JPH0126273B2 - - Google Patents
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- JPH0126273B2 JPH0126273B2 JP57105747A JP10574782A JPH0126273B2 JP H0126273 B2 JPH0126273 B2 JP H0126273B2 JP 57105747 A JP57105747 A JP 57105747A JP 10574782 A JP10574782 A JP 10574782A JP H0126273 B2 JPH0126273 B2 JP H0126273B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/1555—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
- H02M7/1557—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit with automatic control of the output voltage or current
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は交流電源電圧を直流電圧に変換する
PWM変換器の制御装置に関する。
PWM変換器の制御装置に関する。
トランジスタやゲートターンオフサイリスタな
どの自己消弧素子をグレーツ結線したPWM変換
器は周知のところである。PWM変換器の交流入
力端をリアクトルを介して交流電源に接続し、交
流電源電圧を基準にして交流入力電圧の大きさと
位相を瞬時制御すると入力電流の大きさと位相を
制御できる。それ故、PWM変換器が交流電源か
ら供給される有効電力を任意に調節することがで
きる。有効電力はPWM変換器によつて直流電力
に変換されるため、直流出力電圧（電流）を所望
値に制御することができることになる。
どの自己消弧素子をグレーツ結線したPWM変換
器は周知のところである。PWM変換器の交流入
力端をリアクトルを介して交流電源に接続し、交
流電源電圧を基準にして交流入力電圧の大きさと
位相を瞬時制御すると入力電流の大きさと位相を
制御できる。それ故、PWM変換器が交流電源か
ら供給される有効電力を任意に調節することがで
きる。有効電力はPWM変換器によつて直流電力
に変換されるため、直流出力電圧（電流）を所望
値に制御することができることになる。
ところで、PWM変換器を構成する自己消弧素
子にはそれぞれ帰還用のダイオードが逆並列接続
されている。PWM変換器のパルス幅変調制御を
行うためには、直流出力電圧を交流電源電圧のダ
イオード整流電圧より大きくしなければならな
い。何故ならば、直流電圧が交流電源電圧のダイ
オード整流電圧より低くすると、PWM変換器の
帰還用ダイオードによつて直流電力が供給される
ようになり、パルス幅変調制御が不能になるから
である。
子にはそれぞれ帰還用のダイオードが逆並列接続
されている。PWM変換器のパルス幅変調制御を
行うためには、直流出力電圧を交流電源電圧のダ
イオード整流電圧より大きくしなければならな
い。何故ならば、直流電圧が交流電源電圧のダイ
オード整流電圧より低くすると、PWM変換器の
帰還用ダイオードによつて直流電力が供給される
ようになり、パルス幅変調制御が不能になるから
である。
一方、PWM変換器の直流側に接続される負荷
によつては直流電圧が交流電源電圧のダイオード
整流電圧相当あるいはそれ以下であることを要求
される。負荷がインバータの場合、素子の電圧破
壊を防止するために必要となる。
によつては直流電圧が交流電源電圧のダイオード
整流電圧相当あるいはそれ以下であることを要求
される。負荷がインバータの場合、素子の電圧破
壊を防止するために必要となる。
このように、PWM変換器を順変換器として用
いた場合、直流電圧を交流電源電圧のダイオード
整流電圧相当にすることが強く要望されている。
いた場合、直流電圧を交流電源電圧のダイオード
整流電圧相当にすることが強く要望されている。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところはPWM変換器の直流側電圧
