JP4623092B2 - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁型のスイッチング電源装置、特にフォトカプラを用いずに２次側から１次側へ制御量を伝達して直接制御を行うことができ、しかも過渡応答性の良い絶縁型のスイッチング電源装置に関する。

図１０に、従来の絶縁型スイッチング電源装置の一例（従来例１）の回路図を示す。従来例１は伝統的な出力電圧のフィードバック方法を用いた定電圧出力の一石共振リセットフォワードコンバータである。

図１０に示した絶縁型スイッチング電源装置１００において、電力伝送トランス３は１次コイル３Ａと２次コイル３Ｂを備える。１次コイル３Ａの一端は＋側入力端子１に接続され、他端は電力スイッチ４を介して−側入力端子２に接続されている。電力スイッチ４のゲートはＰＷＭ制御ＩＣ６９に接続されている。

電力スイッチ４のオン、オフを行う制御回路であるＰＷＭ制御ＩＣ６９は１次側に設けられており、コンパレータ７１と、その反転入力端子に接続されたランプ電圧波形発生回路７０を備えている。直流電源７２と−側入力端子２の間には抵抗７３とフォトトランジスタ７４Ｂからなる直列回路が接続され、その接続点はコンパレータ７１の非反転入力端子に接続されている。

２次コイル３Ｂの一端は＋側出力端子１０に接続され、他端は整流側同期整流器５とチョークコイル８を順に介して−側出力端子１１に接続されている。＋側出力端子１０と−側出力端子１１の間には平滑用のコンデンサ９が接続されている。整流側同期整流器５とチョークコイル８の接続点と２次コイル３Ｂの一端との間には転流側同期整流器６が接続されている。整流側同期整流器５と転流側同期整流器６のゲートは同期整流器駆動回路７に接続されている。

＋側出力端子１０と−側出力端子１１の間には発光ダイオード７４Ａおよびシャントレギュレータ７５からなる直列回路と、抵抗１６０および抵抗１６２からなる直列回路がそれぞれ接続され、抵抗１６０と抵抗１６２の接続点はシャントレギュレータ７５のゲートに接続されている。この２次側の発光ダイオード７４Ａと１次側のフォトトランジスタ７４Ｂでフォトカプラ７４を構成している。

絶縁型スイッチング電源装置１００では、＋側入力端子１、−側入力端子２の間に加わる直流入力電圧を電力伝送トランス３の1次コイル３Ａを介して接続された電力スイッチ４がスイッチングして交流に変換する。電力伝送トランス３が１次コイル３Ａから２次コイル３Ｂに電力を伝送し、整流側同期整流器５、転流側同期整流器６で整流した後、チョークコイル８、コンデンサ９で構成する出力フィルターが平滑する事で、交流を再度直流に変換して＋側出力端子１０、−側出力端子１１から直流電圧を出力する。

出力電圧のフィードバックにおいては、抵抗１６０，１６２で分圧した電圧をシャントレギュレータ７５の基準電圧と比較して直流信号の形で誤差信号を発生し、この誤差信号を直流信号のままフォトカプラ７４で２次側から１次側に伝送する。１次側では、誤差信号をＰＷＭ制御ＩＣ６９に入力し、その内部に形成されたコンパレータ７１でランプ電圧波形発生回路７０の発生したランプ電圧波形と比較し、ＰＷＭ変調された方形波である電力スイッチ駆動信号を発生する。電力スイッチ駆動信号のオンオフタイミングに従って電力スイッチ４を駆動する事により、制御量である出力電圧が一定の電圧値に安定化される。

図１１に、従来のスイッチング電源装置の別の例（従来例２）の回路図を示す。従来例２は特許文献１の図８に示されているものである。従来例２の制御方法は、ヒステリシス制御、リップル制御、またはバンバン制御と呼ばれており、入力電圧、出力電流の急峻な変動に対する応答性が優れた方法として一般に知られている。伝統的なヒステリシス制御は、出力電圧リップルをランプ電圧として用いて電力スイッチのオンデューティ比を決定するため、平滑コンデンサのＥＳＲ（等価直列抵抗）、ＥＳＬ（等価直列インダクタンス）等、出力側の状態に特性が依存しやすいが、従来例２はコンパレータ出力の積分波形を前記リップル電圧に重畳してランプ電圧を形成する事で出力の影響を軽減している。

伝統的なヒステリシス制御は主に非絶縁型スイッチング電源で用いられているが、特許文献１の図８の回路では１次側電力スイッチをドライブトランス、コンデンサ等の絶縁素子を介して２次側から駆動する事で、絶縁型スイッチング電源にヒステリシス制御を適用する事を提案している。従来例２はフォワードコンバータにヒステリシス制御を適用した例である。

図１２に、従来のスイッチング電源装置のさらに別の例（従来例３）の回路図を示す。また、その静的レギュレーション特性を図１３に示す。正の半面は入力側から出力側に電流が流れる領域、負の半面は出力側から入力側に電流が流れる逆流電流領域を示している。従来例３は特許文献２に開示されているもので、図１２、図１３はそれぞれ特許文献２の図８、図５に示されている。

従来例３は同期整流器を用いた間接制御方式の絶縁型スイッチング電源で出力側から入力側に逆流する電流の電流量を抑制する回路である。逆流電流が、電力スイッチの寄生ダイオードを逆流する期間においては、電力スイッチ駆動信号をオフした後もドレイン電圧がほぼ０Ｖで維持される期間が生じる事から、ゲート電圧、ドレイン電圧が共にＬレベルの状態を検出すると逆流状態と判断し、出力電圧を更に増加しないと逆流電流が増加しないような保護動作を行い、その結果、図１３に示すような静的レギュレーション特性が得られる。従来例３の逆流電流抑制回路は、並列運転する絶縁型スイッチング電源同士の電流バランスが崩れて一方の出力から他方の出力に逆流電流が流入する逆流電流や、入力急変、負荷急変によって出力電圧が過渡的に増加した後に平滑コンデンサの蓄積電荷によって発生する逆流電流に対して電流量を抑制する効果を有する。
特開２００４−２０８４４０号公報 特開２００３−８８１１４号公報

従来例１において誤差信号を２次回路から１次回路へ伝送するフォトカプラは一般的に絶対最大定格温度が１００℃程度であるため、使用温度範囲の広いスイッチング電源ではディレーテイングを考慮すると採用できない。ＣＴＲ（電流伝達率）の経年劣化も信頼性上の問題になる。

また、従来例１で用いている伝統的なＰＷＭ制御は、出力フィルターの遮断周波数、誤差アンプの遮断周波数、フォトカプラの伝送遅れ等の問題があり、過渡応答性が悪い。そのため、入力電圧、出力電流の急峻な変動に対して、出力電圧が大きく変動するという問題がある。

従来例２では、リップル電圧にコンパレータ出力の積分波形を重畳しているが、出力フィルターの影響が残存し、出力状態によってスイッチング周波数が変動する。例えば、スイッチング電源の出力に低ＥＳＲの平滑コンデンサを追加すると、リップル電圧が小さくなる事から、スイッチング周波数が低下する。また、出力電圧の過渡的な変動でもスイッチング周波数が変動する。すなわち、使用状態によってスイッチング周波数が変化する事になり、絶縁型スイッチング電源の設計が困難になる問題が生じる。

例えば、絶縁型スイッチング電源の使用状態によってスイッチング周波数が変動すると、絶縁型スイッチング電源の設計に制約が生じ、使用可能な主回路方式も限定される。例えば、共振リセットフォワードコンバータだと、周波数の低下によって主スイッチにサージ電圧が発生するので採用は難しい。また、入出力フィルタは最も低い周波数に合わせて設計する必要があるので、スイッチング周波数の変動範囲が大きいと入出力フィルタの大型化を招く。

また、従来例２では、２次側に制御回路を備え、1次側の電力スイッチを絶縁素子を介して２次側から駆動する構成となっているが、２次側制御回路の起動電力は電力伝送トランスからは供給できないため、別経路の２次起動電力供給回路を設ける必要がある。２次起動電力供給回路は実質的にスイッチ素子、トランス等を備える小容量の絶縁型スイッチング電源となるので、形状が大きく、高価な部品となる。さらに、電力スイッチを制御する信号を伝送する絶縁素子を形成するドライブトランス等はスイッチング周波数で動作することになるので、比較的低周波での動作となり、形状の大きい部品が必要になるという問題がある。

さらに、ヒステリシス制御は誤差信号を増幅する回路部分を持たないために、伝統的なＰＷＭ制御と比較して静的レギュレーション特性が劣っており、出力電圧精度の規格が厳しいと対応できない問題がある。

従来例３では逆流電流を抑制するために、制御回路とは別に逆流電流抑制回路を設ける必要があり、その分だけ部品点数が増加し、回路構成が複雑化するのでコスト、小型化の観点から問題がある。

