、e′、f′和g′分别是图5A中的a、b、c、d、e、f和g的对应部分。图5B中的电压变化和输入电压被切断的时间与图5A中相同，因此用同样的字母表示。
如图5A和图5B中所示，当输入在时间c被切断时，电压a和a′开始减小。在图5A中，为了保持输出电压g向负载提供恒定的输出功率，电流e开始增大。图5B中的e′和g′之间的关系也是如此。如图5A所示，电流e在时间d处变得大于过电流限制电路的阈值f，从而DC-DC转换器4的操作被过电流限制电路6停止。由于DC-DC转换器4的停止，输出电压减小。结果，现有设备可以操作的电压范围变成由图5A中的b示出的范围，从而输出的保持时间是时间c和时间d之差。
在本公开的实施方式中，如图5B所示，过电流阈值f′在输入电压被切断的时间c处被设置为高于f。结果，电流e′变得大于阈值f′的时间变成d′。因为时间d′比时间d晚，因此根据该实施方式的设备可以操作的电压范围从b扩大到b′，从而输出的保持时间变成时间c和时间d′之差。时间c和时间d′之差大于时间c和时间d之差，从而，在该实施方式中，扩大了输出的保持时间。
根据本公开实施方式的设备中使用的过电流限制电路的电路部件的尺寸很小，从而可以容易地将这些部件添加到现有集成电路。另外，由于保持时间可以延长，因此可以使得隔直电容器的电容很小。由于可以将具有小电容的小型电容器用作隔直电容器，因此缓解了对于电源电路的设计的机械限制，结果，可以以较小尺寸来设计电源电路。
阈值不仅可以逐步地改变，而且还可以以图6示出的曲线来改变。例如，如果输出功率恒定，则电容电压(x轴)和电流(y轴)之间的关系由图6中的曲线o示出。由于现有设备中使用的过电流阈值p恒定，因此过电流限制操作在电流超过阈值p的点(由q示出)运行。因此，现有设备不能以等于或小于与该点对应的电压值的电容电压运行。另一方面，通过根据电流o以曲线改变阈值r，可以实现在现有设备能够正常运行的范围内，使电流不超过阈值r。
图7示出了以两步骤改变阈值的配置。如p所示，现有设备中使用的过电流阈值是恒定的。另一方面，在根据本公开实施方式的设备中使用阈值r′，该阈值r′以两步骤改变，使得其值在电容电压低的范围内高而在电容电压高的范围内低。通过使用这样的阈值r′，DC-DC转换器可以运行直到电容电压降低到由q′示出的点。
<2.第一实施方式>
以下将参照附图描述本公开的第一实施方式。在第一实施方式中，开关电源设备检测输入电压的减小或切断，并在设备电路的操作和负载不被阈值的改变不利地影响的范围内，改变过电流限制电路运行时使用的阈值。在这种情况下，通过如上所述改变阈值，可以取出更多电流。通过取出更多电流，即使在隔直电容器Ci两端的电压减小时，也能延长输出的保持时间。将根据第一实施方式的这种方法称为输入电压检测方法。
“输入电压检测方法的第一实例”
图8示出了根据输入电压检测方法的过电流限制电路的第一实例。除了过电流限制电路61的配置之外，图8中示出的配置与图4中示出的配置相同。在图8中，AC/DC转换器3的输入侧上的AC电压被提供至二极管7a的正极，并且二极管7a的负极经由电阻器7b和7c接地。电容器7d与电阻器7c并联连接。在电阻器7b和电阻器7c之间的连接节点处生成输入AC电压的整流电压。
整流电压被提供到比较器7e，并通过比较器7e与DC电压源7f(阈值7f)相比较。当施加到比较器7e的(+)输入的电压(下文中称为Vin+)高于施加到比较器7e的(-)输入的电压(下文中称为Vin-)时，比较器7e的输出变为处于高电平(“处于高电平”在下文中将相应地简称为“H”)，而当Vin-大于Vin+时，变为处于低电平(“处于低电平”在下文中将相应地简称为“L”)。在提供了输入AC电压的正常操作状态下，比较器7e的Vin-大于Vin+，从而输出变成L。
比较器7e的输出电压经由电阻器6d提供到比较器6a的(-)输入。由电阻器6c和DC电压电源6b组成的串联电路连接在比较器6a的(-)输入和地之间。当比较器7e的输出为L时，由DC电压电源6b、电阻器6c以及电阻器6d确定的阈值被提供到比较器6a的(-)输入。
在该状态下，如果通过转换在电流检测点5处检测的电流而获得的电压超过阈值，则比较器6a的输出变成H。尽管图8中未示出，但是比较器6a的输出被提供到DC-DC转换器4的振荡器、PMW调制器等，并且当比较器6a的输出变成H时，FET Q1和FET Q2的开关操作停止。换句话说，停止DC-DC转换器4的操作，并执行过电流限制操作。
如果将输入AC电压减小或切断，则提供到比较器7e的Vin-减小或变成0伏，结果，Vin+变得大于Vin-，比较器7e的输出变成H。因此，比较器6a的阈值变得比比较器7e的输出为L时高。结果，如果输入AC电压减小或切断，则过电流限制电路61的阈值变高，从而可以延长输出的保持时间。
