CN102420528A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

开关电源装置包括：提取第1线圈受感应形成的电压的基本波成分的基本波成分提取电路；生成具有可根据所述基本波成分的变化而变化的振荡频率的时钟信号的振荡器；生成用于控制开关元件的接通与切断的控制信号并向开关元件的栅极输出该控制信号的控制电路，该控制信号的能率根据所述时钟信号的振荡频率的变化或者平滑电容器的电压的变化而变化。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及一种具备功率因数改善电路的升压型开关电源装置。
背景技术
在利用整流器和平滑电容器来变换交流电源的交流电压使之成为直流电压的开关电源装置中，由于输入到该开关电源装置中的电流的波形会变形，因而导致功率降低。
为此，在现有技术中的开关电源装置中采用能减小被输入到开关电源装置中的电流的波形变形的电路。在所述电路中，所述整流器的输出端上连接有由升压电感器、开关元件、整流二极管以及第2平滑电容器所构成的升压斩波电路。此类电路能通过减小电流波形的变形来改善功率因数，因此被称为功率因数改善电路。
功率因数改善电路的控制方式有2种。第1种方式是DCM(DiscontinuousConduction Mode：非连续导通方式)。根据DCM方式，在规定期间内，接通开关元件使电流流过升压电感器，当切断开关元件时，检测出流过升压电感器的电流已成为零，之后再次接通开关元件。第2种方式是CCM(ContinuousConduction Mode：连续导通方式)。根据CCM方式，按规定周期进行PWM(PulseWidth Modulation：脉宽调制)控制，并不考虑流过升压电感器的电流。
图5是与专利文献1的图1相对应的图，是表示现有技术中的具备功率因数改善电路的开关电源装置101的电路图。图5所示的功率因数改善电路采用了CCM方式。图5的开关电源装置101包括用于除去交流输入电压Vin所包含的噪音的滤波器111、对通过滤波器111所输入的交流输入电压Vin进行整流的桥式整流电路DB。另外，开关电源装置101还具备有对桥式整流电路DB所输出的整流电压进行平滑处理的平滑电容器C101。
此外，在平滑电容器C101的两端连接有由升压电感器L101、开关元件Q101、电阻R104构成的第1串联电路。开关元件Q101例如是MOSFET(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。在开关元件Q101的漏极-源极之间，连接有由整流二极管D101和平滑电容器C104构成的第2串联电路。在平滑电容器C104的两端连接有由电阻R108和电阻R109构成的第3串联电路。
在现有技术中的采用CCM方式的功率因数改善电路的开关电源装置101中，向负载输出一定量以上的电力时，流过升压电感器L101的电流发生直流重叠，电流将连续流过升压电感器L101。
在此，所述一定量以上的电力取决于升压电感器L101的电感、开关元件Q101的接通期间以及施加在升压电感器L101上的电压等。
若在升压电感器L101发生了直流重叠，当电流从升压电感器L101流入整流二极管D101时，开关元件Q101将被接通。由于关元件Q101被接通，整流二极管D101从接通状态急剧变化为被施加反向电压的状态。由此，在接通开关元件Q101之后的整流二极管D101中，恢复电流从其阴极流向阳极。
虽然该恢复电流是流过期间较短的脉冲状电流，但是该恢复电流大于当整流二极管D101被接通时流过整流二极管D101的电流。因此，恢复电流的流入导致发生噪音。为了降低该噪音，一般与整流二极管D101并联地设置缓冲电路。
在图5所示的现有技术中的功率因数改善电路中，在开关元件Q101的栅极端子以及“与”电路127的输出端子和振荡器119的电阻RT(定时电阻)之间设有基本波成分提取电路118。
基本波成分提取电路118由电容器C105以及串联连接的电阻R110和电阻R111所构成。电容器C105的一端连接在电阻R110和R111的连接点上，另一端电接地。
