JP7132718B2 - 電源装置、レーザ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に関する。

産業用の加工ツールとして、レーザ加工装置が広く普及している。図１は、レーザ加工装置１ｒのブロック図である。レーザ加工装置１ｒは、ＣＯ_２レーザなどのレーザ光源２と、レーザ光源２に交流電力を供給し、励振させるレーザ駆動装置４ｒを備える。レーザ駆動装置４ｒは、直流電源６および高周波電源８を備える。直流電源６は定電圧源であり、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）制御やＰＩ制御などを用いたフィードバック制御によってその出力である直流電圧Ｖ_ＤＣを目標値に安定化させる。高周波電源８は、直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、それを交番電圧に変換して、負荷であるレーザ光源２に供給する。

ドリル用のレーザ加工装置１ｒにおいて、レーザ光源２は不連続運転する。すなわち、比較的短い数マイクロ～１０マイクロ秒程度の発光期間と、それと同程度、あるいは短い、あるいは長い休止期間とが交互に繰り返される。レーザ光源２の出力エネルギーを安定化するためには、直流電圧Ｖ_ＤＣが所定の許容範囲（仕様電圧範囲）に収まっていなければならない。

特開２００２－２５４１８６号公報 特開平８－１６８８９１号公報

図２は、図１のレーザ加工装置１ｒの動作波形図である。本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

レーザ光源２の点灯、消灯に応じて、高周波電源８は動作期間と休止期間を繰り返す。高周波電源８が休止期間から動作期間に移行するときに、直流電源６においてフィードバックの応答遅れが生じ、直流電圧Ｖ_ＤＣが低下し、許容範囲から逸脱するおそれがある。高周波電源８の動作期間から休止期間に移行したときに、フィードバック遅れにより直流電圧Ｖ_ＤＣが上昇し、許容範囲から逸脱するおそれがある。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、間欠動作する負荷の動作周波数を高めることが可能な電源装置の提供にある。

本発明のある態様は、電源装置に関する。電源装置は、間欠動作する負荷が接続されるバンクコンデンサと、スイッチングコンバータを含み、バンクコンデンサを充電する充電電源と、を備える。充電電源は、スイッチングコンバータのローサイドトランジスタを負荷の動作開始をトリガとして１回、ターンオンするメイン充電を行う。

この態様によれば、高周波電源の動作完了を待たずに、高周波電源の動作と並行してバンクコンデンサを充電することができるため、負荷の繰り返し周波数を高めることができる。

ローサイドトランジスタのオン時間は、高周波電源の動作サイクルごとに更新されてもよい。これにより、バンクコンデンサの電圧のドリフトを抑制できる。

ローサイドトランジスタのオン時間は、固定オン時間と補正オン時間の和であってもよい。ある動作サイクルにおける補正オン時間は、それより前の動作サイクルにおけるバンクコンデンサの電圧と目標電圧の誤差に応じて調節されてもよい。

充電電源は、メイン充電の結果、バンクコンデンサの電圧が仕様電圧範囲から外れたときに、サブ充放電を行ってもよい。メイン充電において粗い充電を行い、サブ充放電において、オン時間のフィードバック制御をともなう精密充電を行うことで、仕様電圧範囲から外れたバンクコンデンサの電圧を、仕様電圧範囲内に復帰させることができる。

メイン充電におけるローサイドトランジスタのオン時間は、ＰＩ（比例・積分）制御またはＰＩＤ（比例・積分・微分）制御により調節されてもよい。サブ充放電が発生した動作サイクルの次の動作サイクルにおいて、メイン充電におけるローサイドトランジスタの補正オン時間として、前の動作サイクルのサブ充放電のオン時間を用いてもよい。これにより、メイン充電における充電量を最適化できる。

本発明の別の態様はレーザ装置に関する。レーザ装置は、レーザ光源と、レーザ光源に、交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、高周波電源を負荷とする上述の電源装置と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、負荷の動作周波数を高めることができる。

