CN103701323B - 恒定导通时长控制的开关电源及其控制电路和控制方法 - Google Patents

Abstract

公开了恒定导通时长控制的开关电源及其控制电路和控制方法。在开关电源进入超音频模式时，导通低侧开关管以对输出电容器进行放电，并在所述放电阶段内产生其电压从初始电压上升的补充斜坡补偿信号，并将该补充斜坡补偿信号与参考电压的代数和同代表输出电压的反馈信号进行比较，缩短了低侧开关管的放电时长，加速了高侧开关管的导通，在避免音频噪声的同时，消除了超音频模式下的双脉冲，从而减小了开关电源的输出电压纹波，降低了高侧开关管的损耗，提高了开关电源的效率。

Description

恒定导通时长控制的开关电源及其控制电路和控制方法

技术领域

本发明的实施例涉及电子电路，尤其涉及一种恒定导通时长控制的开关电源及其控制电路和控制方法。

背景技术

恒定导通时长控制由于其优越的负载瞬态响应、简单的内部结构和平滑的工作模式切换，在电源领域得到了很好的应用。图1为现有的恒定导通时长控制的开关电源100的电路原理图。开关电源100包括导通时长控制单元101、比较单元102、逻辑单元103、开关电路104和斜坡补偿单元105。开关电路104采用同步降压变换拓扑，包括高侧开关管HS、低侧开关管LS、电感器L和输出电容器C，其中高侧开关管HS与低侧开关管LS的公共端为开关节点SW。开关电路104通过开关管HS和LS的导通与关断，将输入电压V_in转换为输出电压U_out。当开关电路104中输出电容器C的等效串联阻抗值（ESR）较小时，输出电压U_out可能会产生次谐波振荡，造成开关电源100工作不稳定。为此，斜坡补偿单元105产生正常斜坡补偿信号V_slope1，以防止该次谐波振荡的产生。比较单元102将参考信号U_ref（即参考电压V_ref与正常斜坡补偿信号V_slope1的代数和）同输出电压U_out相比较，产生比较信号SET。逻辑单元103耦接至导通时长控制单元101和比较单元102的输出端，根据导通时长控制信号COT和比较信号SET分别产生高侧控制信号HCTRL和低侧控制信号LCTRL，以控制两个开关管的导通与关断。

为了消除开关电源100在轻载场合下可能引起的音频噪声，现有的开关电源100还包括超音频模式（UltrasonicMode，USM）判断单元106。USM判断单元106用于判断开关电源100是否进入超音频模式。一般地，在检测到开关电源100的开关频率接近音频范围（例如200Hz～20KHz）时，开关电源100进入超音频模式。然而，如此的超音频模式下可能会出现图2所示的双脉冲问题。

图2为开关电源100在超音频模式下的波形图。从上到下依次为高侧控制信号HCTRL、流过电感器的电流I_L、输出电压U_out以及参考信号U_ref。

如图2所示，在t₁时刻，USM判断单元106检测到开关电源进入超音频模式，逻辑单元103导通低侧开关管LS，对输出电容器C进行放电，直到t₂时刻，参考信号U_ref达到输出电压U_out，低侧开关管LS被关断，高侧开关管HS被导通。

在t₃时刻，导通时长控制单元101输出的导通时长控制信号COT在高侧开关管HS的导通时长结束后，控制高侧开关管HS关断，但此时的输出电压U_out减小到较低值V_{o_low}，小于理想的稳态输出电压V_out。因此，参考信号U_ref极易再次达到输出电压U_out。如图2所示，在t₄时刻，高侧开关管HS被再次导通。输出电压U_out在t₅时刻被充电至较高值V_{o_high}，大于稳态输出电压V_out。

由图2可见，现有的开关电源100在超音频模式下，高侧控制信号HCTRL在同一周期内可能具有两个连续的导通脉冲，因此在开关节点SW处也会出现双脉冲，这使得开关电源输出电压的纹波大，高侧开关管HS的开关损耗高，对开关电源的效率造成不利影响。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种输出电压纹波小且效率高的恒定导通时长控制的开关电源及其控制电路和控制方法，以消除超音频模式下的双脉冲。

根据本发明实施例的一种用于恒定导通时长控制的开关电源的控制电路，该开关电源包括高侧开关管、低侧开关管、电感器和与负载并联的输出电容器，该控制电路通过控制高侧开关管和低侧开关管的导通与关断，将输入电压转换成输出电压，该控制电路包括：导通时长控制单元，产生控制高侧开关管导通时长的导通时长控制信号；超音频模式判断单元，判断开关电源是否进入超音频模式，产生标识信号；斜坡信号产生单元，耦接至超音频模式判断单元以接收标识信号，产生斜坡补偿信号；比较单元，耦接至斜坡信号产生单元和开关电源，基于斜坡补偿信号、参考电压和代表开关电源输出电压的反馈信号，产生比较信号；逻辑单元，分别耦接至导通时长控制单元、比较单元和超音频模式判断单元，根据导通时长控制信号、比较信号和标识信号，产生高侧控制信号和低侧控制信号以分别控制高侧开关管与低侧开关管；其中在开关电源进入超音频模式时，逻辑单元导通低侧开关管以对输出电容器进行放电，放电阶段持续至比较单元输出导通高侧开关管的比较信号，斜坡补偿信号具有正常斜坡补偿信号和在所述放电阶段内其电压从初始电压上升的补充斜坡补偿信号两部分。