“输入电压检测方法的第二实例”
图9示出了根据输入电压检测方法的过电流限制电路的第二实例。除了过电流限制电路62的配置，图9中示出的配置与图4中示出的配置相同。AC/DC转换器3的输入侧上的AC电压的整流输出经由电阻器15发送到NPN晶体管16的基极。晶体管16的发射极接地，并且晶体管16的集电极经由电阻器17与正DC电压电源线连接。另外，晶体管16的集电极经由电阻器18与NPN晶体管19的基极连接。晶体管19的发射极接地，并且晶体管19的集电极经由电阻器20与电阻器21和电阻器22之间的连接节点连接。
电阻器21和电阻器22的串联电路设置在电流检测点5和地之间。在电阻器21和电阻器22之间的连接节点处生成的电压被提供到并联稳压器23的基准端。并联稳压器23的正极接地，而并联稳压器23的负极经由电阻器24与正DC电压电源线连接。另外，并联稳压器23的负极经由电阻器25与NPN晶体管26的基极连接。
晶体管26的发射极接地，而晶体管26的集电极经由电阻器27与正DC电压电源线连接。DC-DC转换器4的操作由在晶体管26的集电极处生成的输出来控制。以这样的方式控制DC-DC转换器4的操作，即，如果晶体管26的输出为H，则DC-DC转换器4的操作停止。
以下将描述过电流限制电路的第二实例的操作。在提供输入AC电压的正常操作状态下，晶体管16由于AC电压的整流输出而是导通的，并且晶体管16的集电极为L。因此，晶体管19变为截止。因此，电阻器21和22之间的连接节点变成处于与连接节点不经由电阻器20与晶体管19连接的状态类似的状态。
通过由电阻器21和电阻器22对通过转换在电流检测点5检测的电流而获得的电压进行分压获得的电压被提供到并联稳压器23的基准端。提供到基准端的电压(即，电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压)与嵌在并联稳压器23中的基准电压(等于阈值)进行比较，并且对应于上述两个电压之差的电流在并联稳压器23的正极和负极之间流动。
在正常操作状态下，电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压低于并联稳压器的基准电压，没有电流流经并联稳压器23。因此，晶体管26变为导通，晶体管26的集电极变成L。在这种情况下，不执行过电流限制操作。当通过转换在电流检测点5处检测的电流而获得的电压变大，并且电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压变得高于并联稳压器23基准变压时，电流流经并联稳压器23，从而晶体管26变为截止。结果，晶体管26的集电极变成H，DC-DC转换器4的操作停止。换句话说，执行过电流限制操作。
在输入电压既不减小也不切断的状态下，晶体管16是导通的，并且晶体管19是截止的，从而电阻器21和22之间的连接节点变成处于与不连接晶体管19的状态类似的状态。另一方面，如果输入电压减小或切断，则晶体管16变为截止，并且晶体管19变为导通，从而电阻器20相当于与电阻器22并联连接。结果，由于通过电阻R20形成了支路，因此电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压变低。
如上所述，如果发生了输入电压的减小或切断，则对并联稳压器23的输入电压降低。这相当于增大了并联稳压器23的基准电压(阈值)。因此，如果发生了输入电压的减小或切断，则可以延长保持时间。
“输入电压检测方法的第三实例”
图10示出了根据输入电压检测方法的过电流限制电路的第三实例。除了过电流限制电路63的配置，图10中示出的配置与图4中示出的配置相同。AC/DC转换器3的输入侧上的AC电压的整流输出经由电阻器15发送到NPN晶体管16的基极。晶体管16的发射极接地，并且晶体管16的集电极经由电阻器17与正DC电压电源线连接。另外，晶体管16的集电极经由电阻器18与NPN晶体管19的基极连接。晶体管19的发射极接地。
过电流限制电路的第三实例配备有齐纳二极管32。齐纳二极管32的负极与电流检测点5连接，而齐纳二极管32的正极经由电阻器33接地。电阻器31和齐纳二极管32的负极之间的连接节点经由电阻器20与晶体管19的集电极连接。从齐纳二极管32的正极和电阻器33之间的连接节点取出用于控制DC-DC转换器4的操作的控制信号。
以下将描述过电流限制电路的第三实例的操作。在提供输入AC电压的正常操作状态下，由于AC电压的整流输出，晶体管16是导通的，并且晶体管19变为截止。因此，电阻器31和齐纳二极管32的负极之间的连接节点变成处于与连接节点不经由电阻器20与晶体管19连接的状态类似的状态。