レーザ加工装置のブロック図である。 図１のレーザ加工装置の動作波形図である。 実施の形態に係る電源装置を備えるレーザ装置のブロック図である。 実施の形態に係るレーザ装置の動作波形図である。 比較技術に係る電源装置の動作波形図である。 可変オン時間制御に対応したコンバータコントローラのブロック図である。 図７（ａ）は、オン時間を固定したときの直流電圧Ｖ_ＤＣの波形の一例を示す図であり、図７（ｂ）は、可変オン時間制御を行ったときの直流電圧Ｖ_ＤＣの波形の一例を示す図である。 サブ充放電に対応したコンバータコントローラのブロック図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、サブ充放電を説明するタイムチャートである。 サブ充放電のオン時間のメイン充電への反映を説明する図である。 図１１（ａ）は、図１０の制御を行わない場合の、図１１（ｂ）は、図１０の制御を行った場合の動作波形図である。 レーザ装置を備えるレーザ加工装置を示す図ある。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図３は、実施の形態に係る電源装置２００を備えるレーザ装置１００のブロック図である。レーザ装置１００は、レーザ光源１０２、高周波電源１０４、上位コントローラ１０６、電源装置２００を備える。レーザ光源１０２は、たとえばＣＯ_２レーザである。上位コントローラ１０６は、レーザ光源１０２の励振（発光）、停止を指示する励振信号Ｓ_ＥＸＣを生成する。

高周波電源１０４は、その入力が電源装置２００と接続され、その出力がレーザ光源１０２に接続されている。高周波電源１０４には、電源装置２００からの直流電圧Ｖ_ＤＣが供給される。高周波電源１０４は、励振信号Ｓ_ＥＸＣに応じて、レーザ光源１０２に交流の駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを間欠的に供給する。すなわち高周波電源１０４は、励振信号Ｓ_ＥＸＣが励振を指示する期間（たとえばハイ）、アクティブとなり、レーザ光源１０２に交流の駆動電圧Ｖ_ＤＲＶを供給する。高周波電源１０４は、励振信号Ｓ_ＥＸＣが停止を指示する期間（たとえばロー）、非アクティブとなり、レーザ光源１０２への電力供給が停止する。高周波電源１０４がスイッチングする期間を動作期間、スイッチングが停止する期間を休止期間という。高周波電源１０４の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。

電源装置２００は、バンクコンデンサ２０２および充電電源２１０を備える。バンクコンデンサ２０２には、間欠動作する負荷である高周波電源１０４が接続される。バンクコンデンサ２０２は、それ単体で高周波電源１０４に電力を供給する蓄電デバイスのような直流電源と把握することができる。

充電電源２１０は、スイッチングコンバータ２１２およびコンバータコントローラ２２０を含む。充電電源２１０は、バンクコンデンサ２０２に生ずる直流電圧Ｖ_ＤＣが仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴに含まれるように、バンクコンデンサ２０２を充電する。バンクコンデンサ２０２の容量Ｃは、高周波電源１０４による放電の過程においても、直流電圧Ｖ_ＤＣが許容範囲を下回らないように十分に大きく設計される。

充電電源２１０は、負荷である高周波電源１０４の動作開始をトリガとして、メイン充電を行う。たとえばコンバータコントローラ２２０には、励振信号Ｓ_ＥＸＣあるいはそれにもとづく信号が入力され、励振信号Ｓ_ＥＸＣがハイに遷移したこと、すなわち高周波電源１０４の動作開始をトリガとして、メイン充電を開始してもよい。

スイッチングコンバータ２１２は、昇圧コンバータのトポロジーを有する。具体的にはスイッチングコンバータ２１２は、リアクトルＬ_１、ローサイドトランジスタＭ_１、ハイサイドトランジスタＭ_２を含む。トランジスタＭ_１，Ｍ_２は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタで構成することができる。ハイサイドトランジスタＭ_２に代えて、ダイオードを用いてもよい。コンバータコントローラ２２０は、ローサイドトランジスタＭ_１およびハイサイドトランジスタＭ_２を制御する。

メイン充電においてコンバータコントローラ２２０は、スイッチングコンバータ２１２のローサイドトランジスタＭ_１を１回、ターンオンする。

以上が実施の形態に係るレーザ装置１００の基本構成である。続いてレーザ装置１００の基本となる動作を説明する。

図４は、実施の形態に係るレーザ装置１００の動作波形図である。高周波電源１０４は、励振信号Ｓ_ＥＸＣに応じて、数ｋＨｚ程度の繰り返し周波数、デューティ比５％程度で間欠動作する。図４には１サイクル（レーザワンショット）の動作が示される。