根据本发明实施例的一种恒定导通时长控制的开关电源，包括：如前所述的控制电路；高侧开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输入电压，控制端耦接至逻辑单元以接收高侧控制信号；低侧开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至高侧开关管的第二端，第二端接地，控制端耦接至逻辑单元以接收低侧控制信号；电感器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至高侧开关管的第二端和低侧开关管的第一端；以及输出电容器，耦接在电感器的第二端和地之间。

根据本发明实施例的一种用于开关电源的恒定导通时长控制方法，该开关电源包括高侧开关管、低侧开关管、电感器和与负载并联的输出电容器，该控制电路通过控制高侧开关管和低侧开关管的导通与关断，将输入电压转换成输出电压，该控制方法包括：判断开关电源是否进入超音频模式；若开关电源进入超音频模式，导通低侧开关管以对输出电容器进行放电；在上述放电阶段内产生补充斜坡补偿信号；将补充斜坡补偿信号与参考电压的代数和同代表开关电源输出电压的反馈信号相比较；若补充斜坡补偿信号与参考电压的代数和达到反馈信号，关断低侧开关管；导通高侧开关管；产生导通时长控制信号，并基于导通时长控制信号关断高侧开关管；导通低侧开关管；流过低侧开关管的电流过零时，关断低侧开关管。

根据本发明的实施例，在开关电源进入超音频模式时，导通低侧开关管以对输出电容器进行放电，并在所述放电阶段内产生补充斜坡补偿信号。通过将补充斜坡补偿信号与参考电压的代数和同代表输出电压的反馈信号相比较，使得高侧开关管提前导通，缩短了低侧开关管的放电时长，在避免音频噪声的同时消除了超音频模式下的双脉冲，从而减小了开关电源的输出电压纹波，提高了开关电源的效率。

附图说明

图1为现有的恒定导通时长控制的开关电源100的电路原理图；

图2为图1所示开关电源100在超音频模式下出现双脉冲的工作波形图；

图3为恒定导通时长控制的开关电源未进入超音频模式时的工作波形图；

图4为恒定导通时长控制的开关电源在超音频模式下不出现双脉冲的临界情形的工作波形图；

图5为根据本发明一实施例的恒定导通时长控制的开关电源300的电路原理图；

图6为根据本发明一实施例的图5所示的开关电源300在超音频模式下的工作波形图；

图7为根据本发明一实施例的图5所示的开关电源300在超音频模式下的工作波形图；

图8为根据本发明另一实施例的恒定导通时长控制的开关电源400的电路原理图；

图9为根据本发明一实施例的用于开关电源的恒定导通时长控制方法的流程图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

图3为恒定导通时长控制的开关电源未进入超音频模式时的工作波形图。如图3所示，开关电源未进入超音频模式，不必导通低侧开关管LS对输出电容器C进行放电。高侧开关管HS的导通脉冲完全用于对输出电容器C进行充电，将输出电压U_out从参考电压V_ref进行充电至稳态输出电压V_out。稳态输出电压V_out与参考电压V_ref的差值为ΔU_m，称为正常电压差ΔU_m。根据伏秒平衡和电荷平衡原理，可以得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{C\Δ}{U}_m=C(V_{\mathrm{out}}-V_{\mathrm{ref}})=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}(t_{\mathrm{on}}+t_{\mathrm{off}})\\ I_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{L}{t}_{\mathrm{on}}\\ t_{\mathrm{off}}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{out}}}{t}_{\mathrm{on}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中L和C分别为电感器L和输出电容器C的电感值和电容值。根据式(1)可以得到正常电压差ΔU_m为：

${\mathrm{\ΔU}}_m=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}){t_{\mathrm{on}}}^2{V}_{\mathrm{in}}}{{2\mathrm{LCV}}_{\mathrm{out}}}---\left(2\right)$

图4是恒定导通时长控制的开关电源在超音频模式下不出现双脉冲的临界情形的工作波形图。如图4所示，开关电源进入超音频模式，在t₁～t₂时间段，低侧开关管LS导通，对输出电容器C进行放电，输出电压U_out不断减小直到等于参考电压V_ref。在t₂时刻，电感电流I_L减小到谷值I_V。根据输出电容器C的放电过程，可以得到如下关系式：

$\left\{\begin{array}{c}C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{out}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=i_L\left(t\right)=-\frac{V_{\mathrm{out}}}{L}t\\ U_{\mathrm{out}}\left(0\right)=V_{\mathrm{out}}\\ U_{\mathrm{out}}\left(t_{\mathrm{dis}}\right)=V_{\mathrm{ref}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

低侧开关管LS的放电时长t_dis=t₂-t₁。由式(3)可知低侧开关管LS的放电时长t_dis满足下式：

$t_{\mathrm{dis}}=\sqrt{2(1-\frac{V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{out}}})\mathrm{LC}}---\left(4\right)$

在t₂时刻，电感电流的谷值I_V满足：

$I_V=\frac{V_{\mathrm{out}}}{L}{t}_{\mathrm{dis}}---\left(5\right)$

接下来，以一个导通脉冲对开关电源的输出电容器C进行充电。

在t₂～t₃时间段，电感电流I_L从谷值I_V增长到0，这一时间段称为高侧开关管HS的第一导通时长t_on1。在t₃～t₄时间段，电感电流I_L从0增长到峰值I_pk，这一时间段称为高侧开关管HS的第二导通时长t_on2。因此高侧开关管HS的导通时长t_on=t_on1+t_on2。其中，高侧开关管HS的第一导通时长t_on1满足：

$t_{\mathrm{on}1}=\frac{{\mathrm{LI}}_V}{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}---\left(6\right)$

