CN208445481U - 开关模式电源控制器及开关模式电源 - Google Patents

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Abstract

公开了一种开关模式电源控制器及开关模式电源，开关模式电源控制器包括锁存器，所述锁存器具有用于提供驱动信号的输出端；断开时间控制电路，所述断开时间控制电路以谷切换和频率降低模式操作，基于至少零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；以及导通时间控制电路，所述导通时间控制电路响应于电流感测信号超过代表负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过调制峰值电流阈值来重置所述锁存器。所述导通时间控制电路响应于电流感测信号超过代表负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器。在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。

Description

开关模式电源控制器及开关模式电源
技术领域
本公开整体涉及开关模式电源控制器及开关模式电源，并且更具体地涉及准谐振转换器。
背景技术
开关模式电源可用于通过经由储能元件(诸如变压器)切换电流而从交流(AC)电压产生直流(DC)电压。开关的占空比被控制以将输出电压调节到期望的电平。开关模式电源在较重的负载下通常是有效的，但在较轻的负载下效率较低。两种常用类型的隔离开关模式电源是正向模式转换器和反激模式转换器。
反激转换器在AC电压到DC电压应用中是常见的。反激转换器基于反激变压器，该反激变压器交替地在磁芯中形成通量并将能量传输至输出端。当电流通过初级绕组切换时，变压器中的初级电流增加，从而将能量储存在变压器内。当开关打开时，变压器中的初级电流下降，从而在次级绕组上感应电压。次级绕组将电流供应到负载中。控制器改变与初级绕组串联的初级开关的导通时间和断开时间，以将输出电压调节到期望的电平。
准谐振(QR)反激转换器是可变开关频率转换器，该可变开关频率转换器检测变压器去磁和初级场效应晶体管(FET)漏极电压的随后谐振“谷”以确定何时开始下一个开关周期。因此，该操作是非连续导通操作模式，附加益处在于初级FET的接通与谷同步，这可降低接通转变期间设备的功率耗散。QR反激转换器可用于离线AC-DC消费者应用，因为它们提供了成本有效的隔离转换，其中初级FET的接通电压降低。然而，已知的QR反激控制算法在轻负载下效率较低，从而导致满足各种政府组织规定的能效要求方面的问题。
实用新型内容
根据第一方面，提供一种开关模式电源控制器，包括：锁存器，所述锁存器具有用于提供驱动信号的输出端；断开时间控制电路，所述断开时间控制电路以谷切换模式和频率降低模式操作，所述断开时间控制电路至少基于零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；和导通时间控制电路，所述导通时间控制电路用于响应于电流感测信号超过代表负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器，其中在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。
根据第二方面，提供一种开关模式电源，包括：变压器，所述变压器具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组；功率晶体管，所述功率晶体管具有耦接到所述初级绕组的第一电流电极，用于接收驱动信号的控制电极，以及第二电流电极；电流感测元件，所述电流感测元件具有耦接到所述功率晶体管的所述第二电流电极的用于提供电流感测信号的第一端子，以及耦接到接地端子的第二电流电极；输出电路，所述输出电路耦接到所述次级绕组以用于向负载提供调节的输出；第一反馈电路，所述第一反馈电路耦接到所述变压器的所述辅助绕组以用于提供代表所述变压器的磁化状态的零电流检测信号；第二反馈电路，所述第二反馈电路耦接到所述输出电路以用于提供代表所述负载的反馈信号；和开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括：锁存器，所述锁存器具有用于提供所述驱动信号的输出端；断开时间控制电路，所述断开时间控制电路以谷切换模式和频率降低模式操作，所述断开时间控制电路基于所述零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；以及导通时间控制电路，所述导通时间控制电路用于响应于所述电流感测信号超过代表所述负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器，其中在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。