時刻ｔ_０に、励振信号Ｓ_ＥＸＣがハイ（アサート）となり、励振期間Ｔ_ＥＸＣ（ｔ_０～ｔ_１）となる。励振期間Ｔ_ＥＸＣの間、高周波電源１０４がスイッチング動作する。励振期間Ｔ_ＥＸＣの間、バンクコンデンサ２０２の電荷が放電され、直流電圧Ｖ_ＤＣが、ドロップ量ΔＶだけ低下する。ただし、バンクコンデンサ２０２の容量Ｃは十分に大きいため、低下後の直流電圧Ｖ_ＤＣは仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴの下限を下回らない。

コンバータコントローラ２２０は、励振信号Ｓ_ＥＸＣのハイレベルへの遷移をトリガとしてローサイドトランジスタＭ_１をターンオンし、オン時間Ｔ_ＯＮの経過後の時刻ｔ_２に、ローサイドトランジスタＭ_１をターンオフする。

ローサイドトランジスタＭ_１がオンの期間、リアクトルＬ_１に流れる電流（リアクトル電流）Ｉ_Ｌが増大する。このときのリアクトル電流Ｉ_Ｌは、ローサイドトランジスタＭ_１に流れるため、バンクコンデンサ２０２への充電電流Ｉ_ＣＨＧはゼロである。

コンバータコントローラ２２０は、時刻ｔ_２にローサイドトランジスタＭ_１がターンオフする。ローサイドトランジスタＭ_１がターンオフすると、リアクトル電流Ｉ_Ｌは、時間とともに減少する。このときのリアクトル電流Ｉ_Ｌは、充電電流Ｉ_ＣＨＧとして、ハイサイドトランジスタＭ_２のボディダイオード（あるいは外付けされるダイオード）を経由してバンクコンデンサ２０２に供給される。その結果、バンクコンデンサ２０２の直流電圧Ｖ_ＤＣは上昇し、元の電圧レベルに復帰する。

オン時間Ｔ_ＯＮについて説明する。簡単のために、ドロップ量ΔＶは、レーザ光源１０２の出力に依存しており、実質的に一定として扱うこととする。レーザ光源１０２の励振期間に、バンクコンデンサ２０２から高周波電源１０４に供給される電荷量Ｑは、
Ｑ＝Ｃ×ΔＶ
となる。したがって、充電電流Ｉ_ＣＨＧの時間積分値が電荷量Ｑと一致するように、オン時間Ｔ_ＯＮを規定すればよい。

コンバータコントローラ２２０は、ローサイドトランジスタＭ_１をターンオフした後、一点鎖線で示すようにハイサイドトランジスタＭ_２をオンとしてもよい（同期整流モード）。この場合、充電電流Ｉ_ＣＨＧは、ハイサイドトランジスタＭ_２のチャンネルを経由して流れる。以上が、レーザ装置１００の動作である。

電源装置２００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。図５は、比較技術に係る電源装置の動作波形図である。比較技術では、励振信号Ｓ_ＥＸＣがローとなり、高周波電源１０４が停止した後に、ローサイドトランジスタＭ_１をターンオンする。したがって、１サイクルの周期（繰り返し周期）Ｔ_ＣＹＣは、不等式（１）で表される。
Ｔ_ＣＹＣ≧Ｔ_ＥＸＣ＋Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ …（１）

一方、実施の形態に係る電源装置２００によれば、高周波電源１０４の動作完了を待たずに、高周波電源１０４の動作と並行してバンクコンデンサ２０２を充電することができる。具体的には、１サイクルの周期Ｔ_ＣＹＣは、不等式（２）で表される。
Ｔ_ＣＹＣ≧Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ …（２）

不等式（１）と（２）の比較から分かるように、実施の形態に係る電源装置２００によれば、負荷である高周波電源１０４の１サイクルの周期を短縮でき、ひいては負荷の繰り返し周波数を高めることができる。

本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

（可変オン時間制御）
レーザ光源１０２の出力エネルギーが設計値からずれると、バンクコンデンサ２０２の電圧のドロップ量ΔＶが設計値からずれる。このとき、予め規定しておいたオン時間Ｔ_ＯＮでメイン充電を行うと、充電による直流電圧Ｖ_ＤＣの回復量と、放電によるドロップ量ΔＶが不平衡となり、直流電圧Ｖ_ＤＣがドリフトする。

あるいはコンバータコントローラ２２０の入力電圧が変動すると、充電による直流電圧Ｖ_ＤＣの回復量が設計値からずれるため、放電によるドロップ量ΔＶとの間に不平衡が生じ、直流電圧Ｖ_ＤＣがドリフトする。