当通过转换在检测点5处检测的电流而获得的电压没有超过齐纳二极管32的齐纳电压(阈值)时，没有电流流经齐纳二极管32。因此，电阻器33两端的电压很低，使得控制输出变成L。换句话说，DC-DC转换器4的操作没有被停止。如果通过转换在电流检测点5处检测的电流而获得的电压超过了齐纳二极管32的齐纳电压(阈值)，则控制信号变成H，并且DC-DC转换器4的操作停止。换句话说，执行过电流限制操作。
如果输入电压减小或切断，则晶体管16变为截止，并且晶体管19变为导通，从而由电阻器R20形成了支路，施加到齐纳二极管32的电压降低。如上所述，由于输入电压的减小或切断，对齐纳二极管32的输入电压降低。这相当于增大了齐纳二极管32的齐纳电压(阈值)。因此，如果发生了输入电压的减小或切断，则可以延长保持时间。
<3.第二实施方式>
以下将参照附图描述本公开的第二实施方式。在第二实施方式中，开关电源设备通过监测隔直电容器两端的电压检测输入电压的减小或切断，并在设备电路的操作和负载不被阈值的改变不利地影响的范围内，改变过电流限制电路运行时使用的阈值。在这种情况下，通过如上所述地改变阈值，可以取出更多电流。通过取出更多电流，即使在隔直电容器Ci两端的电压减小时，也能延长输出的保持时间。将根据第二实施方式的这种方法称为隔直电容器电压检测方法。
“隔直电容器电压检测方法的第一实例”
图11示出了根据隔直电容器电压检测方法的过电流限制电路的第一实例。
除了过电流限制电路64的配置之外，图11中示出的配置与图4中示出的配置相同。该实例具有与上述输入电压检测方法的第一实例的配置(参照图8)相对应的配置。
隔直电容器Ci的一端经由电阻器8a和8b接地。电阻器8a和8b之间的连接节点处的电压被提供到比较器8c的(-)输入，并由比较器8c与DC电压源8d(阈值8d)进行比较。当Vin+大于Vin-时，比较器8c的输出变为处于高电平(“处于高电平”在下文中将相应地简称为“H”)，而当Vin-大于Vin+时，变为处于低电平(“处于低电平”在下文中将相应地简称为“L”)。在提供输入AC电压的正常操作状态下，比较器8c的Vin-大于Vin+，从而输出变成L。
比较器8c的输出电压经由电阻器6d提供到比较器6a的(-)输入。由电阻器6c和阈值电压6b(DC电压电源6b)组成的串联电路连接在比较器6a的(-)输入和地之间。当比较器8c的输出为L时，由DC电压电源6b、电阻器6c以及电阻器6d确定的阈值被提供到比较器6a的(-)输入。
在该状态下，如果通过转换在电流检测点5处检测的电流而获得的电压超过该阈值，则比较器6a的输出变成H。尽管图11中未示出，但是比较器6a的输出被提供至DC-DC转换器4的振荡器、PMW调制器等，并且当比较器6a的输出变成H时，FET Q1和FET Q2的开关操作停止。换句话说，停止DC-DC转换器4的操作，并执行过电流限制操作。
如果输入AC电压减小或切断，则隔直电容器Ci两端的端电压减小，提供到比较器8c的电压减小或变成0伏，结果，比较器8c的输出变成H。因此，比较器6a的阈值变得比比较器8c的输出为L时高。结果，如果隔直电容器Ci两端的端电压减小或变成0伏，则用于过电流限制电路64的运行的阈值变高，从而可以延长输出的保持时间。
“隔直电容电压检测方法的第二实例”
图12示出了根据隔直电容器电压检测方法的过电流限制电路的第二实例。除了过电流限制电路65的配置之外，图12中示出的配置与图4中示出的配置相同。该实例具有与上述输入电压检测方法的第二实例的配置(参照图9)相对应的配置。
隔直电容器Ci的一端经由电阻器8a和8b接地。电阻器8a和8b之间的连接节点处的电压被提供到NPN晶体管8f的基极。晶体管8f的发射极接地，并且晶体管8f的集电极经由电阻器8g与正DC电压电源线连接，并且还经由电阻器18与晶体管19的基极连接。晶体管19的发射极接地，并且晶体管19的集电极经由电阻器20与电阻器21和电阻器22之间的连接节点连接。
由电阻器21和电阻器22组成的串联电路设置在电流检测点5和地之间。在电阻器21和电阻器22之间的连接节点处生成的电压被提供到并联稳压器23的基准端。并联稳压器23的正极接地，并且并联稳压器23的负极经由电阻器24与正DC电压电源线连接。另外，并联稳压器23的负极经由电阻器25与NPN晶体管26的基极连接。
晶体管26的发射极接地，并且晶体管26的集电极经由电阻器27与正DC电压电源线连接。DC-DC转换器4的操作由在晶体管26的集电极处生成的输出来控制。以这样的方式控制DC-DC转换器4的操作，即，如果晶体管26的输出为H，则DC-DC转换器4的操作停止。