附图说明
通过参照附图可更好地理解本公开，并且本公开的多个特征和优点对于本领域的技术人员为显而易见的，在附图中：
图1以局部示意图和局部框图形式示出了具有高效轻载操作的准谐振(QR)转换器；
图2示出根据现有技术的曲线图，该曲线图示出QR切换；
图3示出根据现有技术的曲线图，该曲线图示出在轻负载条件下的QR切换；
图4以框图形式示出根据现有技术的QR控制器；
图5示出曲线图，该曲线图示出随着图4的QR控制器的负载变化的谷选择和轻负载操作；
图6以框图形式示出根据本公开的实施方案的适用于图1的QR转换器的QR控制器；
图7示出曲线图，该曲线图示出当使用图6的QR控制器时随着图1的QR转换器的负载变化的谷选择和轻负载操作；并且
图8示出曲线图，该曲线图示出当使用图4的QR控制器和图6的QR控制器时图1的QR转换器的转换器效率与负载。
在不同附图中使用相同的参考符号来指示相同或类似的元件。除非另有说明，否则字词“耦接”及其相关联的动词形式包括直接连接以及通过本领域已知的方式的间接电连接两者；并且除非另有说明，否则对直接连接的任一描述暗示使用合适形式的间接电连接的替代实施方案。
具体实施方式
图1以局部示意图和局部框图形式示出了具有高效轻载操作的准谐振(QR)转换器100。QR转换器100通常包括桥式整流器110、输入电容器120、变压器130、功率晶体管140、电流感测电阻器142、缓冲电路150、谐振回路电容器158、输出电路160、零电流检测(ZCD)反馈电路170、电压反馈电路180和QR控制器190。
桥式整流器110包括二极管111、112、113和114。二极管111是PN结二极管，该PN二极管具有用于接收标记为“VIN”的交流(AC)输入电压的正分量的阳极，以及阴极。二极管112是PN结二极管，该PN结二极管具有用于接收AC输入电压VIN的负分量的阳极，以及连接到二极管111的阴极的阴极。二极管113是PN结二极管，该PN结二极管具有连接到初级地的阳极，以及连接到二极管111的阳极的阴极。二极管114是PN结二极管，该PN结二极管具有连接到初级地的阳极，以及连接到二极管112的阳极的阴极。
输入电容器120具有连接到二极管111和112的阴极的第一端子，以及连接到初级地的第二端子。
变压器130具有初级绕组132、次级绕组134和辅助绕组136。初级绕组132具有连接到二极管111和112的阴极的第一端，以及第二端。次级绕组134具有第一端，以及连接到次级地的第二端。辅助绕组136具有第一端，以及连接到初级地的第二端。
功率晶体管140具有栅极、源极，以及连接到初级绕组132的第二端的漏极。电流感测电阻器142具有连接到功率晶体管140的源极的第一端子，以及连接到初级地的第二端子。
缓冲电路150包括电容器152、电阻器154和二极管156。电容器152具有连接到二极管111和112的阴极的第一端子，以及第二端子。电阻器154具有连接到二极管111和112的阴极的第一端子，以及连接到电容器152的第二端子的第二端子。二极管156是PN结二极管，该PN结二极管具有连接到初级绕组132的第二端的阳极，以及连接到电容器152和电阻器154的第二端子的阴极。谐振回路电容器158具有连接到初级绕组132的第二端和功率晶体管140的漏极的第一端子，以及连接到晶体管140的源极的第二端子。
输出电路160包括二极管161、输出电容器162、电阻器163、光电二极管164、齐纳二极管165和负载168。二极管161是PN结二极管，该PN结二极管具有连接到次级绕组134的第一端的阳极，以及用于提供标记为“VOUT”的输出电压的阴极。输出电容器162具有连接到二极管161的阴极的第一端子，以及连接到地的第二端子。电阻器163具有连接到二极管161的阴极和输出电容器162的第一端子的第一端子，以及第二端子。光电二极管164是PN结二极管，PN结二极管具有连接到电阻器163的第二端子的阳极，以及阴极。齐纳二极管165具有连接到光电二极管164的阴极的阴极，以及连接到次级地的阳极。负载168具有连接到二极管161的阴极、输出电容器162的第一端子和电阻器163的第一端子的第一端子，以及连接到次级地的第二端子。
ZCD反馈电路170包括电阻器171、二极管172和电阻器173。电阻器171具有连接到辅助绕组136的第一端的第一端子，以及第二端子。二极管172是PN结二极管，PN结二极管具有连接到电阻器171的第二端子的阳极，以及阴极。电阻器173具有连接到二极管172的阴极的第一端子，以及连接到初级地的第二端子。
电压反馈电路180包括光电晶体管181、电阻器182和电容器183。光电晶体管181具有集电极，光学耦接到光电二极管164的基极，以及连接到初级地的发射极。电阻器182具有连接到光电晶体管181的集电极的第一端子，以及连接到初级地的第二端子。电容器183具有连接到光电晶体管181的集电极并且连接到电阻器182的第一端子的第一端子，以及连接到初级地的第二端子。
