JP3392128B2 - 共振インバータ - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般に共振インバー
タに関するものである。更に詳しく述べると、本発明は
最適制御法を位相変調と組合わせて使用することにより
広範囲の動作状態にわたってほぼ一定の出力電圧を維持
する改良された制御装置をそなえた直列共振インバータ
に関するものである。
タに関するものである。更に詳しく述べると、本発明は
最適制御法を位相変調と組合わせて使用することにより
広範囲の動作状態にわたってほぼ一定の出力電圧を維持
する改良された制御装置をそなえた直列共振インバータ
に関するものである。
【０００２】
【発明の背景】共振インバータはスイッチング損失とス
イッチング応力が低いという利点がある。しかし共振動
作は高周波共振タンク回路の高速動作により複雑である
ので、制御が困難である。具合が悪いことに、入力電力
または出力負荷の条件が変ったとき、通常の制御技術を
使って出力電圧または電流の制御を行なうことができな
い。たとえば、共振インバータ出力負荷電圧または電流
の公知の1つの制御方法では、閉ループ制御によりイン
バータから共振回路に与えられる矩形波信号の周波数が
変えられている。米国特許第４，５４１，０４１号明細
書にはこのような周波数制御技術が開示されている。簡
単に説明すると、回路の共振の性質を利用して、インバ
ータの制御可能なスイッチ手段を作動する周波数を変化
させることにより出力電圧または出力電流の制御を行な
うものである。このような周波数制御方法は特定の型式
の共振インバータに対する正規出力負荷状態のもとでは
（すなわち直列共振インバータに対する重負荷状態また
は中負荷状態、および並列共振インバータに対する軽負
荷状態のもとでは）満足できるものであることがわかっ
た。しかし、周波数制御の欠点は、より広範な出力負荷
状態のもとでは（すなわち直列共振インバータの軽負荷
または無負荷状態、および並列共振インバータの重負荷
状態のもとでは）所望の出力電圧または出力電流を維持
し難くなることがあるという点である。
イッチング応力が低いという利点がある。しかし共振動
作は高周波共振タンク回路の高速動作により複雑である
ので、制御が困難である。具合が悪いことに、入力電力
または出力負荷の条件が変ったとき、通常の制御技術を
使って出力電圧または電流の制御を行なうことができな
い。たとえば、共振インバータ出力負荷電圧または電流
の公知の1つの制御方法では、閉ループ制御によりイン
バータから共振回路に与えられる矩形波信号の周波数が
変えられている。米国特許第４，５４１，０４１号明細
書にはこのような周波数制御技術が開示されている。簡
単に説明すると、回路の共振の性質を利用して、インバ
ータの制御可能なスイッチ手段を作動する周波数を変化
させることにより出力電圧または出力電流の制御を行な
うものである。このような周波数制御方法は特定の型式
の共振インバータに対する正規出力負荷状態のもとでは
（すなわち直列共振インバータに対する重負荷状態また
は中負荷状態、および並列共振インバータに対する軽負
荷状態のもとでは）満足できるものであることがわかっ
た。しかし、周波数制御の欠点は、より広範な出力負荷
状態のもとでは（すなわち直列共振インバータの軽負荷
または無負荷状態、および並列共振インバータの重負荷
状態のもとでは）所望の出力電圧または出力電流を維持
し難くなることがあるという点である。
【０００３】特に、直列共振インバータの周波数制御は
通常、重負荷または中負荷状態（すなわち低負荷抵抗）
の間は所望の出力電圧を維持するのに適している。すな
わち、重負荷条件または中負荷条件では、直列共振回路
のＱが大きいので、周波数と変えたときの電圧または電
流の変化のダイナミック・レンジは良好である。しか
し、拡張した状態、すなわち軽出力負荷状態（すなわち
高負荷抵抗）のもとでは、直列共振回路のＱは低いの
で、周波数の関数としての出力電圧または出力電流の変
化のダイナミック・レンジは小さくなる。その結果、直
列共振インバータの場合、周波数制御だけでは軽負荷お
よび無負荷状態のもとで所望の出力電圧または出力電流
を維持することは出来ない。
通常、重負荷または中負荷状態（すなわち低負荷抵抗）
の間は所望の出力電圧を維持するのに適している。すな
わち、重負荷条件または中負荷条件では、直列共振回路
のＱが大きいので、周波数と変えたときの電圧または電
流の変化のダイナミック・レンジは良好である。しか
し、拡張した状態、すなわち軽出力負荷状態（すなわち
高負荷抵抗）のもとでは、直列共振回路のＱは低いの
で、周波数の関数としての出力電圧または出力電流の変
化のダイナミック・レンジは小さくなる。その結果、直
列共振インバータの場合、周波数制御だけでは軽負荷お
よび無負荷状態のもとで所望の出力電圧または出力電流
を維持することは出来ない。
【０００４】出力電圧または出力電流の制御のダイナミ
ック・レンジを改良する共振インバータ制御が、米国特
許第４，６７２，５２８号明細書に開示されている。こ
こに引用した特許の明細書には、周波数制御モードまた
は移相制御モードを使って制御する共振インバータにつ
いて説明されている。周波数制御モードでは、制御可能
なスイッチ手段の動作可能な範囲内で共振回路に与えら
れる矩形波信号の周波数を変えることによって出力電圧
が制御される。矩形波信号の周波数が制御可能なスイッ
チ手段の動作可能な範囲の端にあるときは選択手段によ
って移相制御モードで制御を行なうようにしている。
ック・レンジを改良する共振インバータ制御が、米国特
許第４，６７２，５２８号明細書に開示されている。こ
こに引用した特許の明細書には、周波数制御モードまた
は移相制御モードを使って制御する共振インバータにつ
いて説明されている。周波数制御モードでは、制御可能
なスイッチ手段の動作可能な範囲内で共振回路に与えら
れる矩形波信号の周波数を変えることによって出力電圧
が制御される。矩形波信号の周波数が制御可能なスイッ
チ手段の動作可能な範囲の端にあるときは選択手段によ
って移相制御モードで制御を行なうようにしている。
【０００５】最適制御理論および状態平面解析から導い
た共振インバータ制御のもう1つの方法が、１９８４年
インダストリイ・アプリケーションズ・ソサイエティ・
プロシーディングス（Industry Applications Society
Proceedings）所載のラメシュ・オルガンテイ（Ramesh
Oruganti）およびフレッド・シー・リー（Fred C.Lee）
による「共振電力プロセッサ：第２部−制御方法（Reso
nant Power Processors：PartII−Metnods of Contro
l）」に示されている。以下、「最適軌道制御」と呼
ぶ、後で詳しく説明するこの方法によれば、各状態軌道
は瞬時共振タンク回路エネルギ、出力電圧、出力電流、
およびスイッチング周波数の特定の値に対応する。これ
らの状態軌道を使ってインバータ制御システムに対する
制御法則を決定し、これによって直列共振インバータは
負荷および制御要件に素早く応答することができる。し
かし具合の悪いことに現在用いられている「最適軌道制
御」の方法では、出力電圧の制御される範囲が上述の従
来の周波数制御法と同じ様に制限されている。
た共振インバータ制御のもう1つの方法が、１９８４年
インダストリイ・アプリケーションズ・ソサイエティ・
プロシーディングス（Industry Applications Society
Proceedings）所載のラメシュ・オルガンテイ（Ramesh
Oruganti）およびフレッド・シー・リー（Fred C.Lee）
による「共振電力プロセッサ：第２部−制御方法（Reso
nant Power Processors：PartII−Metnods of Contro
l）」に示されている。以下、「最適軌道制御」と呼
ぶ、後で詳しく説明するこの方法によれば、各状態軌道
は瞬時共振タンク回路エネルギ、出力電圧、出力電流、
