KR101527966B1

KR101527966B1 - 스위치 모드 전력 공급 장치 및 그 구동 방법

Info

Publication number: KR101527966B1
Application number: KR1020080086472A
Authority: KR
Inventors: 장경운; 박경수; 백형석; 김세환
Original assignee: 페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date: 2008-09-02
Filing date: 2008-09-02
Publication date: 2015-06-17
Also published as: US9374008B2; KR20100027528A; US20100053999A1

Abstract

본 발명은 스위치 모드 전력 공급 장치 및 그 구동 방법에 관한 것이다.

본 발명에서는 입력 전력에 대응하는 스타트 전압을 이용하여 공급 전압을 생성하고, 공급 전압의 증가 및 감소에 따라 전력 스위치의 스위칭 동작 주파수를 변동시킨다.

주파수 변환, EMI(electromagnetic interference)

Description

스위치 모드 전력 공급 장치 및 그 구동 방법{SWITCH MODE POWER SUPPLY AND THE DRIVING METHOD THEREOF}

본 발명은 스위치 모드 전력 공급 장치(switch mode power supply : 이하 'SMPS') 및 그 구동 방법에 관한 것이다.

SMPS는 입력 교류 전압을 입력 직류 전압(dc-link 전압)으로 정류하고, 입력 직류 전압을 다른 레벨을 갖는 직류 출력 전압으로 변환하는 장치이다. 이때, 직류 출력 전압은 입력 직류 전압보다 크거나 또는 작은 크기를 갖는다. 이와 같은 SMPS는 파워 전자 장치들, 특히 이동 전화, 랩탑 컴퓨터 등과 같은 밧데리 파워 공급 장치들에 주로 사용된다.

한편, SMPS가 동작시 스위칭 동작에서 발생하는 스위칭 노이즈(noise)는 SMPS를 포함하고 이로부터 전력을 전달받는 전자 기기간의 EMI(electromagnetic interference)를 발생시키는 원인이 된다. 스위칭 노이즈란, SMPS의 스위치의 스위칭 동작 주파수의 고조파(harmonics) 성분에 의해 발생하는 잡음 성분이다. EMI가 발생하면, 주변 전자 기기의 동작을 교란하는 문제점이 있다. EMI를 방지하기 위해, SMPS에 EMI를 차단하는 필터를 추가적으로 장착하는 등, 외부적인 장치를 추가 한다. 이에 따라 생산 비용이 증가한다.

이와 다른 방법으로 EMI를 차단하기 위해서 SMPS의 동작을 제어하는 스위치(이하, 전력 스위치)의 스위칭 동작 주파수를 변환하는 방법이 있다. 종래 SMPS의 제어 회로는 스위칭 동작 주파수를 변환시키기 위해 수동 소자(passive element) 또는 디지털 회로를 사용한다. 더구나 수동 소자 또는 디지털 회로는SMPS의 제어 회로 내에 형성되어 있어, SMPS의 사용자는 주파수 변환의 정도를 조절할 수 없는 단점이 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 전력 스위치의 스위칭 동작주파수를 간단한 구성으로 변환시킬 수 있는 SMPS 및 SMPS의 구동 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 한 실시 예에 따른 입력 전력을 변환하여 출력 전력을 생성하는 SMPS는 전력 스위치 및 상기 입력 전력에 대응하는 스타트 전압을 이용하여 공급 전압을 생성하고, 상기 공급 전압의 증가 및 감소에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작 주파수를 변동시키는 제어부를 포함한다. 상기 제어부는, 상기 공급 전압의 증감에 대응하여 주파수가 변동하는 램프 신호 및 클록 신호를 생성하고, 상기 램프 신호 및 상기 출력 전력에 대응하는 피드백 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하고, 상기 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정한다. 상기 제어부는, 상기 공급 전압에 대응하는 전압과 소정의 제1 기준 전 압의 차를 증폭하여 주파수 변환 신호를 생성하고, 상기 주파수 변환 신호에 따라 상기 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호의 주파수를 가변시킨다. 상기 제어부는, 상기 공급 전압을 레벨 시프트 시키고, 상기 제1 기준 전압과 레벨 시프트 된 공급 전압간의 차에 따라 상기 주파수 변환 신호를 생성한다. 상기 제어부는, 상기 주파수 변환 신호를 생성하는 주파수 변환 신호 생성부를 포함하고, 상기 주파수 변환 신호 생성부는, 상기 공급 전압이 전달되고, 직렬 연결되어 있는 복수의 다이오드, 및 상기 복수의 다이오드에 연결되어 있는 바이어스 전류원을 포함하는 레벨 시프터 및 상기 복수의 다이오드 중 상기 바이어스 전류원에 인접한 다이오드의캐소드 전극의 전압과 상기 제1 기준 전압의 차를 증폭하는 오차 증폭기를 포함한다. 상기 제어부는, 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호를 생성하는 오실레이터를 더 포함하고, 상기 오실레이터는, 상기 램프 신호와 상기 주파수 변환 신호 및 상기 주파수 변환 신호보다 낮은 소정의 제2 기준 전압과 비교한 결과에 따라 상기 클록 신호를 생성하며, 상기 클록 신호에 따라 상기 램프 신호를 증가 또는 감소시킨다. 상기 오실레이터는, 오실레이터 커패시터를 포함하고, 상기 오실레이터 커패시터의 전압은 상기 램프 신호이며, 상기 램프 신호가 상기 주파수 변환 신호까지 상승하면, 상기 클록 신호를 하강시키고, 하강된 상기 클록 신호에 따라 상기 오실레이터 커패시터를 방전시키며, 상기 램프 신호가 상기 제2 기준 전압까지 하강하면 상기 클록 신호를 상승 시키고, 상승된 상기 클록 신호에 따라 상기 오실레이터 커패시터를 충전시킨다. 상기 오실레이터는, 상기 오실레이터 커패시터의 일단에 일단이 연결되어 있는 제1 전류원 상기 오실레이터 커패시터의 일단에 일단이 연결되어 있는 충방전 스위치 상기 충방전 스위치의 타단에 일단이 연결되어 있는 제2전류원 상기 제1 전류원의 일단에 일단이 연결되어 있고, 상기 제2 전류원의 일단에 타단이 연결되어 있는 충방전 스위치 상기 오실레이터의 일단에 비반전 단자가 연결되어 있고, 상기 주파수 변환 신호가 반전 단자에 입력되는 제1 비교기 상기 제2 기준 전압이 비반전 단자에 입력되고, 상기 오실레이터의 일단에 반전 단자가 연결되어 있는 제2 비교기 및 상기 제1 비교기의 출력단이 리셋단에 연결되어 있고, 상기 제2 비교기의 출력단이 셋단에 연결되어 있으며, 반전 출력단의 출력 신호를 이용해 상기 충방전 스위치를 스위칭 시키는 SR 플립플롭을 더 포함한다.