图12中所示的根据隔直电容电压检测方法的过电流限制电路的第二实例的操作与图9中所示的过电流限制电路62的操作类似。因此，电阻21和22之间的连接节点变成处于与连接节点不经由电阻器20与晶体管19连接的状态类似的状态。在该状态下，电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压低于并联稳压器23的基准电压，没有电流流经并联稳压器23。因此，晶体管26变为导通，并且晶体管26的集电极变成L。在这种情况下，不执行过电流限制操作。
当通过转换在检测点5处检测的电流而获得的电压变大，并且电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压变得高于并联稳压器23基准变压时，电流流经并联稳压器23，从而晶体管26变为截止。结果，晶体管26的集电极变成H，并且DC-DC转换器4的操作停止。换句话说，执行过电流限制操作。
如果输入电压减小或切断，则晶体管8f变为截止，并且晶体管19变为导通，从而电阻器20相当于与电阻器22并联连接。结果，由于通过电阻器R20形成了支路，因此电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压变低。这相当于增大了并联稳压器23的基准电压(阈值)。因此，如果发生了输入电压的减小或切断，则可以延长保持时间。
“隔直电容器电压检测方法的第三实例”
图13示出了根据隔直电容器电压检测方法的过电流限制电路的第三实例。除了过电流限制电路66的配置之外，图13中示出的配置与图4中示出的配置相同。该实例具有与上述输入电压检测方法的第三实例的配置(参照图10)相对应的配置。
根据隔直电容器电压检测方法的第三实例配备有齐纳二极管32。齐纳二极管32的负极经由电阻器31与电流检测点5连接，并且齐纳二极管32的正极经由电阻器33接地。电阻器31和齐纳二极管32的负极之间的连接节点经由电阻器20与晶体管19的集电极连接。从齐纳二极管32的正极和电阻器33之间的连接节点取出用于控制DC-DC转换器4的操作的控制信号。
第三实例的操作与图10中所示的过电流限制电路62的操作类似。具体地，当如预期的那样生成隔直电容器Ci两端的端电压时，晶体管19是截止的。因此，电阻器31和齐纳二极管32的负极之间的连接节点变成处于与连接节点不经由电阻器20与晶体管19连接的状态类似的状态。当通过转换在电流检测点5处检测的电流而获得的电压没有超过齐纳二极管32的齐纳电压(阈值)时，控制输出变成L，从而DC-DC转换器4的操作没有被停止。如果通过转换在检测点5处检测的电流而获得的电压超过了齐纳二极管32的齐纳电压(阈值)，则控制信号变成H，DC-DC转换器4的操作停止。换句话说，执行过电流限制操作。
如果隔直电容器Ci两端的端电压减小或变成0伏，则晶体管8f变为截止，并且晶体管19变为导通，从而由电阻R20形成了支路，施加到齐纳二极管32的电压降低。
如上所述，如果发生了输入电压的减小或切断，则对齐纳二极管32的输入电压降低，从而可以延长保持时间。
<4.第三实施方式>
以下将参照附图描述本公开的第三实施方式。第三实施方式使用上述输入电压检测方法和隔直电容器检测方法的组合。将该方法称为组合方法。
“组合方法的第一实例”
图14示出了根据组合方法的过电流限制电路的第一实例。除了过电流限制电路67的配置，图14中示出的配置与图4中示出的配置相同。该实例具有与上述输入电压检测方法的第一实例的配置(参照图8)和上述隔直电容器电压检测方法的第一实例的配置(参照图11)相对应的配置。
对于图14中与图8和图11中的部件相对应的部件，分别给出与图8和图11中相同的参考标号。比较器7e的输出和比较器8c的输出被提供到与门(AND gate)41。当输入电压减小或切断时，比较器7e的输出变成H。当隔直电容器两端的端电压减小时，比较器8c的输出变成H。因此，当同时发生输入电压的减小或切断以及隔直电容器两端的端电压的减小时，与门41的输出变成H。
与门41的输出经由电阻器6d提供到比较器6a的(-)输入。当与门41的输出为L时，由DC电压电源6b、电阻器6c以及电阻器6d确定的阈值被提供到比较器6a的(-)输入。当与门41的输出为H时，比较器6a的阈值变得比与门的输出为L时高。因此，如果同时发生输入AC电压的减小或切断以及隔直电容器两端的端电压的减小，则过电流限制电路67的阈值变高，从而可以延长输出的保持时间。
“组合方法的第二实例”
图15示出了根据组合方法的过电流限制电路的第二实例。除了过电流限制电路68的配置，图15中示出的配置与图4中示出的配置相同。该实例具有与上述输入电压检测方法的第二实例的配置(参照图9)和上述隔直电容器电压检测方法的第二实例的配置(参照图12)相对应的配置。