在t₄～t₅时间段，电感电流I_L从峰值I_pk减小到0，这一时间段为低侧开关管LS的续流时长t_off。

如图4所示，如果充电电荷量Q_b大于放电电荷量Q_a，即在t₅时刻的输出电压U_out大于参考电压V_ref时，就不会再出现双脉冲，因此可得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{2}{I}_V{t}_{\mathrm{on}1}<\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}(t_{\mathrm{on}2}+t_{\mathrm{off}})\\ I_{\mathrm{pk}}=\frac{I_V}{t_{\mathrm{on}1}}{t}_{\mathrm{on}2}\\ t_{\mathrm{off}}=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}{V_{\mathrm{out}}}{t}_{\mathrm{on}2}\end{array}\right.---\left(7\right)$

根据式(7)，可以得到：

$t_{\mathrm{on}1}\sqrt{\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}}<t_{\mathrm{on}2}$ 或者 $t_{\mathrm{dis}}\sqrt{\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}}<t_{\mathrm{off}}---\left(8\right)$

可见，当高侧开关管HS的第一导通时长t_on1与第二导通时长t_on2满足式(8)的关系，或者当低侧开关管LS的放电时长t_dis与低侧开关管LS的续流时长t_off满足式(8)，开关电源在超音频模式下的双脉冲即可被消除。然而，在实际应用中，式(8)的关系很难通过参数设计来满足。

图5为根据本发明一实施例的恒定导通时长控制的开关电源300的电路原理图，包括控制电路和开关电路304。在图5所示的实施例中，开关电路304采用同步降压变换拓扑，包括高侧开关管HS、低侧开关管LS、电感器L和输出电容器C。开关电路304通过开关管HS和LS的导通与关断，将输入电压V_in转换为输出电压U_out。高侧开关管HS具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输入电压V_in。低侧开关管LS具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至高侧开关管HS的第二端，第二端接地。电感器L具有第一端和第二端，其中第一端耦接至高侧开关管HS的第二端和低侧开关管LS的第一端。输出电容器C与负载（未画出）并联，耦接在电感器L的第二端和地之间。开关电路304中的开关管可以为任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极晶体管（IGBT）等。

在图5所示的实施例中，控制电路包括导通时长控制单元301、比较单元302、逻辑单元303、斜坡信号产生单元305以及超音频模式（USM）判断单元306。导通时长控制单元301用于产生导通时长控制信号COT，以控制高侧开关管HS的导通时长t_on。USM判断单元306用于判断开关电源是否进入超音频模式，以产生标识信号FLAG。判断开关电源是否进入超音频模式的方式多种多样，在一个实施例中，可将开关周期与预设周期进行比较，若开关周期达到预设周期或者在一段时间内持续达到预设周期，则认为开关电源已进入超音频模式。在其他实施例中，可直接将开关电源300的开关频率与预设频率进行比较，也可以采用其他合适的方法。

在图5所示的实施例中，斜坡信号产生单元305耦接至USM判断单元306以接收标识信号FLAG，产生斜坡补偿信号VSLOPE。比较单元302耦接至斜坡信号产生单元305和开关电路304，基于斜坡补偿信号VSLOPE、参考电压V_ref和输出电压U_out，产生比较信号SET。在另一个实施例中，开关电源还300还包括反馈电路。反馈电路对输出电压U_out进行采样，并将得到的代表输出电压U_out的反馈信号送入比较单元302。

逻辑单元303耦接至导通时长控制单元301、比较单元302和USM判断单元306，根据导通时长控制信号COT、比较信号SET和标识信号FALG，产生高侧控制信号HCTRL和低侧控制信号LCTRL，以分别控制高侧开关管HS和低侧开关管LS。

在开关电源300未进入超音频模式时，与图1中现有的斜坡补偿单元105类似地，斜坡信号产生单元305产生正常斜坡补偿信号V_slope1，以防止次谐波振荡。在开关电源300进入超音频模式时，逻辑单元303导通低侧开关管LS以对输出电容器C进行放电，放电阶段持续至比较单元302输出用以导通高侧开关管HS的比较信号SET。开关电源300进入超音频模式后，斜坡信号产生单元305输出的斜坡补偿信号VSLOPE具有正常斜坡补偿信号V_slope1和补充斜坡补偿信号V_slope2两部分。其中正常斜坡补偿信号V_slope1与图1中正常斜坡补偿信号V_slope1一样，是为了防止次谐波振荡而产生的。由于这种斜坡补偿信号是现有的，为了说明书简明起见，在此对正常斜坡补偿信号V_slope1的产生机理不再赘述。而补充斜坡补偿信号V_slope2是为了解决开关电源在进入超音频模式时出现的双脉冲问题而产生的。补充斜坡补偿信号V_slope2只在低侧开关管LS的放电阶段内产生。在一个实施例中，补充斜坡补偿信号V_slope2以固定斜率а从初始电压Vori上升，Vori可以为零。在另一个实施例中，补充斜坡补偿信号V_slope2是随时间单调增加电压信号，其斜率是不断变化的，例如，补充斜坡补偿信号V_slope2具有阶梯上升的形式。

根据本发明的实施例，补充斜坡补偿信号V_slope2使高侧开关管提前导通，缩短了低侧开关管的放电时长，消除了超音频模式下的双脉冲，从而减小了开关电源输出电压的纹波，降低了高侧开关管的开关损耗，提高了开关电源的效率。下面根据附图6来说明本发明实施例的工作原理。