QR控制器190具有连接到二极管172的阴极的标记为“ZCD”的输入端子，连接到光电晶体管181的集电极、电阻器182的第一端子和电容器183的第一端子的标记为“FB”的输入端子，连接到电流感测电阻器142的第一端子的标记为“CS”的输入端子，以及连接到功率晶体管140的栅极的标记为“DRV”的输出端子。
在操作中，QR转换器100通过使用谐振回路电容器158与漏极波形的过零同步切换来提供具有低噪声的高效AC-DC转换。用于QR反激中的谷切换的谐振回路由初级绕组132的磁化电感和跨过初级晶体管140的在图1中示为谐振回路电容器158的“集总”电容形成。“集总”电容包括在晶体管140的漏极处的寄生电容(包括晶体管输出电容(Coss))，并且在一些实施方案中包括用以调谐谐振的分立电容器。桥式整流器110提供全波整流(半正矢)波形，并且输入电容器120使半正矢平滑以向变压器130的初级绕组的第一端提供平滑的半正矢信号。QR控制器190使功率晶体管140导通以通过初级绕组132传导电流，从而将能量储存在变压器130中。当QR控制器190使功率晶体管140不导通时，其在次级绕组134和辅助绕组136两端感应电压。使用二极管161对次级绕组两端的电压进行整流，并且将电流驱动到负载168中。电阻器163、光电二极管164和齐纳二极管165形成反馈网络的一部分，其中当VOUT大于齐纳二极管165的击穿电压和光电二极管164的正向开启电压时，光电二极管164发射与VOUT成比例的光子。
ZCD反馈电路170在幅值与VOUT成比例的QR控制器190的ZCD引脚上提供ZCD信号。ZCD信号允许QR控制器190识别“谷”(即，对应于零漏极电压的输出电压波形中的低点)，并且在该点处接通功率晶体管140。
电压反馈电路180在QR控制器190的FB引脚上产生反馈信号。它过滤由光电晶体管181(通常与光电二极管164结合为光耦合器)生成的电流，以提供代表VOUT的信号以用于输出电压调节。
QR控制器190是使用QR反激控制技术向功率晶体管140的栅极提供DRV信号的集成电路QR控制器。也就是说，它基于感测到的电流信号CS、零电流检测信号ZCD和反馈信号FB来确定DRV信号的脉冲宽度和工作频率。
已知的QR控制器使用为中等负载和重负载提供高效率的控制算法。然而，这些架构无法在中等负载和轻负载下保持相同的高效率。QR反激的可用功率递送由等式[1]确定：
其中LPRI是变压器的磁化电感，IPK是变压器中的峰值初级电流，并且fSW是转换器的开关频率。随着负载降低，QR反激转换器的开关频率将增加，这可能降低转换器在中等负载下的效率。
一种已知的QR转换器通过以下方式来响应轻负载条件：使转换器脱离QR模式，进入非连续导通模式(DCM)，并且在去磁阶段之后增加死区时间。使用该技术，转换器在负载变轻时在越来越低的频率下自然切换。控制器逐渐降低频率，直到它达到安全地在可听范围以上的频率(诸如25kHz)，然后在该电平下钳制该频率。为了确保频率降低，该转换器将峰值开关电流限制到最小(或“冻结”)值。然而，频率降低率是有限的，这阻止高频设计实现良好的轻负载效率。
另一种已知的QR转换器使用低频电压控制振荡器(VCO)。随着负载变轻，该转换器转变通过不同的谷，直到它最终达到某个负载电平处的最后谷。如果负载进一步变轻，则转换器开始与VCO同步切换。VCO频率基于反馈信号的电平而降低。然而，如果最后谷处的频率太高，则该转换器设计在轻负载下无法实现高效率。
在用于图1的QR转换器的QR控制器的实施方案中，峰值电流被调制以降低QR转换器的开关频率。峰值电流通过以下方式来调制：仅在用于轻负载的频率降低模式期间增加峰值电流，并且随着负载进一步降低而减小峰值电流，从而确保退出频率降低模式的电平保持在期望的电平。
图2示出根据现有技术的曲线图200，该曲线图示出QR切换。在曲线图200中，水平轴表示以微秒(μs)为单位的时间，并且竖直轴表示以V为单位的两个信号的振幅。曲线图200示出感兴趣的两种波形，包括示出DRV信号的电压的波形210，以及示出漏极信号(即，在晶体管140的漏极处的信号)的电压的波形220。曲线图200还示出感兴趣的五个时间点，标记为“t1”、“t2”、“t3”、“t4”和“t5”。在时间t1处，DRV信号转变为低，从而导致功率晶体管140变为不导通的。最初，变压器130使漏极信号变为高电压并保持为高，但最终开始振荡。当漏极信号振荡时，QR控制器190检测到波形的最低点处的谷的存在，指示功率晶体管140可以被切换。因此QR控制器190在时间t2处激活DRV信号。DRV信号的激活使漏极信号为低。DRV信号保持激活直到时间t3，并且此时QR控制器190使DRV信号去激活并且使功率晶体管140不导通。
QR控制器190基于当前模式PWM控制来确定DRV脉冲的宽度，并且在时间t3处使DRV信号去激活。漏极信号响应于DRV信号的去激活而转变为高电压，直到QR控制器190在时间t4和t5之间再次激活用于另一个脉冲的DRV信号。
如曲线图200中所示，在时间t2处，QR控制器190在漏极信号中的谷处激活DRV信号。如曲线图200中所示，该切换在第二个谷处发生。然而，QR控制器190检测到负载的减轻，并且作为响应，改变为选择在时间t4附近选择的第三个谷。