对于图15中与图9和图12中的部件相对应的部件，分别给出与图9和图12相同的参考标号。该实例的并联稳压器23的基准端侧的配置(由晶体管19、电阻器18、20、21和22组成)以及并联稳压器23的输入/输出端的配置(由晶体管26、电阻器24、25和27组成)与输入电压检测方法的第二实例和隔直电容器电压检测方法的第二实例均相同。
在输入电压检测方法的第二实例中，如果输入电压减小或切断，则晶体管16变为截止。在隔直电容器电压检测方法的第二实例中，如果隔直电容器两端的电压减小，则晶体管8f变为截止。因此，在晶体管16的集电极和晶体管8f的集电极彼此连接的情况下，仅当晶体管16和8f均截至时，施加到晶体管19的基极的电压为H。
因此，仅当同时发生输入电压的减小或切断以及隔直电容器两端的端电压的减小时，晶体管19才变为导通，从而电阻器20和电阻器22并联连接。结果，由于电阻器R20形成了支路，因此电阻器21和电阻器22之间的连接节点处的电压变低。降低对并联稳压器23的输入电压相当于增大并联稳压器23的基准电压(阈值)。结果，如果同时发生了输入AC电压的减小或切断以及隔直电容器两端的端电压的减小，则可以延长输出的保持时间。
“组合方法的第三实例”
图16示出了根据组合方法的过电流限制电路的第三实例。除了过电流限制电路69的配置，图16中示出的配置与图4中示出的配置相同。该实例具有与上述输入电压检测方法的第三实例的配置(参照图10)和上述隔直电容器电压检测方法的第三实例的配置(参照图13)相对应的配置。
对于图16中与图10和图13中的部件相对应的部件，分别给出与图10和图13中相同的参考标号。关于齐纳二极管32的配置(由晶体管19、电阻器18、20、31和33组成)与输入电压检测方法的第三实例和隔直电容器电压检测方法的第三实例均相同。
在输入电压检测方法的第三实例中，如果输入电压减小或切断，则晶体管16变为截止。在隔直电容器电压检测方法的第三实例中，如果隔直电容器两端的电压减小，则晶体管8f变为截止。因此，在晶体管16的集电极和晶体管8f的集电极彼此连接的情况下，仅当晶体管16和8f均截至时，施加到晶体管19的基极的电压为H。
因此，仅当同时发生输入电压的减小或切断以及隔直电容器两端的端电压的减小时，晶体管19才变为导通，从而由电阻器20形成了支路，并施加至齐纳二极管32的电压降低。降低施加至齐纳二极管32的电压相当于增大齐纳二极管32的齐纳电压(阈值)。结果，如果同时发生了输入AC电压的减小或切断以及隔直电容器两端的端电压的减小，则可以延长输出的保持时间。
<5.变形例>
尽管已经在三个实施方式及其实例中具体描述了本公开，但是本公开不限于这些实施方式和实例，而是可以基于本公开的技术思想作出各种变形。例如，在上述组合方法中，是通过使用输入电压检测方法和隔直电容电压检测方法的与操作(AND operation)来改变阈值的。然而，可以通过使用两种输出的或操作(OR operation)来改变阈值。另外，可以设想使用不同于上述电流谐振转换器的开关电源电路作为DC-DC转换器。
本申请包含与在2010年7月21日在日本专利局提交的日本优先权专利申请JP2010-163842的公开相关的主题，其全部内容结合于此作为参考。
本领域技术人员应当理解，在所附权利要求或其等同替换的范围内，根据设计需求和其他因素，可以进行各种修改、组合、子组合以及替换。

Claims (6)

1.一种开关电源设备，包括：
开关DC-DC转换器，用于接收输入电压；
电流检测单元，用于检测来自所述DC-DC转换器的电流；
输入电压检测单元，用于检测所述输入电压的减小或切断；
过电流限制电路，用于在由所述电流检测单元检测的所述电流超过阈值时，停止所述DC-DC转换器的操作；以及
阈值控制单元，用于改变所述过电流限制电路的所述阈值，使得如果由所述输入电压检测单元检测到所述输入电压的减小或切断，则延长检测到所述输入电压的减小或切断的时间与所述DC-DC转换器的操作停止的时间之间的时间段。
2.根据权利要求1所述的开关电源设备，进一步包括位于所述DC-DC转换器之前的AC/DC转换器，其中，
所述输入电压检测单元检测提供至所述AC/DC转换器的AC电压的减小或切断。
3.根据权利要求1所述的开关电源设备，进一步包括位于所述DC-DC转换器之前的平滑电容器，其中，
所述输入电压检测单元检测所述平滑电容器两端的端电压的减小。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源设备，其中，
所述过电流限制电路包括用于将由所述电流检测单元检测的所述电流或者通过转换所述电流而获得的电压与阈值相比较的比较器，以及
所述阈值控制单元改变所述阈值。