图6是根据本发明一实施例的图5所示的开关电源300在超音频模式下的波形图。与图4相比，不同之处在于斜坡信号产生单元305在低侧开关管LS放电阶段内产生了如图6所示的补充斜坡补偿信号V_slope2。在本实施例中，补充斜坡补偿信号V_slope2是这样一个信号，当低侧开关管LS导通，开始对输出电容器C进行放电时，补充斜坡补偿信号V_slope2的电压以一固定斜率a从零电压开始上升，直至补充斜坡补偿信号V_slope2与参考电压V_ref的代数和达到输出电压U_out，低侧开关管关断，放电阶段结束。在低侧开关管的放电阶段以外，补充斜坡补偿信号V_slope2为零。如图6所示，如此的补充斜坡补偿信号V_slope2与正常斜坡补偿信号V_slope1以及参考电压V_ref叠加在一起构成改进的参考信号U_ref。

为说明方便，如图6所示，定义t₂时刻参考信号U_ref的电压为V_refx，此时输出电压U_out等于参考信号U_ref。补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值ΔV_ref=V_refx-V_ref。根据前面的讨论，为了消除双脉冲，t₅时刻的输出电压U_out应当大于参考电压V_ref，因此可以得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{CV}}_{\mathrm{refx}}-Q_2+Q_3>{\mathrm{CV}}_{\mathrm{ref}}\\ Q_2=\frac{1}{2}{I}_V{t}_{\mathrm{on}1}\\ Q_3=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}(t_{\mathrm{on}2}+t_{\mathrm{off}})=\frac{1}{2}{I}_V\frac{{t_{\mathrm{on}2}}^2}{t_{\mathrm{on}1}}\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{out}}}\end{array}\right.---\left(9\right)$

根据式(4)～(6)和(9)，可以得到式(10)，其中进入低侧开关管LS的放电阶段前，输出电压U_out与参考电压V_ref的差值为ΔU，称为放电前电压差ΔU。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{C\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}>\frac{V_{\mathrm{out}}{t}_{\mathrm{dis}}}{2L}(t_{\mathrm{on}1}-\frac{{t_{\mathrm{on}2}}^2}{t_{\mathrm{on}1}}\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{out}}})\\ t_{\mathrm{dis}}=\sqrt{2\left(\frac{\mathrm{\&Delta;U}-\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{out}}}\right)\mathrm{LC}}\\ t_{\mathrm{on}1}=\frac{\sqrt{{2V}_{\mathrm{out}}(\mathrm{\&Delta;U}-{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}})\mathrm{LC}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}\end{array}\right.---\left(10\right)$

根据式(10)可得到

$\frac{2\mathrm{LC}(V_{\mathrm{out}}\mathrm{\&Delta;U}-V_{\mathrm{in}}{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}})}{{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}^2}<{t_{\mathrm{on}2}}^2\frac{V_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{out}}}---\left(11\right)$

只要式(11)成立，开关电源300超音频模式下的双脉冲即可被消除。

为了设计方便，令上式的左侧小于0，即式(12)成立时，式(11)必然成立，双脉冲可以被消除。

${\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}>\mathrm{\&Delta;U}\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}---\left(12\right)$

此外，通常情况下，放电前电压差ΔU不应当大于正常电压差ΔU_m。为了满足此条件，根据式(2)与(12)可以得到补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值最小值为：

${\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}\left(\min \right)}=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}){t_{\mathrm{on}}}^2}{2\mathrm{LC}}---\left(13\right)$

可见，当图6所示的开关电源300的补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值大于式(13)所限定的最小值，超音频模式下出现的双脉冲可以被消除。

下面结合图4和图6来讨论开关电源300在超音频模式下的单周期稳定状态。在图4所示的工作波形中，在同一周期内，输出电压U_out(t₁)>U_out(t₅)。而在图6中，随着低侧开关管LS的放电时长t_dis变短、补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值ΔV_ref变大，开关电源300的输出电压U_out会达到图6所示的单周期稳定状态，即在一个周期内满足U_out(t₁)=U_out(t₅)。若低侧开关管的放电时长t_dis继续缩短，补充斜坡补偿信号的幅值ΔV_ref的取值继续增大，则会出现输出电压U_out总是上升的情形，即U_out(t₁)<U_out(t₅)。

在图6所示的单周期稳定状态下，放电电荷量Q₁+Q₂应当等于充电电荷量Q₃，即Q₁+Q₂=Q₃，结合式(5)～(7)可得：

$\left\{\begin{array}{c}{Q}_1+Q_2=\frac{1}{2}{I}_V(t_{\mathrm{dis}}+t_{\mathrm{on}1})=\frac{V_{\mathrm{out}}{V}_{\mathrm{in}}{t_{\mathrm{dis}}}^2}{2L(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}\\ Q_3=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}(t_{\mathrm{on}2}+t_{\mathrm{off}})=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})V_{\mathrm{in}}{(t_{\mathrm{on}}-t_{\mathrm{on}1})}^2}{{2\mathrm{LV}}_{\mathrm{out}}}\end{array}\right.---\left(14\right)$

根据式(5)～(7)和(14)，可以得到下式

$\left\{\begin{array}{c}{t}_{\mathrm{on}}=\frac{{2V}_{\mathrm{out}}{t}_{\mathrm{dis}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}={2t}_{\mathrm{on}1}\\ t_{\mathrm{on}1}=\frac{\sqrt{{2V}_{\mathrm{out}}(\mathrm{\&Delta;U}-\mathrm{\&Delta;}{V}_{\mathrm{ref}})\mathrm{LC}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}\end{array}\right.---\left(15\right)$