振荡器119可根据作为被输入到开关元件Q101的栅极中的控制信号F的基本波成分的、由基本波成分提取电路118所输出的控制信号G，使振荡频率发生变化。由于控制信号G的变化引起振荡器119的振荡频率的变化，因此，作为PWM信号的控制信号F的频率(即，控制信号F的能率(duty))也发生变化。
由于作为PWM信号的控制信号F的频率发生变化，因此控制信号F所包含的高次谐波成分的频率发生分散。随着所述高次谐波成分的频率的分散，因所述恢复电流而发生的噪音的频率也与所述高次谐波成分的频率一样发生分散。由此，不再发生所述噪音在单一频率上重叠的现象，从而能够降低所述噪音(即，能使所述噪音的电平降为更低，参照专利文献1)。
在图5的开关电源装置101中，桥式整流电路DB通过作为噪音滤波器的滤波器111来对交流输入电压Vin进行整流。从桥式整流电路DB输出的整流电压通过平滑电容器C101(通常模式的滤波器)被提供给升压斩波电路。
升压斩波电路由升压电感器L101、例如是MOSFET的开关元件Q101、整流二极管D101以及平滑电容器C104所构成。升压斩波电路根据从具备有控制电路部的“与”电路127输出的控制信号F，使开关元件Q101接通/切断。由此，升压之后的输出电压Vo被输出到平滑电容器C104的两端上
控制电路部包括电压检测用运算放大器113、乘法器115、电流检测用运算放大器117、振荡器(OSC)119、PWM比较器123、逆变器(INV)121、RS双稳态多谐振荡器电路125以及“与”电路127。在该控制电路部中，从“与”电路127向开关元件Q101输出控制信号。
升压斩波电路和控制电路部由升压斩波型有源滤波器电路构成。在该有源滤波器电路中，在以开关元件Q101的切换频率作为固定频率的基础上进行PWM控制。并且，当输入和输出之间的关系满足规定条件时，在流过升压电感器L101的电流上重叠直流。此类有源滤波器电路称之为电流连续型有源滤波器电路。
在所述有源滤波器电路中，为了使输入电流波形成为与输入电压波形相同的正弦波，对输入电压波形进行检测。并以所检测出的输入电压波形作为正弦波电流波形的目标值。
在图5所示的例子中，由串联连接的电阻R101和电阻R102对来自平流电容器C101的输入电压进行分压。分压之后的电压被输入到乘法器115的一侧的输入端子C中。
另外，由电阻R108和电阻R109对输出电压Vo进行分压，并由电压检测用运算放大器113对分压之后的输出电压Vo和基准电压Vref之间的误差电压进行放大。放大之后的误差电压通过由电容器C106、C107以及电阻R107所构成的相位补偿电路被输出到乘法器115的另一侧的输入端子D。
图5的乘法器115是电流输出型乘法器。乘法器115对从电压检测用运算放大器113输出的放大之后的误差电压、从电阻R101和电阻R102的连接点输入的电压进行乘算。然后，将输出信号E输出到电流检测用运算放大器117的反相输入端子(-)。即，乘法器115根据输出电压Vo的误信号的大小(根据输出电压Vo与从桥式整流电路DB输出的整流电压相差多少的程度)，来决定成为目标的正弦波电流的大小。
电流检测用运算放大器117对作为开关电流目标值的输出信号E和通过电阻R104(电流检测电阻)检测出的开关电流进行比较放大，并向PWM比较器123的反相输入端子(-)输出输出信号J。
在振荡器119和地线(GND)之间连接有电容器CT。同样，在振荡器119和地线(GND)之间还连接有电阻RT。振荡器119的振荡频率取决于电容器CT的容量值和电阻RT的电阻值。开关元件Q101的开关频率取决于振荡器119的振荡频率。
振荡器119反复进行电容器CT中将被蓄积的电荷的充电以及所蓄积的电荷的放电。由此，生成如图6的时间图所表示的三角波信号A。与此同时，振荡器119根据三角波A的上限值以及下限值，生成矩形波信号B。
三角波信号A被输出到PWM比较器123的反相输入端子(+)，矩形波信号B被输出到RS双稳态多谐振荡器电路125的复位端子R和逆变器121的输入端。
当振荡器119输出的三角波信号A为电流检测用运算放大器17输出的输出信号J以上时，PWM比较器123向RS双稳态多谐振荡器电路125的置位端子S输出H电平的信号。另外，当振荡器119输出的三角波信号A小于电流检测用运算放大器17输出的输出信号J时，PWM比较器123向RS双稳态多谐振荡器电路125的置位置位端子S输出L电平的信号。