使用该技术的已知QR转换器可在负载变轻时切换到越来越高编号的谷。然而，以这种方式控制QR反激切换的复杂性之一是在较轻的负载下实现谷检测，因为随着能量耗散和共振衰减，振荡的振幅可减小，使得谷检测更加困难。
图3示出根据现有技术的曲线图300，该曲线图示出在轻负载条件下的QR切换。在曲线图300中，水平轴表示以μs为单位的时间，并且竖直轴表示以V为单位的两个信号的振幅。曲线图300示出感兴趣的两种波形，包括示出DRV信号的电压的波形310，以及示出漏极信号的电压的波形320。曲线图300还示出感兴趣的四个时间点，t1、t2、t3和t4。在时间t1处，QR控制器190激活DRV信号，使得功率晶体管140变得导通并且使漏极信号为低。此后在时间t2处，QR控制器190使DRV信号去激活，使得功率晶体管140变得不导通并且使得漏极信号变为高电压并在一定时间段内保持为高，但最终开始振荡。曲线图300示出QR控制器190在极轻负载条件下的操作，并且它在时间t3和t4之间再次将DRV信号切换为高之前选择第十三个谷。然而，因为随着时间的推移振荡的幅值衰减，所以难以检测到越来越高编号的谷。
由于这些问题，已知的QR反激转换器可转变到另一种操作模式，诸如频率控制操作模式。在频率控制操作模式中，随后的切换周期可在固定的断开时间段之后开始，而不是与谐振谷同步。以这种方式，随着负载减轻超出区分谷的能力，已知的QR控制器降低或“折回”有效开关频率。
图4以框图形式示出根据现有技术的QR控制器400。QR控制器400包括集成电路端子401、集成电路端子402、集成电路端子403、集成电路端子404、断开时间控制电路410、谷选择和电压控制振荡器(VCO)控制电路420、反馈分频器电路430、前沿消隐(LEB)电路440、导通时间控制电路450、SR锁存器460和驱动器470。
集成电路端子401是用于接收ZCD信号的输入端子。集成电路端子402是用于接收FB信号的输入端子。集成电路端子403是用于接收CS信号的输入端子。集成电路端子404是用于提供DRV信号的输出端子。
断开时间控制电路410具有连接到集成电路端子401的第一输入端、第二输入端，以及输出端。谷选择和VCO控制电路420具有连接到集成电路端子402的输入端，以及连接到断开时间控制电路410的第二输入端的输出端。反馈分频器电路430具有连接到集成电路端子402的用于接收反馈信号的输入端，以及用于根据标记为“KFB”的相关联分频器提供与反馈信号相关的反馈电压的输出端。LEB电路440具有连接到集成电路端子403的输入端，以及输出端。
导通时间控制电路450包括比较器451、比较器452、“与”门453和电压源454。比较器451具有连接到LEB电路440的输出端的正输入端、连接到反馈分频器电路430的输出端的负输入端，以及输出端。比较器452具有连接到LEB电路440的输出端的正输入端、负输入端，以及输出端。“与”门453具有连接到比较器451的输出端的第一输入端、连接到比较器452的输出端的第二输入端，以及输出端。电压源454具有连接到比较器452的负输入端的正端子，以及连接到初级地的负端子，并且具有标记为“VCS(MIN)”的相关联电压。
SR锁存器460具有连接到断开时间控制电路410的输出端的标记为“S”的置位输入端、连接到“与”门453的输出端的标记为“R”的重置输入端，以及输出端。驱动器470具有连接到SR锁存器460的输出端的输入端，以及连接到集成电路端子404的输出端。
在操作中，QR控制器400如下确定DRV信号的导通时间和断开时间。当它使用ZCD信号检测到特定谷时，断开时间控制电路410激活其输出以使SR锁存器460置位，从而使得Q输出变高以供驱动器470提供处于有效高电平的DRV信号。导通时间控制电路450然后如下确定何时重置锁存器。比较器451将由CS输入所感测到的电流与反馈电压进行比较，并且当CS输入超过反馈电压时在其输出端处提供高电压。
QR控制器400包括谷选择和VCO控制电路420以随着反馈信号减小而选择增加的谷。当负载减轻超出特定点时，它开始降低电压控制振荡器或“VCO”模式中的开关频率。现在将以图形方式描述该操作。
图5示出曲线图500，该曲线图示出随着图4的QR控制器400的负载变化的谷选择和轻负载操作。在曲线图500中，水平轴表示以瓦特(W)为单位的输出功率，并且竖直轴表示以Hz为单位的开关频率。曲线图500示出感兴趣的两个波形，表示在负载减轻时在谷之间的切换的波形510，以及表示在负载变重时谷之间的切换的波形520。与每个波形相关联的是谷的范围。例如，在波形510中，随着负载在第一个谷中从约63W的输出功率的约50KHz到在约52W下的约95kHz减轻，开关频率自然增加。
曲线图500示出以六个谷操作的QR转换器的开关频率曲线的示例性实施方案，该QR转换器以冻结最小峰值电流转变到VCO模式。VCO模式的该示例性方法可用于使QR反激转换器能够在较轻的负载下以可接受的效率操作。