直流電圧Ｖ_ＤＣのドリフトを抑制するために、ローサイドトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮを可変とし、負荷（高周波電源１０４）の動作サイクルごとに更新するとよい。図６は、可変オン時間制御に対応したコンバータコントローラ２２０Ａのブロック図である。コンバータコントローラ２２０Ａの主要部は、ソフトウェアプログラムとそれを実行するプロセッサの組み合わせで実装してもよいし、ハードウェアで実装してもよい。コンバータコントローラ２２０Ａの制御対象２２１は、パルス幅変調器２３０や図示しないドライバ、スイッチングコンバータ２１２、バンクコンデンサ２０２を含む。

コンバータコントローラ２２０Ａにおいて、ローサイドトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮは、固定オン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＸ}と補正オン時間ΔＴ_ＯＮの和である。
Ｔ_ＯＮ＝Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＸ}＋ΔＴ_ＯＮ

固定オン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＸ}は、ワンショットあたりの直流電圧Ｖ_ＤＣのドロップ量ΔＶの設計値にもとづいて規定することができる。補正オン時間ΔＴ_ＯＮはゼロ、正もしくは負をとることができる。

ある動作サイクルにおける補正オン時間ΔＴ_ＯＮは、それより前の動作サイクルにおけるバンクコンデンサ２０２の充電完了時の直流電圧Ｖ_ＤＣと、目標電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じて調節される。すなわち、直流電圧Ｖ_ＤＣと目標電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を検出し、それらの誤差電圧Ｖ_ＥＲＲがゼロに近づくように、次の動作サイクルの補正オン時間ΔＴ_ＯＮを調節する。

ある動作サイクルｉ（ｉ＝１，２…）において、充電後の電圧Ｖ_ＤＣは、Ａ／Ｄコンバータ２２２によってデジタル値Ｖ_ＤＣ［ｉ］に変換される。減算器２２４は、目標電圧値Ｖ_ＲＥＦから直流電圧値Ｖ_ＤＣ［ｉ］を減算し、誤差値Ｖ_ＥＲＲ［ｉ］を生成する。ＰＩＤ（比例・積分・微分）コントローラ２２６は、誤差値Ｖ_ＥＲＲ［ｉ］にもとづき、次の動作サイクルの補正オン時間ΔＴ_ＯＮ[ｉ＋１]を生成する。加算器２２８によって、固定オン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＸ}と補正オン時間ΔＴ_ＯＮ[ｉ＋１]が加算され、オン時間Ｔ_ＯＮ［ｉ＋１］が決定される。パルス幅変調器２３０は、オン時間Ｔ_ＯＮ［ｉ＋１］の間、ハイとなるパルス信号を生成し、スイッチングコンバータ２１２を駆動する。ＰＩＤコントローラ２２６に代えて、ＰＩコントローラを採用してもよい。

以上が可変オン時間制御の説明である。図７（ａ）は、オン時間を固定したときの直流電圧Ｖ_ＤＣの波形の一例を示す図であり、図７（ｂ）は、可変オン時間制御を行ったときの直流電圧Ｖ_ＤＣの波形の一例を示す図である。

図７（ａ）に示すように、オン時間Ｔ_ＯＮを固定すると、負荷変動や入力電圧変動等に起因して、バンクコンデンサ２０２の充電電荷量と放電電荷量の間に不平衡が生じ、直流電圧Ｖ_ＤＣがサイクル毎にドリフトしていき、やがて仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴから外れてしまう。

これに対して、可変オン時間制御を導入すると、図７（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖ_ＤＣのドリフトを抑制し、仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴ内に保つことができる。加えて、サイクル毎に充電後の直流電圧Ｖ_ＤＣが目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくようにＰＩＤ制御によりオン時間が補正されるため、レーザ光源１０２の出力エネルギーの変動を抑制できる。

（サブ充放電）
１回のメイン充電の後、バンクコンデンサ２０２の直流電圧Ｖ_ＤＣが、仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴから逸脱することも起こりうる。これは、可変オン時間制御を導入した場合であっても、バンクコンデンサ２０２の直流電圧Ｖ_ＤＣのドロップ量ΔＶが急激に変動したり、入力電圧Ｖ_ＩＮが急激に変動するような状況で発生する。直流電圧Ｖ_ＤＣが仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴから逸脱している間は、上位コントローラ１０６によりレーザのショットが禁止されるため、生産性が低下する。