본 발명의 한 특징에 따른 SMPS는 상기 공급 전압을 생성하기 위한 커패시터를 더 포함하고, 상기 제어부는, 상기 스타트 전압을 이용하여 소정의 충전 전류를 생성하고, 상기 충전 전류를 상기 커패시터에 전달하여 상기 커패시터를 충전시킨다. 상기 제어부는, 상기 공급 전압을 생성하는 공급 전압 생성부를 포함하고, 상기 공급 전압 생성부는, 상기 스타트 전압을 입력받고, 상기 충전 전류를 생성 및 상기 커패시터에 전달하는 공급 전류 생성부 및 상기 공급 전압을 상기 소정 범위의 최대 값과 최소 값 각각과 비교하여 상기 공급 전압이 상기 소정 범위에 속하도록 상기 충전 전류의 생성을 제어하는 공급 전압 제어부를 포함한다. 상기 공급 전류 생성부는, 상기 스타트 전압이 일단에 입력되는 JFET; 상기 JFET의 타단에 일단이 연결되어 있는 제1 저항 상기 JFET의 타단에 일단이 연결되어 있는 제1 MOSFET; 상기 MOSFET의 게이트 전극에 일단이 연결되고, 타단은 접지되어 있으며, 상기 공급 전압이 상기 최대 값에 도달하면 턴 온 되고, 상기 최소 값에 도달하면 턴 오프 되는 제2 MOSFET; 상기 제1 저항의 타단에 일단이 연결되어 있고, 다이오드 연결되어 있는 제1 BJT; 상기 제1 MOSFET의 타단에 일단이 연결되어 있고, 상기 제1 BJT의 베이스에 베이스가 연결되어 있는 제2 BJT; 상기 제1 BJT 및 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 제너 다이오드 및 상기 제2 BJT 및 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 제2 저항을 포함한다. 상기 공급 전압 제어부는, 비반전 단자가 상기 커패시터에 연결되어 있고, 반전 단자에 상기 최대 값이 인가되는 제1 비교기 반전 단자가 상기 커패시터에 연결되어 있고, 비반전 단자에 상기 최소 값이 인가되는 제2 비교기 및 셋단이 상기 제1 비교기에 연결되어 있고, 리셋단이 상기 제2 비교기에 연결되어 있으며, 출력단이 상기 제2 MOSFET의 게이트 전극에 연결되어 있는 SR 플립플롭을 포함한다.

본 발명의 한 특징에 따른 SMPS의 상기 제어부는 하나의 칩으로 형성되고, 상기 커패시터는 상기 제어부 외부에 형성되어 있다. 상기 SMPS는 상기 입력 전력을 정류시키는 브릿지 다이오드 및 상기 정류된 입력 전력의 전압을 평활시키는 평활 커패시터를 더 포함하고, 상기 스타트 전압은 상기 평활 커패시터의 전압이다.

본 발명의 다른 특징에 따른 입력 전력을 전력 스위치의 스위칭 동작에 따라 출력 전력으로 변환하는 SMPS의 구동 방법은, 상기 입력 전력에 대응하는 스타트 전압을 생성하는 단계 상기 스타트 전압을 이용해 공급 전압을 생성하는 단계 및 상기 공급 전압의 증가 및 감소에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 동작 주파수를 변동시키는 단계를 포함한다. 상기 전력 스위치의 스위칭 동작 주파수를 변동시키는 단계는, 상기 공급 전압의 증감에 대응하여 주파수가 변동하는 램프 신호 및클 록 신호를 생성하는 단계 상기 출력 전력에 대응하는 피드백 신호와 상기 램프 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하는 단계 및 상기 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 단계를 포함한다. 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호를 생성하는 단계는, 상기 공급 전압에 대응하는 전압과 소정의 제1 기준 전압의 차를 증폭하여 주파수 변환 신호를 생성하는 단계 및 상기 주파수 변환 신호에 따라 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호의 주파수를 가변시키는 단계를 포함한다. 상기 주파수 변환 신호를 생성하는 단계는, 상기 공급 전압을 레벨 시프트 시키고, 상기 제1 기준 전압과 레벨 시프트 된 공급 전압간의 차에 따라 상기 주파수 변환 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호의 주파수를 가변 시키는 단계는, 상기 램프 신호와 상기 주파수 변환 신호 및 상기 주파수 변환 신호보다 낮은 소정의 제2 기준 전압과 비교한 결과에 따라 상기 클록 신호를 생성하며, 상기 클록 신호에 따라 상기 램프 신호를 증가 또는 감소시키는 단계를 포함한다. 상기 공급 전압을 생성하는 단계는, 상기 공급 전압이 소정 범위에 속하는지 판단하는 단계 및 상기 판단 결과 소정 범위보다 작으면, 상기 스타트 전압을 이용하여 충전 전류를 생성하는 단계를 포함한다.

본 발명은 전력 스위치의 스위칭 동작 주파수를 간단한 구성으로 변환시킬 수 있는 SMPS 및 SMPS의 구동 방법을 제공한다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명 이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS를 나타낸 도면이다. 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS는 플라이백 컨버터(fly-back converter) 방식으로 구현된다. 그러나 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 다른 방식의 컨버터를 사용할 수 있다.

도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS는 브릿지 다이오드(100), 트랜스포머(200), 피드백 회로부(300) 및 제어부(400)를 포함한다.

브릿지 다이오드(100)는 4 개의 다이오드(11-14)로 구성되며, 입력 교류 전원(AC)을 전파 정류하여, 입력 전압(Vin)을 생성한다. 커패시터(C1)는 입력 전압(Vin)을 평활화(smoothing)하여 스타트 전압(Vstr)을 생성한다. 스타트 전압(Vstr)은 트랜스포머(20) 에 공급된다.

트랜스포머(200)는 1차측 코일(Co1) 및 2차측 코일(Co2)을 포함한다. 1차측 코일(Co1)의 일단에 스타트 전압(Vstr)이 공급되고 1차측 코일(Co1)의 타단은 전력 스위치(M)의 드레인 전극이 연결되어 있다. 2차측 코일(Co2)의 일단은 다이오 드(D1)의 애노드 전극에 연결되고, 타단은 커패시터(C2)의 일단에 연결되어 있으며, 커패시터(C2)의 타단 및 다이오드(D2)의 캐소드 전극이 연결되어 있다. 커패시터(C2)의 양단 전압이 출력 전압(Vout)이 된다. 권선비(n)는 2차측 코일(Co2)의 권선수를 1차측 코일(Co1)의 권선수로 나눈 값이다. 전압(V2)은 전압(V1)에 권선비를 곱한 전압이고, 전압(V1)과 극성은 반대이다.

전력 스위치(M)가 턴 온 되면, 1차측 코일(Co1)의 양단 전압(V1)은 스타트 전압(Vstr)이 되고, 1차측 코일(Co1)에 흐르는 전류(I1)는 증가한다. 전류(IL')는 스타트 전압(Vstr)에 비례하는 기울기로 증가한다. 스위치 전류(Is)는 전력 스위치(M)가 턴 온 되어 있는 기간 동안, 전류(I1)과 동일하다.