およびスイッチング周波数の特定の値に対応する。これ
らの状態軌道を使ってインバータ制御システムに対する
制御法則を決定し、これによって直列共振インバータは
負荷および制御要件に素早く応答することができる。し
かし具合の悪いことに現在用いられている「最適軌道制
御」の方法では、出力電圧の制御される範囲が上述の従
来の周波数制御法と同じ様に制限されている。
【０００６】
【発明の目的】したがって本発明の１つの目的は出力負
荷電圧制御のダイナミック・レンジを向上した新規な改
良された共振インバータを提供することである。
荷電圧制御のダイナミック・レンジを向上した新規な改
良された共振インバータを提供することである。
【０００７】本発明のもう1つの目的は最適制御法と位
相変調の組合わせを使うことにより、すべての負荷状態
において出力負荷電圧をほぼ一定に保つ新規な改良され
た共振インバータ制御を提供することである。
相変調の組合わせを使うことにより、すべての負荷状態
において出力負荷電圧をほぼ一定に保つ新規な改良され
た共振インバータ制御を提供することである。
【０００８】本発明の更にもう1つの目的は相異なる制
御手段を自動的に切換えることによりほぼ一定の出力負
荷電圧を維持する新規な改良された共振インバータ制御
を提供することである。
御手段を自動的に切換えることによりほぼ一定の出力負
荷電圧を維持する新規な改良された共振インバータ制御
を提供することである。
【０００９】本発明の更にもう1つの目的は所望の出力
負荷電圧を維持するように共振インバータを制御する改
良された方法を提供することである。
負荷電圧を維持するように共振インバータを制御する改
良された方法を提供することである。
【００１０】
【発明の概要】本発明によれば、最適軌道制御と位相変
調の組合わせを使って新しく改良された共振インバータ
が制御される。特に、最適制御手段を用いて共振コンデ
ンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タンク回路に印加
される矩形波電圧、および出力負荷電圧を継続的に監視
することにより共振インバータの瞬時「状態」を判定す
る。状態平面解析によって決定される制御法則によっ
て、上記の状態決定要素の特定の値に対応する状態軌道
で安定な動作を維持することが可能となる。このように
して改良された制御により、負荷状態の変化に対応する
時間最適応答、したがって状態軌道間の高速で効率的な
遷移が可能となる。
調の組合わせを使って新しく改良された共振インバータ
が制御される。特に、最適制御手段を用いて共振コンデ
ンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タンク回路に印加
される矩形波電圧、および出力負荷電圧を継続的に監視
することにより共振インバータの瞬時「状態」を判定す
る。状態平面解析によって決定される制御法則によっ
て、上記の状態決定要素の特定の値に対応する状態軌道
で安定な動作を維持することが可能となる。このように
して改良された制御により、負荷状態の変化に対応する
時間最適応答、したがって状態軌道間の高速で効率的な
遷移が可能となる。
【００１１】共振より高い周波数で動作する直列共振イ
ンバータの場合、制御可能なスイッチ手段が適切に動作
し得る最大周波数がある。制御可能なスイッチ手段の動
作可能な周波数範囲内で（すなわち最大周波数以下かつ
共振周波数以上の周波数で）動作するとき、第１の制御
手段が周波数制御信号を供給し、この周波数制御信号
は、直列共振回路に印加される矩形波電圧を周波数変調
して、一定出力電圧を供給し且つ安定な動作を維持す
る。制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波数範囲の
端で、インバータ制御は自動的に第２の制御手段に切り
替る。第２の制御手段は所望の出力電圧に対応する位相
変調角を計算し、それを表わす移相制御信号を発生す
る。このように最適制御法を位相変調と組合わせること
により、すべての動作状態において出力負荷電圧の一層
広いダイナミック・レンジを達成することができる。
ンバータの場合、制御可能なスイッチ手段が適切に動作
し得る最大周波数がある。制御可能なスイッチ手段の動
作可能な周波数範囲内で（すなわち最大周波数以下かつ
共振周波数以上の周波数で）動作するとき、第１の制御
手段が周波数制御信号を供給し、この周波数制御信号
は、直列共振回路に印加される矩形波電圧を周波数変調
して、一定出力電圧を供給し且つ安定な動作を維持す
る。制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波数範囲の
端で、インバータ制御は自動的に第２の制御手段に切り
替る。第２の制御手段は所望の出力電圧に対応する位相
変調角を計算し、それを表わす移相制御信号を発生す
る。このように最適制御法を位相変調と組合わせること
により、すべての動作状態において出力負荷電圧の一層
広いダイナミック・レンジを達成することができる。
【００１２】本発明のもう1つの面によれば、最適制御
法と位相変調の組合わせにより出力負荷電圧を制御する
手段が提供される。
法と位相変調の組合わせにより出力負荷電圧を制御する
手段が提供される。
【００１３】本発明の特徴と利点は付図を参照した以下
の詳細な説明により明らかとなる。
の詳細な説明により明らかとなる。
【００１４】
【発明の実施の形態】第１図に示す直流−直流変換回路
を参照して本発明の改良された共振インバータ制御につ
いて説明する。外部の電源（図示しない）が入力直流電
ＶSを変換回路の端子１０と１１に供給する。逆電流を
通すことができ且つスイッチング信号によってターンオ
フされ得る４個のスイッチング・デバイスをそなえた全
波ブリッジ・インバータ１２が端子１０と１１の間に接
続されている。スイッチング・デバイスは図にはバイポ
ーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ お
よびＳ４として示されている。それぞれのスイッチング
・デバイスにはダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３およびＤ４
がそれぞれ逆並列に接続されている。共振より高い周波
数での動作では、スイッチング・デバイスは零電流でタ
ーンオンされ、逆並列ダイオードは自然に転流される。
したがって、高速回復ダイオードは必要とされない。更
に、ＢＪＴのかわりにゲート・ターンオフ機能をそなえ
た他のスイッチング・デバイス、たとえば逆電流を通す
ための一体の寄生ダイオードをそれぞれそなえたＦＥＴ
またはモノリシック・ダーリントン電力トランジスタを
使用してもよい。また、全波ブリッジ・インバータは説
明のために図示しただけであって、本発明の制御技術は
このようなインバータに限定されるものではない。
を参照して本発明の改良された共振インバータ制御につ
いて説明する。外部の電源（図示しない）が入力直流電
ＶSを変換回路の端子１０と１１に供給する。逆電流を
通すことができ且つスイッチング信号によってターンオ
フされ得る４個のスイッチング・デバイスをそなえた全
波ブリッジ・インバータ１２が端子１０と１１の間に接
続されている。スイッチング・デバイスは図にはバイポ
ーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ お
よびＳ４として示されている。それぞれのスイッチング
・デバイスにはダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３およびＤ４
がそれぞれ逆並列に接続されている。共振より高い周波
数での動作では、スイッチング・デバイスは零電流でタ
ーンオンされ、逆並列ダイオードは自然に転流される。
したがって、高速回復ダイオードは必要とされない。更
に、ＢＪＴのかわりにゲート・ターンオフ機能をそなえ
た他のスイッチング・デバイス、たとえば逆電流を通す
ための一体の寄生ダイオードをそれぞれそなえたＦＥＴ