本発明は上記の問題点を解決することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、少なくとも１次コイルおよび２次コイルを有する電力伝送トランスと、前記１次コイルに流れる電流をスイッチングする少なくとも１個の電力スイッチと、前記２次コイルに接続された整流回路および平滑回路とを備え、前記電力スイッチのオン、オフを制御することによって出力電圧または出力電流が目標値に一致するように制御する絶縁型スイッチング電源装置において、２次側に設けられるとともに、前記電力スイッチのスイッチング周波数よりも高い周波数成分で構成されるタイミング信号を前記出力電圧または出力電流と前記目標値との比較に基づくタイミングで出力するタイミング信号出力手段と、前記タイミング信号を２次側から１次側へ絶縁して伝送するタイミング信号伝送手段と、１次側に設けられるとともに前記タイミング信号に基づくタイミングで前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフのいずれか一方のスイッチング動作をさせる電力スイッチ制御手段とを備えることを特徴とする。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記電力スイッチを一定周期、一定時比率でスイッチングする信号を出力する発振回路を１次側に備え、前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合には、次に前記発振回路から出力される前記タイミング信号と同じ方向のスイッチング動作を行わせる信号がマスクされることを特徴とする。さらに、前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合に、次の前記発振回路から出力される信号による逆方向のスイッチング動作が行われるまでの間の前記電力スイッチのスイッチングを禁止する複数駆動防止回路を備えることを特徴とする。その際、前記発振回路の出力信号で前記電力スイッチを一定周期でターンオンさせ、前記タイミング信号で前記電力スイッチをターンオフさせるものであっても、逆に前記発振回路の出力信号で前記電力スイッチを一定周期でターンオフさせ、前記タイミング信号で前記電力スイッチをターンオンさせるものであっても構わない。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記電力スイッチが、自動的に前記タイミング信号によるスイッチング動作とは逆のスイッチング動作をするように構成されていることを特徴とする。その際、前記タイミング信号で前記電力スイッチをターンオフさせ、オン期間に対応する長さのオフ期間をおいて前記電力スイッチが自動的にターンオンすることを特徴とする。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記タイミング信号伝送手段が１次側と２次側の間に設けられた信号伝送トランスであることを特徴とする。さらに、前記信号伝送トランスは、前記電力伝送トランス、または前記平滑回路の構成部品であるチョークコイルと同一のコアを共用する複合磁性部品として形成されていることを特徴とする。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記タイミング信号伝送手段が１次側と２次側の間に設けられた信号伝送コンデンサであることを特徴とする。さらに、前記電力伝送トランスを搭載する多層回路基板を備え、該多層回路基板内に絶縁層を介して形成されたパターン間の容量を前記信号伝送コンデンサとして利用することを特徴とする。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記電力伝送トランスに、前記タイミング信号に基づいて前記電力伝送トランスのリセット電圧を変化させる３次コイルと、前記電力伝送トランスのリセット電圧の変化を検知する４次コイルを有し、前記電力伝送トランスが前記タイミング信号伝送手段を兼ねることを特徴とする。その際、前記３次コイルとコンデンサとスイッチ素子からなるアクティブクランプ回路を２次側に備え、前記タイミング信号で前記スイッチ素子をターンオフすることを特徴とする。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、前記タイミング信号出力手段は、（前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始後に）前記出力電圧または出力電流とその目標値を直接的もしくは間接的にコンパレータで比較し、該コンパレータの２つの入力の大小関係が切り換わって出力が切り換るタイミングをタイミング信号として出力することを特徴とする。しかも、前記タイミング信号出力手段は、（前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始時において）前記タイミング信号を出力すべき条件が満たされている場合には、直ちに前記タイミング信号を出力することを特徴とする。さらに、前記出力電圧または出力電流および前記目標値のいずれか一方に、直接的もしくは間接的に前記電力スイッチのスイッチングと同期したランプ電圧を重畳するランプ電圧重畳手段を備えることを特徴とする。また、２次側に出力チョークコイルを備え、前記ランプ電圧を前記出力チョークコイルの積分波形を用いて発生させることを特徴とする。そして、外乱に対して前記タイミング信号出力手段より緩やかに応答して前記出力電圧または出力電流と前記目標値の静的な偏差を低減する静的偏差低減回路を備えることを特徴とする。

本発明は、フォトカプラを用いないで絶縁型の自動制御回路を構成できるので、フォトカプラに起因する問題を回避する事が可能であり、ＣＴＲの経年劣化を回避できるだけでなく、絶縁型スイッチング電源装置の動作周囲温度を広く設定する事が可能になる。また、外乱に対してパルスバイパルス動作で応答するので優れた過渡応答性が実現できる。

また、電力スイッチを制御する制御回路を１次側に備えるため、電力伝送トランスとは別系統の２次起動電力供給回路は不要である。また、２次側から１次側へはタイミング信号を送るだけなので、信号伝送手段をスイッチング周波数より高周波で駆動でき、回路の簡略化、部品の小型化が可能であり、絶縁型スイッチング電源装置の小型化、低コスト化の観点で有利である。また、固定スイッチング周波数のスイッチング電源装置に適用した際、出力状態によるスイッチング周波数の変動が起こらないので設計が容易である。また、必要に応じて静的偏差低減回路を追加する事で、ヒステリシス制御のスイッチング電源装置よりも静的な偏差を低減可能であり、例えば定電圧出力のスイッチング電源装置では優れた出力電圧精度を実現できる。

更に、本発明では同期整流器の逆流抑制回路を設けないでも、逆流電流を抑制できる特性を実現できるので、部品点数の削減と回路構成の簡略化に有利である。

本発明の絶縁型スイッチング電源装置の一実施例の回路図である。 図１の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 本発明の絶縁型スイッチング電源装置の別の実施例の回路図である。 本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図である。 図４の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図である。 図６の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例の回路図である。 図８の絶縁型スイッチング電源装置の各部の動作波形を示す波形図である。 従来の絶縁型スイッチング電源装置の一例を示す回路図である。 従来の絶縁型スイッチング電源装置の別の例を示す回路図である。 従来の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の例を示す回路図である。 図１２の絶縁型スイッチング電源装置における静的レギュレーション特性を示す特性図である。

符号の説明

１…＋側入力端子
２…−側入力端子
３…電力伝送トランス
３Ａ…１次コイル
３Ｂ…２次コイル
３Ｃ…３次コイル
３Ｄ…４次コイル
４…電力スイッチ
５…整流側同期整流器
６…転流側同期整流器
７…同期整流器駆動回路
８…チョークコイル
８’…チョークトランス
８Ａ…１次コイル
８Ｂ…２次コイル
９…平滑用コンデンサ
１０…＋側出力端子
１１…−側出力端子
１２、２００、２１０…発振回路
１９…電力スイッチオフ回路
２０、３０…ＡＮＤゲート
２１、５１…スイッチ素子
２２…複数駆動防止回路
２５…絶縁信号伝送回路（タイミング信号伝送手段）
２６…信号伝送トランス
２７、３３、３４、５０…コンデンサ
２９、２１１…オン期間制御回路（タイミング信号出力手段）
３１、２０２…コンパレータ
３２、３５、３６、３８、４５、４７、７６、５５…抵抗
３７…基準電圧源
３９…コモンモードノイズ除去用コンデンサ
４０…電力スイッチオン回路（電力スイッチ制御手段）
４１、５６…ＮＯＲゲート
４２…信号伝送コンデンサ（タイミング信号伝送手段）
４３、２０１…オフ期間制御回路（タイミング信号出力手段）
４４、５７…インバータ
４６…検出レベル調整電圧源
４９…アクティブクランプ回路
７７…ダイオード
５４…ゼロ電圧状態検出回路
６３…静的偏差低減回路
１１０、１２０、１３０、１４０、１５０…絶縁型スイッチング電源装置

（実施例１）
図１に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置の一実施例（実施例１）の回路図を示す。図１に示した絶縁型スイッチング電源装置１１０は、一石共振リセットフォワードコンバータである。図１において、図１０と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付す。

図１に示した絶縁型スイッチング電源装置１１０において、電力伝送トランス３は１次コイル３Ａと２次コイル３Ｂを備える。１次コイル３Ａの一端は＋側入力端子１に接続され、他端はＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成する電力スイッチ４を介して−側入力端子２に接続されている。

１次側には発振回路１２が設けられており、その出力はＡＮＤゲート２０の一方の入力に接続されており、ＡＮＤゲート２０の出力は電力スイッチ４のゲートに接続されている。ＡＮＤゲート２０の他方の入力と−側入力端子２との間にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成するスイッチ素子２１が接続されている。ＡＮＤゲート２０とスイッチ素子２１で電力スイッチ制御手段である電力スイッチオフ回路１９が構成されている。さらに、スイッチ素子２１のゲート・ソース間には信号伝送トランス２６の１次コイル２６Ａが接続されている。

発振回路１２はインバータ１３、１４、抵抗１５、１７、ダイオード１６、コンデンサ１８で形成された無安定マルチバイブレータである。発振回路１２の出力はほぼ一定の周波数の信号となるが、抵抗１５とダイオード１６の働きによりＨレベル期間の方がＬレベル期間より広くなっている。この信号でＡＮＤゲート２０を介して電力スイッチ４を駆動する。発振回路１２の出力のＬレベル期間はＡＮＤゲート２０の出力ももう１つの入力の状態によらずＬレベルとなって電力スイッチ４が必ずオフするマスク期間になる。電力スイッチ４のオフ期間は発振回路１２の出力のＬレベル期間より短くなることはないので、発振回路１２の出力が電力スイッチ４の最大オンデューティを決める信号（デューティｍａｘ信号）になる。

発振回路１２の最終出力段のインバータ１４の入力側の信号は発振回路１２の出力とは反転した信号になるが、この点とスイッチ素子２１のドレインとの間にはダイオード２３と抵抗２４が直列に接続されている。このダイオード２３と抵抗２４で複数駆動防止回路２２が構成されている。複数駆動防止回路２２の機能については後述する。

電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂの一端は＋側出力端子１０に接続され、他端は整流側同期整流器５とチョークトランス８’の１次コイル８Ａを順に介して−側出力端子１１に接続されている。＋側出力端子１０と−側出力端子１１の間には平滑用のコンデンサ９が接続されている。整流側同期整流器５とチョークトランス８’の１次コイル８Ａの接続点と２次コイル３Ｂの一端との間には転流側同期整流器６が接続されている。整流側同期整流器５と転流側同期整流器６のゲートは同期整流器駆動回路７に接続されている。

２次側にはコンパレータ３１が設けられており、その非反転入力端子は＋側出力端子１０に接続されている。また、−側出力端子１１に対して所定の基準電圧を発生する基準電圧源３７を備えており、その出力を抵抗３６および抵抗３５で分圧した分圧点がコンパレータ３１の反転入力端子に接続されている。さらに、チョークトランス８’の１次コイル８Ａに並列に抵抗３２およびコンデンサ３３からなる直列回路が接続されており、その接続点もコンデンサ３４を介してコンパレータ３１の反転入力端子に接続されている。

コンパレータ３１の出力はＡＮＤゲート３０の一方の入力に接続されている。チョークトランス８’の２次コイル８Ｂは一端が−側出力端子１１に接続され、他端がＡＮＤゲート３０の他方の入力に接続されている。ＡＮＤゲート３０の出力はコンデンサ２７と信号伝送トランス２６の２次コイル２６Ｂを介して−側出力端子１１に接続されている。２次コイル２６Ｂの両端にはダイオード２８が接続されている。