然而，QR反激转换器的工作频率范围可增加到较高开关频率，并且使用VCO模式与冻结峰值电流的一些QR反激转换器可能难以在较轻的负载下实现管理效率要求。例如，在25％和10％负载点处增加的死区时间可能不足以充分降低开关频率以实现高效操作。然后，所需要的是改善频率范围的机制。
图6以框图形式示出根据本公开的实施方案的适用于图1的QR转换器的QR控制器600。QR控制器600包括集成电路端子601、集成电路端子602、集成电路端子603、集成电路端子604、断开时间控制电路610、谷选择和VCO控制电路620、反馈分频器电路630、LEB电路640、导通时间控制电路650、SR锁存器660、驱动器670。
集成电路端子601是用于接收ZCD信号的输入端子。集成电路端子602是用于接收FB信号的输入端子。集成电路端子603是用于接收CS信号的输入端子。集成电路端子604是用于提供DRV信号的输出端子。
断开时间控制电路610包括谷选择电路612和死区时间控制电路614。谷选择电路612具有连接到集成电路端子601的第一输入端、第二输入端，以及输出端。死区时间控制电路614具有连接到谷选择电路612的输出端的第一输入端、连接到集成电路端子602的第二输入端、第三输入端，以及输出端。谷选择和VCO控制电路620具有连接到集成电路端子602的输入端、连接到谷选择电路612的第二输入端的第一输出端，以及连接到死区时间控制电路614的第三输入端的用于提供标记为“频率降低模式”的信号的第二输出端。反馈分频器电路630具有连接到集成电路端子602的输入端，以及输出端，并且具有相关联的分频器KFB。LEB电路640具有连接到集成电路端子403的输入端，以及输出端。
导通时间控制电路650包括比较器651、比较器652、“与”门653和峰值电流调制器654。比较器651具有连接到LEB电路640的输出端的正输入端、连接到反馈分频器电路630的输出端的负输入端，以及输出端。比较器652具有连接到LEB电路640的输出端的正输入端、负输入端，以及输出端。“与”门653具有连接到比较器651的输出端的第一输入端、连接到比较器652的输出端的第二输入端，以及输出端。峰值电流调制器654包括电压源655、可变电压源656和开关657。电压源655具有正端子，以及连接到初级地的负端子，并且在其第一端子和第二端子之间提供标记为“VCS(MIN)”的电压。电压控制电压源656具有正端子，和连接到初级地的负端子，以及连接到集成电路端子602的用于接收FB信号的控制端子。开关657具有第一端子、可选地连接到电压源655的第一端子和电压控制电压源656的第一端子的第二端子，以及用于接收频率降低模式信号的控制端子。
SR锁存器660具有连接到死区时间控制电路614的输出端的S输入端、连接到“与”门653的输出端的R输入端，以及输出端Q。驱动器670具有连接到SR锁存器660的输出端的输入端，以及连接到集成电路端子604的输出端。
QR控制器600使用根据本文公开的各种实施方案的用于改善高频QR反激转换器的轻负载性能的技术。该技术涉及操纵“冻结”峰值电流置位点，使得QR控制器600在进入频率降低操作模式时可被迫以较低的开关频率操作。在一些实施方案中，转换器可在进入频率降低模式时立即以非常低的频率操作。在所示实施方案中，导通时间控制电路650通过将峰值电流值增加到大于进入频率降低模式的值来调制峰值电流值，而不是将峰值变压器电流冻结到QR控制器600进入频率降低模式的值。
具体地讲，当频率降低模式信号无效时，开关657选择电压源655的输出，指示当VFB处于标记为“V3”的电压和标记为“V2”的电压之间时在谷切换模式中的操作。电压源655输出等于VCS(MIN)的固定电压，其对应于峰值电流基值。
当频率降低模式信号有效时，开关657选择电压控制电压源656的输出，指示在频率降低模式中的操作。电压控制电压源656还输出基于FB信号的值改变的电压。具体地讲，电压控制电压源656随着负载168的大小的减小线性地减小其输出电压，如由V2和标记为“V1”的电压之间的FB信号所指示的。在V2下，电压控制电压源656的输出等于峰值电流基值加上标记为“Δ”的预定量，在V1下，其输出等于VCS(MIN)，并且在沿着V1-V2线段的对应电压之间的点处。因此，当负载变轻以使得开关模式电源控制器600在谷切换模式和频率降低模式之间转变时，其使调制峰值电流限制增加Δ。
增加峰值电流限制可迫使转换器的反馈环路降低开关频率，以便补偿较高的峰值电流。该操作可导致开关频率的显著但自然的下降而没有任何振荡行为，并且可足够地降低开关频率以实现期望的效率。
在频率降低模式的一些实施方案中，调制峰值电流可被冻结在转换器进入频率降低模式的值。冻结调制峰值电流允许直接控制开关频率以实现提供给负载的所需输出功率，并且可允许转换器针对给定的负载要求实现较低的开关频率。在轻负载操作期间，其中开关损耗可能成为转换器中的主要损耗机制的一些实施方案中，针对给定负载在较低开关频率下操作可导致该负载处的较高效率。