またはモノリシック・ダーリントン電力トランジスタを
使用してもよい。また、全波ブリッジ・インバータは説
明のために図示しただけであって、本発明の制御技術は
このようなインバータに限定されるものではない。
【００１５】インダクタ１４、コンデンサ１６、および
隔離変圧器１８の一次巻線１８を含む直列共振タンク回
路が接続点ａとｂとの間に接続されている。変圧器１８
の二次巻線は全波整流器２０の入力に接続されている。
整流器の出力はフィルタ・コンデンサ２２および出力負
荷（図示しない）と並列に接続されている。出力負荷の
両端間には変換回路出力電圧Ｖ0が発生される。
隔離変圧器１８の一次巻線１８を含む直列共振タンク回
路が接続点ａとｂとの間に接続されている。変圧器１８
の二次巻線は全波整流器２０の入力に接続されている。
整流器の出力はフィルタ・コンデンサ２２および出力負
荷（図示しない）と並列に接続されている。出力負荷の
両端間には変換回路出力電圧Ｖ0が発生される。
【００１６】第１図のインバータの出力負荷電圧の共振
特性が第２図のグラフに示されている。第２図では、イ
ンバータ１２により発生されて直列共振回路の両端間に
印加される矩形交流電圧Ｖabの周波数の対数に対して出
力負荷電圧の大きさがプロットされている。正しい電力
スイッチの自己転流のためには、自然共振周波数ｆrよ
り高い周波数での動作が必要である。しかし、それを超
えるとこれらのスイッチング・デバイスが満足に動作し
なくなる最大周波数ｆmaxがある。したがって、スイッ
チング・デバイスの動作可能な範囲ＯＦはｆrとｆmaxと
の間の周波数範囲と定義される。中出力負荷状態または
高出力負荷（重負荷）状態では、この動作可能な範囲Ｏ
Ｆ内での周波数変化は所望の出力電圧または出力電流の
制御を行なうのに充分である。第２図のグラフに示すよ
うに重負荷状態および中負荷状態では矩形波電圧Ｖabの
周波数制御によって所望の変換回路出力電圧Ｖdを維持
することができる。しかし、軽負荷状態および理論的に
無負荷の状態では、動作可能な範囲ＯＦ内での周波数変
化は所望の出力負荷電圧Ｖdを得るのには不充分であ
る。したがって本発明では、主として軽負荷または無負
荷の状態で必要とされる変換回路出力電圧制御のダイナ
ミック・レンジを大きくするための制御技術を用いる。
特性が第２図のグラフに示されている。第２図では、イ
ンバータ１２により発生されて直列共振回路の両端間に
印加される矩形交流電圧Ｖabの周波数の対数に対して出
力負荷電圧の大きさがプロットされている。正しい電力
スイッチの自己転流のためには、自然共振周波数ｆrよ
り高い周波数での動作が必要である。しかし、それを超
えるとこれらのスイッチング・デバイスが満足に動作し
なくなる最大周波数ｆmaxがある。したがって、スイッ
チング・デバイスの動作可能な範囲ＯＦはｆrとｆmaxと
の間の周波数範囲と定義される。中出力負荷状態または
高出力負荷（重負荷）状態では、この動作可能な範囲Ｏ
Ｆ内での周波数変化は所望の出力電圧または出力電流の
制御を行なうのに充分である。第２図のグラフに示すよ
うに重負荷状態および中負荷状態では矩形波電圧Ｖabの
周波数制御によって所望の変換回路出力電圧Ｖdを維持
することができる。しかし、軽負荷状態および理論的に
無負荷の状態では、動作可能な範囲ＯＦ内での周波数変
化は所望の出力負荷電圧Ｖdを得るのには不充分であ
る。したがって本発明では、主として軽負荷または無負
荷の状態で必要とされる変換回路出力電圧制御のダイナ
ミック・レンジを大きくするための制御技術を用いる。
【００１７】制御可能なスイッチング・デバイスの動作
可能な周波数範囲ＯＦ内では、スイッチが最適軌道制御
法によって制御される。この方法は最適制御理論および
状態平面解析から得られる。これによれば、システムの
「制御法則」はシステムの所望の状態によって決定され
る。システムの瞬時状態は共振コンデンサ電圧、共振イ
ンダクタ電流、共振タンク回路に印加される電圧、およ
び出力負荷電圧の関数である。この瞬時状態は特定の状
態軌道に対応する。したがって、所望の状態軌道がシス
テムの制御法則を定める。
可能な周波数範囲ＯＦ内では、スイッチが最適軌道制御
法によって制御される。この方法は最適制御理論および
状態平面解析から得られる。これによれば、システムの
「制御法則」はシステムの所望の状態によって決定され
る。システムの瞬時状態は共振コンデンサ電圧、共振イ
ンダクタ電流、共振タンク回路に印加される電圧、およ
び出力負荷電圧の関数である。この瞬時状態は特定の状
態軌道に対応する。したがって、所望の状態軌道がシス
テムの制御法則を定める。
【００１８】共振周波数ｆrより高い周波数での動作に
対して、第３図は第１図の共振インバータに対する状態
平面図を示す。後続の状態平面解析の始めに、フィルタ
・コンデンサ２２が充分に大きいので、単一のスイッチ
ング・サイクル期間の間に出力電圧Ｖ0が一定のままに
なっているものと仮定する。ここで使っている「スイッ
チング・サイクル期間」という用語は、状態軌道を横切
るために必要な時間と定義される。第３図に於いて、状
態軌道２３は所望の共振インバータの動作を表わし、特
定の動作周波数に対応し、また前記の状態決定要素（す
なわち、共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電流、共
振タンク回路に印加される電圧、および出力負荷電圧）
の特定の値に対応する。特に二次元の状態表現として、
状態軌道はＺ0 ｉL対ＶCのプロットである。ここで
対して、第３図は第１図の共振インバータに対する状態
平面図を示す。後続の状態平面解析の始めに、フィルタ
・コンデンサ２２が充分に大きいので、単一のスイッチ
ング・サイクル期間の間に出力電圧Ｖ0が一定のままに
なっているものと仮定する。ここで使っている「スイッ
チング・サイクル期間」という用語は、状態軌道を横切
るために必要な時間と定義される。第３図に於いて、状
態軌道２３は所望の共振インバータの動作を表わし、特
定の動作周波数に対応し、また前記の状態決定要素（す
なわち、共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電流、共
振タンク回路に印加される電圧、および出力負荷電圧）
の特定の値に対応する。特に二次元の状態表現として、
状態軌道はＺ0 ｉL対ＶCのプロットである。ここで
【００１９】
【数１】
【００２０】は、直列共振回路の特性インピーダンスで
あり、ｉLは共振インダクタ電流を表わし、ＶCは共振コ
ンデンサ電圧を表わす。軌道２３はスイッチング・デバ
イスＳ１−Ｓ４およびダイオードＤ１−Ｄ４の導電期間
に対応する軌道セグメントＡＢ，ＢＣ，ＣＤおよびＤＡ
を有する。各軌道セグメントは円弧であり、その中心と
半径はスイッチング・デバイスの状態によって決定され
る。たとえば、スイッチング・デバイスＳ１およびＳ４
が導電状態にあるとき、節点ａから直列共振回路を通っ
て節点ｂに電流が流れ、直列共振回路に印加される実効
電圧はＶS −Ｖ 0である。その結果、（ＶS −Ｖ0，０）
を中心とする軌道セグメントＡＢはスイッチング・デバ
イスＳ１およびＳ４の導電期間を表わす。残りの軌道セ
グメントの中心も同様に次のように決定される。（−Ｖ
S −Ｖ0，０）を中心とする軌道セグメントＢＣはダイ
オードＤ２およびＤ３の導電期間を表わす。（−ＶS ＋
Ｖ 0，０）を中心とする軌道セグメントＣＤはスイッチ
ング・デバイスＳ２およびＳ３の導電期間を表わす。
（ＶS ＋Ｖ0，０）を中心とする軌道セグメントＤＡは
ダイオードＤ１およびＤ４の導電期間を表わす。
あり、ｉLは共振インダクタ電流を表わし、ＶCは共振コ
ンデンサ電圧を表わす。軌道２３はスイッチング・デバ
イスＳ１−Ｓ４およびダイオードＤ１−Ｄ４の導電期間
に対応する軌道セグメントＡＢ，ＢＣ，ＣＤおよびＤＡ
を有する。各軌道セグメントは円弧であり、その中心と
半径はスイッチング・デバイスの状態によって決定され
る。たとえば、スイッチング・デバイスＳ１およびＳ４
が導電状態にあるとき、節点ａから直列共振回路を通っ