このコンパレータ３１、基準電圧源３７、抵抗３５、抵抗３６、チョークトランス８’、抵抗３２、コンデンサ３３、ＡＮＤゲート３０でタイミング信号出力手段であるオン期間制御回路２９を構成している。また、コンデンサ２７、ダイオード２８、および信号伝送トランス２６でタイミング信号伝送手段である絶縁信号伝送回路２５を構成している。

このように構成された絶縁型スイッチング電源装置１１０の動作を図２に示した動作波形を参照して説明する。最初は通常のスイッチング動作について、例えば図２のＢ点より２サイクルほど手前の動作波形に基づいて説明する。

まず、発振回路１２の出力がＬレベルの時には、それが一方の入力に印加されるＡＮＤゲート２０の出力ももう一方の入力の状態によらずＬレベルになるので電力スイッチ４はオフとなる。スイッチ素子２１のゲートは信号伝送トランス２６の１次コイル２６Ａを介してグランドレベルになっているためスイッチ素子２１はオフとなっている。また、発振回路１２におけるインバータ１４の入力側はＨレベルなので、ダイオード２３と抵抗２４を介して電流が流れ、オフ状態にあるスイッチ素子２１のドレイン・ソース間の寄生容量を充電するため、スイッチ素子２１のドレイン、すなわちＡＮＤゲート２０の他方の入力はＨレベルになる。

この状態において発振回路１２の出力がＨレベルに変わるとＡＮＤゲートの出力もＨレベルになって電力スイッチ４がターンオンし、電力伝送トランス３の１次コイル３Ａに電流が流れ始める。同時に同期整流器駆動回路７によって整流側同期整流器５がオンに、転流側同期整流器６がオフになり、２次コイル３Ｂにもチョークトランス８’の１次コイル８Ａおよび整流側同期整流器５を介して電流が流れ始める。このように電力スイッチ４のターンオンのタイミングは１次側の発振回路１２の出力の立ち上がりタイミングに依存する。すなわち電力スイッチ４のターンオンのタイミングは１次側で制御される。

コンパレータ３１の非反転入力端子には制御量である出力電圧（＋側出力端子１０の電圧）が直接入力されており、反転入力端子には目標値である基準電圧源３７を抵抗３５、３６によって分圧した電圧が入力されており、制御量と目標値を間接的に比較している。チョークトランス８’の１次コイル８Ａ両端の電圧を抵抗３２、コンデンサ３３で積分し、コンデンサ３４で直流分をカットしたランプ電圧を抵抗３５、３６の接続点に印加することによって基準電圧源３７の分圧電圧にランプ電圧を重畳している。言い換えると、目標値である基準電圧源に、分圧抵抗を用いて間接的にランプ電圧を重畳している。さらに、制御量である出力電圧にもリップル電圧が重畳されており、ランプ電圧の傾きを強める方向に作用する。

コンパレータ３１の出力はＡＮＤゲート３０の一方の入力に印加される。ＡＮＤゲート３０の他方の入力に接続されたチョークトランス８’の２次コイル８Ｂの出力はＨレベルになる期間が電力スイッチ４のオン期間とほぼ一致している。すなわち、２次コイル８Ｂの出力を電力スイッチオン期間の検出に用いることができる。そのため、電力スイッチ４のオン期間にのみコンパレータ３１の出力がＡＮＤゲート３０を介してそのまま出力される。

電力スイッチ４がオンしている状態で低下傾向にあったコンパレータ３１の反転入力端子の電圧が出力電圧を下回るとコンパレータ３１の出力がＨレベルとなり、ＡＮＤゲート３０の出力がＨレベルに変化する。ＡＮＤゲート３０の出力はコンデンサ２７で直流分がカットされ、ＬレベルからＨレベルへのレベル変化に対応した信号のみが電力スイッチ４をターンオフさせるためのオフ信号として信号伝送トランス２６の２次コイル２６Ｂから1次コイル２６Ａに絶縁して伝送される。この場合のオフ信号はコンパレータ３１の出力のＬレベルからＨレベルへの変化をトリガとして出力されることになる。

なお、ダイオード２８はオフ信号伝送時に励磁した信号伝送トランス２６のコアをリセットする機能を有する。また、信号伝送トランス２６を、電力伝送トランス３、もしくはチョークトランス８’と同一のコアを共用する複合磁性部品として形成し、部品の小型化、低価格化を図る事も可能である。このような複合磁性部品の形成方法については、例えば特開２０００−２６０６３９号公報に開示されている。

信号伝送トランス２６の1次コイル２６Ａから出力されたオフ信号はスイッチ素子２１のゲートに印加され、スイッチ素子２１は短時間だけオンする。スイッチ素子２１がオンしている間にその寄生容量に蓄積された電荷が放電され、ＡＮＤゲート２０の他方の入力がＬレベルに切り替わる。それによってＡＮＤゲート２０の出力がＬレベルになり、電力スイッチ４がターンオフする。このように、信号伝送トランス２６を介して２次側から１次側に伝送されるオフ信号によって電力スイッチ４のターンオフが制御される。すなわち電力スイッチ４のターンオフのタイミングは２次側から制御される。よって、このオフ信号が絶縁型スイッチング電源装置１１０においてのタイミング信号となる。

発振回路１２の出力がＨレベルの期間にはインバータ１４の入力側はＬレベルであり、ダイオード２３と抵抗２４を介する電流が流れることはない。よって、電力スイッチ４がターンオフした後でスイッチ素子２１が再びオフになってもドレイン・ソース間の寄生容量が充電されることはなく、ＡＮＤゲート２０の他方の入力はＬレベルを維持する。そのため、発振回路１２の出力がＨレベルの期間には何らかの理由で信号伝送トランス２６を介して再度オフ信号を受信したとしても一旦ターンオフした電力スイッチ４が再びターンオン、オフを繰り返すことはない。すなわち、このダイオード２３と抵抗２４で構成される回路は、オフ信号を発振回路１２の１周期に１回しか受信できないように制限する事で、１周期に２回電力スイッチ駆動信号が発生して不安定な制御動作になる事を防止している。そのため、この回路を複数駆動防止回路２２と称している。

電力スイッチ４がターンオフするとコンパレータ３１の反転入力端子の電圧が上昇に転じ、出力電圧を上回るとコンパレータ３１の出力がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート３０の出力もＬレベルに戻る。但し、このレベル変化は１次側に伝送されることはない。

また、電力スイッチ４がターンオフすると電力伝送トランス３の１次コイル３Ａには一時的に電力スイッチ４の寄生容量との間の共振電流が流れ、その後電流が流れなくなる。同時に同期整流器駆動回路７によって整流側同期整流器５がオフに、転流側同期整流器６がオンになり、チョークトランス８’の１次コイル８Ａおよび転流側同期整流器６を介して転流電流が流れるようになる。これは次に発振回路１２の出力がＨレベルに変わることによって電力スイッチ４がターンオンするまで続く。

絶縁型スイッチング電源装置１１０においては、通常動作時にはこのようにして発振回路１２の発振周波数で電力スイッチ４のスイッチング動作が繰り返される。

なお、発振回路１２の発振周波数はマルチバイブレータの定数で決まっているので、この絶縁型スイッチング電源装置１１０はほぼ固定のスイッチング周波数で動作する。絶縁型スイッチング電源の出力の状態は、発振回路１２に影響を及ぼさない。そのため、出力の状態によるスイッチング周波数の変動が生じないので、絶縁型スイッチング電源の設計が容易になる。

また、２次側から１次側へ伝送されるオフ信号（タイミング信号）はＡＮＤゲートの出力の変化のみを情報とする信号であり、信号の周波数はスイッチング周波数に比べて高い周波数となる。そのため、信号伝送トランス２６としては小型化、低価格化が可能になる。

次に、出力電圧の急変時について説明する。図２ではＡ点以降において、入力電圧の急激な低下、または負荷電流の急激な増加により、出力電圧が急激に低下した後、電力スイッチのＰＷＭ制御動作によって出力電圧が規定値に回復する様子を示している。

まず、電力スイッチ４は発振回路１２の出力がＨレベルに変わるタイミングでターンオンする。このとき、上述のようにＡＮＤゲート２０の他方の入力はＨレベルとなっているが、出力電圧が低くてコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧を上回らないと２次側ではオフ信号が発生しないので、ＡＮＤゲート２０の他方の入力はＨレベルが維持される。そのうちに発振回路１２の出力がＬレベルに変わるとＡＮＤゲート２０の出力がＬレベルになり電力スイッチ４がターンオフする。この場合は発振回路１２の出力のみで電力スイッチ４がスイッチングすることになるため、最大オンデューティでのスイッチングとなる。

最大オンデューティでのスイッチングによって出力電圧が上昇するとコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧を上回るようになり２次側からのオフ信号で電力スイッチ４のターンオフが制御されるようになる。図２においてはＡ点以降の最大オンデューティでのスイッチングは１サイクルのみとなっている。

また、図２ではＢ点以降において、入力電圧の急激な増加、または負荷電流の急激な減少により、出力電圧が急激に増加した後、電力スイッチのＰＷＭ制御動作によって出力電圧が規定値に回復する様子を示している。

出力電圧が高くてコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧を上回っていると、電力スイッチ４のオフ期間であってもコンパレータ３１の出力はＨレベルとなる。ただ、電力スイッチ４のオフ期間においてはＡＮＤゲート３０に入力されるチョークトランス８’の２次コイル８Ｂの出力はＬレベルなのでＡＮＤゲート３０の出力はＬレベルとなっている。

この状態でも電力スイッチ４は発振回路１２の出力がＨレベルに変わるタイミングでターンオンする。これによってチョークトランス８’の２次コイル８Ｂの出力がＨレベルになり、ＡＮＤゲート３０の２つの入力がともにＨレベルになるためＡＮＤゲート３０の出力はＬレベルからＨレベルに変化し、オフ信号が出力され、信号伝送トランス２６を介して１次側に伝達され、電力スイッチ４はすぐにターンオフする。この場合のオフ信号は通常動作時とは異なり、電力スイッチ４がオンすることによって生じるチョークトランス８’の２次コイル８Ｂの出力の変化をトリガとして出力されることになる。したがって電力スイッチ４のオン時間は短くなり、最小オンデューティとなる。このように、絶縁型スイッチング電源装置１１０においては、出力電圧が高い時にも電力スイッチ４は最小オンデューティで必ずオンされる。