전력 스위치(M)가 턴 오프 되면, 1차측 코일(Co1)의 전압(V1)은 음의 전압으로 출력 전압(Vout)을 권선비(n)로 나눈 전압이 된다. 전류(I1)는 출력 전압(Vout)에 비례하는 기울기로 감소한다. 이 때, 스위치 전류(Is)는 0이다. 전력 스위치(M)가 턴 오프 되면, 전압(V1)이 음의 전압이 되고, 전압(V2)은 양의 전압이 된다. 다이오드(D2)는 2차측 코일(Co2)에 흐르는 전류를 정류하여 전류(ID)를 생성한다. 전류(ID)는 커패시터(C2)를 충전시키거나, SMPS에 연결된 부하로 흐른다. 커패시터(C2)는 전류(ID)에 충전되고, 부하에 필요한 전력을 공급한다.

피드백 회로부(300)는 제너 다이오드(301), 저항(302), 포토 다이오드(303), 포토 트랜지스터(photo-diode)(304) 및 커패시터(305)를 포함한다. 피드백 회로부(300)는 출력 전압(Vout)에 대응하는 피드백 정보를 생성하여, 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 제어함으로서 출력 전압(Vout)을 레귤레이션(regulation)시킨다.

제너 다이오드(301)의 캐소드 전극에는 출력 전압(Vout)이 인가되고, 애노드 전극은 저항(302)의 일단에 연결되어 있다. 저항(302)의 타단은 포토 다이오드(303)의 일단에 연결되어 있다. 제너 다이오드(301)는 캐소드 전극 전압이 애노드 전극 전압보다 항복 전압(break voltage) 이상 높으면, 도통되어 전류가 흐르고, 제너 다이오드(301)의 캐소드 전극 및 애노드 전극간의 전압 차는 항복 전압으로 유지된다. 출력 전압(Vout)에 의해 제너 다이오드(301)가 도통되면, 제너 다이오드(301), 저항(302) 및 포토 다이오드(303)을통해 전류가 흐른다. 포토 다이오드(303)는 포토 다이오드(303)에 흐르는 전류에 대응하여 포톤(photons)을 방출한다. 그러면 포토 다이오드(303)와 포토 커플러(photo coupler)를 형성하는 포토 트랜지스터(304)에 포톤이 감지되면, 포톤양에 대응하는 전류가 포토 트랜지스터(304)에 흐른다. 포토 트랜지스터(304)에 전류가 증가할수록, 커패시터(305)의 충전된 전하가 방전되고, 피드백 신호(VFB)의 전압은 감소한다.

제어부(400)는 공급 전압 생성부(410), 주파수 변환 신호 생성부(420), UVLO(under voltage lockout)(430), 오실레이터(440)(oscillator)(440) 및 PWM 제어부(450)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 제어부(400)는 전력 스위치(M)을 포함하고 있으나, 본 발명은 이에 한정되지 않고, 제어부(400)의 외부에 전력 스위치(M)를 포함할 수 있다. 전력 스위치(M)는 전계-효과 트랜지스터(metal-oxide semiconductor field-effect transistor : 이하 "MOSFET"라함.)로서, N 채널 타입(n-channel type)이다. 메인 스위치(M)는 제어 전극으로 게이트 전극, 두 전극으로 드레인 전극 및 소스 전극을 갖는다. 드레인 전극은 트랜스포머(200)의 1차측 코일(Co1)의 일단에 연결되어 있고, 소스 전극은 접지되어 있다. 메인 스위치(M)의 게이트 전극에는 PWM 제어부(450)로부터 게이트 신호(VG)가 입력되고, 메인 스위치(M)는 게이트 신호(VG)에 따라 온 오프된다. 게이트 신호(VG)가 하이 레벨이면 전력 스위치(M)는 턴 온되고, 게이트 신호(VG)가 로우 레벨이면 전력 스위치(M)은 턴 오프된다.

공급 전압 생성부(410)는 스타트 전압(Vstr)을 입력 받아, 스타트 전압(Vstr)을 이용해 충전 전류(ICH)를 생성하고, 충전 전류(ICH)를 커패시터(Cc)에 공급하며, 공급 전압(Vcc)이 소정 범위에 속하도록 충전 전류(ICH)의 공급을 제어한다. 커패시터(Cc)는 제어부(400)가 동작하는데 필요한 동작 전류(도시하지 않음.)를 공급한다. 구체적으로, 제어부(400)의 각 구성이 동작하는데 필요한 전원 및 각 구성의 소자들을 바이어스하기 위해서, 커패시터(Cc)로부터 동작 전류가 발생한다. 즉, 커패시터(Cc)는 충전 전류(ICH)에 의해 충전되고, 동작 전류에 의해 방전된다. 따라서 실질적으로 공급 전압(Vcc)은 충전 전류(ICH)에서 동작 전류를 차감한 전류에 따라 증가하고, 충전 전류(ICH)가 커패시터(Cc)에 공급되지 않는 경우, 동작 전류에 의해 감소한다. 본 발명의 실시 예에 따른 공급 전압(Vcc)은 커패시터(Cc)의 충전 및 방전에 따라 변하므로, 공급 전압(Vcc)은 증가와 감소를 불규칙적으로 반복한다. 따라서 공급 전압(Vcc)의 파형은 리플을 포함하고, 그 주기는 불규칙적이다.

주파수 변환 신호 생성부(420)는 공급 전압(Vcc)의 리플을 이용하여 전력 스위치(M)의 스위칭 주파수를 변환시키기 위한 주파수 변환 신호(frequency staggering signal)(FSS)를 생성한다. 공급 전압(Vcc)의 주기는 불규칙적이므로, 공급 전압(Vcc)에 대응하는 클록 신호(CLK)를 생성하면, 그 클록 신호(CLK) 역시 불규칙한 주기를 가진다. 구체적으로 주파수 변환 신호 생성부(420)는 공급 전압(Vcc)을 소정의 기준 신호와 비교하여 그 비교 결과에 따른 오차를 증폭한 주파수 변환 신호(FSS)를 생성한다. 그러면 공급 전압(Vcc)이 감소하면, 주파수 변환 신호(FSS)는 증가하고, 공급 전압(Vcc)이 증가하면, 주파수 변환 신호(FSS)는 감소한다.

오실레이터(440)는 주파수 변환 신호(FSS)를 입력받아, 주파수 변환 신호(FSS)에 따라 클록 신호(CLK) 및 램프 신호를 생성한다. 클록 신호(CLK)는 전력 스위치(M)의 턴 온 시점을 제어하고, 램프 신호는 피드백 신호와 함께 전력 스위치(M)의 턴 오프를 제어한다. 구체적으로 오실레이터(440)는 소정의 기울기로 증감을 반복하는 램프 신호를 주파수 변환 신호(FSS)에 따라 제어한다. 램프 신호가 주파수 변환 신호(FSS)에 도달하는 시점 및 소정의 기준 전압에 도달하는 시점에 클록 신호(CLK)를 상승시키거나 하강시킨다. 공급 전압(Vcc)의 증감에 따라 주파수 변환 신호(FSS)가 증감하므로, 공급 전압(Vcc)에 따라 클록 신호(CLK) 및 램프 신호의 주파수가 변한다. 더욱 구체적인 오실레이터(440)의 동작에 대해서는 후술한다.