て節点ｂに電流が流れ、直列共振回路に印加される実効
電圧はＶS −Ｖ 0である。その結果、（ＶS −Ｖ0，０）
を中心とする軌道セグメントＡＢはスイッチング・デバ
イスＳ１およびＳ４の導電期間を表わす。残りの軌道セ
グメントの中心も同様に次のように決定される。（−Ｖ
S −Ｖ0，０）を中心とする軌道セグメントＢＣはダイ
オードＤ２およびＤ３の導電期間を表わす。（−ＶS ＋
Ｖ 0，０）を中心とする軌道セグメントＣＤはスイッチ
ング・デバイスＳ２およびＳ３の導電期間を表わす。
（ＶS ＋Ｖ0，０）を中心とする軌道セグメントＤＡは
ダイオードＤ１およびＤ４の導電期間を表わす。
【００２１】上記のように、所望の軌道すなわち最適軌
道はシステムの制御法則したがってその構成を決定す
る。上記の軌道中心の他に、各軌道セグメントを特徴付
けるもう1つのパラメータは中心（ＶS ＋Ｖ0，０）また
は中心（−ＶS −Ｖ0，０）から測った軌道半径Ｒdであ
る。動作については、制御回路は状態決定要素（すなわ
ち、共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タ
ンク回路に印加される電圧、および出力負荷電圧）の連
続的な測定から半径Ｒdを計算する。このようにして、
制御回路は対角線上に対向するスイッチング・デバイス
対を交互にスイッチングすることにより所望の状態軌道
に対応するシステム動作を維持する。更に、状態決定要
素のいずれかが変化したとき、以下に説明する外側制御
ループにより発生される制御信号ＶCONにより、システ
ムはもう1つの定常状態軌道への時間最適遷移を行なう
ことができる。
道はシステムの制御法則したがってその構成を決定す
る。上記の軌道中心の他に、各軌道セグメントを特徴付
けるもう1つのパラメータは中心（ＶS ＋Ｖ0，０）また
は中心（−ＶS −Ｖ0，０）から測った軌道半径Ｒdであ
る。動作については、制御回路は状態決定要素（すなわ
ち、共振コンデンサ電圧、共振インダクタ電流、共振タ
ンク回路に印加される電圧、および出力負荷電圧）の連
続的な測定から半径Ｒdを計算する。このようにして、
制御回路は対角線上に対向するスイッチング・デバイス
対を交互にスイッチングすることにより所望の状態軌道
に対応するシステム動作を維持する。更に、状態決定要
素のいずれかが変化したとき、以下に説明する外側制御
ループにより発生される制御信号ＶCONにより、システ
ムはもう1つの定常状態軌道への時間最適遷移を行なう
ことができる。
【００２２】ここに引用する「１９８７年パワー・エレ
クトロニクス・スペシャルティ・コンファレンス・プロ
シーディングス（Power Electronics Specialty Confer
enceProceedings）」の４５１−４５９頁所載のラメシ
ュ・オルガンティ（Ramesh Oruganti）他の論文「直列
共振変換回路の最適軌道制御の構成（Implementationof
Optimal Trajectory Control of Series Resonant Con
verter）」には、共振周波数以下の周波数で動作する共
振インバータに対する制御法則がその４５３−４５４頁
に記載のように導き出されて次式として示されている。 ここでＦはインダクタ電流ｉLの符号に応じて＋1または
−1である。
クトロニクス・スペシャルティ・コンファレンス・プロ
シーディングス（Power Electronics Specialty Confer
enceProceedings）」の４５１−４５９頁所載のラメシ
ュ・オルガンティ（Ramesh Oruganti）他の論文「直列
共振変換回路の最適軌道制御の構成（Implementationof
Optimal Trajectory Control of Series Resonant Con
verter）」には、共振周波数以下の周波数で動作する共
振インバータに対する制御法則がその４５３−４５４頁
に記載のように導き出されて次式として示されている。 ここでＦはインダクタ電流ｉLの符号に応じて＋1または
−1である。
【００２３】本発明におけるような共振周波数以上の周
波数で動作するインバータの制御法則も同様に導き出さ
れ、次式のように表わすことができる。 式（２）の制御法則に従って構成された共振インバータ
制御システムでは、動作可能な周波数範囲内で動作する
ときのスイッチング・デバイスの時間最適制御が可能と
なる利点がある。しかし都合の悪いことに、上記のオル
ガンティ他による最適軌道制御は２レベル変調または周
波数変調に限定される。すなわち第４Ａ図に示すように
共振回路に印加される電圧は＋ＶSと−ＶSの２レベルを
持つ矩形波信号である。最適軌道制御を使って矩形波信
号の周波数を変えることにより出力負荷電圧を制御する
ことができる。したがって従来の周波数制御方法と同様
に、周波数がスイッチング・デバイスの最大動作周波数
に向って増大するとき出力電圧の制御範囲が制限され
る。したがって本発明は上記の最適軌道制御システムを
変形し改良することにより、すべての負荷状態のもと
で、制御される出力負荷電圧の範囲を著しく増大させる
新しい共振制御を提供することである。これによれば、
本発明は最適軌道制御を位相変調と組み合わせる。
波数で動作するインバータの制御法則も同様に導き出さ
れ、次式のように表わすことができる。 式（２）の制御法則に従って構成された共振インバータ
制御システムでは、動作可能な周波数範囲内で動作する
ときのスイッチング・デバイスの時間最適制御が可能と
なる利点がある。しかし都合の悪いことに、上記のオル
ガンティ他による最適軌道制御は２レベル変調または周
波数変調に限定される。すなわち第４Ａ図に示すように
共振回路に印加される電圧は＋ＶSと−ＶSの２レベルを
持つ矩形波信号である。最適軌道制御を使って矩形波信
号の周波数を変えることにより出力負荷電圧を制御する
ことができる。したがって従来の周波数制御方法と同様
に、周波数がスイッチング・デバイスの最大動作周波数
に向って増大するとき出力電圧の制御範囲が制限され
る。したがって本発明は上記の最適軌道制御システムを
変形し改良することにより、すべての負荷状態のもと
で、制御される出力負荷電圧の範囲を著しく増大させる
新しい共振制御を提供することである。これによれば、
本発明は最適軌道制御を位相変調と組み合わせる。
【００２４】当業者には明らかなように直列共振回路は
共振タンク回路に印加される矩形波電圧に対して二次フ
ィルタのように動作するので、有用な近似は矩形波信号
の基本波のみが共振タンク回路に印加されるというもの
である。更に、第４Ａ図の矩形波信号を位相変調すれ
ば、位相変調された信号は第４Ｂ図に示す３レベル形式
となり、パルス幅ＰＷは位相変調角φに比例して変化す
る。この位相変調された信号の基本波Ｆ１は次式で表わ
される。
共振タンク回路に印加される矩形波電圧に対して二次フ
ィルタのように動作するので、有用な近似は矩形波信号
の基本波のみが共振タンク回路に印加されるというもの
である。更に、第４Ａ図の矩形波信号を位相変調すれ
ば、位相変調された信号は第４Ｂ図に示す３レベル形式
となり、パルス幅ＰＷは位相変調角φに比例して変化す
る。この位相変調された信号の基本波Ｆ１は次式で表わ
される。
【００２５】
Ｆ１＝４πＶS cosφ （３）
但し、第４Ｂ図に示すように、φ＝（π／２）×１−２
×ＰＷ／（周期）であり、φはラジアンを単位として定
められる。
×ＰＷ／（周期）であり、φはラジアンを単位として定
められる。
【００２６】第５図は基本波Ｆ１の大きさと位相変調角
φの関係を表わすグラフである。図に示すように、衝撃
係数（デューティサイクル）が５０％（すなわちφ＝
０）の場合、基本波Ｆ１はその最大値４πＶSとなる。
φが大きくなるにつれて、基本波振幅は小さくなる。し
たがって本発明に従って位相変調を使うことにより、直
列共振インバータに印加される電圧の基本波振幅を小さ
くすることができる。その結果、第２図から明らかなよ
うに、直列共振回路に印加される実効電圧を小さくする
