KR102226290B1 - Ａｃ－ｄｃ 컨버터 - Google Patents

Ａｃ－ｄｃ 컨버터 Download PDF

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KR102226290B1
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박종민
최인욱
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주식회사 이디티
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    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
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Abstract

본 발명은 AC-DC 컨버터에 관한 것으로, 본 발명에 따른 AC-DC 컨버터는 교류 전압을 인가하는 전압 인가부, 전압 인가부의 후단에 연결되고, 인가되는 제어 신호에 따라 스위칭 동작하는 스위칭 소자를 구비하여 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 변환부, 변환된 직류 전압을 출력하는 출력부 및 출력된 직류 전압과 미리 정해진 기준 전압과의 차를 비례 적분(PI) 제어하고, 비례 적분 제어한 값에 기초한 기준 전류와 변환부에 인가되는 측정 전류를 히스테리시스(Hysteresis) 전류 제어에 따라 비교하여 제어 신호를 발생시키는 제어부를 포함한다. 본 발명에 의하면, 초기 충전 회로를 구성할 필요 없이 PI 전압 제어와 히스테리시스 전류 제어가 혼합된 제어 방식을 사용하여 빠른 동특성으로 전류를 효과적으로 제어할 수 있으며, 시스템의 단가 및 부피를 저감할 수 있다.

Description

ＡＣ－ＤＣ 컨버터{AC­DC Converter}
본 발명은 AC­DC 컨버터에 관한 것으로, 보다 상세하게는 PI 제어와 히스테리시스 제어가 혼합된 방식을 이용하여 비엔나 정류기를 제어할 수 있는 AC­DC 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, 교류 전압을 입력 받아 직류 전압으로 변환하기 위한 2레벨 3상 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 정류기는 산업용이나 통신용 등과 같이 여러 응용 분야에서 많이 사용되고 있다. 이러한 2레벨 3상 PWM 정류기의 스위칭 소자로 내압이 높은 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT)가 일반적으로 사용되고 있는데, 높은 내압의 절연 게이트 양극성 트랜지스터는 고속 스위칭이 요구될 경우, 스위칭의 손실이 높아 효율을 높이는데 한계가 있었다.
상술한 문제점을 극복하기 위하여 3레벨 3상 정류기의 적용이 검토되기 시작하였는데, 이의 대표적인 회로가 비엔나 정류기이다. 비엔나 정류기는 계통 연계형 3레벨 AC-DC 컨버터의 한 종류로서, 상별로 1개의 스위칭 소자와 6개의 다이오드로 구성될 수 있으며, 스위칭 소자 및 주변 회로의 구성이 간단한 장점이 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 AC-DC 컨버터의 회로도를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 종래의 AC-DC 컨버터는 기동 초기에 커패시터(capacitor)의 충전으로 인한 큰 돌입 전류를 방지하기 위해서 초기 충전 회로(10)가 추가적으로 구성되어 있다. 하지만, 초기 충전 회로(10)를 추가적으로 구성할 경우, 추가적인 구성에 따른 비용이 증가하고 기기의 부피가 커지는 문제점이 있었다.
이러한 문제점을 개선하기 위하여 초기 충전 회로를 추가적으로 구성하지 않고 기존의 PI 제어기를 그대로 사용할 경우, 초기 기동 시 큰 돌입 전류가 발생하여 기기에 소손 및 파손이 발생할 수 있는 문제점이 있었다.
이와 같이, 초기 충전 회로가 없는 경우에는 PI 제어기의 단점인 동특성의 한계로 인해서 급격한 전압 상승을 제어하지 못하는 한계가 있으며, PI 제어기의 이득 값에 따라 성능 차이가 크게 발생하는 문제점이 있었다.