以上の説明のように、絶縁型スイッチング電源装置１１０の制御回路は、図２のＡ点、Ｂ点で示したような出力電圧の急峻な変動に対して、すぐ次の周期で応答してオンデューティ比を制御するパルスバイパルス動作となっており過渡応答性に優れている。

なお、伝統的なＰＷＭ制御では電力スイッチのオンデューティ比を最小限まで小さく制御すると電力スイッチ駆動信号のパルス幅がゼロになり、電力スイッチ駆動信号が欠如したスイッチング周期が生じる場合がある。しかしながら本発明の絶縁型スイッチング電源装置１１０では、上述のように電力スイッチ駆動信号のパルス幅がゼロになる動作モードは生じない。

電力スイッチ駆動信号のパルス幅がゼロにならない事で、同期整流器の逆流電流を抑制する効果が生じる。この点について簡単に説明する。

従来例３のような同期整流器を用いたスイッチング電源では、並列接続された絶縁型スイッチング電源、出力平滑コンデンサ等が逆流電流源となり、出力側から入力側に逆流電流が流れる動作モードが存在する。絶縁型スイッチング電源のスイッチング動作中に、逆流電流源によって出力電圧より高い電圧が印加されると、出力側から入力側に逆流電流が流れる。逆流電流が増加し、出力チョークコイルに全周期に渡って逆方向電流が流れる臨界点まで到達すると、電力スイッチ駆動信号がオフした後も電力スイッチドレイン電圧がほぼ０Ｖに維持される期間が生じる。これは、逆流電流源の作用による出力電圧増加を抑制するために電力スイッチ駆動信号のオンデューティ比が低減されるが、電力スイッチ駆動信号がオフ後に、電力スイッチとなるＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆流電流が流れていると、その期間は電力スイッチドレイン電圧が上昇しないからである。

更に逆流電流を増やそうとすると電力スイッチ駆動信号のパルス幅が絞られ、電力スイッチ駆動信号、電力スイッチドレイン電圧が共にＬレベルの期間が増加する。伝統的なＰＷＭ制御で、かつ従来例３のように逆流電流抑制回路を設けないと、パルス幅がゼロまで絞られて同期整流器が自励発振に陥る。

実施例１の回路では電力スイッチ駆動信号のパルス幅がゼロにならないので自励発振は生じず、一定値以上の逆流電流では最小パルス幅になる。この動作モードでは、逆流電流源が出力に印加する電圧を更に増加させないと、逆流電流が増加しない図１３と相似の静的レギュレーション特性が得られ、逆流電流が抑制される。このように、実施例１の回路は逆流電流抑制回路を設けないのに逆流電流を抑制できる性質を有している。

また、本発明の絶縁型スイッチング電源装置１１０では、図２のＡ点以降のように２次側からのオフ信号が来ない場合には電力スイッチ４のスイッチングは１次側の回路のみでも可能となっている。なお、起動開始時には１次側に別途設けるソフトスタート回路（図示は省略）で２次側の回路の代わりにオフ信号を供給して電力スイッチのオン時比率を徐々に広げるので２次側の回路が機能する必要はない。そのため、２次起動電力供給回路を設ける必要がなく、小型化、低価格化に有利である。

（実施例２）
図３に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置の別の実施例（実施例２）の回路図を示す。図３に示した絶縁型スイッチング電源装置１２０も、一石共振リセットフォワードコンバータである。図３において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

図３に示した絶縁型スイッチング電源装置１２０において、図１に示した絶縁型スイッチング電源装置１１０との違いは、−側の電流経路に直列に抵抗３８を設け、抵抗３８の一端（−側出力端子１１側）をコンパレータ３１の非反転入力端子に接続し、他端に基準電圧源３７が接続されるように構成した点だけである。これによって出力電流を抵抗３８で電圧に変換し、制御量として目標値である基準電圧源３７と比較しており、出力電流を安定化している。

実施例２の絶縁型スイッチング電源装置は、制御量が出力電流であること以外は実施例１と全く同じ回路構成であり、回路動作もほとんど同じである。よって、詳細な説明は省略する。

そして、実施例２の制御回路も実施例１と同様にパルスバイパルス動作なので過渡応答性に優れており、入力電圧、出力電圧の急峻な変動があっても出力電流の変動を抑制できる利点がある。

（実施例３）
図４に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例（実施例３）の回路図を示す。図４に示した絶縁型スイッチング電源装置１３０も、一石共振リセットフォワードコンバータである。図４において、図１や図１０と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

図４に示した絶縁型スイッチング電源装置１３０において、１次側には発振回路２００が設けられており、その出力はＮＯＲゲート４１の一方の入力に接続されており、ＮＯＲゲート４１の出力は電力スイッチ４のゲートに接続されている。ＮＯＲゲート４１の他方の入力と−側入力端子２との間にはＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成するスイッチ素子２１が接続されている。ＮＯＲゲート４１とスイッチ素子２１で電力スイッチ制御手段である電力スイッチオン回路４０が構成されている。

発振回路２００は、ダイオード１６の向きが逆になっている点以外は図１における発振回路１２と同じである。抵抗１５と逆向きのダイオード１６の働きにより、発振回路２００の出力は、Ｈレベル期間の方がＬレベル期間より狭くなる（オンデューティが小さくなる）ように設定されている。発振回路２００の出力のＨレベル期間は電力伝送トランス３のリセット期間より短く設定されている。この出力がＮＯＲゲート４１を介して電力スイッチ４を駆動する。発振回路２００の出力のＨレベル期間はＮＯＲゲート４１の出力がＬレベルになるため、電力スイッチ４は必ずオフする。

発振回路２００の出力とスイッチ素子２１のドレインとの間にはダイオード２３と抵抗２４で構成される複数駆動防止回路２２が接続されている。複数駆動防止回路２２の働きは図１に示した絶縁型スイッチング電源装置１１０の場合と基本的に同じである。

電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂの一端は＋側出力端子１０に接続され、他端は整流側同期整流器５とチョークコイル８を順に介して−側出力端子１１に接続されている。＋側出力端子１０と−側出力端子１１の間には平滑用のコンデンサ９が接続されている。整流側同期整流器５とチョークコイル８の接続点と２次コイル３Ｂの一端との間には転流側同期整流器６が接続されている。整流側同期整流器５と転流側同期整流器６のゲートは同期整流器駆動回路７に接続されている。

２次側にはコンパレータ３１が設けられており、その反転入力端子は＋側出力端子１０に接続されている。また、−側出力端子１１に対して所定の基準電圧を発生する基準電圧源３７を備えており、その出力を抵抗３６および抵抗３５で分圧した分圧点がコンパレータ３１の非反転入力端子に接続されている。さらに、チョークコイル８に並列に抵抗３２およびコンデンサ３３からなる直列回路が接続されており、その接続点もコンデンサ３４を介して抵抗３６および抵抗３５の接続点に接続されている。

コンパレータ３１の出力はＡＮＤゲート３０の一方の入力に接続されている。ＡＮＤゲート３０の他方の入力にはインバータ４４の出力が接続されており、インバータ４４の入力は２次コイル３Ｂの他端に接続されている。ＡＮＤゲート３０の出力はタイミング信号伝送手段となる信号伝送コンデンサ４２を介してスイッチ素子２１のゲートに接続されている。

このコンパレータ３１、基準電圧源３７、抵抗３５、抵抗３６、チョークコイル８、抵抗３２、コンデンサ３３、ＡＮＤゲート３０、インバータ４４でタイミング信号出力手段であるオフ期間制御回路４３が構成されている。

さらに、電力伝送トランス３の１次コイル３Ａの一端と２次コイル３Ｂの一端との間にはコモンモードノイズ除去用のコンデンサ３９が接続されている。

このように構成された絶縁型スイッチング電源装置１３０の動作を図５に示した動作波形を参照して説明する。最初は通常のスイッチング動作について、例えば図５のＡ点より２サイクルほど手前の動作波形に基づいて説明する。

まず、発振回路２００の出力がＨレベルの時には、それが一方の入力に印加されるＮＯＲゲート４１の出力はＬレベルになるので電力スイッチ４はオフとなる。このとき、ダイオード２３と抵抗２４を介して電流が流れ、オフ状態にあるスイッチ素子２１のドレイン・ソース間の寄生容量を充電するため、スイッチ素子２１のドレイン、すなわちＮＯＲゲート４１の他方の入力もＨレベルになる。

発振回路２００の出力がＨレベルから短いオン期間の後でＬレベルに変わっても、そのタイミングではＮＯＲゲート４１の他方の入力はＨレベルを維持しているのでＮＯＲゲート４１の出力はＬレベルのままであり、電力スイッチ４はオフのままである。

コンパレータ３１の反転入力端子には制御量である出力電圧が直接入力されており、非反転入力端子には目標値である基準電圧源３７を抵抗３６、３５によって分圧した電圧が入力されており、制御量と目標値を間接的に比較している。また、チョークコイル８の両端の電圧を抵抗３２、コンデンサ３３で積分し、コンデンサ３４で直流分をカットしたランプ電圧を抵抗３５、３６の接続点に重畳しており、基準電圧源３７の分圧電圧にランプ電圧を重畳している。言い換えると、目標値である基準電圧源に、分圧抵抗を用いて間接的にランプ電圧を重畳している。さらに、制御量である出力電圧にもリップル電圧が重畳されており、ランプ電圧の傾きを強める方向に作用する。

コンパレータ３１出力はＡＮＤゲート３０の一方の入力に印加される。ＡＮＤゲート３０のもう一方に入力するインバータ４４の出力は、電力伝送トランス３のリセット期間を除く期間でＨレベルになっている。すなわち、インバータ４４の出力で電力伝送トランス３のリセット期間を検出することができる。そのため、電力伝送トランス３のリセット期間を除いてコンパレータ３１の出力がＡＮＤゲート３０を介してそのまま出力される。