ことにより、すべての負荷状態において制御される出力
負荷電圧の一層広い範囲を得ることができる。
φの関係を表わすグラフである。図に示すように、衝撃
係数（デューティサイクル）が５０％（すなわちφ＝
０）の場合、基本波Ｆ１はその最大値４πＶSとなる。
φが大きくなるにつれて、基本波振幅は小さくなる。し
たがって本発明に従って位相変調を使うことにより、直
列共振インバータに印加される電圧の基本波振幅を小さ
くすることができる。その結果、第２図から明らかなよ
うに、直列共振回路に印加される実効電圧を小さくする
ことにより、すべての負荷状態において制御される出力
負荷電圧の一層広い範囲を得ることができる。
【００２７】第６図は本発明の直列共振インバータ制御
を用いる共振インバータ制御装置を示すブロック図であ
る。指令された出力電圧ＶREFは加算器２４により出力
電圧Ｖ0と比較される。その結果得られる誤差信号ＶERR
は比例積分（ＰＩ）補償器２６に入力される。補償器２
６は制御信号ＶCONを発生する。制御信号ＶCONは直列共
振インバータ制御器２８に与えられる。制御器２８はイ
ンバータ１２を駆動する。上記状態決定要素に比例した
制御信号も直列共振インバータ制御器に入力される。こ
れらの信号はｋ1 ｉL 、ｋ3 ＶC、ｋ3 Ｖ0およびｋ3
ＶSと表わされる。ここでｋ1およびｋ3は以下に説明す
る一定の換算係数（スケールファクタ）である。
を用いる共振インバータ制御装置を示すブロック図であ
る。指令された出力電圧ＶREFは加算器２４により出力
電圧Ｖ0と比較される。その結果得られる誤差信号ＶERR
は比例積分（ＰＩ）補償器２６に入力される。補償器２
６は制御信号ＶCONを発生する。制御信号ＶCONは直列共
振インバータ制御器２８に与えられる。制御器２８はイ
ンバータ１２を駆動する。上記状態決定要素に比例した
制御信号も直列共振インバータ制御器に入力される。こ
れらの信号はｋ1 ｉL 、ｋ3 ＶC、ｋ3 Ｖ0およびｋ3
ＶSと表わされる。ここでｋ1およびｋ3は以下に説明す
る一定の換算係数（スケールファクタ）である。
【００２８】それぞれ点２７および２９で相互接続され
た第７ａ図および第７ｂ図の回路は本発明の改良された
共振インバータ制御器２８の実施例を示す。この改良さ
れた装置の制御法則は位相変調を用いるようにした式
（２）で与えられた制御法則の変形であり、次式で表わ
される。 （Ｒd ＶS）2 ＝（ＶC −ＦＶ0−ＦＶS cosφ）2 ＋
（ｉL Ｚ0）2（４） したがって、本発明の状態軌道（図示しない）は以下に
説明する位相変調の適用によって生じるスイッチング・
サイクル期間の差を考慮に入れるために第３図の状態軌
道を変形したものになっている。
た第７ａ図および第７ｂ図の回路は本発明の改良された
共振インバータ制御器２８の実施例を示す。この改良さ
れた装置の制御法則は位相変調を用いるようにした式
（２）で与えられた制御法則の変形であり、次式で表わ
される。 （Ｒd ＶS）2 ＝（ＶC −ＦＶ0−ＦＶS cosφ）2 ＋
（ｉL Ｚ0）2（４） したがって、本発明の状態軌道（図示しない）は以下に
説明する位相変調の適用によって生じるスイッチング・
サイクル期間の差を考慮に入れるために第３図の状態軌
道を変形したものになっている。
【００２９】本発明による制御回路の構成では、状態決
定要素ＶC，ｉL，ＶSおよびＶ0を検出するために検知素
子が使用されている。それぞれの状態決定要素に比例し
た信号を作成するためにこれらの検知素子ではスケール
の換算を行なっているので、以下の説明には定数ｋ1お
よびｋ3として表わされる上記の換算係数が含まれる。
たとえば、共振インダクタ電流に比例する制御信号ｋ1
ｉLは適当な電流センサ１９から得られる。通常の電流
センサは当業者には周知であり、たとえばホール効果電
流センサ、電流検知抵抗、または電流検知変成器で構成
される。
定要素ＶC，ｉL，ＶSおよびＶ0を検出するために検知素
子が使用されている。それぞれの状態決定要素に比例し
た信号を作成するためにこれらの検知素子ではスケール
の換算を行なっているので、以下の説明には定数ｋ1お
よびｋ3として表わされる上記の換算係数が含まれる。
たとえば、共振インダクタ電流に比例する制御信号ｋ1
ｉLは適当な電流センサ１９から得られる。通常の電流
センサは当業者には周知であり、たとえばホール効果電
流センサ、電流検知抵抗、または電流検知変成器で構成
される。
【００３０】第７ａ図に示すように、制御信号ｋ1 ｉL
が比較器３０に印加される。比較器３０の出力信号Ｆは
インダクク電流ｉLの符号に応じて＋１または−1とな
る。信号Ｆは乗算器３２および３４に入力される。Ｆの
値はその乗算係数である。制御信号ｋ1 ｉLは乗算器３
６にも与えられる。乗算器３６は二乗演算を行なって信
号ｋ2（Ｚ0 ｉL）2 を発生する。ここで定数
が比較器３０に印加される。比較器３０の出力信号Ｆは
インダクク電流ｉLの符号に応じて＋１または−1とな
る。信号Ｆは乗算器３２および３４に入力される。Ｆの
値はその乗算係数である。制御信号ｋ1 ｉLは乗算器３
６にも与えられる。乗算器３６は二乗演算を行なって信
号ｋ2（Ｚ0 ｉL）2 を発生する。ここで定数
【００３１】
【数２】
【００３２】は直列共振回路の特性インピーダンスであ
る。ｋ2も定数である。
る。ｋ2も定数である。
【００３３】印加された電源電圧に比例する制御信号ｋ
3 ＶSが電源電圧センサ２１により乗算器３１に与えら
れる。乗算器３１は制御信号ｋ3 ＶSにcosφを乗算す
る。ここでφは上記の位相変調角の値である。適当な電
圧センサは当業者には周知であり、たとえば抵抗分圧回
路網で構成することができる。信号ｋ3 ＶS cosφは乗
算器３２に印加され、そこで信号Ｆと乗算される。
3 ＶSが電源電圧センサ２１により乗算器３１に与えら
れる。乗算器３１は制御信号ｋ3 ＶSにcosφを乗算す
る。ここでφは上記の位相変調角の値である。適当な電
圧センサは当業者には周知であり、たとえば抵抗分圧回
路網で構成することができる。信号ｋ3 ＶS cosφは乗
算器３２に印加され、そこで信号Ｆと乗算される。
【００３４】出力負荷電圧に比例する制御信号ｋ3 Ｖ0
は電圧センサ２３によって発生されて、乗算器３４に印
加され、そこで信号Ｆｋ3 Ｖ0が得られる。加算器４０
でこの信号Ｆｋ3 Ｖ0と、電圧センサ２５によって検知
された共振コンデンサ両端間の電圧に比例する制御信号
ｋ3 ＶCと加算される。その結果得られた信号ｋ3（Ｖ
C −ＦＶ0）が加算器４２により上記信号Ｆｋ3 ＶS c
osφと加算され、信号ｋ3（ＶC −ＦＶ0 −ＦＶS cos
φ）が求められる。この信号は乗算器４４に入力され
る。乗算器４４は二乗演算を行ない、その結果得られる
二乗された信号ｋ 2（ＶC −ＦＶ0 −ＦＶS cosφ）2が
加算器４６により前記の信号ｋ2（Ｚ0 ｉ L）2に加算さ
れ、次に第７ｂ図に示すように伝達関数が−（ｋ4／
ｋ2）の利得増幅器４８に入力される。但しｋ4は定数で
ある。増幅器４８の出力は信号−ｋ4［（ＶC −ＦＶ0
−ＦＶs cosφ）2＋（Ｚ0 ｉL）2］であり、これを以
後最適制御信号と呼ぶ。
は電圧センサ２３によって発生されて、乗算器３４に印
加され、そこで信号Ｆｋ3 Ｖ0が得られる。加算器４０
でこの信号Ｆｋ3 Ｖ0と、電圧センサ２５によって検知
された共振コンデンサ両端間の電圧に比例する制御信号
ｋ3 ＶCと加算される。その結果得られた信号ｋ3（Ｖ
C −ＦＶ0）が加算器４２により上記信号Ｆｋ3 ＶS c
osφと加算され、信号ｋ3（ＶC −ＦＶ0 −ＦＶS cos
φ）が求められる。この信号は乗算器４４に入力され
る。乗算器４４は二乗演算を行ない、その結果得られる
二乗された信号ｋ 2（ＶC −ＦＶ0 −ＦＶS cosφ）2が
加算器４６により前記の信号ｋ2（Ｚ0 ｉ L）2に加算さ
れ、次に第７ｂ図に示すように伝達関数が−（ｋ4／
ｋ2）の利得増幅器４８に入力される。但しｋ4は定数で
ある。増幅器４８の出力は信号−ｋ4［（ＶC −ＦＶ0