한국공개특허공보 제2014-0038174호(공개일: 2014. 03. 28)
따라서 본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 초기 충전 회로를 구성할 필요 없이 PI 전압 제어와 히스테리시스 전류 제어가 혼합된 제어 방식을 사용하여 빠른 동특성으로 전류를 효과적으로 제어할 수 있으며, 시스템의 단가 및 부피를 저감할 수 있는 AC­DC 컨버터를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명은 명시적으로 언급된 목적 이외에도, 후술하는 본 발명의 구성으로부터 달성될 수 있는 다른 목적도 포함한다.
상기한 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 AC­DC 컨버터는 교류 전압을 인가하는 전압 인가부, 상기 전압 인가부의 후단에 연결되고, 인가되는 제어 신호에 따라 스위칭 동작하는 스위칭 소자를 구비하여 상기 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 변환부, 상기 변환된 직류 전압을 출력하는 출력부 및 상기 출력된 직류 전압과 미리 정해진 기준 전압과의 차를 비례 적분(PI) 제어하고, 상기 비례 적분 제어한 값에 기초하여 생성된 기준 전류와 상기 변환부에 인가되는 측정 전류를 히스테리시스(Hysteresis) 전류 제어에 따라 비교하여 상기 제어 신호를 발생시키는 제어부를 포함할 수 있다.
상기 변환부는 3레벨 3상 비엔나 정류기(Vienna Rectifier)로 이루어질 수 있다.
상기 제어부는 상기 출력된 직류 전압과 상기 기준 전압과의 차이를 비례 적분 제어하여 PI 전압 값을 출력하는 PI 전압 제어기; 및 상기 PI 전압 제어기에서 출력된 PI 전압 값에 기초하여 생성된 기준 전류와 상기 측정 전류를 상기 히스테리시스 전류 제어에 따라 비교하여 상기 비교한 결과를 출력하는 히스테리시스 전류 제어기를 포함할 수 있다.
상기 제어부는 상기 히스테리시스 전류 제어기에서 출력된 비교한 결과를 이용하여 상기 스위칭 소자의 온 또는 오프 스위칭 동작을 반복하는 상기 제어 신호를 발생시키는 제어 신호 발생기를 더 포함할 수 있다.
상기 히스테리시스 전류 제어기는 각 상별로 생성되는 기준 전류에 기초하여 설정된 히스테리시스 밴드 영역과 각 상마다 상기 변환부에 인가되는 측정 전류를 비교하여 각 상별로 상기 비교한 결과를 출력할 수 있다.
상기 히스테리시스 밴드 영역은 상기 기준 전류에 미리 정해진 상한 오프셋 및 하한 오프셋을 각각 추가하여 상한 및 하한이 설정될 수 있다.
상기 제어 신호 발생기는 상기 제어 신호를 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 신호 형태로 발생시켜 상기 스위칭 소자의 게이트 단에 인가할 수 있다.
상기 전압 인가부와 상기 변환부 사이에 연결되어 상기 교류 전압의 고조파 전류를 제거하는 필터부를 더 포함할 수 있다.
상기 필터부는 LCL 필터를 포함할 수 있다.
이와 같이 본 발명의 실시예에 따른 AC­DC 컨버터에 따르면, 초기 충전 회로를 구성할 필요 없이 PI 전압 제어와 히스테리시스 전류 제어가 혼합된 제어 방식을 사용하여 빠른 동특성으로 전류를 효과적으로 제어할 수 있는 장점이 있다.
즉, 초기 충전 회로를 구성하지 않고도 빠른 동특성 제어를 구현하여 초기 기동 시 커패시터의 충전으로 인한 큰 돌입 전류를 저감할 수 있는 장점이 있다.
그리고 종래의 시스템보다 보다 간단하게 제어기를 구현하여 시스템의 단가 및 부피를 저감할 수 있는 장점이 있다.
한편, 본 발명의 효과는 상술된 것에 국한되지 않고 후술하는 본 발명의 구성으로부터 도출될 수 있는 다른 효과도 본 발명의 효과에 포함된다.
도 1은 종래 기술에 따른 AC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 AC-DC 컨버터의 개략적인 구성도이다.