を交流電源電圧のダイオード整流電圧以下にでき
るPWM変換器の制御装置を提供することにあ
る。
の目的とするところはPWM変換器の直流側電圧
を交流電源電圧のダイオード整流電圧以下にでき
るPWM変換器の制御装置を提供することにあ
る。
本発明の特徴とするところは交流電源の力率が
低下するように電源電圧に対するPWM変換器の
交流入力電流の位相を制御することによつて交流
電源電圧に対しPWM変換器の交流入力電圧が低
くなるようにしたことにある。
低下するように電源電圧に対するPWM変換器の
交流入力電流の位相を制御することによつて交流
電源電圧に対しPWM変換器の交流入力電圧が低
くなるようにしたことにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図において、PWM変換器１はリアクトル
Ｌを介して交流電源ACに接続される。PWM変
換器１は第２図に示すように、ゲートターンオフ
サイリスタGTOをグレーツ結線し、各GTOに帰
還ダイオードFDが逆並列接続される構成となつ
ている。PWM変換器１の直流出力端子間には負
荷１１と平滑コンデンサＣが接続される。コンデ
ンサＣの両端電圧（PWM変換器１の直流出力電
圧）は電圧検出器１２で検出される。変換器１の
直流出力電圧の大きさを設定する電圧設定回路２
の設定値VSと電圧検出器１２で検出した実際値
VOは電圧比較器３に図示の極性で加えられる。
電圧比較器３の電圧偏差信号ΔVは極性判別回路
６と電流指令回路７に与えられる。交流電源AC
の交流電源電圧Ｅは変圧器４で検出され、移相器
５に加えられる。移相器５は交流電源電圧Ｅを極
性判別回路６の極性信号SPの極性によつて一定角
度だけ移相した移相交流電源電圧信号のSEを電流
指令回路７に与える。電流指令回路７は移相交流
電源電圧信号SEと電圧偏差信号ΔVを掛算した電
流指令信号IP（変換器１の交流入力電流の瞬時値
指令）を比較器９に図示の極性で与える。変換器
１の交流入力電流Ｉは変流器８で検出される。比
較器９はヒステリシス特性を有するもので、電流
指令信号IPと検出値Ｉの偏差によつてPWM信号
を発生しゲート回路１０に加える。
Ｌを介して交流電源ACに接続される。PWM変
換器１は第２図に示すように、ゲートターンオフ
サイリスタGTOをグレーツ結線し、各GTOに帰
還ダイオードFDが逆並列接続される構成となつ
ている。PWM変換器１の直流出力端子間には負
荷１１と平滑コンデンサＣが接続される。コンデ
ンサＣの両端電圧（PWM変換器１の直流出力電
圧）は電圧検出器１２で検出される。変換器１の
直流出力電圧の大きさを設定する電圧設定回路２
の設定値VSと電圧検出器１２で検出した実際値
VOは電圧比較器３に図示の極性で加えられる。
電圧比較器３の電圧偏差信号ΔVは極性判別回路
６と電流指令回路７に与えられる。交流電源AC
の交流電源電圧Ｅは変圧器４で検出され、移相器
５に加えられる。移相器５は交流電源電圧Ｅを極
性判別回路６の極性信号SPの極性によつて一定角
度だけ移相した移相交流電源電圧信号のSEを電流
指令回路７に与える。電流指令回路７は移相交流
電源電圧信号SEと電圧偏差信号ΔVを掛算した電
流指令信号IP（変換器１の交流入力電流の瞬時値
指令）を比較器９に図示の極性で与える。変換器
１の交流入力電流Ｉは変流器８で検出される。比
較器９はヒステリシス特性を有するもので、電流
指令信号IPと検出値Ｉの偏差によつてPWM信号
を発生しゲート回路１０に加える。
なお、第１図は１相分のみを示しており、７〜
１０は他の２相分必要であるが図示を省略してい
る。
１０は他の２相分必要であるが図示を省略してい
る。
次に、第１図の動作を説明する前に本発明の理
解を容易にするためPWM変換器の変換動作の原
理を説明する。
解を容易にするためPWM変換器の変換動作の原
理を説明する。
第４図は交流電源ACと変換器１とを簡略化し
て示したもので、Ｅは交流電源電圧、Ｖは変換器
１の交流入力電圧およびＩは交流入力電流を示
す。
て示したもので、Ｅは交流電源電圧、Ｖは変換器
１の交流入力電圧およびＩは交流入力電流を示
す。
第５図は電圧Ｅ，Ｖと電流Ｉの関係を示すベク
トル図で、同図ａは順変換動作の場合を示し、同
図ｂは逆変換動作の場合を示す。