−ＦＶs cosφ）2＋（Ｚ0 ｉL）2］であり、これを以
後最適制御信号と呼ぶ。
【００３５】制御信号ＶCONが周波数変調制御器５０お
よび位相変調制御器５２に与えられる。周波数変調制御
器５０の伝達関数が第７ｂ図に示されており、数学的に
次のように表わすことができる。
よび位相変調制御器５２に与えられる。周波数変調制御
器５０の伝達関数が第７ｂ図に示されており、数学的に
次のように表わすことができる。
【００３６】
【数３】
【００３７】但し、ＶFは周波数変調制御器５０の出力
電圧、ＶTは制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波
数範囲の端に於ける動作を表わすしきい値電圧、Ｃ1は
定数である。電圧ＶFは加算器５４で利得増幅器４８の
出力信号に加算され、その結果が比較器５６の非反転入
力に入力される。比較器５６の出力信号はのこぎり波発
生器５８に与えられる。
電圧、ＶTは制御可能なスイッチ手段の動作可能な周波
数範囲の端に於ける動作を表わすしきい値電圧、Ｃ1は
定数である。電圧ＶFは加算器５４で利得増幅器４８の
出力信号に加算され、その結果が比較器５６の非反転入
力に入力される。比較器５６の出力信号はのこぎり波発
生器５８に与えられる。
【００３８】位相変調制御器５２の伝達関数も第７ｂ図
に示されており、数学的に次のように表わすことができ
る。
に示されており、数学的に次のように表わすことができ
る。
【００３９】
【数４】
【００４０】ここでＶφは位相変調制御器５２からの出
力電圧であって、位相変調φ中に比例しており、Ｃ2は
定数である。電圧Ｖφは比較器６０の反転入力に入力さ
れている。のこぎり波発生器５８の出力信号ＶGは比較
器６０の非反転入力に供給されている。電圧はＶφ乗算
器３１にも供給されているcosφは乗算器３１の乗算係
数である。
力電圧であって、位相変調φ中に比例しており、Ｃ2は
定数である。電圧Ｖφは比較器６０の反転入力に入力さ
れている。のこぎり波発生器５８の出力信号ＶGは比較
器６０の非反転入力に供給されている。電圧はＶφ乗算
器３１にも供給されているcosφは乗算器３１の乗算係
数である。
【００４１】比較器５６の出力信号ＣＰ１および比較器
６０の出力信号ＣＰ２はＤ形（遅延）フリップフロップ
６２および６４にクロックパルスをそれぞれ供給する。
当業者には明らかなように、Ｄ形フリップフロップ６２
の出力
６０の出力信号ＣＰ２はＤ形（遅延）フリップフロップ
６２および６４にクロックパルスをそれぞれ供給する。
当業者には明らかなように、Ｄ形フリップフロップ６２
の出力
【００４２】
【外１】
【００４３】がＤ形フリップフロップ６２のＤ１入力に
供給されているので、Ｄ形フリップフロップ６２が２分
周フリップフロップである。すなわち、出力周波数はク
ロック周波数の半分である。Ｄ形フリップフロップの出
力信号はそれぞれのスイッチング・デバイスＳ１−Ｓ４
に対するベース駆動回路６５ａ−６５ｄを制御する。適
当なベース駆動回路は当業者には周知である。
供給されているので、Ｄ形フリップフロップ６２が２分
周フリップフロップである。すなわち、出力周波数はク
ロック周波数の半分である。Ｄ形フリップフロップの出
力信号はそれぞれのスイッチング・デバイスＳ１−Ｓ４
に対するベース駆動回路６５ａ−６５ｄを制御する。適
当なベース駆動回路は当業者には周知である。
【００４４】動作については、２分周Ｄ形フリップフロ
ップ６２にクロックパルスを供給する比較器５６の出力
信号はのこぎり波発生器５８をも駆動するので、のこぎ
り波発生器はゲート駆動回路６５ａ−６５ｄの２倍の周
波数で動作する電圧ランプ（ramp）信号ＶGを発生す
る。詳しく述べると、Ｄ形フリップフロップ６２のＱ１
の出力信号が論理レベル０から論理１に、または論理１
から論理０に遷移するたびごとに電圧ランプ信号ＶGは
零にリセットされる。のこぎり波発生器５８の出力ラン
プ電圧は比較器６０により電圧Ｖφと比較される。比較
器６０はＤ形フリップフロップ６４に対するクロックパ
ルスを供給する。たとえば正エッジトリガ式Ｄ形フリッ
プフロップ６４の場合、比較器６０の出力信号が低論理
レベルから高論理レベルに切替ったとき、Ｄ形フリップ
フロップ６４の出力Ｑ２の信号はＤ形フリップフロップ
６２の出力Ｑ１の信号と同じ値にラッチされる。
ップ６２にクロックパルスを供給する比較器５６の出力
信号はのこぎり波発生器５８をも駆動するので、のこぎ
り波発生器はゲート駆動回路６５ａ−６５ｄの２倍の周
波数で動作する電圧ランプ（ramp）信号ＶGを発生す
る。詳しく述べると、Ｄ形フリップフロップ６２のＱ１
の出力信号が論理レベル０から論理１に、または論理１
から論理０に遷移するたびごとに電圧ランプ信号ＶGは
零にリセットされる。のこぎり波発生器５８の出力ラン
プ電圧は比較器６０により電圧Ｖφと比較される。比較
器６０はＤ形フリップフロップ６４に対するクロックパ
ルスを供給する。たとえば正エッジトリガ式Ｄ形フリッ
プフロップ６４の場合、比較器６０の出力信号が低論理
レベルから高論理レベルに切替ったとき、Ｄ形フリップ
フロップ６４の出力Ｑ２の信号はＤ形フリップフロップ
６２の出力Ｑ１の信号と同じ値にラッチされる。
【００４５】ＶCON＜ＶTの場合、周波数変調制御器５０
の出力電圧ＶFはＣ1 ＶCONであり、位相変調制御器５２
の出力電圧Ｖφは零であり、したがって位相変調角φ＝
０であるということを示す。したがって、位相変調角φ
の値が乗算器３１に与えられ、φ＝０の場合は cosφ
＝1であるので、位相変調は行なわれない。他方、周波
数変調は行なわれる。すなわち、周波数変調制御器５０
の出力電圧Ｃ1 ＶCONが加算増幅器４８の出力信号に加
算され、比較器５６の非反転入力に印加される。比較器
５６の出力信号ＣＰ１はＤ形フリップフロップ６２にク
ロックパルスを供給することにより、その状態を切換
え、また前述の通りのこぎり波発生器５８の駆動も行な
う。のこぎり波発生器の出力電圧ＶGは比較器６０によ
り電圧Ｖφ＝０と比較される。比較器６０はクロックパ
ルスＣＰ２をＤ形フリップフロップ６４に供給する。そ
の結果、Ｄ形フリップフロップ６４はＤ形フリップフロ
ップ６２と殆んど同時にトグル動作する。このようにし
て、ＶCON＜ＶTの場合、スイッチング・デバイスの動作
可能な周波数範囲内で動作するとき最適制御を使用する
周波数変調が達成される。
の出力電圧ＶFはＣ1 ＶCONであり、位相変調制御器５２
の出力電圧Ｖφは零であり、したがって位相変調角φ＝
０であるということを示す。したがって、位相変調角φ
の値が乗算器３１に与えられ、φ＝０の場合は cosφ
＝1であるので、位相変調は行なわれない。他方、周波
数変調は行なわれる。すなわち、周波数変調制御器５０
の出力電圧Ｃ1 ＶCONが加算増幅器４８の出力信号に加
算され、比較器５６の非反転入力に印加される。比較器
５６の出力信号ＣＰ１はＤ形フリップフロップ６２にク
ロックパルスを供給することにより、その状態を切換
え、また前述の通りのこぎり波発生器５８の駆動も行な
う。のこぎり波発生器の出力電圧ＶGは比較器６０によ
り電圧Ｖφ＝０と比較される。比較器６０はクロックパ
ルスＣＰ２をＤ形フリップフロップ６４に供給する。そ
の結果、Ｄ形フリップフロップ６４はＤ形フリップフロ
ップ６２と殆んど同時にトグル動作する。このようにし
て、ＶCON＜ＶTの場合、スイッチング・デバイスの動作
可能な周波数範囲内で動作するとき最適制御を使用する
周波数変調が達成される。
【００４６】ＶCON≧ＶTの場合、周波数変調制御器５０
の出力電圧ＶFはＣ1 ＶTすなわち定数である。したがっ
て、スイッチング・デバイスＳ１，Ｓ２，Ｓ３およびＳ
４のスイッチング周波数はその動作可能な周波数範囲の
端に固定される。これらの条件のもとでは、位相変調制
御器５２の出力電圧ＶφはＣ2（ＶCON −ＶT）である。
この電圧Ｖφは比較器６０によりのこぎり波発生器５８
の出力信号ＶGと比較される。その結果、比較器６０か
らＤ形フリップフロップ６４に与えられるクロックパル