도 3은 도 2에 도시한 제어부의 상세 구성도이다.
도 4는 히스테리시스 제어를 이용한 전류 파형 및 각 상별 스위칭 상태를 보여주는 전류 파형이다.
도 5a 내지 도 5c는 본 발명의 일 실시예에 따른 출력 전압 파형, 전체 출력 전압 파형 및 과도 상태에서 낮은 돌입 전류의 입력 전류 파형을 각각 보여주는 그래프이다.
본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 AC-DC 컨버터의 개략적인 구성도를 나타낸다.
도 2에 도시한 바와 같이, AC-DC 컨버터는 전압 인가부(100), 필터부(200), 변환부(300), 출력부(400) 및 제어부(500)를 포함하여 구성된다.
우선, 본 발명의 일 실시예에서는 AC-DC 컨버터 중에서 3레벨 3상 비엔나 정류기(Vienna Rectifier)가 적용된 계통 연계형 AC-DC 컨버터를 예로 들어 설명하도록 한다. 3레벨 3상 비엔나 정류기는 각 상별로 1개의 스위칭 소자와 6개의 다이오드를 포함할 수 있다.
전압 인가부(100)는 3상의 교류 전압을 인가한다. 예컨대, 전압 인가부(100)는 a상, b상, c상으로 이루어진 3상의 교류 전압을 인가할 수 있다.
필터부(200)는 전압 인가부(100)와 변환부(300)의 사이에 연결되어 인가되는 교류 전압의 고조파 전류를 제거할 수 있다. 즉, 필터부(200)는 계통 측에 좋은 THD(Total Harmonic Distortion) 성능을 얻기 위하여 LCL 필터를 사용하여 구성될 수 있으며, LCL 필터는 각 상별로 직렬 연결된 제1 인덕터(L1)와 제2 인덕터(L2), 이들 사이에 병렬로 연결된 커패시터(C1)의 조합으로 이루어질 수 있다.
변환부(300)는 필터부(200)의 후단에 연결되고, 인가되는 제어 신호에 따라 스위칭 동작하는 스위칭 소자(S1, S2, S3)를 구비하여 교류 전압을 직류 전압으로 변환할 수 있다. 변환부(300)는 3레벨 3상 비엔나 정류기로 이루어질 수 있으며, a상에는 제1 스위칭 소자(S1)와 6개의 다이오드가 연결되고, b상에는 제2 스위칭 소자(S2)와 6개의 다이오드가 연결되며, c상에는 제3 스위칭 소자(S3)와 6개의 다이오드가 연결될 수 있다.
출력부(400)는 변환된 직류 전압(VDC1, VDC2)을 출력할 수 있다. 출력부(400)는 2개의 커패시터(Cf1, Cf2)를 직렬로 구성하여 고전압을 충전하게 된다. 비엔나 정류기의 출력 단자 전압은 3레벨의 전압(Vdc/2, 0, -Vdc/2)으로 구성되며, 이러한 구조적인 특성에 의해 스위칭 소자(S1, S2, S3)의 내압을 절반 수준으로 낮출 수 있기 때문에 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있으며, 이에 따른 재료비를 낮출 수 있다.
제어부(500)는 출력된 직류 전압(VDC1, VDC2)과 미리 정해진 기준 전압(VDC*)과의 차를 비례 적분(PI) 제어하고, 비례 적분 제어한 값에 기초하여 생성된 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)와 변환부(300)에 인가되는 측정 전류(i_a, i_b, i_c)를 히스테리시스(Hysteresis) 전류 제어에 따라 비교하여 스위칭 소자(S1, S2, S3)의 스위칭 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 발생시킬 수 있다.
도 3은 도 2에 도시한 제어부의 상세 구성도를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 제어부(500)는 PI 전압 제어기(510), 상 변환기(520), 연산기(530), 히스테리시스 전류 제어기(540) 및 제어 신호 발생기(550)를 포함할 수 있다.