電力スイッチ４がオフしていて、しかも発振回路２００の出力がＬレベルになっている状態でコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が上昇して出力電圧を上回ると、コンパレータ３１の出力がＨレベルとなり、ＡＮＤゲート３０の出力がＨレベルに変化する。ＡＮＤゲート３０の出力は信号伝送コンデンサ４２で直流分がカットされ、ＬレベルからＨレベルへのレベル変化に対応した信号のみが電力スイッチ４をターンオンさせるためのオン信号（タイミング信号）として出力される。この場合のオン信号はコンパレータ３１の出力のＬレベルからＨレベルへの変化をトリガとして出力されることになる。

オン信号はスイッチ素子２１のゲートに印加され、スイッチ素子２１は短時間だけオンする。スイッチ素子２１がオンするとその寄生容量に蓄積された電荷が放電され、ＮＯＲゲート４１の他方の入力がＬレベルに切り替わる。それによってＮＯＲゲート４１の出力がＨレベルになり、電力スイッチ４がターンオンする。このように、２次側から１次側に伝送されるオン信号によって電力スイッチ４のターンオンが制御される。すなわち電力スイッチ４のターンオンのタイミングは２次側から制御される。よって、このオン信号が絶縁型スイッチング電源装置１２０においてのタイミング信号となる。

発振回路２００の出力がＬレベルの期間にはダイオード２３と抵抗２４を介して電流が流れることはないため、スイッチ素子２１が再びオフになってもそのドレイン・ソース間の寄生容量は充電されず、ＮＯＲゲート４１の他方の入力はＬレベルを維持する。そのため、発振回路２００の出力がＬレベルの期間には何らかの理由で再度オン信号を受信したとしても電力スイッチ４の動作に影響を与えない。すなわち、このダイオード２３と抵抗２４で構成される回路はオン信号を発振回路２００の１周期に１回しか受信できないように制限する事で、１周期に２回電力スイッチ駆動信号が発生して不安定な制御動作になる事を防止している。そのため、この回路を複数駆動防止回路２２と称している。

電力スイッチ４がターンオンするとコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が下降に転じ、出力電圧を下回るとコンパレータ３１の出力がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート３０の出力もＬレベルに戻る。但し、このレベル変化は１次側に伝送されてもスイッチ素子２１をオンさせる方向の信号にはならないので無視される。

また、電力スイッチ４がターンオンになると電力伝送トランス３の１次コイル３Ａに電流が流れ始める。同時に同期整流器駆動回路７によって整流側同期整流器５がオンに、転流側同期整流器６がオフになり、２次コイル３Ｂにもチョークトランス８’の１次コイル８Ａおよび整流側同期整流器５を介して電流が流れ始める。

そして、しばらくすると発振回路２００の出力がＨレベルに切り替わる。これによってＮＯＲゲート４１の出力はＬレベルになるので電力スイッチ４はオフとなる。このように、電力スイッチ４のターンオフのタイミングは１次側の発振回路２００の出力の立ち上がりタイミングに依存する。すなわち電力スイッチ４のターンオフのタイミングは１次側で制御される。

電力スイッチ４がターンオフすると電力伝送トランス３の１次コイル３Ａにはリセット期間の間だけ電力スイッチ４の寄生容量との間の共振電流が流れる。上述のように発振回路２００はのＨレベル期間はリセット期間より短くなるようにあらかじめ設定されている。そのため、このリセット期間の間に発振回路２００の出力はＬレベルに変わる。このリセット期間はインバータ４４の出力がＬレベルになるため、コンパレータ３１の出力の状態によらずオン信号は出力されない。

また、電力スイッチ４がターンオフすると同期整流器駆動回路７によって整流側同期整流器５がオフに、転流側同期整流器６がオンになり、チョークコイル８および転流側同期整流器６を介して転流電流が流れるようになる。この状態は次に２次側からのオン信号によって電力スイッチ４がターンオンするまで続く。

絶縁型スイッチング電源装置１３０においては、通常動作時にはこのようにして発振回路２００の発振周波数で電力スイッチ４のスイッチング動作が繰り返される。

なお、発振回路２００の発振周波数はマルチバイブレータの定数で決まっているので、この絶縁型スイッチング電源装置１３０はほぼ固定のスイッチング周波数で動作する。そのため、出力の状態によるスイッチング周波数の変動が生じないので、絶縁型スイッチング電源の設計が容易になる。

また、２次側から１次側へ伝送されるオン信号（タイミング信号）はＡＮＤゲートの出力の変化のみを情報とする信号であり、信号の周波数はスイッチング周波数に比べて高い周波数となる。そのため、タイミング信号伝送手段である信号伝送コンデンサ４２は小容量でよく、小型化、低価格化が可能になる。

なお、コンデンサ３９はコモンモードノイズ除去用のコンデンサであるが、信号伝送コンデンサ４２に混入するコモンモードノイズのレベルを低減して誤動作を発生させないためには、
信号伝送コンデンサ４２の容量≪コンデンサ３９の容量
という関係が必要である。

なお、オン信号を高周波化するに従って、信号伝送コンデンサ４２の容量を小さく設定する事が可能であり、例えば数ＭＨｚに設定すれば１０ｐＦ程度の容量でも伝送可能である。

また、多層基板に部品を実装してスイッチング電源モジュール構成する場合、小容量のコンデンサであれば、使用していない内層パターンを利用して形成できるため、信号伝送コンデンサ４２を多層基板に内蔵すれば部品点数の増加を抑制できる利点がある。

次に、出力電圧の急変時について説明する。図５ではＡ点以降において、入力電圧の急激な低下、または負荷電流の急激な増加により、出力電圧が急激に低下した後、電力スイッチのＰＷＭ制御動作によって出力電圧が規定値に回復する様子を示している。

電力スイッチ４がオンしているＡ点において出力電圧が急に低くなってコンパレータ３１の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧を下回るとコンパレータ３１の出力はＨレベルとなる。このときＡＮＤゲート３０に入力されるインバータ４４の出力もＨレベルなのでＡＮＤゲート３０の出力はＨレベルに変化し、信号伝送コンデンサ４２を介してスイッチ素子２１のゲートにオン信号が伝達される。しかしながら、このときには電力スイッチ４がオン状態にあり、複数駆動防止回路２２が機能してスイッチ素子２１のドレイン電圧がＬレベルに維持されているため、このオン信号は無視される。

その後、発振回路２００の出力がＨレベルに変化することによって電力スイッチ４はターンオフする。スイッチ素子２１は再びドレイン・ソース間の寄生容量が充電されることによってドレインがＨレベルになり、オン信号を受け入れ可能になる。インバータ４４の出力は電力スイッチ４のターンオフの後で電力伝送トランス３のリセット期間が始まるとＬレベルとなり、ＡＮＤゲート３０の出力もＬレベルになる。

そして、リセット期間が終わるとインバータ４４の出力がＨレベルになる。一方、リセット期間の間も出力電圧が上昇しないためコンパレータ３１の出力はＨレベルが維持される。そのため、このリセット期間終了のタイミングでＡＮＤゲート３０の出力がＬレベルからＨレベルに再び変化し、オン信号が出力され、電力スイッチ４がターンオンする。結果的に電力スイッチ４は電力伝送トランス３のリセット期間の間だけオフすることになる。

電力スイッチ４がターンオンするとコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が下降に転じ、出力電圧を下回るとコンパレータ３１の出力がＬレベルとなり、ＡＮＤゲート３０の出力もＬレベルに戻る。

この状態は、次に発振回路２００の出力がＨレベルに切り替わることによって電力スイッチ４がターンオフするまで続く。この場合のオン期間は、発振回路２００が決める1周期から電力伝送トランス３のリセット期間を差し引いた期間となり、これが最大オンデューティになる。

電力スイッチ４が最大オンデューティでスイッチングすることによって出力電圧が上昇するため、図５においては次のサイクルは通常動作時と同様にコンパレータ３１の出力がＬレベルからＨレベルに変化するタイミングでオン信号が出力されるようになる。もちろん、出力電圧の上昇度合いによっては最大オンデューティでのスイッチングが２サイクル以上続くこともあり得る。

また、図５ではＢ点以降において、入力電圧の急激な上昇、または負荷電流の急激な減少により、出力電圧が急激に上昇した後、電力スイッチのＰＷＭ制御動作によって出力電圧が規定値に回復する様子を示している。

発振回路２００の出力がＨレベルになって電力スイッチ４がターンオフした後、Ｂ点において出力電圧が急に上昇してコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が出力電圧を上回れなくなると、コンパレータ３１の出力はＬレベルが維持され、ＡＮＤゲート３０からはオン信号が出力されない。また、スイッチ素子２１のドレインは発振回路２００の出力がＨレベルになって寄生容量が充電されてＨレベルになるため、ＮＯＲゲート４１の出力がＬレベルに維持され、電力スイッチ４はオフ状態を維持する。そのため、発振回路２００の出力が次の周期でＬレベルに変化しても電力スイッチ４はオンしない。次に発振回路２００の出力がＬレベルになってもスイッチ素子２１のドレインがＨレベルに維持されているために電力スイッチはオンしない。この状態はコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が出力電圧を上回るまで必要に応じて何サイクルでも続く。

発振回路２００の出力がＬレベルの時に、電力スイッチ４がオフ状態を維持することによって出力電圧が低下し、逆に電力スイッチ４がオフすることによって上昇に転じたコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が出力電圧を上回ると、コンパレータ３１の出力がＨレベルになる。このときには電力スイッチ４がオフした後のリセット期間は終了しているため、インバータ４４の出力がＨレベルになっている。そのため、コンパレータ３１の出力のＬレベルからＨレベルへの変化をトリガとしてオン信号が出力され、電力スイッチ４がターンオンする。この後は通常動作に戻る。

このように、絶縁型スイッチング電源装置１２０の制御回路は、図５のＡ点、Ｂ点で示したような出力電圧の急峻な変動に対して、すぐ次の周期で応答してオンデューティ比を制御するパルスバイパルス動作となっており過渡応答性に優れている。