スは位相変調角φに比例した時間だけ遅延される。電圧
Ｖφによって、乗算器３１が電源電圧ＶSにcosφを乗算
することも可能となる。このようにして、位相変調を用
いて、直列共振インバータを制御するための第４Ｂ図に
示す３レベル電圧波形が作成される。このように最適軌
道制御法を位相変調と組み合わせることにより、すべて
の動作状態のもとで出力負荷電圧のより広いダイナミッ
ク・レンジを達成することができる。
の出力電圧ＶFはＣ1 ＶTすなわち定数である。したがっ
て、スイッチング・デバイスＳ１，Ｓ２，Ｓ３およびＳ
４のスイッチング周波数はその動作可能な周波数範囲の
端に固定される。これらの条件のもとでは、位相変調制
御器５２の出力電圧ＶφはＣ2（ＶCON −ＶT）である。
この電圧Ｖφは比較器６０によりのこぎり波発生器５８
の出力信号ＶGと比較される。その結果、比較器６０か
らＤ形フリップフロップ６４に与えられるクロックパル
スは位相変調角φに比例した時間だけ遅延される。電圧
Ｖφによって、乗算器３１が電源電圧ＶSにcosφを乗算
することも可能となる。このようにして、位相変調を用
いて、直列共振インバータを制御するための第４Ｂ図に
示す３レベル電圧波形が作成される。このように最適軌
道制御法を位相変調と組み合わせることにより、すべて
の動作状態のもとで出力負荷電圧のより広いダイナミッ
ク・レンジを達成することができる。
【００４７】第８ａ−８ｉ図はＶCON＞ＶTの特定の場合
に対する新しい共振インバータ制御器の動作を詳細に例
示する波形を示す。簡単のため、比較器５６の出力信号
ＣＰ１は一定のパルス幅を持ち、第８ａ図の波形で表わ
されるものと仮定する。正エッジトリガ式Ｄ形フリップ
フロップ６２について、そのＱ１の出力信号および
に対する新しい共振インバータ制御器の動作を詳細に例
示する波形を示す。簡単のため、比較器５６の出力信号
ＣＰ１は一定のパルス幅を持ち、第８ａ図の波形で表わ
されるものと仮定する。正エッジトリガ式Ｄ形フリップ
フロップ６２について、そのＱ１の出力信号および
【００４８】
【外２】
【００４９】の出力信号が第８ｂ図および第８ｃ図にそ
れぞれ示されている。Ｄ形フリップフロップ６２の出力
信号が状態を変えるたびにリセットされるのこぎり波発
生器から出力される電圧ランプ信号ＶGが第８ｄ図に示
されている。位相変調角φを決定する電圧Ｖφが第８ｅ
図に０Ｖと１０Ｖとの間の電圧として示されている。こ
の例の場合、電圧Ｖφ＝５Ｖである。電圧Ｖφをのこぎ
り波発生器５８の出力ランプ電圧ＶGと比較することに
よって決定される比較器６０の出力信号ＣＰ２は第８ｆ
図に示されており、これはＤ形フリップフロップ６４に
対するクロックパルスを構成する。正エッジトリガ式Ｄ
形フリップフロップ６４のＱ２および
れぞれ示されている。Ｄ形フリップフロップ６２の出力
信号が状態を変えるたびにリセットされるのこぎり波発
生器から出力される電圧ランプ信号ＶGが第８ｄ図に示
されている。位相変調角φを決定する電圧Ｖφが第８ｅ
図に０Ｖと１０Ｖとの間の電圧として示されている。こ
の例の場合、電圧Ｖφ＝５Ｖである。電圧Ｖφをのこぎ
り波発生器５８の出力ランプ電圧ＶGと比較することに
よって決定される比較器６０の出力信号ＣＰ２は第８ｆ
図に示されており、これはＤ形フリップフロップ６４に
対するクロックパルスを構成する。正エッジトリガ式Ｄ
形フリップフロップ６４のＱ２および
【００５０】
【外３】
【００５１】の出力信号が第８ｇ図および第８ｈ図にそ
れぞれ示されている。Ｑ１，
れぞれ示されている。Ｑ１，
【００５２】
【外４】
【００５３】Ｑ２および
【００５４】
【外５】
【００５５】のフリップフロップ出力信号はそれぞれベ
ース駆動回路６５ａ−６５ｄを駆動し、その結果、第８
ｉ図に示す３レベルの位相変調された信号を作成する。
第８ｉ図および上記の位相変調角φについての等式か
ら、この例の場合、位相変調角φ＝π／４であることが
わかる。
ース駆動回路６５ａ−６５ｄを駆動し、その結果、第８
ｉ図に示す３レベルの位相変調された信号を作成する。
第８ｉ図および上記の位相変調角φについての等式か
ら、この例の場合、位相変調角φ＝π／４であることが
わかる。
【００５６】本発明の実施例を図示し説明してきたが、
このような実施例は例示のためのものに過ぎないことは
明らかである。当業者は本発明から逸脱することなく多
数の変形、変更および置換を考え付き得る。したがっ
て、本発明は請求の範囲により限定される。
このような実施例は例示のためのものに過ぎないことは
明らかである。当業者は本発明から逸脱することなく多
数の変形、変更および置換を考え付き得る。したがっ
て、本発明は請求の範囲により限定される。
【図１】第 1 図は直列共振インバータを含む直流−直
流変換回路の概略回路図である。
流変換回路の概略回路図である。
【図２】第２図は重負荷、中負荷、軽負荷および無負荷
の状態について第１図のインバータで用いられる直列共
振回路に供給される矩形波信号の周波数の対数に対して
出力電圧の大きさをプロットしたグラフである。
の状態について第１図のインバータで用いられる直列共
振回路に供給される矩形波信号の周波数の対数に対して
出力電圧の大きさをプロットしたグラフである。
【図３】第３図は共振周波数以上の周波数で動作する第
１図の共振インバータに対する単一状態軌道の状態平面
図である。
１図の共振インバータに対する単一状態軌道の状態平面
図である。
【図４Ａ】第４Ａ図は第１図の直列共振インバータに印
加される矩形波電圧を例示するグラフである。
加される矩形波電圧を例示するグラフである。
【図４Ｂ】第４Ｂ図は第４Ａ図の信号の位相変調された
信号を例示するグラフである。
信号を例示するグラフである。
【図５】第５図は第４Ｂ図の信号の基本波振幅を位相変
調角に対して示すグラフである。
調角に対して示すグラフである。
【図６】第６図は本発明の直列共振インバータ制御器を
用いる共振インバータ制御装置の機能ブロック図であ
る。
用いる共振インバータ制御装置の機能ブロック図であ
る。
【図７Ａ】第７ａ図は、本発明による共振インバータ制
御器の実施例を示す機能ブロック図である。
御器の実施例を示す機能ブロック図である。
【図７Ｂ】第７ｂ図は、本発明による共振インバータ制
御器の実施例を示す機能ブロック図である。
御器の実施例を示す機能ブロック図である。
【図８】第８図（第８ａ乃至８ｉ図）は本発明の共振イ
ンバータ制御器１２の動作の説明のために第７ａ及び７
ｂ図のブロック図を構成するいくつかの素子からの出力
信号を例示するグラフである。
ンバータ制御器１２の動作の説明のために第７ａ及び７
ｂ図のブロック図を構成するいくつかの素子からの出力
信号を例示するグラフである。
１２…インバータ、
１４…インダクタ、
１６…コンデンサ、
１８…変圧器、
２０…全波整流器、
５０…周波数変調制御器、
５２…位相変調制御器、
５６，６０…比較器、
Ｓ１乃至Ｓ４…スイッチング・デバイス。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ジョン・ノートン・パーク
アメリカ合衆国、ニューヨーク州、レッ
クスフォード、グルームス・ロード、
723番
(72)発明者 ミン・シン・クオ
アメリカ合衆国、インディアナ州、フォ
ート・ウェイン、ブランディワイン・ド
ライブ、10611番
(56)参考文献 特開 昭57−28577（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−103316（ＪＰ，Ａ)
米国特許4672528（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02M 7/48
Claims (8)
- 【請求項１】 ２対の制御可能なスイッチ手段を持つイ
ンバ―タであって、各対のスイッチ手段が直列に接続さ
れ、各対の直列接続されたスイッチ手段が外部直流電源
の両端間に並列接続されるように構成されている共振イ
ンバ―タと、 上記制御可能なスイッチ手段の接続点相互の間に接続さ