PI 전압 제어기(510)는 DC 링크 전압 제어를 위하여 출력부(400)에서 출력된 직류 전압(VDC1, VDC2)과 기준 전압(VDC*)과의 차이를 비례 적분(Proportional Integral: PI) 제어하여 PI 전압 값을 출력할 수 있다.
상 변환기(520)는 계통의 선간 전압을 상 전압으로 변환할 수 있다. 즉, 상 변환기(520)는 계통의 선간 전압(Vab, Vbc, Vca)을 크기가 1인 상 전압(Vphase_a, Vphase_b, Vphase_c)으로 변환할 수 있다.
연산기(530)는 PI 전압 제어기(510)에서 출력된 PI 전압 값과 상 변환기(520)에서 변환된 상 전압을 곱셈 연산하여 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)를 생성할 수 있다. 즉, 연산기(530)는 PI 전압 값에 계통 전압과 위상이 동일한 단위 사인파(sine)를 곱하여 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)를 생성할 수 있는데, 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)는 각 상별로 생성될 수 있다.
히스테리시스 전류 제어기(540)는 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)와 측정 전류(i_a, i_b, i_c)를 히스테리시스 전류 제어에 따라 비교하여 비교한 결과를 출력할 수 있다. 즉, 히스테리시스 전류 제어기(540)는 각 상별로 생성되는 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)와 각 상에 따른 측정 전류(i_a, i_b, i_c)를 히스테리시스 전류 제어에 따라 비교하여 비교한 결과를 출력할 수 있다. 이때, 히스테리시스 전류 제어기(540)가 수행하는 동작은 각 상별로 동일할 수 있다.
보다 자세하게는, 히스테리시스 전류 제어기(540)는 각 상별로 생성되는 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)에 기초하여 설정된 히스테리시스 밴드 영역과 각 상마다 측정되는 전류(i_a, i_b, i_c)를 비교하여 각 상별로 비교한 결과를 출력할 수 있다. 여기서, 히스테리시스 밴드 영역은 PI 전압 값의 크기와 동일한 피크 값을 가지는 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)에 미리 정해진 상한 오프셋 및 하한 오프셋을 각각 추가하여 상한 및 하한이 설정될 수 있다. 예컨대, 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)에 일정 오프셋(+offset)을 추가하여 히스테리시스 밴드 영역의 상한을 설정하고, 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)에 일정 오프셋(-offset)을 감산하여 히스테리시스 밴드 영역의 하한을 설정할 수 있다. 그리고 히스테리시스 전류 제어기(540)는 히스테리시스 밴드 영역의 상한과 하한 및 측정 전류와의 비교에 따라 스위칭 소자(S1, S2, S3)를 온 또는 오프 스위칭 동작시키기 위한 제어 신호를 생성할 수 있도록 한다.
즉, 히스테리시스 전류 제어는 스위칭 소자(S1, S2, S3)의 온 또는 오프 스위칭 동작을 반복하여 제어할 양을 목표 값으로 유지시키는 뱅-뱅 제어(Bang-Bang Control)의 일종으로서, 목표 전류를 유지하기 위하여 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)를 기준으로 히스테리시스 밴드 폭(히스테리시스 밴드 영역의 상한 및 하한의 차이)을 설정하고, 실제 측정되는 전류(i_a, i_b, i_c)와 기준 전류(i_a*, i_b*, i_c*)와의 오차를 검출하고, 그 오차가 설정된 히스테리시스 밴드 폭을 초과하는 순간 스위칭 소자(S1, S2, S3)의 스위칭 상태를 전환하여 오차를 줄이도록 제어하는 방식이다.
이때, 오프셋의 차이인 히스테리시스 밴드 폭의 크기를 감소시키면 전류 리플이 감소하지만 스위칭 동작이 증가하여 효율이 감소하고, 반대로 히스테리시스 밴드 폭의 크기를 증가시키면 전류 리플은 증가하지만 스위칭 동작이 감소하여 효율이 증가하므로 적절한 히스테리시스 밴드 폭의 크기를 설정하여 원하는 전류 파형을 선정하는 것이 중요하다.