トル図で、同図ａは順変換動作の場合を示し、同
図ｂは逆変換動作の場合を示す。
第４図から理解できるよう交流入力電圧Ｖの大
きさと位相を電圧Ｅを基準にして変化させるとリ
アクトルＸに印加される電圧が変化する。その結
果、交流入力電流Ｉの大きさと位相が調節され
る。第５図は変換器１が力率1.0の運転を行う場
合を示している。図示のように電流Ｉが電源電圧
Ｅに同位相（または逆位相）となるよう制御する
ことにより、電源力率1.0の運動が行える。しか
し、その際、入力電圧Ｖの大きさはリアクトルの
電圧降下XIによつて電源電圧Ｅより大きくなる。
きさと位相を電圧Ｅを基準にして変化させるとリ
アクトルＸに印加される電圧が変化する。その結
果、交流入力電流Ｉの大きさと位相が調節され
る。第５図は変換器１が力率1.0の運転を行う場
合を示している。図示のように電流Ｉが電源電圧
Ｅに同位相（または逆位相）となるよう制御する
ことにより、電源力率1.0の運動が行える。しか
し、その際、入力電圧Ｖの大きさはリアクトルの
電圧降下XIによつて電源電圧Ｅより大きくなる。
一方、PWM変換器１は正側と負側のGTOが
交互に導通するものであり、変換器１の交流入力
端には直流電圧の正側、負側電圧が交互に現われ
る。正負の比率はPWM信号に基づき連続的に変
化するので、交流入力電圧Ｖの基本波は正弦波状
に制御される。このように、交流入力電圧Ｖは直
流電圧をパルス幅制御して得られるものであるた
め、入力電圧Ｖの基本波の最大値は直流電圧によ
り制限される。換言すると、直流電圧が不足の場
合は前述したPWM信号に基づく動作を行えず入
力電圧Ｖを所定値に制御することができなくな
る。そして、電源力率1.0の運転においては入力
電圧Ｖが電流Ｉの大きさに比例して上昇すること
から、直流電圧はそれを見込んで高く設定する必
要がある。
交互に導通するものであり、変換器１の交流入力
端には直流電圧の正側、負側電圧が交互に現われ
る。正負の比率はPWM信号に基づき連続的に変
化するので、交流入力電圧Ｖの基本波は正弦波状
に制御される。このように、交流入力電圧Ｖは直
流電圧をパルス幅制御して得られるものであるた
め、入力電圧Ｖの基本波の最大値は直流電圧によ
り制限される。換言すると、直流電圧が不足の場
合は前述したPWM信号に基づく動作を行えず入
力電圧Ｖを所定値に制御することができなくな
る。そして、電源力率1.0の運転においては入力
電圧Ｖが電流Ｉの大きさに比例して上昇すること
から、直流電圧はそれを見込んで高く設定する必
要がある。
第６図は本発明のベクトル図で、ａは順変換動
作、ｂは逆変換動作の場合である。
作、ｂは逆変換動作の場合である。
第６図から明らかなように、順変換動作の場合
は電流Ｉを電圧Ｅに対して０＜｜｜＜90゜の範
囲で遅れ位相にすることにより、また、逆変換動
作の場合は90゜＜｜｜＜180゜の範囲で遅れ位相
に制御することにより交流入力電圧Ｖの大きさは
リアクトルＬの電圧降下XIによつて交流電源電
圧Ｅより低下する。したがつて、直流電圧を電源
電圧Ｅのダイオード整流電圧より小さくすること
ができる。
は電流Ｉを電圧Ｅに対して０＜｜｜＜90゜の範
囲で遅れ位相にすることにより、また、逆変換動
作の場合は90゜＜｜｜＜180゜の範囲で遅れ位相
に制御することにより交流入力電圧Ｖの大きさは
リアクトルＬの電圧降下XIによつて交流電源電
圧Ｅより低下する。したがつて、直流電圧を電源
電圧Ｅのダイオード整流電圧より小さくすること
ができる。
以上が本発明の原理であり、この原理を実現す
るための第１図に示す実施例の動作を説明する。
るための第１図に示す実施例の動作を説明する。
さて、電圧設定回路２の設定値VSと電圧検出
器１２で検出した実際値VOは電圧比較器３で比
較される。電圧比較器３の電圧偏差信号ΔVは極
性判別回路６と電流指令回路７に与えられる。
器１２で検出した実際値VOは電圧比較器３で比
較される。電圧比較器３の電圧偏差信号ΔVは極
性判別回路６と電流指令回路７に与えられる。
PWM変換器１は電圧偏差信号ΔVが正極性の
とき順変換動作を行い、負極性のとき逆変換動作
を行う。極性判別回路６は電圧偏差信号ΔVの極
性を判別し極性信号SPを移相器５に与える。移相
器５は極性信号SPに応じて変圧器４で検出した交
流電源電圧Ｅを一定角度だけ移相した移送正弦波