5.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源设备，其中，
所述过电流限制电路包括并联稳压器，由所述电流检测单元检测的所述电流或者通过转换所述电流而获得的电压被提供到所述并联稳压器的基准端，以及
所述阈值控制单元改变提供到所述基准端的所述电压的值。
6.根据权利要求1至3中任意一项所述的开关电源设备，其中，
所述过电流限制电路包括齐纳二极管，由所述电流检测单元检测的所述电流或者通过转换所述电流而获得的电压被提供到所述齐纳二极管的负极，以及
所述阈值控制单元改变提供到所述负极的所述电压的值。
CN201110197777.8A 2010-07-21 2011-07-14 开关电源设备 Expired - Fee Related CN102347690B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010163842A JP5699470B2 (ja) 2010-07-21 2010-07-21 スイッチング電源装置
JP2010-163842 2010-07-21

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102347690A true CN102347690A (zh) 2012-02-08
CN102347690B CN102347690B (zh) 2016-08-10

Family

ID=45493490

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110197777.8A Expired - Fee Related CN102347690B (zh) 2010-07-21 2011-07-14 开关电源设备

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8711579B2 (zh)
JP (1) JP5699470B2 (zh)
CN (1) CN102347690B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104600822A (zh) * 2013-10-30 2015-05-06 李尔公司 电池充电器模块及确定其的ac供电状态的方法
CN107529255A (zh) * 2016-06-19 2017-12-29 周尧 一种一体成型的开关电源
CN113394981A (zh) * 2020-06-10 2021-09-14 成都芯源系统有限公司 具有自动调节频率的谐振变换器及其控制方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5699470B2 (ja) * 2010-07-21 2015-04-08 ソニー株式会社 スイッチング電源装置
CN103138571A (zh) * 2011-11-30 2013-06-05 Ge医疗系统环球技术有限公司 电源电路及包括该电源电路的便携式超声检测装置
CN104380844B (zh) * 2012-10-25 2017-07-28 飞利浦灯具控股公司 用于驱动负载尤其是led单元的驱动器设备和驱动方法
DE102016208227B4 (de) * 2016-05-12 2024-03-07 Siemens Aktiengesellschaft Getaktete Stromversorgungseinheit mit galvanischer Trennung
CN106787790B (zh) * 2016-11-25 2021-04-13 广东百事泰医疗器械股份有限公司 一种长寿命智能降压转换装置
FR3064829B1 (fr) * 2017-04-03 2019-04-05 Valeo Siemens Eautomotive France Sas Procede de protection contre un courant de surpuissance dans un circuit resonnant
ES2717341B2 (es) * 2017-12-20 2020-07-06 Power Electronics Espana S L Sistema y metodo de proteccion dinamico contra sobrecorriente para convertidores de potencia
CN110572058B (zh) * 2018-06-05 2021-04-23 东莞东骅电子科技有限公司 可延长保持时间的电源供应器