제어 신호 발생기(550)는 히스테리시스 전류 제어기(540)에서 출력된 결과를 이용하여 스위칭 소자(S1, S2, S3)의 온 또는 오프 동작을 반복하는 제어 신호를 발생시킬 수 있다.
즉, 제어 신호 발생기(550)는 히스테리시스 밴드 영역과 각 상별로 측정되는 전류의 위치에 따라 스위칭 소자(S1, S2, S3)를 온 또는 오프 스위칭 동작하는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 신호를 발생시켜 스위칭 소자의 게이트 단에 인가함으로써 전류가 상승 또는 하강을 반복하는 구조로 제어될 수 있도록 한다.
도 4는 히스테리시스 제어를 이용한 전류 파형 및 각 상별 스위칭 상태를 보여주는 전류 파형을 나타낸다.
도 4를 참조하면, 제어 신호 발생기(550)는 펄스 폭 변조 방식에 의해 히스테리시스 밴드 영역의 상한과 하한을 기준으로 스위칭 함수를 사용하여 PWM 신호를 생성할 수 있는데, 입력 전압의 양의 반주기 구간에서는 측정 전류가 히스테리시스 밴드 영역의 상한(Iref+offset)보다 커지면 스위칭 소자를 오프 동작(S1=0) 시키면서 전류가 감소하는 곡선을 그리게 되고, 반대로 측정 전류가 히스테리시스 밴드 영역의 하한(Iref-offset)보다 작아지면 스위칭 소자를 온 동작(S1=1) 시켜서 전류가 상승 곡선을 그리도록 듀티를 생성할 수 있다.
그리고 제어 신호 발생기(550)는 반대로 입력 전압의 음의 반주기에서는 기준 전류가 히스테리시스 밴드 영역의 상한(Iref+offset)보다 커지면 스위칭 소자를 온 동작(S1=1) 시키면서 전류가 상승하는 곡선을 그리게 되고 반대로 기준 전류가 히스테리시스 밴드 영역의 하한(Iref-offset)보다 작아지면 스위칭 소자를 오프 동작(S1=0) 시켜서 전류가 상승 곡선을 그리게 듀티를 생성할 수 있다. 즉, 기준 전류와 실제 측정 전류와의 차이가 미리 정해진 히스테리시스 밴드 영역 내에서 변동되게 하는 PWM 형태의 제어 신호를 생성할 수 있다.
이러한 형태의 듀티를 생성하는 이유는 비엔나 정류기의 토폴로지 특성상 양의 반주기와 음의 반주기에 따라서 전류의 상승과 하강의 PWM 패턴이 반대로 구성되어 있으므로, 이러한 동작을 수행하기 위해서 본 발명의 일 실시예에서는 상전압의 극성과 스위칭 함수와의 관계를 XOR의 논리 회로를 사용하여 히스테리시스 제어를 구현할 수 있다. 즉, 각 상 전압의 극성에 따라서 스위칭 함수가 반대로 동작하기 때문에 XOR 논리 회로를 사용하여 구현할 수 있다.
이와 같이, 히스테리시스 제어를 통해서 전류의 상승과 하강을 직접적으로 제어하기 때문에 초기에 큰 돌입 전류가 발생하여 급격한 상승 전류가 나타나도 전류를 스위칭 패턴을 사용하여 직접적으로 하강시키기 때문에 매우 빠른 동특성으로 인해서 저감된 돌입 전류가 발생하여 초기 충전 회로가 구비될 필요 없이 회로 구성이 가능한 장점이 있다.
도 5a는 본 발명의 일 실시예에 따른 출력 전압 파형을 보여주는 그래프, 도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 전체 출력 전압 파형을 보여주는 그래프 및 도 5c는 과도 상태에서 낮은 돌입 전류의 입력 전류 파형을 보여주는 그래프를 나타낸다.