图7示出曲线图700，该曲线图示出当使用图6的QR控制器600时随着图1的QR转换器100的负载变化的谷选择和轻负载操作。在曲线图700中，水平轴表示以V为单位的反馈信号VFB的电平。曲线图700包括表示峰值电流IPK的具有表示以安培(amp)为单位的IPK的竖直轴的波形710，以及具有表示以千赫兹(kHz)为单位的开关频率FSW的竖直轴的波形730。曲线图700示出三个感兴趣的电压，标记为“V1”、“V2”和“V3”。当VFB高于V3时，QR控制器600处于过载(OVLD)状态并且频率被钳制。随着VFB在V3和V2之间降低，QR控制器600以谷切换模式操作。在V2和V1之间，QR控制器600以频率降低模式操作。在V1以下，QR控制器600以周期跳跃模式操作，其中频率被钳制在人类可听范围以上的频率处。在图7所示的示例中，该频率为25kHz。
如波形710所示，随着负载在V3和V2之间减轻，IPK在标记为“ILIM”的电流极限值和标记为“IPK(MIN)”的最小值之间线性且连续地下降。然而，随着VFB降低到V2以下，QR控制器600通过将IPK增加到IPK(MIN)+Δ来调制峰值电流，如波形段720中所示。在V2和V1之间，调制的IPK(MIN)和IPK作为VFB的函数线性地降低，直到VFB＝V1。在V1以下，调制的IPK(MIN)保持在IPK(MIN)处。
如波形730所示，在V3和V2之间的谷切换模式中，QR控制器600支持四个谷，并且随着每个谷中的负载减轻，FSW增加，但然后在下一个谷开始时以逐步方式降低。然而，随着VFB降低到V2以下，QR控制器600通过将IPK(MIN)增加到IPK(MIN)+Δ来调制峰值电流，如波形段720中所示。在波形段720中示出的V2处的调制IPK(MIN)的阶跃增加迫使FSW逐步减小，如波形段740所示。随着VFB从V2降至V1，FSW频率继续下降。
图8示出曲线图800，该曲线图示出当使用图4的QR控制器400和图6的QR控制器600时图1的QR转换器100的转换器效率与负载。在曲线图800中，水平轴表示以安培(A)为单位的负载，并且竖直轴表示以百分数为单位的转换器效率。使用五个不同的负载点来表示负载范围：约0.25A、约0.6A、约1.2A、约1.8A和约2.4A，分别对应于全负载的约10％、25％、50％、75％和100％。
波形810示出当以低线操作时QR控制器400的效率，例如VIN＝115VRMS。可以看出，效率在100％、75％和50％处相对较高，但显著下降到低于25％负载点。波形820示出当以低线操作时QR控制器600的效率。对于100％、75％、50％和25％负载点，波形820与波形810重合，但在25％和10％负载点负载之间保持基本上平坦，从而显示出对于在全负载的10％处的QR控制器400与约82.7％效率相比约88.5％效率。
波形830示出当以高线操作时QR控制器400的效率，例如VIN＝230VRMS。可以看出，效率在全负载的100％、75％和50％处相对较高，但对于低于50％的负载显著下降。波形840示出当以高线操作时QR控制器600的效率。对于100％、75％和50％负载点，波形840与波形830重合，在50％和25％之间保持基本上平坦，并且在25％和10％之间降低但保持远在波形830之上。
在离线AC-DC消费者应用中，美国能源部(DOE)和欧盟能源效率行为准则(CoC)对空载功率(待机功率)和各种输出负载的工作效率提出了严格的规定。由QR控制器600提供的轻负载效率的改进可用于更好地满足这些和其他政府效率要求。
上文所公开的主题应被视为示例性的而非限制性的，并且所附权利要求旨在涵盖落在权利要求的真实范围内的所有此类修改、增强和其他实施方案。例如，虽然图6示出了峰值电流调制器的一个实施方案，但其他实施方式也是可能的。此外，集成电路开关模式电源控制器可具有比本文所示的集成电路端子更多的集成电路端子，以及其他模式和保护机制。这些其他模式和保护机制中的许多将为本领域技术人员所知。另外，所公开的导通时间控制电路通过反馈分频器将反馈信号分频以将反馈信号缩放到与电流感测信号兼容的电压。在其他实施方案中，可以缩放反馈信号和电流感测信号中的任一者或两者以实现期望的控制。
在一种形式中，开关模式电源控制器包括锁存器，该锁存器具有用于提供驱动信号的输出端；断开时间控制电路，该断开时间控制电路以谷切换和频率降低模式操作，基于至少零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；以及导通时间控制电路，该导通时间控制电路响应于电流感测信号超过代表负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过调制峰值电流阈值来重置所述锁存器。所述导通时间控制电路响应于电流感测信号超过代表负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器。在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。