根据式(15)可以得到补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值ΔV_ref和放电时长t_dis的表达式分别为

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}=\mathrm{\&Delta;U}-\frac{{\left[t_{\mathrm{on}}(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})\right]}^2}{{8\mathrm{LCV}}_{\mathrm{out}}}\\ t_{\mathrm{dis}}=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}{V_{\mathrm{out}}}\frac{t_{\mathrm{on}}}{2}\end{array}\right.---\left(16\right)$

可见，式(16)给出了开关电源300的输出电压U_out达到单周期稳定的临界值。如果补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值ΔV_ref大于式(16)所给定的临界值，或者低侧开关管LS的放电时长t_dis小于式(16)所给定的临界值，将使得输出电压U_out在单个周期内上升，使得下一周期的放电前电压差ΔU变大，不利于系统的稳定。

此外，根据前面的讨论，放电前电压差ΔU不应当大于正常电压差ΔU_m，因此，可将放电前电压差ΔU的最大值设定为正常电压差ΔU_m。根据式(2)与(16)，可得到补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值最大值为：

${\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}\left(\max \right)}=\frac{{t_{\mathrm{on}}}^2(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})({3V}_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{out}})}{{8\mathrm{LCV}}_{\mathrm{out}}}---\left(17\right)$

综上，当补充斜坡补偿信号V_slope2幅值满足如式(18)的限制条件时，开关电源300不仅可以消除超音频模式下的双脉冲，而且其输出电压U_out在单周期内不会上升：

$\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}){t_{\mathrm{on}}}^2}{2\mathrm{LC}}<{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}\&le;\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})({3V}_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{out}}){t_{\mathrm{on}}}^2}{{8\mathrm{LCV}}_{\mathrm{out}}}---\left(18\right)$

如图6所示，t₁～t₂时间段为低侧开关管LS的放电阶段，在该放电阶段内，补充斜坡补偿信号V_slope2的斜率为a，即

$\mathrm{\&alpha;}=f\left({\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}\right)=\frac{{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}}{t_{\mathrm{dis}}}---\left(19\right)$

由于低侧开关管LS的放电时长t_dis必然满足：

$t_{\mathrm{dis}\left(\max \right)}<\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})t_{\mathrm{on}}}{V_{\mathrm{out}}}---\left(20\right)$

将式(13)与(20)结合，因此补充斜坡补偿信号V_slope2的斜率a应当满足:

$\mathrm{\&alpha;}>\frac{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{out}}}{2\mathrm{LC}}---\left(21\right)$

根据前面的讨论可知，当补充斜坡补偿信号V_slope2的斜率a满足式(21)，开关电源300超音频模式下的双脉冲可以被消除。

为了防止开关电源300单个周期的输出电压U_out上升，根据式(16)，低侧开关管的LS的放电时长t_dis最小值应当满足：

$t_{\mathrm{dis}\left(\min \right)}=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}{V_{\mathrm{out}}}\frac{t_{\mathrm{on}}}{2}---\left(22\right)$

否则，若低侧开关管的LS的放电时长t_dis继续减小，输出电压U_out将会上升，使得下一周期的放电前电压差ΔU变大，不利于系统的稳定。将式(17)与(22)相结合，补充斜坡补偿信号V_slope2的斜率а满足：

$\mathrm{\&alpha;}\&le;\frac{t_{\mathrm{on}}({3V}_{\mathrm{in}}+V_{\mathrm{out}})}{4\mathrm{LC}}---\left(23\right)$

综上，如果低侧开关管LS的斜率а同时满足式(21)和(23)，开关电源300不仅可以消除超音频模式下的双脉冲，而且输出电压U_out不会上升。

下面根据图7来讨论开关电源300的输出电压U_out在超音频模式下趋于收敛的条件。图7是根据本发明一实施例的图5所示的开关电源300在超音频模式下的工作波形图。如图7所示，在本周期的导通脉冲211来临前，输出电压U_out基本稳定在第一电压V_o1，经过导通脉冲211后，输出电压U_out基本稳定在第二电压V_o2，经过下一周期的导通脉冲212后，输出电压U_out基本稳定在第三电压V_o3。

根据前面的讨论可知，补充斜坡补偿信号V_slope2的幅值ΔV_ref与其斜率a的关系如下

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}={\mathrm{\&alpha;t}}_{\mathrm{dis}}\\ t_{\mathrm{dis}}=\sqrt{2\left(\frac{\mathrm{\&Delta;U}-{\mathrm{\&Delta;V}}_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{out}}}\right)\mathrm{LC}}\end{array}\right.---\left(24\right)$

根据上式可以得出低侧开关管LS的放电时长t_dis为

$t_{\mathrm{dis}}=\frac{-\mathrm{\&alpha;}+\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{2\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{UV}}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}}{\frac{V_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}---\left(25\right)$

根据电荷守恒原理，可以得到下式：

$\left\{\begin{array}{c}C(V_{o1}-V_{o2})=C({\mathrm{\&Delta;U}}_1-{\mathrm{\&Delta;U}}_2)=Q_1-Q_2\\ Q_1=\frac{1}{2}{I}_V(t_{\mathrm{dis}}+t_{\mathrm{on}1})=\frac{V_{\mathrm{out}}{V}_{\mathrm{in}}{t_{\mathrm{dis}}}^2}{2L(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})}\\ Q_2=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}(t_{\mathrm{on}2}+t_{\mathrm{off}})=\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})V_{\mathrm{in}}{(t_{\mathrm{on}}-t_{\mathrm{on}1})}^2}{{2\mathrm{LV}}_{\mathrm{out}}}\\ t_{\mathrm{on}1}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}}}{t}_{\mathrm{dis}}\end{array}\right.---\left(26\right)$