UVLO(430)는 공급 전압(Vcc)이 소정 기준치 이하인 경우, 제어부(400)의 오동작을 방지하기 위해 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 멈추게 하고, 공급 전압(Vcc)을 제어부(400)와 차단한다. 구체적으로, 공급 전압(Vcc)이 소정 기준치 이 하인 경우 UVLO(430)는 하이 레벨의 이상 신호(abnormal signal)(AS)를 제어부(400)로 전달한다. 공급 전압(Vcc)이 소정 기준치 보다 큰 경우 UVLO(430)는 로우 레벨의 이상 신호(abnormal signal)(AS)를 제어부(400)로 전달한다.

PWM 제어부(450)는 이상 신호(AS), 클록 신호(CLK), 램프 신호(RS) 및 피드백 신호(VFB)를 이용하여 전력 스위치(M)의 스위칭 동작을 제어한다. PWM 제어부(450)는 클록 신호(CLK)에 동기되어 전력 스위치(M)의 스위칭 주파수를 결정한다.

구체적인 설명은 이하 도 2 내지 도 5를 참조하여 후술한다.

먼저, 도 2를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 공급 전압 생성부(410) 및 주파수 변환 신호 생성부(420)에 대해서 설명한다.

도 2는 공급 전압 생성부(410) 및 주파수 변환 신호 생성부(420)를 나타낸 도면이다.

공급 전압 생성부(410)는 공급 전류 생성부(417) 및 공급 전압 제어부(418)를 포함한다. 공급 전류 생성부(417)는 스타트 전압(Vstr)을 이용하여 충전 전류(ICH)를 생성하여 커패시터(Cc)를 충전시켜 공급 전압(Vcc)을 증가시킨다. 이 때, 충전 전류(ICH)는 제어부(400)의 온도에 관계없이 일정하게 유지된다.

공급 전압 제어부(418)는 충전 전류(ICH)의 발생을 제어하여, 공급 전압(Vcc)이 소정의 범위 안에 속하도록 제어한다. 소정의 범위는 최대 기준 값(VH) 및 최소 기준 값(VL)으로 정의된다. 공급 전압 제어부(418)는 공급 전압(Vcc)과 최대 기준 값(VH) 및 최소 기준 값(VL)을 비교하여 공급 전압(Vcc)이 최대 기준 값(VH) 보다 크면, 충전 전류(ICH)가 발생하지 않도록 공급 전류 생성부(417)를 제어한다. 공급 전압 제어부(418)는 공급 전압(Vcc)이 최소 기준 값(VL) 보다 작으면, 충전 전류(ICH)가 발생하도록 공급 전류 생성부(417)를 제어한다.

주파수 변환 신호 생성부(420)는 오차 증폭기(421) 및 레벨 시프터(429)를 포함한다. 레벨 시프터(429)는 공급 전압(Vcc)의 레벨을 낮추어 출력한다. 오차 증폭기(421)는 기준 전압(Vref1)과 레벨 시프터(429)의 출력 신호의 차를 증폭하여 주파수 변환 신호(FSS)를 생성한다. 공급 전압(Vcc)의 레벨을 낮추는 정도 및 기준 전압(Vref1)은 설계 조건에 따라 다르게 설정될 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 공급 전류 생성부(417), 공급 전압 제어부(418) 및 레벨 시프터(429)를 구체적으로 나타낸 도면이다.

공급 전류 생성부(417)는 JFET(71), 저항(72, 78), MOSFET(73, 74) 및BJT(75, 76)를 포함한다. JFET(71)의 게이트 전극은 접지되어 있어, JFET(71)의 드레인 전극에는 스타트 전압(Vstr)이 공급되고, JFET(71)의 소스 전극은 저항(72)의 일단 및 MOSFET(73)의 드레인 전극에 연결되어 있다. 저항(72)의 타단은 BJT(75)의 콜렉터 및 MOSFET(73)의 게이트 전극에 연결되어 있다. MOSFET(73)의 소스 전극은 BJT(76)의 콜렉터에 연결되어 있고, MOSFET(73)의 게이트 전극은 MOSFET(74)의 드레인 전극에 연결되어 있다. MOSFET(74)의 소스 전극은 접지되어 있고, 게이트 전극에는 SR 플립플롭(83)의 출력 신호가 인가된다. BJT(75) 및 BJT(76) 각각의 베이스는 연결되어 있으며, BJT(75)의 콜렉터와 베이스는 연결되어 있어, BJT(75)는 도통된다. BJT(76)의 에미터 전극은 저항(78)의 일단에 연결되어 있고, BJT(75)의 에 미터 전극은 제너 다이오드(77)의 캐소드 전극에 연결되어 있다. 제너 다이오드(77)의 애노드 전극, 저항(78)의 타단, 비교기(81)의 비반전 단자(+), 커패시터(Cc)의 일단 및 다이오드(91)의 애노드 전극은 동일한 노드(N1)에 연결되어 있다.

스타트 전압(Vstr)은 입력 전압(Vin)이 커패시터(C1)에 의해 평활화 되어 생성되는 전압이므로, SMPS가 동작을 시작한 후, 소정 기간 동안 스타트 전압(Vstr)은 상승한 후, 일정한 범위를 유지한다. 스타트 전압(Vstr)이 일정한 범위로 유지되는 상태를 정상 상태라 한다. 스타트 전압(Vstr)은 공급 전압(Vcc)에 비해 매우 높은 전압으로 제너 다이오드(77)의 양단에는 제너 다이오드(77)의 항복 전압 이상이 인가되어 제너 다이오드(77)가 도통된다. 제너 다이오드(77)는 캐소드 전극의 전압과 애노드 전극의 전압 차가 항복 전압이 되면, 도통된다. 제너 다이오드(77)는 흐르는 전류의 크기에 관계없이 전압 차가 항복 전압으로 유지된다. 제너 다이오드(77)가 도통되면, 저항(72), BJT(75) 및 제너 다이오드(77)로 이루어진 경로로 소정의 전류가 흐른다. BJT(75)와 전류 미러(current mirror)회로를 형성하고 있는BJT(76)에 전류가 흐른다. 이 때, BJT(76)에 흐르는 전류에 따라 MOSFET(73)의 게이트 전극, 소스 전극 및 드레인 전극의 전압이 결정된다. 구체적으로, 노드(N1)의 전압은 공급 전압(Vcc)의 전압이므로, BJT(75)의 에미터는 공급 전압(Vcc)에 제너 다이오드(77)의 항복 전압을 더한 전압으로 유지된다. BJT(75)의 베이스의 전압은 BJT(75)에 흐르는 전류에 따라 결정되고, BJT(76)의 베이스 전압은 BJT(75)의 전압과 동일하다. BJT(76)의 에미터의 전압은 BJT(75)의 에미터 전압과 동일한 전압이 된다. 따라서, 저항(78) 양단의 전압 차는 제너 다이오드(77)의 항복 전압과 동일하다. 제너 다이오드(77)는 온도가 상승함에 따라 항복 전압이 증가하고, 저항(78) 값 또한 온도가 상승함에 따라 증가하게 된다. 따라서, 저항(78) 값의 상승 정도를 적절히 조절하여 제너 다이오드(77)의 상승 정도와 일정하게 맞추면 저항(78)을 통해 흐르는 전류는 온도에 상관없이 일정하게 유지된다.