RS双稳态多谐振荡器电路125根据从PWM比较器123输出给置位端子S的H水平的信号，由输出端子Q输出H水平的信号。该H水平的信号被输入到“与”电路127的一方的输入端子中。另外，RS双稳态多谐振荡器电路125根据从振荡器119输出之后输入到复位端子R的矩形波信号B而复位，并从输出端子Q输出L电平的信号。该L电平的信号被输入到“与”电路127的一侧的输入端子中。
逆变器121使矩形波信号B反相。反相之后的矩形波信号B(杠CLK)被输入到“与”电路127的另一方的输入端子中。
“与”电路127求出从RS双稳态多谐振荡器电路125的输出端子Q输出的信号和从逆变器121输出的信号的“与”(逻辑积)。通过求出“与”而生成的信号被作为控制信号F被输出到开关元件Q101的栅极。
图6表示了控制信号F的波形。根据图6，控制信号F在时刻t11～时刻t12以及时刻t14～时刻t15内成为H电平。时刻t11、t14是三角波信号A开始成为J以上的时刻。时刻t12、t15是矩形波信号B从L电平变化为H电平的时刻。由此，可以说H电平的矩形波信号B是表示开关元件Q101必定被切断的空载时间(dead time)之开始的信号。
在图6所示的例子中，电流检测用运算放大器117输出的输出信号J随着时间的经过而增大，与此同时，被输入到开关元件Q101的栅极的控制信号F为H电平的时间随着时间的经过而缩短。因此，输出电压Vo随着时间的经过保持大致一定的值。与此同时，被输入到开关电源装置101的电流的波形被控制为大致正弦波。因此能够改善功率。
基本波成分提取电路118具备有串联的电阻R110以及电阻R111，这些电阻被设置在“与”电路127的输出端子(即，开关元件Q101的栅极端子)与连接振荡器119和电阻RT而成的连接点之间。并且，基本波成分提取电路118还具备有一端连接于电阻R110和电阻R111的连接点上且另一端电接地的电容器C105。
基本波成分提取电路118通过由电阻R111和电容器C105构成的CR滤波器，提取开关元件Q101的控制信号F的基本波成分，并向振荡器119的电阻RT输出控制信号G，该控制信号G是控制信号F的基本波成分。将提取控制信号F的基本波成分的处理称为平均值化。
图7是表示用于说明基本波成分提取电路118的动作的各部分的信号的时间表。以下，参照图7来说明基本波成分提取电路118的动作。
首先，为了使输入到开关电源装置中的电流成为正弦波形状，在图5的开关电源装置101中，对整流电压进行分压。即，利用电阻R101和电阻R102对整流通过滤波器111输入到桥式整流电路DB中的交流输入电压Vin而生成的整流电压进行分压。通过将分压后的电压输入到乘法器115的一侧的输入端子C中，在所述控制电路部中，生成开关元件Q101的控制信号F。因此，控制信号F是包含交流输入电压Vin的商用频率的频率成分(即，正弦波成分)的信号。
基本波成分提取电路118通过提取控制信号F的基本波成分，来获得图7所示的电容器C105的电压C105v。
电容器C105的电压C105v通过作为电平调整用电阻的电阻R110，被施加在振荡器119的电阻RT上。由此，被施加在电阻RT上的电压C105v发生如图7所示的变动，从而能够使振荡器119的振荡频率与商用频率的正弦波成分的变动相应地变动。即，能够基于商用频率的正弦波成分进行频率调制。
其结果，由于开关元件Q101的开关频率在一定范围内变动，因此由开关元件Q101输出的输出信号(PWM信号)的频率成分也在一定范围内分散。根据于此，以开关频率为主成分，被反馈到开关元件Q101的输入端的噪音的频率成分被分散在一定范围内，具有多个频率的噪音(电压噪音)成为个别存在的状态。由此，不再发生噪音重叠，从而噪音的电压电平会降低。
在此，被反馈到开关元件Q101的输入端的噪音是因所述恢复电流的流入而发生的噪音。
与图5的开关电源装置101一样，作为能降低因进行切换而发生的噪音的装置，专利文献2中揭示了能以低成本降低开关控制信号所包含的高频率成分所致噪音的DC-DC变换器。
专利文献1：日本国专利公报，特开2009-177954号公报(公开日：2009年8月6日)
专利文献2：日本国专利公报，专利第3456583号(登记日：2003年8月1日)
发明内容
想降低CCM方式的功率因数改善电路中发生的噪音时，与整流二极管D101并联设置缓冲电路的方法既简单又有效。