其中，ΔU₁、ΔU₂、ΔU₃分别为第一电压V_o1、第二电压V_o2、第三电压V_o3与参考电压V_ref的差值。结合式(25)与(26)，可以得出

${\mathrm{\&Delta;U}}_1-{\mathrm{\&Delta;U}}_2=\frac{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}{{2V}_{\mathrm{out}}}[2\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_1{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}-2\mathrm{\&alpha;}-\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})t_{\mathrm{on}}}{\mathrm{LC}}]---\left(27\right)$

同理，可得

${\mathrm{\&Delta;U}}_2-{\mathrm{\&Delta;U}}_3=\frac{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}{{2V}_{\mathrm{out}}}[2\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_2{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}-2\mathrm{\&alpha;}-\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})t_{\mathrm{on}}}{\mathrm{LC}}]---\left(28\right)$

将式(27)与(28)相加，可得

$\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;U}}_1-{\mathrm{\&Delta;U}}_3=\frac{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}{V_{\mathrm{out}}}[(\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_1{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}+\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_2{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}})\\ -2\mathrm{\&alpha;}-\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})t_{\mathrm{on}}}{\mathrm{LC}}]\end{array}---\left(29\right)$

如果ΔU₁>ΔU₃，则开关电源300两个连续周期内的输出电压U_out是逐渐收敛的，可以逐渐趋近于一个稳定值，因此可得：

$\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_1{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}+\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_2{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}>}2\mathrm{\&alpha;}+\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})t_{\mathrm{on}}}{\mathrm{LC}}---\left(28\right)$

根据式(25)，得到

$2\mathrm{\&alpha;}+\frac{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{out}})t_{\mathrm{on}}}{\mathrm{LC}}=2\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_1{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}-\frac{2({\mathrm{\&Delta;U}}_1-{\mathrm{\&Delta;U}}_2)V_{\mathrm{out}}}{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}---\left(29\right)$

将式(29)代入式(28)，得到

$\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_1{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}-\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_2{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}<\frac{2({\mathrm{\&Delta;U}}_1-{\mathrm{\&Delta;U}}_2)V_{\mathrm{out}}}{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}---\left(30\right)$

对式(30)进行变换，可以得到

$\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_1{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}+\sqrt{{\mathrm{\&alpha;}}^2+\frac{{2\mathrm{\&Delta;U}}_2{V}_{\mathrm{out}}}{\mathrm{LC}}}>\frac{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}{\mathrm{LC}}---\left(31\right)$

如果满足式(32)，则上式必然成立。

$\mathrm{\&alpha;}\&GreaterEqual;\frac{t_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{in}}}{2\mathrm{LC}}---\left(32\right)$

可见，在超音频模式下，当补充斜坡补偿信号V_slope2的斜率a满足式(32)，开关电源300的输出电压U_out是收敛的，最终输出电压U_out收敛为如图6所示的稳定状态。

图8为根据本发明另一实施例的恒定导通时长控制的开关电源400的电路原理图。开关电源400的结构与图3所示开关电源300的结构相似，包括控制电路和开关电路404。其中控制电路包括导通时长控制单元401、比较单元402、逻辑单元403、斜坡信号产生单元405以及超音频模式判断单元406。在图8所示的实施例中，斜坡信号产生单元405包括正常斜坡产生单元451和补充斜坡产生单元452。其中正常斜坡产生单元451用于产生正常斜坡补偿信号V_slope1，补充斜坡产生单元452耦接至超音频模式判断单元406，用于产生补充斜坡补偿信号V_slope2。斜坡补偿信号VSLOPE具有正常斜坡补偿信号V_slope1和补充斜坡补偿信号V_slope2两部分，为正常斜坡补偿信号V_slope1和补充斜坡补偿信号V_slope2的代数和。在一个实施例中，补充斜坡补偿信号V_slope2具有其电压以固定斜率从零电压上升的形式。

比较单元402包括比较器COM1。比较器COM1具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中同相输入端接收参考电压V_ref与斜坡补偿信号VSLOPE的代数和，反相输入端耦接至开关电路304的输出端以接收输出电压U_out，输出端提供比较信号SET。本领域的普通技术人员应当理解，在一个可替换的实施例中，斜坡补偿信号VSLOPE也可加在比较器COM1的反相输入端，只要代数算法相反即可。

导通时长控制单元401产生导通时长控制信号COT，以控制高侧开关管HS的导通时长t_on。在一个实施例中，高侧开关管HS的导通时长t_on被设置为恒定值，或与输入电压V_in和/或输出电压V_out有关的可变值。

在一个实施例中，控制电路还包括过零检测单元408。过零检测单元408检测流过低侧开关管LS的电流。当过零检测单元408检测到流过低侧开关管LS的电流下降到一定的范围，例如小于电流偏置信号时，输出有效的过零检测信号ZCD，以关断低侧开关管LS。其中该电流偏置信号可以等于零，也可以是大于零的一个小信号。在一个实施例中，低侧开关管LS自身具有导通电阻，过零检测单元408接收低侧开关管LS两端的电压，并将该电压与预设的电压偏置信号相比较，根据该比较结果输出过零检测信号ZCD。

在图8所示的实施例中，为了避免噪声干扰等对比较单元402造成影响，导致高侧开关管HS刚被关断，立刻又被导通，控制电路还包括最小关断时间单元409。该最小关断时间单元409在最小关断时长TOFF_MIN内将比较单元402输出的比较信号SET屏蔽。为了说明书简明起见，在此对最小关断时间单元409不再赘述。