そこで充電電源２１０は、１回のメイン充電の結果、バンクコンデンサ２０２の電圧Ｖ_ＤＣが仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴから外れたときに、サブ充放電を行う。サブ充放電では、メイン充電よりも高い精度で、バンクコンデンサ２０２に供給し、あるいはそれから引き抜く電流量を調節する。サブ充放電を、精密充放電と称してもよい。

図８は、サブ充放電に対応したコンバータコントローラ２２０Ｂのブロック図である。コンバータコントローラ２２０Ｂは、図６のコンバータコントローラ２２０Ａに加えて、サブ充放電コントローラ２４０を含む。メイン充電では、ＰＩＤコントローラ２２６が有効となる。

メイン充電の完了後、直流電圧Ｖ_ＤＣが仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴから外れると、サブ充放電コントローラ２４０が有効となる。サブ充放電コントローラ２４０は、Ｐ制御、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御のいずれかを採用することができる。サブ充放電コントローラ２４０は、Ｖ_ＤＣが基準電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくように、すなわち誤差電圧Ｖ_ＥＲＲがゼロに近づくように、オン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}をフィードバック制御し、スイッチングコンバータ２１２を制御する。なお正のオン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}は、追加の充電に対応付けることができ、負のオン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}は、追加の放電に対応付けることができる。Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}が負である場合、スイッチングコンバータ２１２は、ハイサイドトランジスタＭ_２が先行してオンする降圧モードで動作する。

図９（ａ）、（ｂ）は、サブ充放電を説明するタイムチャートである。時刻ｔ_０に励振信号Ｓ_ＥＸＣがハイとなり、メイン充電が実施され、バンクコンデンサ２０２の電圧Ｖ_ＤＣが上昇する。図９（ａ）に示すように、メイン充電の結果、電圧Ｖ_ＤＣが仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴを下回っていると、サブ充電が行われる。具体的には、コンバータコントローラ２２０Ｂは、誤差電圧Ｖ_ＥＲＲがゼロに近づくようにオン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}をフィードバック制御しながら、スイッチングコンバータ２１２のローサイドトランジスタＭ_１を少なくとも１回、スイッチングする。

図９（ｂ）に示すように、メイン充電の結果、電圧Ｖ_ＤＣが仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴを上回っていると、サブ放電が行われる。具体的には、コンバータコントローラ２２０Ｂは、誤差電圧Ｖ_ＥＲＲがゼロに近づくようにオン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}をフィードバック制御しながら、スイッチングコンバータ２１２のハイサイドトランジスタＭ_２を少なくとも１回、スイッチングする。

サブ充放電を導入し、スイッチングコンバータ２１２をフィードバック制御することにより、仕様電圧範囲から外れた電圧Ｖ_ＤＣを仕様電圧範囲Ｖ_ＴＧＴに復帰させることができる。

（サブ充放電からメイン充電への切換）
なお、サブ充放電が発生した動作サイクルの次の動作サイクルにおいて、メイン充電におけるローサイドトランジスタＭ_１の補正オン時間ΔＴ[ｉ＋１]として、直前のサブ充放電のオン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}を用いるとよい。これは、ＰＩＤコントローラ２２６の積分項の値を、Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}で置き換えることで実現してもよい。図１０は、サブ充放電のオン時間Ｔ_{ＯＮ＿ＦＩＮＥ}のメイン充電への反映を説明する図である。

図１１（ａ）は、図１０の制御を行わない場合の、図１１（ｂ）は、図１０の制御を行った場合の動作波形図である。図１０の制御を行わない場合、図１１（ａ）に示すように、サブ放電が毎サイクル発生する。つまりサブ放電の時間だけ、繰り返し周期が長くなる。これに対して図１０の制御を行った場合、図１１（ｂ）に示すように、複数サイクルにわたってサブ放電が連続して発生するのを防止できるため、レーザの繰り返し周波数を高めることができる。

（用途）
続いてレーザ装置１００の用途を説明する。図１２は、レーザ装置１００を備えるレーザ加工装置３００を示す図ある。レーザ加工装置３００は、対象物３０２にレーザパルス３０４を照射し、対象物３０２を加工する。対象物３０２の種類は特に限定されず、また加工の種類も、穴空け（ドリル）、切断などが例示されるが、その限りではない。

レーザ加工装置３００は、レーザ装置１００、光学系３１０、制御装置３２０、ステージ３３０を備える。対象物３０２はステージ３３０上に載置され、必要に応じて固定される。ステージ３３０は、制御装置３２０からの位置制御信号Ｓ_２に応じて、対象物３０２を位置決めし、対象物３０２とレーザパルス３０４の照射位置を相対的にスキャンする。ステージ３３０は、１軸、２軸（ＸＹ）あるいは３軸（ＸＹＺ）であり得る。