なお、この実施例においては図５のＢ点直後のような電力スイッチ駆動信号のパルス幅がゼロになる動作モードが存在する。

（実施例４）
図６に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例（実施例４）の回路図を示す。図６に示した絶縁型スイッチング電源装置１４０はアクティブクランプフォワードコンバータである。図６において、図４と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。

図６に示した絶縁型スイッチング電源装置１４０において、電力伝送トランス３には１次コイル３Ａ、２次コイル３Ｂに加えて３次コイル３Ｃと４次コイル３Ｄがさらに設けられている。

１次側においては、スイッチ素子２１のゲートは抵抗４７を介して電力伝送トランス３の３次コイル３Ｃの一端に接続されており、３次コイル３Ｃの他端は−側入力端子２に接続されている。また、スイッチ素子２１のゲート・ソース間には抵抗４５と検出レベル調整電圧源４６が直列に接続されている。３次コイル３Ｃ、スイッチ素子２１、抵抗４５、４７、検出レベル調整電圧源４６は、電力伝送トランス３のコイルからリセットパルスの立下りを検出する立下り検出部である。また、実施例３と同じくＮＯＲゲート４１とスイッチ素子２１で電力スイッチ制御手段である電力スイッチオン回路４０が構成されている。

２次側においては、電力伝送トランス３の４次コイル３Ｄの一端はコンデンサ５０を介してＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成するスイッチ素子５１のドレインに接続されており、４次コイル３Ｄの他端はスイッチ素子５１のソースとともに−側出力端子１１に接続されている。ここで、４次コイル３Ｄ、コンデンサ５０、スイッチ素子５１でアクティブクランプ回路４９が構成されている。

一方、２次側にはタイミング信号出力手段であるオフ期間制御回路２０１が設けられている。オフ期間制御回路２０１は図４のオフ期間制御回路４３からＡＮＤゲート３０とインバータ４４を省き、コンパレータ３１をオープンコレクタ型のコンパレータ２０２に代えたものである。コンパレータ２０２の出力、すなわちオフ期間制御回路２０１の出力はスイッチ素子５１のゲートに接続されている。すなわち、アクティブクランプ回路４９のスイッチ素子５１をオフ期間制御回路２０１で制御するように構成されている。また、２次コイル３Ｂの他端とスイッチ素子５１のゲートとの間には、抵抗７６およびダイオード７７からなる直列回路が、ダイオード７７のカソードがスイッチ素子５１のゲートに接続される形で設けられている。

このように構成された絶縁型スイッチング電源装置１４０の動作を図７に示した動作波形を参照して説明する。

ここでは通常のスイッチング動作について、例えば図７のＡ点より２サイクルほど手前の動作波形に基づいて説明する。

まず、発振回路２００の出力にしたがって電力スイッチ４がターンオフする。このように、電力スイッチ４のターンオフのタイミングは１次側の発振回路２００の出力の立ち上がりタイミングに依存する。すなわち電力スイッチ４のターンオフのタイミングは１次側で制御される。

この直前において、後述のようにコンパレータ２０２の反転入力端子の電圧は下降傾向にあり、出力電圧よりは低く、コンパレータ２０２の出力はオープン状態となっている。そして、スイッチ素子５１のゲート電圧も低く、スイッチ素子５１はオフ状態にある。

電力スイッチ４がターンオフするとコンパレータ２０２の反転入力端子の電圧は上昇傾向に転じる。同じく、電力スイッチ４がターンオフすると、電力伝送トランス３の励磁インダクタンスと電力スイッチ４の両端に等価的に存在する寄生容量のＬＣ共振に従って、電力伝送トランス３の各巻線にパルス電圧が発生する。コンデンサ５０には、４次コイル３Ｄ側を（−）、スイッチ素子５１側を（＋）とする直流電圧が加わっているが、前記ＬＣ共振によって４次コイル３Ｄの両端にコンデンサ５０に加わっている直流電圧より大きい電圧が発生すると、スイッチ素子５１（ＭＯＳＦＥＴ）の寄生ダイオードが導通して電流が流れ、コンデンサ５０に更に直流電荷が蓄えられる。このとき、前記ＬＣ共振の容量にコンデンサ５０の容量が加算された動作になり、ＬＣ共振の周期が瞬間的に長くなるので、電力伝送トランス３のリセットパルス電圧はほぼ一定値でクランプされた電圧波形になる。

スイッチ素子５１の寄生ダイオードの導通中に、トランス２次コイル３Ｂの他端から抵抗７６、ダイオード７７を通して流れ込む電荷がスイッチ素子５１のゲート・ソース間容量に蓄積されてスイッチ素子５１がオンする。これによってスイッチ素子５１の寄生ダイオードを流れていた電流が主としてドレイン・ソース間を流れる（ソース→ドレイン方向）ようになる。

ＬＣ共振が進行して、電力伝送トランス３の励磁インダクタンスに蓄えた電磁エネルギーを放出し終わると、コンデンサ５０の直流電荷によって逆方向の電流（ドレイン→ソース方向）がオン状態になっているスイッチ素子５１に流れる。このときも電力伝送トランス３のリセットパルス電圧は一定値でクランプされた状態である。

コンパレータ２０２の反転入力端子の電圧は電力スイッチ４がターンオフすることによって上昇傾向に転じているが、この電圧がこの段階で出力電圧を上回ると、コンパレータ２０２の出力がＬレベルになり、スイッチ素子５１がオフする。これによって前記ＬＣ共振の容量からコンデンサ５０の影響がなくなるので、ＬＣ共振周期が瞬間的に短くなって、電力伝送トランス３の各巻線のリセットパルス電圧が急激に低下する。リセットパルス電圧がＡＣ０Ｖ以下に低下したことを３次コイル３Ｃ、抵抗４５、４７、検出レベル調整電圧源４６で構成する検出部が検出すると、スイッチ素子２１がオンしてＮＯＲゲート４１の一方の入力がＬレベルになることで、電力スイッチ４がターンオンする。

このように、絶縁型スイッチング電源装置１４０においては、オフ期間制御回路４３でアクティブクランプ回路４９のスイッチ素子５１を制御することによって、電力伝送トランス３の各巻線に生じるリセットパルス電圧をオフ信号（タイミング信号）として利用し、それを立ち下がり検出部で検出して電力スイッチ４をターンオンしている。

これより分かるように、コンパレータ２０２の出力がＬレベルに切り替わることが電力スイッチ４に対するオン信号、すなわちタイミング信号となる。また、電力伝送トランス３の３次コイル３Ｃ、４次コイル３Ｄが実質的にタイミング信号伝送手段として機能していることになる。そして、電力スイッチ４のターンオフのタイミングは２次側で制御される。

電力スイッチ４がターンオンするとコンパレータ２０２の反転入力端子の電圧が下降傾向に転じる。そして反転入力端子の電圧が出力電圧を下回るとコンパレータ２０２の出力はＬレベルからオープン状態になる。コンパレータ２０２の出力がオープン状態になっても、電力スイッチ４がオンしている状態においては抵抗７６、ダイオード７７を介してスイッチ素子５１に流れ込む電流がないため、スイッチ素子５１はオフのままである。また、反転入力端子の電圧が下降傾向にあることは変わらない。

その後、発振回路２００の出力にしたがって電力スイッチ４がターンオフオフすると上述の動作を繰り返すことになる。

絶縁型スイッチング電源装置１４０においては、通常動作時にはこのようにして発振回路２００の発振周波数で電力スイッチ４のスイッチング動作が繰り返される。

なお、発振回路２００の発振周波数はマルチバイブレータの定数で決まっているので、この絶縁型スイッチング電源装置１４０はほぼ固定のスイッチング周波数で動作する。絶縁型スイッチング電源の出力の状態は、発振回路２００に影響を及ぼさない。そのため、出力の状態によるスイッチング周波数の変動が生じないので、絶縁型スイッチング電源の設計が容易になる。

また、絶縁型スイッチング電源装置１４０の制御回路も他の実施例と同様にパルスバイパルス動作なので過渡応答性に優れており、入力電圧、出力電流の急峻な変動があっても出力電圧の変動を抑制できる利点がある。

なお、図７には出力電圧が急激に低下あるいは上昇した後で規定値に回復する様子も示されているが、その基本的な動作は実施例３と同じであるため、ここでは説明を省略する。

（実施例５）
図８に、本発明の絶縁型スイッチング電源装置のさらに別の実施例（実施例５）の回路図を示す。図８に示した絶縁型スイッチング電源装置１５０は、これまで説明した実施例のようなフォワードコンバータではなく、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行う周波数制御のフライバックコンバータである。

図８に示した絶縁型スイッチング電源装置１５０において、電力伝送トランス３は１次コイル３Ａと２次コイル３Ｂに加えて３次コイル３Ｃを備える。１次コイル３Ａの一端は＋側入力端子１に接続され、他端はＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成する電力スイッチ４を介して−側入力端子２に接続されている。

１次側にはＮＯＲゲート５３、インバータ１４、抵抗１７、コンデンサ１８から構成された発振回路２１０が設けられている。ＮＯＲゲート５３の一方の入力は後述のＮＯＲゲート５６の出力に接続されている。ＮＯＲゲート５３の出力はインバータ１４に接続され、インバータ１４の入出力間には抵抗１７とコンデンサ１８からなる直列回路が接続されている。また、抵抗１７とコンデンサ１８の接続点はＮＯＲゲート５３の他方の入力に接続されている。さらに、ＮＯＲゲート５３の他方の入力はスイッチ素子２１を介して−側入力端子２に接続されている。そして、インバータ１４の出力が発振回路２１０の出力となっている。

発振回路２１０は抵抗１７とコンデンサ１８で決定される時定数にしたがって発振する。なお、この絶縁型スイッチング電源装置１５０は負荷状態によってスイッチング周波数が変化するが、発振回路２１０の発振周波数は想定されるスイッチング周波数の下限（重負荷時のスイッチング周波数）の更に１／２程度に設定されている。したがって、絶縁型スイッチング電源装置１５０においては発振回路２１０は通常動作時のスイッチング周波数を決めるものではない。また、この後で説明するように電力スイッチ４のスイッチングのタイミングを与えるものでもない。