在图8所示的实施例中，逻辑单元403耦接至导通时长控制单元301、比较单元302、USM判断单元406、零电流关断单元408以及最小关断时间单元409，根据导通时长控制信号COT、比较信号SET、标识信号FLAG以及零电流关断信号ZCD，产生高侧控制信号HCTRL和低侧控制信号LCTRL。如图8所示，逻辑单元403包括第一与门431、RS触发器432、第二与门433以及或门434。第一与门431具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至比较单元402的输出端接收SET信号，第二输入端耦接至最小关断时间单元409。RS触发器432具有置位端S、复位端R、第一输出端Q和第二输出端/Q，其中复位端R耦接至导通时长控制单元401的输出端以接收导通时长控制信号COT，置位端S耦接至第一与门431的输出端。RS触发器432在其第一输出端Q提供高侧控制信号HCTRL。第二与门433具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至RS触发器432的第二输出端/Q，第二输入端耦接至过零检测单元408，以接收过零检测信号ZCD。或门434具有第一输入端、第二输入端以及输出端，其中第一输入端耦接至第二与门433的输出端，第二输入端耦接至USM判断单元406以接收标识信号FLAG。或门434在其输出端提供低侧控制信号LCTRL以控制低侧开关管LS。

在一个实施例中，开关电源400还包括驱动电路。驱动电路耦接至逻辑单元403以接收高侧控制信号HCTRL和低侧控制信号LCTRL，并产生驱动信号至高侧开关管HS和低侧开关管LS的控制端，以驱动这两个开关管。

尽管在以上所描述的图5至图8的实施例中，补充斜坡补偿信号V_slope2具有在低侧开关管LS的放电阶段内其电压以某一固定斜率从零电压上升、在放电阶段外其电压为零的形式，但本领域技术人员可以理解，具有其他表现形式的补充斜坡补偿信号V_slope2，例如，在放电阶段内斜率不定的补充斜坡补偿信号V_slope2、放电阶段内阶梯上升的补充斜坡补偿信号V_slope2等，这些列举的实施例也同样适用于本发明，只要放电阶段内产生的补充斜坡补偿信号V_slope2可以加速反馈信号U_out达到参考电压V_ref，减小低侧开关管LS的放电时长到合适的值，就可以实现消除超音频模式下双脉冲的目的。。

此外，尽管在上述实施例中，正常斜坡补偿信号V_slope1为锯齿波信号，具有这样的表现形式：在高侧开关管HS由关断变为导通时从零电位快速下降至预设值，然后以某一斜率从该预设值开始上升，直到回到零电位时保持不变。但本领域技术人员可以理解，具有其他表现形式的正常斜坡补偿信号V_slope1也同样适用于本发明。

图9为根据本发明一实施例的用于恒定导通时长控制的开关电源的控制方法500的流程图，该开关电源包括高侧开关管、低侧开关管、电感器和与负载并联的输出电容器，该控制电路通过控制高侧开关管和低侧开关管的导通与关断，将输入电压转换成输出电压。该控制方法包括步骤501～510。

如图9所示，在步骤501，判断开关电源是否进入超音频模式。如果步骤501的判断结果为“是”，则执行步骤502～505。

在步骤502，导通低侧开关管，对输出电容器进行放电。

在步骤503，在低侧开关管的放电阶段内产生补充斜坡补偿信号。在一个实施例中，补充斜坡补偿信号具有其电压以固定斜率从初始电压上升的形式。在其它实施例中，补充斜坡补偿信号的电压具有随时间单调增加的其他形式。

在步骤504，将补充斜坡信号与参考电压的代数和与代表开关电源输出电压的反馈信号相比较，判断补充斜坡信号与参考电压的代数和是否达到反馈信号。如果步骤504的比较结果为“是”，则执行步骤505，否则继续执行步骤504。

在步骤505，关断低侧开关管，然后执行步骤507～510。

如果步骤501的判断结果为“否”，则执行步骤506。在步骤506，将参考电压与反馈信号相比较，判断反馈信号是否达到参考电压。如果步骤506的比较结果为“是”，则执行步骤执行步骤507～510，否则返回执行步骤501。

在步骤507，导通高侧开关管。

在步骤508，产生控制高侧开关管导通时长的导通时长控制信号，基于导通时长控制信号，在导通时长结束后将高侧开关管关断。

在步骤509，导通低侧开关管。

在步骤510，在流过低侧开关管的电流过零时，关断低侧开关管。

然后执行步骤返回501。

在一个实施例中，步骤501的判断方式包括将当前开关频率与预设的开关频率进行比较，若当前开关频率减小至等于预设开关频率，则视为开关电源进入超音频模式。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (19)

1.一种用于恒定导通时长控制的开关电源的控制电路，该开关电源包括高侧开关管、低侧开关管、电感器和与负载并联的输出电容器，该控制电路通过控制高侧开关管和低侧开关管的导通与关断，将输入电压转换成输出电压，该控制电路包括：

导通时长控制单元，产生控制高侧开关管导通时长的导通时长控制信号；

超音频模式判断单元，判断开关电源是否进入超音频模式，产生标识信号；

斜坡信号产生单元，耦接至超音频模式判断单元以接收标识信号，产生斜坡补偿信号；

比较单元，耦接至斜坡信号产生单元和开关电源，基于斜坡补偿信号、参考电压和代表开关电源输出电压的反馈信号，产生比较信号；

逻辑单元，分别耦接至导通时长控制单元、比较单元和超音频模式判断单元，根据导通时长控制信号、比较信号和标识信号，产生高侧控制信号和低侧控制信号以分别控制高侧开关管与低侧开关管；