根据一个方面，开关模式电源控制器还包括模式控制电路，该模式控制电路基于所述反馈信号的值将开关模式电源控制器选择性地置于所述谷切换模式和所述频率降低模式中的一个。根据该方面，所述模式控制电路可响应于所述反馈信号的所述值来进一步选择所述谷切换模式中的所述零电流检测信号的多个谷中的一个。此外，根据该方面，所述模式控制电路可基于所述反馈信号的所述值进一步选择性地将开关模式电源控制器置于跳跃模式。
根据另一方面，所述断开时间控制电路基于所述零电流检测信号和所述频率降低模式中的所述反馈信号的电平来进一步控制所述锁存器的所述断开时间。
在另一种形式中，开关模式电源包括变压器，该变压器具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组；功率晶体管，该功率晶体管具有耦接到所述初级绕组的第一电流电极、用于接收驱动信号的控制电极，以及第二电流电极；电流感测元件，该电流感测元件具有耦接到所述功率晶体管的所述第二电流电极的用于提供电流感测信号的第一端子，以及耦接到接地端子的第二电流电极；输出电路，该输出电路耦接到所述次级绕组以用于向负载提供调节的输出；第一反馈电路，该第一反馈电路耦接到所述变压器的所述辅助绕组以用于提供代表所述变压器的磁化状态的零电流检测信号；第二反馈电路，该第二反馈电路耦接到所述输出电路以用于提供代表所述负载的反馈信号；以及开关模式电源控制器。开关模式电源控制器包括锁存器，该锁存器具有用于提供驱动信号的输出端；断开时间控制电路，该断开时间控制电路以谷切换模式和频率降低模式操作，所述断开时间控制电路基于所述零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；以及导通时间控制电路，该导通时间控制电路用于响应于所述电流感测信号超过代表所述负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器。在频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。
根据一个方面，开关模式电源还包括模式控制电路，该模式控制电路基于所述反馈信号的值将开关模式电源控制器选择性地置于所述谷切换模式和所述频率降低模式。根据该方面，所述模式控制电路可响应于所述反馈信号的所述值来进一步选择所述谷切换模式中的所述零电流检测信号的多个谷中的一个。根据该方面，所述模式控制电路还可基于所述反馈信号的所述值进一步选择性地将所述开关模式电源控制器置于跳跃模式。
根据另一方面，将所述锁存器、所述断开时间控制电路和所述导通时间控制电路组合在单片集成电路中。根据该方面，所述单片集成电路可包括电流感测端子，并且开关模式电源控制器还可包括前沿消隐电路，该前沿消隐电路具有耦接到所述电流感测端子的输入端，以及用于提供所述电流感测信号的输出端。
根据又一个方面，所述导通时间控制电路包括脉冲宽度调制器(PWM)比较器，该脉冲宽度调制器比较器具有用于接收所述电流感测信号的正输入端、用于接收所述反馈电压的负输入端，以及输出端；峰值电流比较器，该峰值电流比较器具有用于接收所述电流感测信号的正输入端、用于接收所述峰值电流阈值的负输入端，以及输出端；“与”门，该“与”门具有耦接到所述PWM比较器的所述输出端的第一输入端、耦接到所述峰值电流比较器的所述输出端的第二输入端，以及用于向所述锁存器提供锁存器断开信号的输出端；以及峰值电流调制器，该峰值电流调制器具有用于接收频率降低模式信号的第一输入端、用于接收所述反馈信号的第二输入端，以及用于提供所述峰值电流阈值的输出端。根据该方面，所述开关模式电源控制器可包括用于接收所述反馈信号的反馈端子，其中所述反馈电压与所述反馈信号成比例。根据该方面，所述断开时间控制电路可基于所述零电流检测信号和所述频率降低模式中的所述反馈信号的电平来进一步控制所述锁存器的所述断开时间。
因而，在法律允许的最大程度上，本实用新型的范围应该由以下权利要求书及其等同形式所容许的最宽泛解释来确定，并且不应受到前述详细说明的约束或限制。

Claims (10)

1.一种开关模式电源控制器，其特征在于，包括：
锁存器，所述锁存器具有用于提供驱动信号的输出端；
断开时间控制电路，所述断开时间控制电路以谷切换模式和频率降低模式操作，所述断开时间控制电路至少基于零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；和
导通时间控制电路，所述导通时间控制电路用于响应于电流感测信号超过代表负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器，
其中在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源控制器，其中，进一步地，
在所述频率降低模式中，对于所述频率降低模式的所有反馈电压，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加所述预定量来调制所述峰值电流阈值。