但是，所述缓冲电路是一种将导致噪音的能量(即，电力)变换为热能的电路。因此，所述缓冲电路的发热增大时，功率损耗也相应地增大，从而能量利用系数会下降。
在图5所示的功率因数改善电路中，并未采用缓冲电路，因此能在不降低能量利用系数的情况下减少噪音。可通过式(1)来表示输出电压Vo的脉宽和输出电压Vo的周期之比即能率。其中，Vin是交流输入电压的实效值，Vo是输出电压，f是交流输入电压的频率。
Duty = V 0 - 2 * V in sin ( 2 * π * f * t ) V 0 · · · ( 1 )
根据式(1)，当交流输入电压的相位是180°的倍数时，能率成为最大。因此，在交流输入电压的实效值(式(1)中的Vin)较低的情况下，输入电压的相位靠近180°的倍数时，能率受IC的最大能率(例如，90～94％)的限制，而能率保持一定时，基本波成分提取电路118的输出电压也保持一定。由此，振荡器119的振荡频率被固定，且开关元件Q101的切换频率也被固定的结果，进行切换而发生的噪音的频率不分散而导致所述噪音重叠的问题。
另外，专利文献2的DC-DC变换器中存在以下问题。即，参照专利文献2的图1可知，关于由二极管16、17和电阻18所构成的追加部件19，必须要布置高压线的图形，由于安全规格的制约，在构成追加部件19的部件和与这些部件相邻接的配线之间，必须要有较大的沿面放电路径(creeping distance)。这对电路安装构成制约。
并且，专利文献2的DC-DC变换器中还存在以下的问题。即，因追加电阻18，而总是发生电阻18所致的输入损失(功率损耗)。近年来，随着节电意识的提高，例如在轻负荷输出的情况下，设想通过使功率改善变换器停止动作的方法将耗电抑制到极限时，由于经常发生电阻18所致的损失，因而无法实现节电。
鉴于上述问题，本发明目的在于提供能以低成本降低开关频率降低开关频率及其高次谐波中的噪音成分的开关电源装置。
(本发明所要解决的课题)
本发明的开关电源装置的特征在于包括：整流电路，其对交流电源输出的正弦波电压进行全波整流而获得整流电压；第1平滑电容器，其一端与所述整流电路的第1输出端连接且另一端与所述整流电路的第2输出端连接，该第1平滑电容器对所述整流电压进行平滑处理而输出脉动电流输出电压；第1串联电路，其由具有多个线圈的电感器、开关元件、电流检测电阻串联连接而构成，所述电感器的一端与所述第1平滑电容器的一端连接，所述电感器的另一端与所述开关元件的漏极连接，所述开关元件的源极与所述电流检测电阻的一端连接，所述电流检测电阻的另一端与所述第1平滑电容器的另一端连接，所述脉动电流输出电压被输入到所述电感器的一端；第2串联电路，其由整流二极管和第2平滑电容器串联连接而构成，所述整流二极管的阳极与所述开关元件的漏极连接，所述整流二极管的阴极与所述第2平滑电容器的一端连接，所述第2平滑电容器的另一端与所述开关元件的源极连接；基本波成分提取电路，其提取所述多个线圈中的任意一个受感应而产生的电压的基本波成分；振荡电路，其生成振荡频率根据提取到的所述基本波成分的变化而变化的时钟信号；控制电路，其生成用于控制所述开关元件的接通和切断的控制信号并向所述开关元件的栅极输出该控制信号，所述控制信号的能率根据所述时钟信号的振荡频率的变化或者所述第2平滑电容器的电压的变化而变化。
在所述开关电源装置中，采用了以规定周期进行PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)控制的CCM(Continuous Conduction Mode：连续导通方式)。
在采用CCM方式的所述开关电源装置中，向负载提供一定量以上的电力时，流过所述电感器的电流会发生直流重叠，电流会连续流入所述电感器。
在此，所述一定量以上的电力取决于上述电感器的电感、所述开关元件的接通期间以及施加在所述电感器的一端上的电压等。
在所述电感器发生直流重叠的情况下，电流从上述电感器流向所述整流二极管时，所述开关元件被接通。由于所述开关元件被接通，所述整流二极管从接通状态急剧变化为被施加反向电压的状态。由此，在所述开关元件被接通之后的所述整流二极管中，恢复电流从其阴极流向阳极。
该恢复电流是流动期限较短的脉冲状电流，但比起所述整流二极管被接通时流入所述整流二极管的电流，是相当大的电流。因此，恢复电流的流入导致发生噪音。