JP2022039229A (ja) * 2020-08-28 2022-03-10 沖電気工業株式会社 電源装置及び画像形成装置
JP2022085225A (ja) * 2020-11-27 2022-06-08 富士電機株式会社 電流検出回路、電源回路
CN116941173A (zh) * 2021-03-02 2023-10-24 Tdk株式会社 开关电源装置和电力供应系统
JP2023049712A (ja) * 2021-09-29 2023-04-10 国立大学法人 岡山大学 制御方法、制御装置及び制御システム

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63283465A (ja) * 1987-05-14 1988-11-21 Seiko Epson Corp スイッチング電源装置のスイッチング素子保護回路
JPH08340672A (ja) * 1995-06-12 1996-12-24 Fuji Elelctrochem Co Ltd 過電流保護機能を有するスイッチングレギュレータ
CN1482726A (zh) * 2002-04-15 2004-03-17 ��ʿͨ��ʽ���� 开关电源装置
JP2004166440A (ja) * 2002-11-15 2004-06-10 Cosel Co Ltd スイッチング電源装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3475415B2 (ja) 1994-05-16 2003-12-08 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3372914B2 (ja) * 1999-11-01 2003-02-04 エヌイーシーワイヤレスネットワークス株式会社 スイッチング電源装置
JP4452384B2 (ja) 2000-07-27 2010-04-21 Ｆｄｋ株式会社 非絶縁型降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4029853B2 (ja) * 2004-03-23 2008-01-09 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP2010022097A (ja) * 2008-07-09 2010-01-28 Panasonic Corp スイッチング制御回路、半導体装置、およびスイッチング電源装置
JP2011030292A (ja) * 2009-07-22 2011-02-10 Sony Corp 電源装置
JP5573454B2 (ja) * 2009-11-26 2014-08-20 富士電機株式会社 力率改善型スイッチング電源装置
JP5170117B2 (ja) * 2010-01-18 2013-03-27 株式会社村田製作所 スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP5699470B2 (ja) * 2010-07-21 2015-04-08 ソニー株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS63283465A (ja) * 1987-05-14 1988-11-21 Seiko Epson Corp スイッチング電源装置のスイッチング素子保護回路
JPH08340672A (ja) * 1995-06-12 1996-12-24 Fuji Elelctrochem Co Ltd 過電流保護機能を有するスイッチングレギュレータ
CN1482726A (zh) * 2002-04-15 2004-03-17 ��ʿͨ��ʽ���� 开关电源装置
JP2004166440A (ja) * 2002-11-15 2004-06-10 Cosel Co Ltd スイッチング電源装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104600822A (zh) * 2013-10-30 2015-05-06 李尔公司 电池充电器模块及确定其的ac供电状态的方法
CN107529255A (zh) * 2016-06-19 2017-12-29 周尧 一种一体成型的开关电源
CN113394981A (zh) * 2020-06-10 2021-09-14 成都芯源系统有限公司 具有自动调节频率的谐振变换器及其控制方法