信号SEを出力する。具体的には第３図に示す如く
電圧偏差信号ΔVが正極性のときは一定角度だ
け遅らせ、負極性のときは一定角度だけ進み位
相にする。角度は0゜＜＜90゜の範囲に選定さ
れる。電流指令回路７は移相正弦波信号SEと電圧
偏差信号ΔVとを掛算し電流指令信号IPを発生す
る。電流指令信号IPと変流器８で検出した交流入
力電流Ｉを比較器９で比較し、比較器９から
PWM信号が得られる。PWM変換器１を比較器
９のPWM信号に基づき点弧制御することにより
交流入力電流Ｉの大きさと位相を電流指令信号IP
と一致するように制御される。
とき順変換動作を行い、負極性のとき逆変換動作
を行う。極性判別回路６は電圧偏差信号ΔVの極
性を判別し極性信号SPを移相器５に与える。移相
器５は極性信号SPに応じて変圧器４で検出した交
流電源電圧Ｅを一定角度だけ移相した移送正弦波
信号SEを出力する。具体的には第３図に示す如く
電圧偏差信号ΔVが正極性のときは一定角度だ
け遅らせ、負極性のときは一定角度だけ進み位
相にする。角度は0゜＜＜90゜の範囲に選定さ
れる。電流指令回路７は移相正弦波信号SEと電圧
偏差信号ΔVとを掛算し電流指令信号IPを発生す
る。電流指令信号IPと変流器８で検出した交流入
力電流Ｉを比較器９で比較し、比較器９から
PWM信号が得られる。PWM変換器１を比較器
９のPWM信号に基づき点弧制御することにより
交流入力電流Ｉの大きさと位相を電流指令信号IP
と一致するように制御される。
このようにしてPWM変換器１の制御を行うの
であるが、交流入力電流Ｉは電流指令信号IPに比
例するようその瞬時値が制御される。したがつ
て、変換器１が順変換動作を行つているときは第
６図ａのように交流入力電流Ｉは交流電源電圧Ｅ
に対し角度だけ遅れ位相に制御される。また、
逆変換動作の場合、移相器５は移相正弦波信号SE
を交流電源電圧Ｅに対し角度だけ進み位相にす
る。しかし、電圧偏差信号ΔVが負極性のため、
電流指令信号IPは移相正弦波信号SEと逆位相にな
る。逆変換動作の場合は第６図ｂに示す如く交流
入力電流Ｉは交流電源電圧に対し（π−）だけ
遅れ位相になる。その結果、PWM変換器１の順
変換動作および逆変換動作のいずれかの場合にも
交流入力電圧Ｖの大きさを交流電源電圧Ｅのダイ
オード整流電圧より小さくできる。結局、PWM
変換器１の直流側電圧を交流電源電圧Ｅのダイオ
ード整流電圧より小さくできる。
であるが、交流入力電流Ｉは電流指令信号IPに比
例するようその瞬時値が制御される。したがつ
て、変換器１が順変換動作を行つているときは第
６図ａのように交流入力電流Ｉは交流電源電圧Ｅ
に対し角度だけ遅れ位相に制御される。また、
逆変換動作の場合、移相器５は移相正弦波信号SE
を交流電源電圧Ｅに対し角度だけ進み位相にす
る。しかし、電圧偏差信号ΔVが負極性のため、
電流指令信号IPは移相正弦波信号SEと逆位相にな
る。逆変換動作の場合は第６図ｂに示す如く交流
入力電流Ｉは交流電源電圧に対し（π−）だけ
遅れ位相になる。その結果、PWM変換器１の順
変換動作および逆変換動作のいずれかの場合にも
交流入力電圧Ｖの大きさを交流電源電圧Ｅのダイ
オード整流電圧より小さくできる。結局、PWM
変換器１の直流側電圧を交流電源電圧Ｅのダイオ
ード整流電圧より小さくできる。
以上のように、PWM変換器の交流入力電圧を
交流電源電圧のダイオード整流電圧より小さくで
きるので変換器の直流出力電圧を交流電源電圧の
ダイオード整流電圧を小さくすることが可能とな
る。その結果、変換器の直流出力電圧を負荷の要
求する電圧に設定することができる。
交流電源電圧のダイオード整流電圧より小さくで
きるので変換器の直流出力電圧を交流電源電圧の
ダイオード整流電圧を小さくすることが可能とな
る。その結果、変換器の直流出力電圧を負荷の要
求する電圧に設定することができる。
また、第１図の実施例において、移相器５は一
定角度だけ移相するだけであり、一次遅れ回路で
よく簡単な構成で行える。
定角度だけ移相するだけであり、一次遅れ回路で
よく簡単な構成で行える。
第７図に本発明の他の実施例を示す。
第７図は交流入力電圧Ｖが交流入力電流Ｉの大
きさに拘らず一定に保つようにしたものである。
きさに拘らず一定に保つようにしたものである。
第７図において第１図を異なるところは電圧比