発振回路２１０の出力は電力スイッチ４のゲートに接続されている。また、発振回路２１０の出力は、抵抗５５を介してＮＯＲゲート５６の一方の入力に接続されている。３次コイル３Ｃの一端は抵抗４７とインバータ５７を介してＮＯＲゲート５６の他方の入力に接続されている。３次コイル３Ｃの他端は−側入力端子２に接続されている。インバータ５７の入力と３次コイル３Ｃの他端の間には抵抗４５および検出レベル調整電圧源４６からなる直列回路が接続されている。この、３次コイル３Ｃ、抵抗４５、４７、５５、検出レベル調整電圧源４６、インバータ５７、ＮＯＲゲート５６でゼロ電圧状態検出回路５４を構成している。

さらに、スイッチ素子２１のゲート・ソース間には信号伝送トランス２６の１次コイル２６Ａが接続されている。

電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂの一端は−側出力端子１１に接続され、他端はダイオード５２を介して＋側出力端子１０に接続されている。＋側出力端子１０と−側出力端子１１の間には平滑用のコンデンサ９が接続されている。

２次側にはコンパレータ３１が設けられており、その非反転入力端子は＋側出力端子１０と−側出力端子１１の間に直列に設けられた抵抗６０および６１の接続点に接続されている。また、−側出力端子１１に対して所定の基準電圧を発生する基準電圧源３７を備えており、その出力がコンパレータ３１の反転入力端子に接続されている。さらに、２次コイル３Ｂの他端とダイオード５２の接続点がインバータ５８と抵抗５９とコンデンサ６２を順に介して−側出力端子１１に接続されており、抵抗５９とコンデンサ６２の接続点もコンパレータ３１の非反転入力端子に接続されている。

コンパレータ３１の出力はＡＮＤゲート３０の一方の入力に接続されている。ＡＮＤゲート３０の他方の入力にはインバータ５８の出力が接続されている。ＡＮＤゲート３０の出力はコンデンサ２７と信号伝送トランス２６の２次コイル２６Ｂを介して−側出力端子１１に接続されている。２次コイル２６Ｂの両端にはダイオード２８が接続されている。

このコンパレータ３１、基準電圧源３７、抵抗５９、６０、６１、コンデンサ６２、ＡＮＤゲート３０、インバータ５８でタイミング信号出力手段であるオン期間制御回路２１１を構成している。また、コンデンサ２７、ダイオード２８、および信号伝送トランス２６でタイミング信号伝送手段である絶縁信号伝送回路２５を構成している。

さらに、外乱に対して前記オン期間制御回路２１１より緩やかに応答して制御量と目標値の静的な偏差を低減する静的偏差低減回路６３を備えている。静的偏差低減回路６３は誤差アンプ６４、抵抗６５、６６、６８、コンデンサ６７で構成され、目標値である基準電圧源３７と、制御量である出力電圧を抵抗６６、６８で分圧した電圧を比較し、発生した誤差信号を抵抗６０、６１の接続点にフィードバックする構成になっている。

静的偏差低減回路６３の制御動作は伝統的な電圧モードのＰＷＭ制御と同じ原理であり、誤差アンプ６４の遮断周波数、出力フィルターの遮断周波数の影響を受ける。異常発振を防ぐためには、過渡応答性を制限して、位相余裕、ゲイン余裕を設ける必要がある。実施例５では、出力電圧の抵抗６６、６８による分圧電圧をコンデンサ６７で遅延する事で位相余裕、ゲイン余裕を設けている。静的偏差低減回路６３によって静的な出力電圧精度を改善できる。

このように構成された絶縁型スイッチング電源装置１５０の動作を図９に示した動作波形を参照して説明する。

絶縁型スイッチング電源装置１５０は、制御量は出力電圧、目標値が基準電圧源の電圧値であり、出力電圧を安定化している。＋側入力端子１、−側入力端子２の間に加わる直流入力電圧を、電力伝送トランスの1次コイル３Ａを介して接続された電力スイッチ４がスイッチングして交流に変換する。電力スイッチ４のオン期間に電力伝送トランス３のコアに蓄積した電磁エネルギーを、電力スイッチのオフ期間にトランス３の２次コイル３Ｂに出力し、整流用のダイオード５２で整流、平滑コンデンサ９で平滑して＋側出力端子１０、−側出力端子１１から直流を出力する。

まず、発振回路２１０の出力がＬレベルで電力スイッチ４がオフの時に、電力スイッチ４がオンの時に電力伝送トランス３のコアに蓄えられた電磁エネルギーの２次側への放出が終了すると、電力伝送トランス３の励磁インダクタンスと電力スイッチ４の両端に等価的に存在する寄生容量のＬＣ共振に従って電力スイッチ４のドレイン電圧が低下し始める。ゼロ電圧状態検出回路５４は電力伝送トランス３次コイル３Ｃに発生する電圧から間接的に電力スイッチ４のドレイン電圧の低下を検出しており、電力伝送トランス３の３次コイル３Ｃの振幅、直流レベルを抵抗４５、４７、検出レベル調整電圧源４６で調整してから（図９の動作波形(6) 参照）インバータ５７に入力する。電力伝送トランス３の３次コイル３Ｃの出力電圧がほぼＡＣ０Ｖでインバータ５７のしきい値になるよう調整すれば良い。電力スイッチ４のドレイン電圧低下によって、電力伝送トランス３の３次コイル３Ｃの電圧が上昇し、インバータ５７のしきい値を上回ると、インバータ５７の出力がＨレベルからＬレベルに切り換る。

なお、この直前までは発振回路２１０の出力はＬレベルなので、発振回路２１０の出力が抵抗５５を介して接続されているＮＯＲゲート５６の一方の入力もＬレベルとなっている。また、インバータ５７の出力がＨレベルなのでＮＯＲゲート５６の出力、すなわちＮＯＲゲート５３の一方の入力はＬレベルになっている。さらに、ＮＯＲゲート５３の他方の入力はＬレベルではあるが、しきい値に向かって上昇しつつある。

インバータ５７の出力がＨレベルからＬレベルになるとＮＯＲゲート５６は２つの入力がともにＬレベルになるため、その出力がＨレベルになる（ゼロ電圧状態検出信号、図９の動作波形(8) 参照）。ＮＯＲゲート５６の出力がＨレベルになるとＮＯＲゲート５３の出力がＬレベルになり、インバータ１４の出力（すなわち発振回路１２の出力）がＨレベルになり、電力スイッチ４がターンオンする。その際、電力スイッチ４はゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失低減とＥＭＩ低減が実現できる。

ただし、電力伝送トランス３次コイル３Ｃの電圧がインバータ５７のしきい値を上回る瞬間には、電力スイッチ４ドレイン電圧は入力電圧までしか低下していないので、電力スイッチ４ドレイン電圧が０Ｖに低下するまでの間、電力スイッチ４のオンタイミングを遅らせるための遅延時間を設ける必要がある。この遅延時間にＮＯＲゲート５６→ＮＯＲゲート５３→インバータ１４と信号が伝播する過程で生じる数十ｎsecの時間を用いることも可能である。抵抗５５はＮＯＲゲートに入力する電力スイッチ４ゲート電圧を遅延させることで電力スイッチ４オフ直後のタイミングでゼロ電圧状態検出信号が発生する誤動作を防止する。

このように、電力スイッチ４は電力伝送トランス３のコアに蓄えた電磁エネルギーの２次側への放出が終了することをトリガとしてターンオンする。電力スイッチ４のオン期間は電力伝送トランス３に蓄えられた電磁エネルギーの大きさに依存するが、これは電力スイッチ４のオン期間の長さに依存する。したがって、電力スイッチ４のオフ期間の長さは電力スイッチ４のオン期間の長さに応じて自動的に決まるものであり、オフ期間の長さを直接制御する機構は基本的に備わっていない。

発振回路２１０の出力がＨレベルに切り替わることによってＮＯＲゲート５３の他方の入力はしきい値を超えてＨレベルになり、次の出力反転のためにしきい値に向かって下降を始める。一方、発振回路１２の出力がＨレベルに切り替わるとしばらくしてＮＯＲゲート５６の一方の入力がＨレベルになり、２つの入力がともにＨレベルになるために出力、すなわちＮＯＲゲート５３の一方の入力がＬレベルになる。

コンパレータ３１の非反転入力端子には出力電圧を抵抗６０、６１で分圧した電圧が入力されており、反転入力端子には基準電圧源３７の基準電圧が直接入力されており、制御量と目標値を間接的に比較している。電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂの両端の電圧をインバータ５８で反転し、抵抗５９、コンデンサ６２で積分したランプ電圧を、抵抗６０、６１の接続点に重畳している。言い換えると、制御量である出力電圧に、分圧抵抗を用いて間接的にランプ電圧を重畳している。出力リップル電圧は、ランプ電圧と逆方向の傾きであり、ランプ電圧の傾きを弱める方向に作用するので、ランプ電圧の振幅を出力リップル電圧より大きく設定する必要がある。電力スイッチ４がオフの時に下降傾向にあったコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧は、電力スイッチ４のターンオンとともに上昇傾向に変わる。

電力スイッチ４のターンオン以降上昇傾向にあったコンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が反転入力端子に印加されている固定の電圧を上回ると、コンパレータ３１の出力がＬレベルからＨレベルに切り替わる。コンパレータ３１の出力はＡＮＤゲート３０の他方の入力に印加されるが、ＡＮＤゲート３０の一方の入力にはインバータ５８の出力が印加されている。インバータ５８の出力は電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂの両端電圧を反転した信号であり、Ｈレベルになる期間が電力スイッチ４のオン期間とほぼ一致している。すなわち、電力スイッチ４のオン期間を実質的に検出していることになる。オン期間にはＡＮＤゲート３０の他方の入力はＨレベルになっているので、コンパレータ３１の出力がＨレベルになるとＡＮＤゲート３０の出力がＨレベルになり、オフ信号（タイミング信号）として絶縁信号伝送回路２５に入力される。