CN113394981B (zh) * 2020-06-10 2022-09-06 成都芯源系统有限公司 具有自动调节频率的谐振变换器及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20120020118A1 (en) 2012-01-26
US8711579B2 (en) 2014-04-29
CN102347690B (zh) 2016-08-10
JP2012029395A (ja) 2012-02-09
JP5699470B2 (ja) 2015-04-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102347690A (zh) 开关电源设备
US11807115B2 (en) PWM capacitor control
US10170974B1 (en) Variable frequency and burst mode operation of primary resonant flyback converters
US20190288607A1 (en) Dc-dc converter and control method
US8456868B2 (en) Controller for a resonant switched-mode power converter
US9407156B2 (en) Managing leakage inductance in a power supply
US10784789B1 (en) Switched mode power supply with multi-mode operation and method therefor
KR20150044317A (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
JP5832177B2 (ja) 力率改善回路
JP2011526478A (ja) 共振型電力コンバータ
CA2314191C (en) Power supply
CN108988643A (zh) Llc转换器及其操作方法和控制器以及电源
CN101651416A (zh) 功率调节器及其输入电流平均值限制方法
CN110380619B (zh) 一种直流转换电路及其控制方法、直流转换装置
Zhang et al. Investigation of adaptive synchronous rectifier (SR) driving scheme for LLC/CLLC resonant converter in EV on-board chargers
KR100387382B1 (ko) 고효율의 스위칭모드 전원공급기
CN114825975A (zh) 电源供应器及驱动方法
Kar et al. Design, analysis, fabrication and practical testing of a lab developed power converter prototype in electric arc welding
KR100359709B1 (ko) 스위칭모드 전원공급기
Zhou et al. Modulation of a semi dual‐active‐bridge resonant converter with soft‐switching and zero backflow power
Ghanbari et al. Proposing a multimode switching control method for a half-bridge converter to improve its efficiency over the entire load variations
Zhang et al. High-dv/dt-immune parameter-adaptive synchronous rectifier (SR) driving scheme in high-frequency high-power-density applications
US20220376553A1 (en) Power receiving device and wireless power transfer system
JP4365943B2 (ja) 電源装置
KR200228222Y1 (ko) 스위칭모드 전원공급기

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20160810

Termination date: 20210714