れた、コンデンサおよびインダクタを含む直列共振回路
であって、上記インバ―タから矩形波電圧を受ける直列
共振回路と、 上記直列共振回路に誘導結合された全波整流器であっ
て、その出力からほぼ一定の予め選定された出力電圧を
負荷に供給するための全波整流器と、 当該変換回路の状態を定めるために使用される上記コン
デンサ両端間の電圧、上記インダクタを通る電流、上記
直流電源の電圧および上記出力電圧を継続的に監視する
検知手段と、 上記検知手段に応答して、上記監視しているそれぞれの
電圧及び電流の瞬時値に基づいた制御信号を発生する最
適制御手段と、 上記制御信号に応答して上記出力電圧を制御するための
第１の手段であって、上記制御可能なスイッチ手段の動
作周波数がその動作可能な周波数範囲内にあるとき、上
記直列共振回路に印加される矩形波電圧を周波数変調
し、上記直列共振回路の安定な動作を維持させる第１の
手段と、 上記制御信号に応答して上記出力電圧を制御する第２の
手段であって、上記制御可能なスイッチ手段の動作周波
数がその動作可能な周波数範囲の端にあるとき、上記直
列共振回路に印加される矩形波電圧を位相変調するため
の位相変調角信号を発生して、該位相変調角信号に従っ
て上記制御信号を修正することにより上記直列共振回路
の安定な動作を維持する第２の手段と、を備えることを 特徴とする直流−直流変換回路。 - 【請求項２】 上記制御可能なスイッチ手段の動作周波
数がその動作可能な範囲の端にあるときを判定するため
の周波数測定手段が、上記インバ―タの出力に結合され
ている請求項１記載の直流−直流変換回路。 - 【請求項３】 上記第１の手段が、 周波数変調信号を発生する周波数変調手段、 上記周波数変調信号を上記制御信号と比較し、その結果
得られる差信号を発生する比較手段、および上記差信号
に応答して、上記制御可能なスイッチ手段の動作周波数
を変えるための周波数制御信号を発生する周波数制御手
段、を有している請求項１記載の直流−直流変換回路。 - 【請求項４】 上記周波数制御信号に応答してランプ電
圧を発生するのこぎり波発生手段、 上記ランプ電圧を上記位相変調角信号と比較する第２の
比較手段、および上記周波数制御信号および上記第２の
比較手段の出力信号に応答するフリップフロップ手段で
あって、上記フリップフロップ手段は上記制御可能なス
イッチ手段に結合されていて、上記スイッチ手段の動作
可能な周波数範囲内で動作しているときに上記スイッチ
手段の動作周波数を変える制御信号、また上記動作可能
な周波数範囲の端で動作しているときに矩形波電圧を位
相変調する制御信号を供給するフリップフロップ手段、 を更に含んでいる請求項３記載の直流−直流変換回路。 - 【請求項５】 コンデンサおよびインダクタで構成され
た直列共振回路をそなえ、外部直流電源に結合されされ
たときに矩形波電圧を発生して上記直列共振回路に印加
する制御可能なスイッチ手段を含み、出力から負荷にほ
ぼ一定の出力電圧を供給するための共振インバ―タを制
御する制御器であって、 共振インバータの状態を定めるために使用される上記コ
ンデンサ両端間の電圧、上記インダクタを通る電流、上
記直流電源の電圧および上記出力電圧を継続的に監視す
る検知手段と、 上記検知手段に応答して、上記監視しているそれぞれの
電圧及び電流の瞬時値に基づいた制御信号を発生する最
適制御手段と、 上記制御信号に応答して上記出力電圧を制御するための
第１の手段であって、上記制御可能なスイッチ手段の動
作周波数がその動作可能な周波数範囲内にあるとき、上
記直列共振回路に印加される矩形波電圧を周波数変調
し、上記直列共振回路の安定な動作を維持する第１の手
段と、 上記制御信号に応答して上記出力電圧を制御する第２の
手段であって、上記制御可能なスイッチ手段の動作周波
数がその動作可能な周波数範囲の端にあるとき、上記直
列共振回路に印加される矩形波電圧を位相変調するため
の位相変調角信号を発生して、該位相変調角信号に従っ
て上記制御信号を修正し、上記直列共振回路の安定な動
作を維持する第２の手段と、を備えることを 特徴とする共振インバ―タ用制御器。 - 【請求項６】 上記制御可能なスイッチ手段の動作周波
数がその動作可能な範囲の端にあるときを判定するため
の周波数測定手段が、上記インバ―タの出力に結合され
ている請求項５記載の共振インバ―タ用制御器。 - 【請求項７】上記第１の手段が、 周波数変調信号を発生する周波数変調手段、 上記周波数変調信号を上記制御信号と比較し、その結果
得られる差信号を発生する比較手段、および上記差信号
に応答して、上記制御可能なスイッチ手段の動作周波数
を変えるための周波数制御信号を発生する周波数制御手
段、を有している請求項５記載の共振インバ―タ用制御
器。 - 【請求項８】 上記周波数制御信号に応答してランプ電
圧を発生するのこぎり波発生手段、 上記ランプ電圧を上記位相変調角信号と比較する第２の
比較手段、および上記周波数制御信号および上記第２比
較手段の出力信号に応答するフリップフロップ手段であ
って、上記制御可能なスイッチ手段に結合されて、上記
スイッチ手段の動作可能な周波数範囲内で動作している
ときに上記スイッチ手段の動作周波数を変える制御信
号、また該動作可能な周波数範囲の端で動作していると
きに矩形波電圧を位相変調する制御信号を供給するフリ
ップフロップ手段、を更に含んでいる請求項７記載の共
振インバ―タ用制御器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/379,461 US4951185A (en) | 1989-07-13 | 1989-07-13 | Resonant inverter employing frequency and phase modulation using optimal trajectory control |
| US379,461 | 1989-07-13 |
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|---|---|---|---|
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| DE102009032980A1 (de) * | 2009-07-14 | 2011-01-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Störungsarme Spannungsversorgung |
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| JP5995139B2 (ja) * | 2012-10-12 | 2016-09-21 | 富士電機株式会社 | 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ |
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| US9509225B2 (en) * | 2014-09-16 | 2016-11-29 | Continental Automotive Systems, Inc. | Efficient LLC resonant converter having variable frequency control and fixed frequency phase-shift PWM |
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-
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- 2002-03-04 JP JP2002057039A patent/JP3392128B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20021218 |
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