絶縁信号伝送回路２５に入力されたオフ信号は、コンデンサ２７で直流分がカットされ、信号伝送トランス２６で２次コイル２６Ｂから１次コイル２６Ａに伝送される。ダイオード２８はオフ信号伝送時に励磁した信号伝送トランス２６のコアをリセットする機能を有する。

なお、ＡＮＤゲート３０を用いる理由は、電力スイッチオン期間の全域で非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧を上回る状態の際にも適正なタイミングでオフ信号を発生するためである。このような状態では出力電圧が規定値を上回るので、電力スイッチ４のオンデューティ比をゼロにならない範囲で最小限まで狭める必要があるが、コンパレータ３１の出力は電力スイッチオン期間以前のオフ期間からＨレベルになっており、Ｈレベルに切り換るタイミングを基にオフ信号を発生する事ができない。そこで、電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂ両端電圧を反転した電圧とコンパレータ３１出力をＡＮＤゲート３０に入力する事で、電力スイッチオン期間が始まると直ちにオフ信号が発生され、電力スイッチ４のオンデューティ比が最小限になる。言い換えると、オン期間の当初に、コンパレータ３１の一方に入力する出力電圧の分圧電圧が、コンパレータ３１のもう一方に入力する基準電圧より大きい事を検出すると、直ちにオフ信号を発生して電力スイッチ４をオフする動作となる。

信号伝送トランス２６を介してオフ信号が１次側に伝達されるとスイッチ素子２１が一時的にオンし、ＮＯＲゲート５３の他方の入力がＨレベルから強制的にＬレベルになる。ＮＯＲゲート５３の一方の入力はすでにＬレベルになっているため、ＮＯＲゲート５３の出力はＬレベルからＨレベルに切り替わり、インバータ１４の出力（発振回路２１０の出力）はＨレベルからＬレベルに切り替わる。これによって電力スイッチ４がターンオフする。このように、電力スイッチ４のターンオフのタイミングは２次側から制御される。よって、このオフ信号が絶縁型スイッチング電源装置１５０においてのタイミング信号となる。

なお、スイッチ素子２１は一時的にオンするだけなので、電力スイッチ４がターンオフすると再びオフ状態に戻り、発振回路２１０が発振動作できるようになる。

電力スイッチがターンオフすると、図９の動作波形(3) に示すパルス電圧が電力スイッチ４のドレインに発生し、電力伝送トランス３の各コイルにも相似形のパルス電圧が現れる。電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂ両端電圧が絶縁型スイッチング電源装置１５０の出力電圧より大きくなると、整流用のダイオード５２が導通し、電力スイッチ４のオン期間に電力伝送トランス３のコアに蓄えた電磁エネルギーを２次側に放出し始める。

電力スイッチ４のターンオフによって、電力伝送トランス３の２次コイル３Ｂの両端の電圧が反転し、インバータ５８の出力がＬレベルになる。そのため、これが入力されるＡＮＤゲート３０の出力はＬレベルに戻る。また、インバータ５８の出力がＬレベルになることによって、それを抵抗５９、コンデンサ６２で積分したランプ電圧の傾きが変わり、コンパレータ３１の非反転入力端子の電圧が下降傾向に変わり、すぐに反転入力端子に印加されている固定の電圧を下回る。これによってコンパレータ３１の出力がＨレベルからＬレベルに変わるが、これが入力されるＡＮＤゲート３０の出力はすでにＬレベルになっており、回路動作上の変化は特にない。

電力スイッチ４のターンオフにともなって３次コイル３Ｃの電圧が反転し、インバータ５７の入力がＬレベルになり、ＮＯＲゲート５６の他方の入力がＨレベルになる。これによってＮＯＲゲート５６の出力がＬレベルになり、発振回路２１０が発振動作可能な状態になる。そして、発振回路２１０の出力がＨレベルからＬレベルに切り替わることによってＮＯＲゲート５３の他方の入力はしきい値を超えてＬレベルになり、次の出力反転のためにしきい値に向かって上昇を始める。なお、発振回路２１０の出力がＬレベルに切り替わるとしばらくしてＮＯＲゲート５６の一方の入力がＬレベルになるが、この段階ではＮＯＲゲート５６の他方の入力がＨレベルになっているために、その出力が変化することはない。

この後、電力伝送トランス３のコアに蓄えられた電磁エネルギーの２次側への放出が終了すると、再び電力スイッチ４がターンオンし、これ以降、上述の動作が繰り返される。そして、絶縁型スイッチング電源装置１５０は出力電圧を制御するために電力スイッチ４のオン期間を制御しており、そのオン期間に応じてオフ期間が決まるため、結果的にスイッチング周波数が変化するので、周波数制御になる。

ところで、回路構成上は発振回路２１０の発振周波数でも電力スイッチ４のスイッチングが可能になっている。ただ、発振回路２１０の発振周波数は十分低い値に設定されており、しかも発振動作が電力スイッチ４のスイッチングの都度リセットされるので、通常動作時には基本的に上記のターンオンやターンオフの条件が満たされる前に発振回路２１０自身の出力反転によって電力スイッチ４がスイッチングされることはない。

このように、絶縁型スイッチング電源装置１５０においても、電力スイッチ４のターンオフ制御はパルスバイパルス動作なので過渡応答性に優れている。

また、２次側から１次側へ伝送されるオフ信号（タイミング信号）はＡＮＤゲートの出力の変化のみを情報とする信号であり、信号の周波数はスイッチング周波数に比べて高い周波数となる。そのため、信号伝送トランス２６としては小型化、低価格化が可能になる。

Claims (18)

1. 少なくとも１次コイルおよび２次コイルを有する電力伝送トランスと、前記１次コイルに流れる電流をスイッチングする少なくとも１個の電力スイッチと、前記２次コイルに接続された整流回路および平滑回路とを備え、前記電力スイッチのオン、オフを制御することによって出力電圧または出力電流が目標値に一致するように制御する絶縁型スイッチング電源装置において、
   ２次側に設けられるとともに、前記電力スイッチのスイッチング周波数よりも高い周波数成分で構成されるタイミング信号を前記出力電圧または出力電流と前記目標値との比較に基づくタイミングで出力するタイミング信号出力手段と、
   前記タイミング信号を２次側から１次側へ絶縁して伝送するタイミング信号伝送手段と、
   １次側に設けられるとともに前記タイミング信号に基づくタイミングで前記電力スイッチにターンオンおよびターンオフのいずれか一方のスイッチング動作をさせる電力スイッチ制御手段とを備えることを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
2. 前記電力スイッチを一定周期、一定時比率でスイッチングする信号を出力する発振回路を１次側に備え、
   前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合には、次に前記発振回路から出力される前記タイミング信号と同じ方向のスイッチング動作を行わせる信号がマスクされることを特徴とする、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
3. 前記タイミング信号によるスイッチング動作が行われた場合に、次の前記発振回路から出力される信号による逆方向のスイッチング動作が行われるまでの間の前記電力スイッチのスイッチングを禁止する複数駆動防止回路を備えることを特徴とする、請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
4. 前記発振回路の出力信号で前記電力スイッチを一定周期でターンオンさせ、前記タイミング信号で前記電力スイッチをターンオフさせることを特徴とする、請求項２または３に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
5. 前記発振回路の出力信号で前記電力スイッチを一定周期でターンオフさせ、前記タイミング信号で前記電力スイッチをターンオンさせることを特徴とする、請求項２または３に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
6. 前記電力スイッチが、自動的に前記タイミング信号によるスイッチング動作とは逆のスイッチング動作をするように構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
7. 前記タイミング信号で前記電力スイッチをターンオフさせ、オン期間に対応する長さのオフ期間をおいて前記電力スイッチが自動的にターンオンすることを特徴とする、請求項６に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
8. 前記タイミング信号伝送手段が１次側と２次側の間に設けられた信号伝送トランスであることを特徴とする、請求項１ないし７のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
9. 前記信号伝送トランスは、前記電力伝送トランス、または前記平滑回路の構成部品であるチョークコイルと同一のコアを共用する複合磁性部品として形成されていることを特徴とする、請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
10. 前記タイミング信号伝送手段が１次側と２次側の間に設けられた信号伝送コンデンサであることを特徴とする、請求項１ないし７のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
11. 前記電力伝送トランスを搭載する多層回路基板を備え、該多層回路基板内に絶縁層を介して形成されたパターン間の容量を前記信号伝送コンデンサとして利用することを特徴とする、請求項１０に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
12. 前記電力伝送トランスに、前記タイミング信号に基づいて前記電力伝送トランスのリセット電圧を変化させる３次コイルと、前記電力伝送トランスのリセット電圧の変化を検知する４次コイルを有し、前記電力伝送トランスが前記タイミング信号伝送手段を兼ねることを特徴とする、請求項１ないし４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
13. 前記３次コイルとコンデンサとスイッチ素子からなるアクティブクランプ回路を２次側に備え、前記タイミング信号で前記スイッチ素子をターンオフすることを特徴とする、請求項１２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
14. 前記タイミング信号出力手段は、前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始後に前記出力電圧または出力電流とその目標値を直接的もしくは間接的にコンパレータで比較し、該コンパレータの２つの入力の大小関係が切り換わって出力が切り換るタイミングをタイミング信号として出力することを特徴とする、請求項１ないし１３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
15. 前記タイミング信号出力手段は、前記タイミング信号の出力が可能な期間の開始時において前記タイミング信号を出力すべき条件が満たされている場合には、直ちに前記タイミング信号を出力することを特徴とする、請求項１４に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
16. 前記出力電圧または出力電流および前記目標値のいずれか一方に、直接的もしくは間接的に前記電力スイッチのスイッチングと同期したランプ電圧を重畳するランプ電圧重畳手段を備えることを特徴とする、請求項１４または１５に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
17. ２次側に出力チョークコイルを備え、前記ランプ電圧を前記出力チョークコイルの積分波形を用いて発生させることを特徴とする、請求項１６に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
18. 外乱に対して前記タイミング信号出力手段より緩やかに応答して前記出力電圧または出力電流と前記目標値の静的な偏差を低減する静的偏差低減回路を備えることを特徴とする、請求項１４ないし１７のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。

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