較器３の電圧偏差信号ΔVを移相器１５に直接加
えるようにしたことである。
較器３の電圧偏差信号ΔVを移相器１５に直接加
えるようにしたことである。
移相器１５は第９図のように、電圧偏差信号
ΔVの大きさに比例して移相角を変化させる移
相特性のものである。
ΔVの大きさに比例して移相角を変化させる移
相特性のものである。
交流入力電圧Ｖが交流入力電流Ｉの大きさに関
係なく一定にするためには第８図のベクトル図か
ら明らかなように次式に従い移相角を変えるこ
とにより行える。
係なく一定にするためには第８図のベクトル図か
ら明らかなように次式に従い移相角を変えるこ
とにより行える。
＝sin-1XI／2E ………(1)
(1)式においてリアクトルＬのリアクタンス値Ｘ
および交流電源電圧Ｅは一定であり、移相角は
sin-1Iで決定される。電流Ｉの大きさは電圧偏差
信号ΔVによつて制御される。したがつて、移相
器１５に電圧偏差信号ΔVを与え第９図に示すよ
うな関係で移相角を連続的に変化させることに
より電圧Ｖの大きさは第８図の点線で示す軌跡上
を変化するようになり、常に一定にできる。
および交流電源電圧Ｅは一定であり、移相角は
sin-1Iで決定される。電流Ｉの大きさは電圧偏差
信号ΔVによつて制御される。したがつて、移相
器１５に電圧偏差信号ΔVを与え第９図に示すよ
うな関係で移相角を連続的に変化させることに
より電圧Ｖの大きさは第８図の点線で示す軌跡上
を変化するようになり、常に一定にできる。
第７図の実施例においても交流入力電圧を小さ
くできると共に、軽負荷時には第１図の場合より
移相角を小さくすることが可能であり力率の良
い運転を行える。
くできると共に、軽負荷時には第１図の場合より
移相角を小さくすることが可能であり力率の良
い運転を行える。
以上説明したように本発明によれば、PWM変
換器の直流側電圧を交流電源電圧のダイオード整
流電圧よりも小さくすることが可能となる。その
結果として、負荷に印加する直流電圧の大きさを
負荷の耐圧に応じて任意に設定できる。
換器の直流側電圧を交流電源電圧のダイオード整
流電圧よりも小さくすることが可能となる。その
結果として、負荷に印加する直流電圧の大きさを
負荷の耐圧に応じて任意に設定できる。
なお、上述の実施例は電流指令信号と交流入力
電流を比較した電流偏差でPWM信号を得ている
が、電流偏差信号に基づいて得られる電圧指令信
号（変調波）と三角波の搬送波を比較してPWM
信号を得るものであつても同様にして行えるのは
勿論である。
電流を比較した電流偏差でPWM信号を得ている
が、電流偏差信号に基づいて得られる電圧指令信
号（変調波）と三角波の搬送波を比較してPWM
信号を得るものであつても同様にして行えるのは
勿論である。
また、PWM変換器はトランジスタとダイオー
ドで構成されるものでもよいことは明らかなこと
である。
ドで構成されるものでもよいことは明らかなこと
である。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図はPWM変換器の詳細回路、第３図は第１図の
移相器の特性図、第４図は本発明の原理を説明す
るための簡略構成図、第５図、第６図は本発明の
原理を説明するためのベクトル図、第７図は本発
明の他の実施例を示す構成図、第８図は第７図の
動作を説明するためのベクトル図、第９図は第７
図の移相器の特性図である。 １……PWM変換器、２……電圧設定回路、３
……電圧比較器、５……移相器、６……極性判別
回路、７……電流指令回路。
図はPWM変換器の詳細回路、第３図は第１図の
移相器の特性図、第４図は本発明の原理を説明す
るための簡略構成図、第５図、第６図は本発明の
原理を説明するためのベクトル図、第７図は本発
明の他の実施例を示す構成図、第８図は第７図の
動作を説明するためのベクトル図、第９図は第７
図の移相器の特性図である。 １……PWM変換器、２……電圧設定回路、３
……電圧比較器、５……移相器、６……極性判別
回路、７……電流指令回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流側端子がインダクタンス要素を介して交
流電源に接続され、交流入力電圧を直流電圧に変
換するPWM変換器と、該PWM変換器の直流出
力端子間に接続されるコンデンサと、前記直流電