도 5a를 참조하면, 220V 계통의 전압을 기준으로 1000V DC 링크 전압 제어를 수행하며, 각각 2개의 커패시터에 500V 전압 제어가 잘 수행되는 것을 확인할 수 있다. 그리고 도 5b에서는 2개의 DC 링크 전압을 합친 총 출력 전압이 1000V가 되는 것을 확인할 수 있다. 도 5c의 파형은 계통 측 인덕터의 전류 파형을 측정한 파형으로서, 출력 전압이 0V에서 1000V에 대한 큰 전압 차의 제어를 수행하는 과도 상태 동안 초기 충전 회로 없이 비교적 적은 돌입 전류가 발생하기 때문에 충분히 초기 충전 회로 없이 전류 제어를 수행하는 것을 확인할 수 있다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
100: 전압 인가부
200: 필터부
300: 변환부
400: 출력부
500: 제어부
510: PI 전압 제어기
520: 상 변환기
530: 연산기
540: 히스테리시스 전류 제어기
550: 제어 신호 발생기

Claims (8)

  1. 교류 전압을 인가하는 전압 인가부;
    상기 전압 인가부의 후단에 연결되고, 인가되는 제어 신호에 따라 스위칭 동작하는 스위칭 소자를 구비하여 상기 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 변환부;
    상기 변환된 직류 전압을 출력하는 출력부;
    상기 출력된 직류 전압과 미리 정해진 기준 전압과의 차를 비례 적분(PI) 제어하고, 상기 비례 적분 제어한 값에 기초하여 생성된 기준 전류와 상기 변환부에 인가되는 측정 전류를 히스테리시스(Hysteresis) 전류 제어에 따라 비교하여 상기 제어 신호를 발생시키는 제어부;를 포함하며,
    상기 변환부는 3레벨 3상 비엔나 정류기(Vienna Rectifier)로 마련되고,
    상기 제어부는,
    상기 출력된 직류 전압과 상기 기준 전압과의 차이를 비례 적분 제어하여 PI 전압 값을 출력하는 PI 전압 제어기;
    계통의 선간 전압을 크기가 1인 단위 사인파 형태의 상 전압으로 변환하는 상 변환기;
    상기 PI 전압 제어기에서 출력된 PI 전압 값과 상기 상 변환기에서 변환된 단위 사인파 형태의 상 전압을 곱셈 연산하여, 상기 PI 전압 값의 크기와 동일한 피크 값을 가지는 각 상별 기준 전류를 생성하는 연산기;
    상기 연산기에서 생성된 각 상별 기준 전류에 미리 설정된 오프셋을 추가하여 히스테리시스 밴드 영역의 상한과 하한을 설정하고, 히스테리시스 밴드 영역의 상한과 하한 및 상기 변환부에 인가되는 각 상별 측정전류를 비교하여, 히스테리시스 밴드 영역과 각 상별로 측정되는 전류의 위치에 따라 상기 스위칭 소자를 온 또는 오프 스위칭 동작시키기 위한 신호를 생성하는 히스테리시스 전류 제어기; 및
    상기 히스테리시스 전류 제어기에서 생성된 신호를 이용하여 상기 스위칭 소자의 온 또는 오프 스위칭 동작을 반복하는 상기 제어 신호를 발생시키는 제어 신호 발생기;를 포함하는 AC -DC 컨버터.
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  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 제 1 항에서,
    상기 제어 신호 발생기는,
    상기 제어 신호를 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 신호 형태로 발생시켜 상기 스위칭 소자의 게이트 단에 인가하는 AC-DC 컨버터.
  8. 제 1 항에서,
    상기 전압 인가부와 상기 변환부 사이에 연결되어 상기 교류 전압의 고조파 전류를 제거하는 필터부를 더 포함하는 AC-DC 컨버터.
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