본 발명의 실시 예에서는MOSFET(73)이 도통되어 있는 기간 동안, JFET(71)에 흐르는 전류에 의해 커패시터(Cc)가 충전되어 공급 전압(Vcc)이 발생한다. 이 때, 저항(72), BJT(75) 및 제너 다이오드(77)를 통해 흐르는 전류는 MOSFET(73), BJT(76) 및 저항(78)을 포함하는 경로에 흐르는 전류(ICH)에 비해 상대적으로 매우 작다. 따라서 실질적으로 전류(ICH)에 의해 커패시터(Cc)가 충전되어 공급 전압(Vcc)이 증가한다.

MOSFET(74)이 충전 제어신호(CM)에 의해 턴 온 되면, MOSFET(73)의 게이트 전극에는 접지 전압이 인가되어, MOSFET(73)은 턴 오프 된다. 그러면, 충전 전류(ICH)는 더 이상 흐르지 않는다., 이 때, 저항(72)에 흐르는 전류는 BJT(75) 및 제너 다이오드(77)를 통해 흐르지 않고 MOSFET(74)를 통해 흐른다. 따라서, 커패시터(Cc)를 충전하는 충전 전류(ICH)는 흐르지 않게 되며, 커패시터(Cc)에 충전되어있던 전하량들은 동작 전류에 의해 소모되므로 공급 전압(Vcc)은 감소한다.

전원 공급 제어부(418)는 최대 값 비교기(81), 최소 값 비교기(82) 및 SR 플립플롭(83)을 포함한다.

최대 값 비교기(81)의 비반전 단자(+)에는 공급 전압(Vcc)이 인가되고, 반전 단자(-)에는 최대 값(VH)이 인가된다. 최대 값 비교기(81)는 공급 전압(Vcc)이 최대 값(VH) 이상이면 하이 레벨의 신호를 출력하고, 최대 값(VH) 미만이면 로우 레벨의 신호를 출력한다. 최소 값 비교기(82)의 반전 단자(-)에는 공급 전압(Vcc)이 인가되고, 비반전 단자(+)에는 최소 값(VL)이 인가된다. 최소 값 비교기(82)는 공급 전압(Vcc)이 최소 값(VL)보자 작으면 하이 레벨의 신호를 출력하고, 최소 값(VL) 이상이면 로우 레벨의 신호를 출력한다. SR 플립플롭(83)의 셋단(S)에는 최대값 비교기(81)의 출력 단이 연결되어 있고, SR 플립플롭(83)의 리셋단(R)에는 최소값 비교기(82)의 출력 단이 연결되어 있다. SR 플립플롭(83)은 셋단(S)의 입력이 하이 레벨이면 하이 레벨의 충전 제어 신호(CM)를 생성한다. SR 플립플롭(83)은 리셋단(R)의 입력이 하이 레벨이면 로우 레벨의 충전 제어 신호(CM)를 생성한다.

공급 전압(Vcc)이 최대 기준 값(VH)에 도달하면, 하이 레벨의 신호가 SR 플립플롭(83)의 셋단(S)에 입력되어 하이 레벨의 충전 제어 신호(CM)가 생성된다. 충전 제어 신호(CM)은 MOSFET(74)의 게이트 전극에 인가되므로, MOSFET(74)은 턴 온된다. 공급 전압(Vcc)이 최소 기준 값(VL)까지 감소하면, 하이 레벨의 신호가 SR 플립플롭(83)의 리셋단(R)에 입력되어 로우 레벨의 충전 제어 신호(CM)가 생성된다. 그러면 MOSFET(74)은 턴 오프 된다.

레벨 시프터(429)는 3 개의 다이오드(91, 92, 93) 및 바이어스 전류원(94)을 포함한다. 3 개의 다이오드(91, 92, 93) 각각은 애노드 전극과 캐소드 전극을 포함하고 있다. 다이오드(91)의 애노드 전극에는 공급 전압(Vcc)이 인가되고, 다이오드(91)의 캐소드 전극은 다이오드(92)의 애노드 전극에 연결되어 있고, 다이오 드(92)의 캐소드 전극은 다이오드(93)의 애노드 전극 및 오차 증폭기(421)에 연결되어 있다. 다이오드(93)의 캐소드 전극은 바이어스 전류원(94)에 연결되어 있다. 바이어스 전류원(94)의 전류가 다이오드(91, 92, 93)에 흐르면, 3개의 다이오드(91, 92, 93) 각각은 자신에 흐르는 전류에 대응하는 전압이 양단에 발생한다. 공급 전압(Vcc)에서 다이오드(91)에 인가된 전압만큼 감소된 전압이 다이오드(92)의 애노드 전극에 인가되고, 다이오드(92)의 캐소드 전극에는 공급 전압(Vcc)에서 다이오드(91) 및 다이오드(92)의 양단에 인가된 전압만큼 감소된 전압이 인가된다. 따라서 레벨 시프터(429)는 공급 전압(Vcc)의 레벨을 낮추어 오차 증폭기(421)의 반전 단자에 전달한다. 본 발명의 실시 예에서는 직렬 연결된 3 개의 다이오드 중 2 개의 다이오드에 인가된 전압만큼 공급 전압을 감소시키는 것으로 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 직렬 연결된 다이오드의 개수 및 공급 전압(Vcc)을 낮추는 정도는 기준 전압(Vref1) 및 오차 증폭기(421)의 게인(gain)에 따라 적절하게 설정할 수 있다. 구체적으로, 오차 증폭기(421)의 반전 단자가 다이오드(93)의 애노드 전극에 연결될 수 있다. 그러면 공급 전압(Vcc)의 레벨이 다이오드(93)의 양단 전압만큼 더 낮아진다. 도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 공급 전압(Vcc) 및 주파수 변환 신호(FSS)를 나타낸 도면이다.

시점 T1부터 공급 전압(Vcc)이 충전 전류(ICH)에서 동작 전류를 뺀 전류에 따라 증가한다. 시점 T2에 공급 전압(Vcc)가 최대 값(VH)에 도달하면, SR플립플롭(83)은 하이 레벨의 충전 제어 신호(CM)를 출력한다. 그러면 MOSFET(73)가 턴 오프되어, 충전 전류(ICH)는 발생하지 않는다. 시점 T2 부터 동작 전류에 의해 커패 시터(Cc)가 방전되어 공급 전압(Vcc)이 감소한다.

시점 T3에 공급 전압(Vcc)이 최소 값에 도달하면, SR 플립플롭(83)은 로우 레벨의 신호를 출력하고, MOSFET(73)가 턴 온 되어, 충전 전류(ICH)가 다시 발생한다. 그러면, 시점 T3 이후부터 공급 전압(Vcc)은 다시 상승한다. 이와 같은 동작이 반복되어 공급 전압(Vcc)는 최대 값과 최소 값으로 정의되는 일정한 범위에 속하고, 리플을 가지는 전압 파형 특성을 가진다.