レーザ装置１００は、制御装置３２０からのトリガ信号（励振信号）Ｓ_１に応じて発振し、レーザパルス３０６を発生する。光学系３１０は、レーザパルス３０６を対象物３０２に照射する。光学系３１０の構成は特に限定されず、ビームを対象物３０２に導くためのミラー群、ビーム整形のためのレンズやアパーチャなどを含みうる。

制御装置３２０は、レーザ加工装置３００を統括的に制御する。具体的には制御装置３２０は、レーザ装置１００に対して間欠的にトリガ信号Ｓ_１を出力する。また制御装置３２０は、加工処理を記述するデータ（レシピ）にしたがってステージ３３０を制御するための位置制御信号Ｓ_２を生成する。

以上、本発明について、いくつかの実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態では、メイン充電とサブ充放電を共通のコンバータによって行ったがその限りでなく、メイン充電用のスイッチングコンバータと、サブ充放電用のスイッチングコンバータを２系統用意してもよい。

実施の形態に係る電源装置２００の用途は、電源装置２００に限定されず、間欠動作する負荷に直流電圧を供給する用途に用いることができる。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用の一側面を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００ レーザ装置
１０２ レーザ光源
１０４ 高周波電源
１０６ 上位コントローラ
２００ 電源装置
２０２ バンクコンデンサ
２１０ 充電電源
２１２ スイッチングコンバータ
２２０ コンバータコントローラ
２２６ ＰＩＤコントローラ
２４０ サブ充放電コントローラ
Ｌ_１ リアクトル
Ｍ_１ ローサイドトランジスタ
Ｍ_２ ハイサイドトランジスタ
３００ レーザ加工装置
３１０ 光学系
３２０ 制御装置
３３０ ステージ

Claims (6)

1. 間欠動作する負荷が接続されるバンクコンデンサと、
   スイッチングコンバータを含み、前記バンクコンデンサを充電する充電電源と、
   を備え、
   前記充電電源は、昇圧コンバータのトポロジーを有し、少なくとも、一端に入力電圧を受けるリアクトルと、前記リアクトルの他端と接地の間に接続されるローサイドトランジスタと、を含み、
   前記充電電源は、前記負荷の動作開始をトリガとして、前記スイッチングコンバータの前記ローサイドトランジスタを１回、ターンオンし、前記負荷の動作期間と重なるオン時間の間、前記ローサイドトランジスタのオン状態を維持し、それに続くオフ期間に前記リアクトルに流れる電流により前記バンクコンデンサを充電するメイン充電を行うことを特徴とする電源装置。
2. 前記充電電源による前記バンクコンデンサの１回の充電を１サイクルと称するとき、
   前記充電電源は、あるサイクルにおける前記バンクコンデンサの充電完了時の直流電圧とその目標電圧の誤差を検出し、それらの誤差がゼロに近づくように、次のサイクルの前記メイン充電における前記ローサイドトランジスタのオン時間を調節することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記ローサイドトランジスタの前記オン時間は、固定オン時間と補正オン時間の和であり、前記補正オン時間が、前記誤差がゼロに近づくように調節されることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記充電電源は、前記メイン充電の完了後、前記バンクコンデンサの電圧が仕様電圧範囲から外れたときに、サブ充放電を行い、
   前記サブ充放電において、前記バンクコンデンサの電圧と目標電圧の誤差電圧がゼロに近づくようにオン時間をフィードバック制御しながら、前記ローサイドトランジスタを少なくとも１回、スイッチングすることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記メイン充電における前記ローサイドトランジスタの前記補正オン時間は、前記誤差電圧を入力とするＰＩ（比例・積分）制御またはＰＩＤ（比例・積分・微分）制御により調節され、
   前記サブ充放電が発生したサイクルの次のサイクルにおいて、前記メイン充電における前記ローサイドトランジスタの前記補正オン時間として、前のサイクルの前記サブ充放電の前記オン時間を用いることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. レーザ光源と、
   前記レーザ光源に、交番電圧を間欠的に供給する高周波電源と、
   前記高周波電源が、前記間欠動作する前記負荷として前記バンクコンデンサに接続されている請求項１から５のいずれかに記載の電源装置と、
   を備えることを特徴とするレーザ装置。

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