其中在开关电路的开关频率接近音频范围时，开关电源进入超音频模式，逻辑单元导通低侧开关管以对输出电容器进行放电，放电阶段持续至比较单元输出导通高侧开关管的比较信号，斜坡补偿信号具有正常斜坡补偿信号和在所述放电阶段内其电压从初始电压上升的补充斜坡补偿信号两部分，该补充斜坡补偿信号使高侧开关管提前导通、低侧开关管的放电时长缩短以消除超音频模式下的双脉冲。

2.如权利要求1所述的控制电路，其中该斜坡信号产生单元包括：

正常斜坡产生单元，用于产生正常斜坡补偿信号；

补充斜坡产生单元，耦接至超音频模式判断单元以接收标识信号，用于在所述放电阶段内产生补充斜坡补偿信号。

3.如权利要求1所述的控制电路，其中该补充斜坡补偿信号具有其电压以固定斜率从初始电压上升的形式。

4.如权利要求3所述的控制电路，其中所述补充斜坡补偿信号的斜率大于t_onV_out/2LC，其中t_on为高侧开关管的导通时长，V_out为稳态输出电压，L和C分别为所述电感器和输出电容器的电感值和电容值。

5.如权利要求4所述的控制电路，其中所述补充斜坡补偿信号的斜率最大值为t_on(3V_in+V_out)/4LC。

6.如权利要求4所述的控制电路，其中所述补充斜坡补偿信号的斜率最小值为t_onV_in/2LC，其中V_in为输入电压。

7.如权利要求3所述的控制电路，其中所述补充斜坡补偿信号的幅值最小值为(V_in-V_out)t_on ²/2LC，其中t_on为高侧开关管的导通时长，V_in为输入电压，V_out为稳态输出电压，L和C分别为所述电感器和输出电容器的电感值和电容值。

8.如权利要求7所述的控制电路，其中所述补充斜坡补偿信号的幅值最大值为t_on ²(V_in-V_out)(3V_in+V_out)/8LCV_out。

9.如权利要求1所述的控制电路，其中比较单元包括比较器，该比较器具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中第一输入端接收参考电压与斜坡补偿信号的代数和，第二输入端接收反馈信号，输出端提供比较信号。

10.如权利要求1所述的控制电路，其中超音频模式判断单元将当前开关周期与预设开关周期进行比较，若当前开关周期达到预设开关周期，则视为开关电源进入超音频模式。

11.一种恒定导通时长控制的开关电源，包括：

如权利要求1至10中任一项所述的控制电路；

高侧开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收输入电压，控制端耦接至逻辑单元以接收高侧控制信号；

低侧开关管，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至高侧开关管的第二端，第二端接地，控制端耦接至逻辑单元以接收低侧控制信号；

电感器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至高侧开关管的第二端和低侧开关管的第一端；以及

输出电容器，耦接在电感器的第二端和地之间。

12.一种用于开关电源的恒定导通时长控制方法，该开关电源包括高侧开关管、低侧开关管、电感器和与负载并联的输出电容器，该控制电路通过控制高侧开关管和低侧开关管的导通与关断，将输入电压转换成输出电压，该控制方法包括：

判断开关电源是否进入超音频模式；

若开关电路的开关频率接近音频范围，开关电源进入超音频模式，导通低侧开关管以对输出电容器进行放电；

在上述放电阶段内产生补充斜坡补偿信号，该补充斜坡补偿信号具有在放电阶段内从初始电压上升的形式，使高侧开关管提前导通、低侧开关管的放电时长缩短以消除超音频模式下的双脉冲；

将补充斜坡补偿信号与参考电压的代数和同代表开关电源输出电压的反馈信号相比较；

若补充斜坡补偿信号与参考电压的代数和达到反馈信号，关断低侧开关管；

导通高侧开关管；

产生导通时长控制信号，并基于导通时长控制信号关断高侧开关管；

导通低侧开关管；

流过低侧开关管的电流过零时，关断低侧开关管。

13.如权利要求12所述的控制方法，其中该补充斜坡补偿信号具有其电压以固定斜率从初始电压上升的形式。

14.如权利要求13所述的控制方法，其中所述补充斜坡补偿信号的斜率大于t_onV_out/2LC，其中t_on为高侧开关管的导通时长，V_out为稳态输出电压，L和C分别为所述电感器和输出电容器的电感值和电容值。

15.如权利要求14所述的控制方法，其中所述补充斜坡补偿信号的斜率最大值为t_on(3V_in+V_out)/4LC。

16.如权利要求14所述的控制方法，其中所述补充斜坡补偿信号的斜率最小值为t_onV_in/2LC，其中V_in为输入电压。

17.如权利要求13所述的控制方法，其中所述补充斜坡补偿信号的幅值最小值为(V_in-V_out)t_on ²/2LC，其中t_on为高侧开关管的导通时长，V_in为输入电压，V_out为稳态输出电压，L和C分别为所述电感器和输出电容器的电感值和电容值。

18.如权利要求17所述的控制方法，其中所述补充斜坡补偿信号的幅值最大值为t_on ²(V_in-V_out)(3V_in+V_out)/8LCV_out。

19.如权利要求12所述的控制方法，其中判断开关电源进入超音频模式的方式为：将当前开关周期与预设的开关周期进行比较，若当前开关周期达到预设开关周期，则视为开关电源进入超音频模式。