주파수 변환 신호(FSS)는 레벨 시프터에 의해 레벨이 낮춰진 공급 전압(Vcc)과 기준 전압(Vref1)간의 오차를 증폭한 신호이다. 따라서 공급 전압(Vcc)이 증가하는 기간(예를 들면, 기간 T1-T2) 동안 주파수 변환 신호(FSS)는 감소하고, 공급 전압(Vcc)이 감소하는 기간(예를 들면, T2-T3) 동안 주파수 변환 신호(FSS)는 증가한다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 오실레이터(440)를 나타낸 도면이다.

오실레이터(440)는 주파수 변환 신호(FSS)를 입력 받아 클록 신호(CLK) 및 램프 신호(RS)를 생성한다. 오실레이터(440)는 주파수 변환 신호(FSS)와 램프 신호(RS)를 이용하여 클록 신호(CLK)의 상승 시점(rising edge timing) 및 하강 시점(falling edge timing)을 결정하고, 클록 신호(CLK)를 이용해 램프 신호(RS)의 상승 구간과 하강 구간을 결정한다.

오실레이터(440)는 비교기(441), 비교기(442), SR 플립플롭(443), 충전 전류원(444), 방전 전류원(445), 충방전 스위치(446) 및 오실레이터 커패시터(Cosc)를 포함한다. 비교기(441)는 클록 신호(CLK)의 상승 시점을 결정하는 신호를 생성하 고, 비교기(442)는 클록 신호(CLK)의 하강 시점을 결정하는 신호를 생성한다. 비교기(441)의 반전 단자(-)에는 주파수 변환 신호(FSS)가 입력되고, 비교기(441)의 비반전 단자(+) 및 비교기(442)의 반전 단자(-)에는 램프 신호(RS)가 입력된다. 비교기(442)의 비반전 단자(+)에는 기준 전압(Vref2)가 입력되며, 기준 전압(Vref2)은 램프 신호의 최저 값을 결정한다. 비교기(441) 및 비교기(442) 각각의 출력 신호는 SR 플립플롭(443)의 리셋 단(R) 및 셋단(S)에 입력된다. 오실레이터 커패시터(Cosc)의 일단은 충전 전류원(444), 충방전 스위치(446)의 일단, 비교기(441)의 비반전 단자(+) 및 비교기(442)의 반전 단자(-)에 연결되어 있다. 충방전 스위치(446)의 타단은 방전 전류원(445)에 연결되어 있다. 오실레이터 커패시터(Cosc)의 타단은 접지되어 있으며, 오실레이터 커패시터(Cosc)의 양단 전압이 램프 신호(RS)의 전압이 된다. SR 플립플롭(443)은 셋단(S) 및 리셋 단(R)에 입력되는 신호를 논리 연산하고, 논리 연산 결과를 반전시켜 반전 출력단(/Q)을 통해 출력한다. SR 플립플롭(443)은 셋단(S)에 입력되는 신호가 하이 레벨이면 로우 레벨의 신호를 반전 출력단(/Q)을 통해 출력하고, 리셋 단(R)에 입력되는 신호가 하이 레벨이면 하이 레벨의 신호를 반전 출력단(/Q)을 통해 출력한다. SR 플립플롭(443)은 셋단(S) 및 리셋 단(R)에 입력되는 신호가 모두 로우 레벨이면 현재 출력 상태를 유지한다. SR 플립플롭(443)의 반전 출력단(/Q)을 통해 출력되는 신호가 클록 신호(CLK)이다. 충방전 스위취(446)는 클록 신호(CLK)에 따라 스위칭 동작한다. 구체적으로, 클록 신호(CLK)가 하이 레벨인 경우 충방전 스위치(446)는 턴온되고, 클록 신호(CLK)가 로우 레벨인 경우 충방전 스위치(446)는 턴 오프된다. 방전 전류 원(445)의 전류(I2)는 충전 전류원(444)의 전류(I1)에 비해 크다. 본 발명의 실시 예에 따른 방전 전류원(445)의 전류(I2)는 충전 전류원(444)의 전류(I1)의 자연수(W) 배일 수 있다. 자연수(Q)는 램프 신호가 하강하는 기울기를 결정하는 값으로, W가 클수록 램프 신호(RS)의 하강 기울기가 증가한다. 충방전 스위치(446)가 턴 온 되면, 전류(I2)에서 전류(I1)을 뺀 전류의 크기로 오실레이터 커패시터(Cosc)는 방전된다.

이하, 도 6를 참조하여 오실레이터(440)의 동작에 대해서 구체적으로 설명한다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 변환 신호(FSS), 램프 신호(RS) 및 클록 신호(CLK)를 나타낸 도면이다.

시점 T1에, 충방전 스위치(446)가 턴 온 되면, 램프 신호(RS)는 전류(I1)에 의해 상승하기 시작한다. 시점 T2에 램프 신호(RS)가 주파수 변환 신호(FSS)에 도달하면, 비교기(441)은 하이 레벨의 신호를 출력한다. 그러면, SR 플립플롭(443)은 하이 레벨의 클록 신호(CLK)를 생성한다. 충방전 스위치(446)는 하이 레벨의 클록 신호(CLK)에 의해 턴 온 된다.

시점 T2 이후, 전류(I2-I1)에 의해 커패시터(Cosc)가 방전되어 램프 신호(RS)는 감소한다. 시점 T3에 램프 신호(RS)가 기준 전압(Vref2)에 도달하면, 비교기(442)는 하이 레벨의 신호를 출력한다. 그러면, SR 플립플롭(443)은 로우 레벨의 클록 신호(CLK)를 생성한다. 충방전 스위치(446)는 로우 레벨의 클록 신호(CLK)에 의해 턴 오프 된다.

시점 T3이후, 램프 신호(RS)는 전류(I1)에 의해 상승하기 시작한다.

이와 같은 동작이 반복되어 램프 신호 및 클록 신호(CLK)가 생성된다. 주파수 변환 신호(FSS)가 증가하면, 램프 신호 및 클록 신호(CLK)의 주파수가 감소한다. 주파수 변환 신호(FSS)가 감소하면, 램프 신호 및 클록 신호(CLK)의 주파수가 증가한다. 바꾸어 말하면, 공급 전압(Vcc)이 증가하면, 램프 신호 및 클록 신호(CLK)의 주파수가 증가하고, 공급 전압이 감소하면, 램프 신호 및 클록 신호(CLK)의 주파수가 감소한다.

이하, 도 7을 참조하여, 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 제어부(450)를 설명한다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 제어부(450)를 나타낸 도면이다.

PWM 제어부(450)는 비교기(451), SR 플립플롭(452) 및 NOR 게이트(453)를 포함한다.

비교기(451)의 비반전 단자(+)에는 램프 신호(RS)가 입력되고, 반전단자(-)에는 피드백 신호(FB)가 입력된다. 비교기(451)의 출력단은 SR 플립플롭(452)의 리셋 단(R)에 연결되어 있다.