圧を検出し設定値となるように制御する電圧制御
手段と、前記交流電源の電源電圧に対し前記
PWM変換器の交流入力電圧が低くなるように前
記PWM変換器の交流入力電流の位相を制御する
力率制御手段とを具備し、該力率制御手段は前記
交流電源の力率が低下するように前記電源電圧に
対する前記PWM変換器の交流入力電流の位相を
制御することを特徴とするPWM変換器の制御装
置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記力率制
御手段は前記電源電圧に対し前記PWM変換器の
交流入力電流を一定角度だけ移相制御するように
したことを特徴とするPWM変換器の制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項において、前記力率制
御手段は前記電源電圧に対し前記PWM変換器の
交流入力電流を直流電圧設定値と電圧検出値の電
圧偏差の大きさに応じた角度だけ移相制御するよ
うにしたことを特徴とするPWM変換器の制御装
置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57105747A JPS58222782A (ja) | 1982-06-18 | 1982-06-18 | Ｐｗｍ変換器の制御装置 |
| US06/582,569 US4625272A (en) | 1982-06-18 | 1983-06-17 | Converter control apparatus and method |
| PCT/JP1983/000197 WO1984000086A1 (fr) | 1982-06-18 | 1983-06-17 | Source d'energie |
| DE19833390044 DE3390044T1 (de) | 1982-06-18 | 1983-06-17 | Leistungs-Zuführvorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57105747A JPS58222782A (ja) | 1982-06-18 | 1982-06-18 | Ｐｗｍ変換器の制御装置 |
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|---|---|
| JPS58222782A JPS58222782A (ja) | 1983-12-24 |
| JPH0126273B2 true JPH0126273B2 (ja) | 1989-05-23 |
Family
ID=14415842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57105747A Granted JPS58222782A (ja) | 1982-06-18 | 1982-06-18 | Ｐｗｍ変換器の制御装置 |
Country Status (4)
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- 1982-06-18 JP JP57105747A patent/JPS58222782A/ja active Granted
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1983
- 1983-06-17 DE DE19833390044 patent/DE3390044T1/de not_active Ceased
- 1983-06-17 US US06/582,569 patent/US4625272A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-06-17 WO PCT/JP1983/000197 patent/WO1984000086A1/ja active Application Filing
Also Published As
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| JPS58222782A (ja) | 1983-12-24 |
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