3.根据权利要求1所述的开关模式电源控制器，其中，进一步地，
在所述谷切换模式中，所述导通时间控制电路保持所述峰值电流阈值等于峰值电流基值；并且
在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过以下方式来调制所述峰值电流阈值：当从所述谷切换模式变为所述频率降低模式时将所述峰值电流阈值增加所述预定量，并且将所述峰值电流阈值降低至所述峰值电流基值加上所述预定量和所述峰值电流基值之间。
4.根据权利要求1所述的开关模式电源控制器，其中，所述开关模式电源控制器还包括：
模式控制电路，所述模式控制电路具有用于接收反馈信号的输入端，以及用于响应于所述反馈信号在第一电压和第二电压之间来提供频率降低模式信号的输出端。
5.根据权利要求4所述的开关模式电源控制器，其中，所述导通时间控制电路包括：
脉冲宽度调制器PWM比较器，所述PWM比较器具有用于接收所述电流感测信号的正输入端，用于接收所述反馈电压的负输入端，以及输出端；
峰值电流比较器，所述峰值电流比较器具有用于接收所述电流感测信号的正输入端，用于接收所述峰值电流阈值的负输入端，以及输出端；
与门，所述与门具有耦接到所述PWM比较器的所述输出端的第一输入端，耦接到所述峰值电流比较器的所述输出端的第二输入端，以及用于向所述锁存器提供锁存器断开信号的输出端；和
峰值电流调制器，所述峰值电流调制器具有用于接收频率降低模式信号的第一输入端，用于接收所述反馈信号的第二输入端，以及用于提供所述峰值电流阈值的输出端。
6.一种开关模式电源，其特征在于，包括：
变压器，所述变压器具有初级绕组、次级绕组和辅助绕组；
功率晶体管，所述功率晶体管具有耦接到所述初级绕组的第一电流电极，用于接收驱动信号的控制电极，以及第二电流电极；
电流感测元件，所述电流感测元件具有耦接到所述功率晶体管的所述第二电流电极的用于提供电流感测信号的第一端子，以及耦接到接地端子的第二电流电极；
输出电路，所述输出电路耦接到所述次级绕组以用于向负载提供调节的输出；
第一反馈电路，所述第一反馈电路耦接到所述变压器的所述辅助绕组以用于提供代表所述变压器的磁化状态的零电流检测信号；
第二反馈电路，所述第二反馈电路耦接到所述输出电路以用于提供代表所述负载的反馈信号；和
开关模式电源控制器，所述开关模式电源控制器包括：
锁存器，所述锁存器具有用于提供所述驱动信号的输出端；
断开时间控制电路，所述断开时间控制电路以谷切换模式和频率降低模式操作，所述断开时间控制电路基于所述零电流检测信号来控制所述锁存器的断开时间；以及
导通时间控制电路，所述导通时间控制电路用于响应于所述电流感测信号超过代表所述负载的反馈电压并且响应于所述电流感测信号超过峰值电流阈值来重置所述锁存器，
其中在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加预定量来调制所述峰值电流阈值。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中，进一步地，
在所述频率降低模式中，对于所述频率降低模式的所有反馈电压，所述导通时间控制电路通过将所述峰值电流阈值增加所述预定量来调制所述峰值电流阈值。
8.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中，进一步地，
在所述谷切换模式中，所述导通时间控制电路保持所述峰值电流阈值等于峰值电流基值；并且
在所述频率降低模式中，所述导通时间控制电路通过以下方式来调制所述峰值电流阈值：当从所述谷切换模式变为所述频率降低模式时将所述峰值电流阈值增加所述预定量，并且将所述峰值电流阈值降低至所述峰值电流基值加上所述预定量和所述峰值电流基值之间。
9.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中，所述开关模式电源还包括：
模式控制电路，所述模式控制电路具有用于接收所述反馈信号的输入端，以及用于响应于所述反馈信号在第一电压和第二电压之间来提供频率降低模式信号的输出端。
10.根据权利要求9所述的开关模式电源，其中，所述导通时间控制电路包括：
脉冲宽度调制器PWM比较器，所述PWM比较器具有用于接收所述电流感测信号的正输入端，用于接收所述反馈电压的负输入端，以及输出端；
峰值电流比较器，所述峰值电流比较器具有用于接收所述电流感测信号的正输入端，用于接收所述峰值电流阈值的负输入端，以及输出端；
与门，所述与门具有耦接到所述PWM比较器的所述输出端的第一输入端、耦接到所述峰值电流比较器的所述输出端的第二输入端，以及用于向所述锁存器提供锁存器断开信号的输出端；和
峰值电流调制器，所述峰值电流调制器具有用于接收频率降低模式信号的第一输入端，用于接收所述反馈信号的第二输入端，以及用于提供所述峰值电流阈值的输出端。
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