SR 플립플롭(452)의 셋단(S)에는 클록 신호(CLK)가 입력되고, SR 플립플롭(452)의 출력단은 NOR 게이트(453)에 연결되어 있다. SR 플립플롭(452)는 하이 레벨의 신호가 셋단(S)에 입력되면, 로우 레벨의 신호를 출력하고, 하이 레벨의 신호가 리셋단(R)에 입력되면, 하이 레벨의 신호를 출력하며, 셋단(S) 및 리셋단(R)에 입력되는 모든 신호가 로우 레벨이면, 현재 출력 상태를 유지한다.

NOR 게이트(453)는 클록 신호(CLK), SR 플립플롭(452)의 출력 신호 및 UVLO(430)의 출력 신호를 입력 받고, 3 신호를 NOR 연산하며, NOR 연산 결과에 따라 게이트 신호(VG)를 생성한다. NOR 연산이란 입력 신호 중 적어도 하나가 하이 레벨이면 출력 신호가 로우 레벨이 되고, 입력 신호가 모두 로우 레벨일 때, 출력 신호가 하이 레벨이 된다.

도 8을 참조하여 본 발명의 PWM 제어부(450)를 설명한다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 피드백 신호(FB), 램프 신호(RS) 및 클록 신호(CLK)를 나타낸 도면이다.

시점 T31에 상승하던 램프 신호(RS)가 피드백 신호(FB)에 도달하면, 비교기(451)는 하이 레벨의 신호를 출력한다. 하이 레벨의 비교기(451)의 출력 신호는 SR 플립플롭(452)의 리셋단(R)에 입력되고, SR 플립플롭(452)은 하이 레벨의 신호를 출력한다. 그러면 게이트 신호(VG)가 로우 레벨이 된다.

시점 T32에서 클록 신호(CLK)가 상승한다.

시점 T33에서 감소하던 램프 신호(RS)가 피드백 신호(FB)보다 작아지기 시작하면, 비교기(451)는 로우 레벨의 신호를 출력한다. 로우 레벨의 비교기(451)의 출력 신호는 SR 플립플롭(452)의 리셋단(R)에 입력되고, 셋단(S)에는 하이 레벨의 클록 신호(CLK)가 입력되고 있으므로, SR 플립플롭(452)은 로우 레벨의 신호를 출력한다.

시점 T34에서 클록 신호(CLK)가 로우 레벨이 되면, NOR 게이트(453)에 입력되는 모든 신호가 로우 레벨이므로, NOR 게이트(453)는 하이 레벨의 게이트 신 호(VG)를 생성하여 출력한다.

PWM 제어부(450)는 이와 같은 동작을 반복하면서, 게이트 신호(VG)를 생성하고, 전력 스위치(M)은 게이트 신호(VG)에 따라 온/오프 된다. 전력 스위치(M)의 턴 온 시점이 불규칙한 주기를 가지는 클록 신호(CLK)에 따라 결정되므로 전력 스위치(M)의 스위칭 주파수가 변환된다.

클록 신호(CLK)의 주파수는 수학식 1에 따라 결정된다.

여기서

는 클록 신호(CLK)의 주파수이다. 수학식 1에서

는 커패시터(Cosc)의 커패시턴스를 의미한다.

주파수 변환 신호(FSS)의 주파수는 아래 수학식 2에 따라 결정된다.

여기서,

는주파수 변환 신호(FSS)의 주파수이고, IOP는 동작 전류를 나타내고,

는 커패시터(Cc)의 커패시턴스를 의미한다.

이처럼, 수학식 1과 같이 클록 신호(CLK)의 주파수(

)는 주파수 변환 신호(FSS)에 따라 변동하고, 주파수 변환 신호(FSS)의 주파수(

)는 커패시터(Cc)의 커패시턴스에 영향을 받는다. 따라서 커패시터(Cc)를 조절하면 클록 신호(CLK)의 주파수(

)가 가지는 범위를 조절할 수 있다.

본 발명의 실시 예에서는 제어부(400)가 하나의 칩으로 형성되며, 그 외부에 커패시터(Cc)가 형성된다. 따라서 외부의 커패시터(Cc)의 커패시턴스를 조절하여 전력 스위치(M)의 스위칭 주파수의 변환 범위를 조절할 수 있다.

이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS는 공급 전압의 리플을 이용하여 주파수가 불규칙적으로 변하는 클록 신호(CLK)를 생성하고, 그 클록 신호(CLK)를 이용해 전력 스위치(M)의 스위칭 주파수를 변환한다. 이 때, 불규칙적으로 변하는 클록 신호(CLK)의 주파수범위는 공급 전압(Vcc)을 생성하는 커패시터(Cc)의 커패시턴스를 조절하여 제어할 수 있다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 SMPS를 나타낸 도면이다.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 공급 전압(Vcc) 및 주파수 변환 신호(FSS)를 나타낸 도면이다.

도 6을 참조하여 오실레이터(440)의 동작에 대해서 구체적으로 설명한다.

Claims

입력 전력을 변환하여 출력 전력을 생성하는 SMPS에 있어서,

전력 스위치, 및

소정의 범위 안에 속하면서 불규칙적으로 변하는 공급 전압을 생성하고, 상기 공급 전압에 따라 증가 또는 감소하는 주파수 변환 신호를 생성하며, 상기 주파수 변환 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 제어부를 포함하는 SMPS.
제1항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 공급 전압의 증감에 대응하여 주파수가 변동하는 램프 신호 및 클록 신호를 생성하고, 상기 램프 신호 및 상기 출력 전력에 대응하는 피드백 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하고, 상기 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 SMPS.
제2항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 공급 전압에 대응하는 전압과 소정의 제1 기준 전압의 차를 증폭하여 상기 주파수 변환 신호를 생성하고, 상기 주파수 변환 신호에 따라 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호의 주파수를 가변시키는 SMPS.
제3항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 공급 전압을 레벨 시프트 시키고, 상기 제1 기준 전압과 레벨 시프트 된 공급 전압간의 차에 따라 상기 주파수 변환 신호를 생성하는 SMPS.
제4항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 주파수 변환 신호를 생성하는 주파수 변환 신호 생성부를 포함하고,

상기 주파수 변환 신호 생성부는,

상기 공급 전압이 전달되고, 직렬 연결되어 있는 복수의 다이오드, 및 상기 복수의 다이오드에 연결되어 있는 바이어스 전류원을 포함하는 레벨 시프터 및

상기 복수의 다이오드 중 상기 바이어스 전류원에 인접한 다이오드의캐소드 전극의 전압과 상기 제1 기준 전압의 차를 증폭하는 오차 증폭기를 포함하는 SMPS.
제3항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 램프 신호 및 상기 클록 신호를 생성하는 오실레이터를 더 포함하고,

상기 오실레이터는,

상기 램프 신호와 상기 주파수 변환 신호 및 상기 주파수 변환 신호보다 낮 은 소정의 제2 기준 전압과 비교한 결과에 따라 상기 클록 신호를 생성하며, 상기 클록 신호에 따라 상기 램프 신호를 증가 또는 감소시키는 SMPS.
제6항에 있어서,

상기 오실레이터는,

오실레이터 커패시터를 포함하고,

상기 오실레이터 커패시터의 전압은 상기 램프 신호이며, 상기 램프 신호가 상기 주파수 변환 신호까지 상승하면, 상기 클록 신호를 하강시키고, 하강된 상기 클록 신호에 따라 상기 오실레이터 커패시터를 방전시키며, 상기 램프 신호가 상기 제2 기준 전압까지 하강하면 상기 클록 신호를 상승 시키고, 상승된 상기 클록 신호에 따라 상기 오실레이터 커패시터를 충전시키는 SMPS.
제7항에 있어서,

상기 오실레이터는,

상기 오실레이터 커패시터의 일단에 일단이 연결되어 있는 제1 전류원

상기 오실레이터 커패시터의 일단에 일단이 연결되어 있는 충방전 스위치

상기 충방전 스위치의 타단에 일단이 연결되어 있는 제2전류원

상기 제1 전류원의 일단에 일단이 연결되어 있고, 상기 제2 전류원의 일단에 타단이 연결되어 있는 충방전 스위치

상기 오실레이터의 일단에 비반전 단자가 연결되어 있고, 상기 주파수 변환 신호가 반전 단자에 입력되는 제1 비교기

상기 제2 기준 전압이 비반전 단자에 입력되고, 상기 오실레이터의 일단에반전 단자가 연결되어 있는 제2 비교기 및

상기 제1 비교기의 출력단이 리셋단에 연결되어 있고, 상기 제2 비교기의 출력단이 셋단에 연결되어 있으며, 반전 출력단의 출력 신호를 이용해 상기 충방전 스위치를 스위칭 시키는 SR 플립플롭을 더 포함하는 SMPS.
제1항에 있어서,

상기 공급 전압을 생성하기 위한 커패시터를 더 포함하고,

상기 제어부는,

스타트 전압을 이용하여 소정의 충전 전류를 생성하고, 상기 충전 전류를 상기 커패시터에 전달하여 상기 커패시터를 충전시키는 SMPS.
제9항에 있어서,

상기 제어부는,

상기 공급 전압을 생성하는 공급 전압 생성부를 포함하고,

상기 공급 전압 생성부는,

상기 스타트 전압을 입력받고, 상기 충전 전류를 생성 및 상기 커패시터에 전달하는 공급 전류 생성부 및

상기 공급 전압을 상기 소정 범위의 최대 값과 최소 값 각각과 비교하여 상 기 공급 전압이 상기 소정 범위에 속하도록 상기 충전 전류의 생성을 제어하는 공급 전압 제어부를 포함하는 SMPS.
제10항에 있어서,

상기 공급 전류 생성부는,

상기 스타트 전압이 일단에 입력되는 JFET;

상기 JFET의 타단에 일단이 연결되어 있는 제1 저항

상기 JFET의 타단에 일단이 연결되어 있는 제1 MOSFET;

상기 MOSFET의 게이트 전극에 일단이 연결되고, 타단은 접지되어 있으며, 상기 공급 전압이 상기 최대 값에 도달하면 턴 온 되고, 상기 최소 값에 도달하면 턴 오프 되는 제2 MOSFET;

상기 제1 저항의 타단에 일단이 연결되어 있고, 다이오드 연결되어 있는 제1 BJT;

상기 제1 MOSFET의 타단에 일단이 연결되어 있고, 상기 제1 BJT의베이스에 베이스가 연결되어 있는 제2 BJT;

상기 제1 BJT 및 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 제너 다이오드 및

상기 제2 BJT 및 상기 커패시터 사이에 연결되어 있는 제2 저항을 포함하는 SMPS.
제11항에 있어서,

상기 공급 전압 제어부는,

비반전 단자가 상기 커패시터에 연결되어 있고, 반전 단자에 상기 최대 값이 인가되는 제1 비교기

반전 단자가 상기 커패시터에 연결되어 있고, 비반전 단자에 상기 최소 값이 인가되는 제2 비교기 및

셋단이 상기 제1 비교기에 연결되어 있고, 리셋단이 상기 제2 비교기에 연결되어 있으며, 출력단이 상기 제2 MOSFET의 게이트 전극에 연결되어 있는 SR 플립플롭을 포함하는 SMPS.
제9항에 있어서,

상기 제어부는 하나의 칩으로 형성되고, 상기 커패시터는 상기 제어부 외부에 형성되어 있는 SMPS.
제1항에 있어서,

상기 입력 전력을 정류시키는 브릿지 다이오드 및

상기 정류된 입력 전력의 전압을 평활시키는 평활 커패시터를 더 포함하고,

스타트 전압은 상기 평활 커패시터의 전압인 SMPS.
입력 전력을 전력 스위치의 스위칭 동작에 따라 출력 전력으로 변환하는 SMPS의 구동 방법에 있어서,

공급 전압을 생성하고, 상기 공급 전압에 따라 증가 또는 감소하는 주파수 변환 신호를 생성하며, 상기 주파수 변환 신호를 이용하여

상기 입력 전력에 대응하는 스타트 전압을 생성하는 단계,

상기 스타트 전압을 이용해 소정의 범위 안에 속하면서 불규칙적으로 변하는공급 전압을 생성하는 단계,

상기 공급 전압에 따라 증가 또는 감소하는 주파수 변환 신호를 생성하는 단계, 및

상기 주파수 변환 신호를 이용하여 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 포함하는 SMPS의 구동 방법.
제15항에 있어서,

상기 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는,

상기 공급 전압의 증감에 대응하여 주파수가 변동하는 램프 신호 및 클록 신호를 생성하는 단계,

상기 출력 전력에 대응하는 피드백 신호와 상기 램프 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하는 단계, 및

상기 클록 신호를 이용하여 상기 전력 스위치의 턴 온을 결정하는 단계를 포함하는 SMPS의 구동 방법.
제16항에 있어서,

상기 램프 신호 및 상기 클록 신호를 생성하는 단계는,

상기 공급 전압에 대응하는 전압과 소정의 제1 기준 전압의 차를 증폭하여 상기 주파수 변환 신호를 생성하는 단계 및

상기 주파수 변환 신호에 따라 상기 램프 신호 및 상기 클록 신호의 주파수를 가변시키는 단계를 포함하는 SMPS의 구동 방법.
제17항에 있어서,

상기 주파수 변환 신호를 생성하는 단계는,

상기 공급 전압을 레벨 시프트 시키고, 상기 제1 기준 전압과 레벨 시프트 된 공급 전압간의 차에 따라 상기 주파수 변환 신호를 생성하는 단계를 포함하는 SMPS의 구동방법.
제18항에 있어서,

상기 램프 신호 및 상기 클록 신호의 주파수를 가변 시키는 단계는,

상기 램프 신호와 상기 주파수 변환 신호 및 상기 주파수 변환 신호보다 낮은 소정의 제2 기준 전압과 비교한 결과에 따라 상기 클록 신호를 생성하며, 상기 클록 신호에 따라 상기 램프 신호를 증가 또는 감소시키는 단계를 포함하는 SMPS의 구동 방법.
제15항에 있어서,

상기 공급 전압을 생성하는 단계는,

상기 공급 전압이 소정 범위에 속하는지 판단하는 단계 및

상기 판단 결과 소정 범위보다 작으면, 상기 스타트 전압을 이용하여 충전 전류를 생성하는 단계를 포함하는 SMPS의 구동 방법.