在所述开关电源装置中，设有所述基本波成分提取电路。所述振荡电路能根据从所述基本波成分提取电路输出的信号所包含的所述基本波成分的变化，使振荡频率发生变化。通过所述基本波成分发生变化而使上述振荡电路的振荡频率发生变化，输入到所述开关元件的栅极的控制信号F(PWM信号)的频率(即，所述控制信号的能率)也发生变化。
由于作为PWM信号的所述控制信号的频率发生变化，所述控制信号所包含的高次谐波成分的频率发生分散。随着所述高次谐波成分的频率发生分散，所述恢复电流而发生的噪音的频率也与所述高次谐波成分的频率一样发生分散。由此，不再发生所述噪音在单一频率上重叠的现象，从而能够减少所述噪音(即，能够使所述噪音的电平降低)。
在此，在所述开关电源装置中，所述基本波成分提取电路提取所述多个线圈中的任意一个线圈受感应而形成的电压的基本波成分并向所述振荡电路输出该基本波成分。由此，即使在所述控制信号的功率发生变化的情况下，也能使所述振荡频率根据所述基本波成分的变化而变化。因此，不会发生现有技术中的开关电源装置的功率因数改善电路中存在的因最大能率受制约而振荡频率被固定所导致噪音重叠的问题。
另外，在所述开关电源装置中，由于未使用缓冲电路，因此在不降低能量利用系数的情况下能以低成本减少噪音。
因此，能够提供能以低成本降低开关频率及其高次谐波的噪音成分的开关电源装置。
(发明的效果)
如上所述，本发明的开关电源装置包括：整流电路，其对交流电源输出的正弦波电压进行全波整流而获得整流电压；第1平滑电容器，其一端与所述整流电路的第1输出端连接且另一端与所述整流电路的第2输出端连接，该第1平滑电容器对所述整流电压进行平滑处理而输出脉动电流输出电压；第1串联电路，其由具有多个线圈的电感器、开关元件、电流检测电阻串联连接而构成，所述电感器的一端与所述第1平滑电容器的一端连接，所述电感器的另一端与所述开关元件的漏极连接，所述开关元件的源极与所述电流检测电阻的一端连接，所述电流检测电阻的另一端与所述第1平滑电容器的另一端连接，所述脉动电流输出电压被输入到所述电感器的一端；第2串联电路，其由整流二极管和第2平滑电容器串联连接而构成，所述整流二极管的阳极与所述开关元件的漏极连接，所述整流二极管的阴极与所述第2平滑电容器的一端连接，所述第2平滑电容器的另一端与所述开关元件的源极连接；基本波成分提取电路，其提取所述多个线圈中的任意一个受感应而产生的电压的基本波成分；振荡电路，其生成振荡频率根据提取到的所述基本波成分的变化而变化的时钟信号；控制电路，其生成用于控制所述开关元件的接通和切断的控制信号并向所述开关元件的栅极输出该控制信号，所述控制信号的能率根据所述时钟信号的振荡频率的变化或者所述第2平滑电容器的电压的变化而变化。
因此，能够提供能以低成本降低开关频率及其高次谐波的噪音成分的开关电源装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式的开关电源装置的电路图。
图2是表示用于说明本发明的实施方式的基本波形成分提取电路的动作的各部分的信号的时间图表。
图3是表示在未设置有源滤波器电路的情况下所述输入电流的波形不再是正弦波的情况的时间图表。
图4是流入第1线圈的电流的波形图。
图5是表示具备功率因数改善电路的现有技术中的开关电源装置的电路图。
图6是表示开关电源装置中的各信号的时间图表。
图7是表示用于说明基本波成分提取电路的动作的各部分的信号的时间图表。
<附图标记说明>
1   开关电源装置
2   功率因数改善电路
11  滤波器
13  电压检测用运算放大器(控制电路部)
15  乘法器(控制电路部)
17  电流检测用运算放大器(控制电路部)
18  基本波成分提取电路
19  振荡器(振荡电路、控制电路部)
21  逆变器(控制电路部)
23  PWM比较器(控制电路部)
25  RS双稳多谐振荡器(控制电路部)
27  “与”电路(控制电路部)
50  基准电压源(控制电路部)
A   三角波信号
B   矩形波信号
C1  平滑电容器(第1平滑电容器)
C2、C3、C6～C8、CT  电容器
C4  平滑电容器(第2平滑电容器)
D1  整流二极管
D2  二极管
DB  桥式整流电路(整流电路)
E   输出信号
F   控制信号
I   总充电电流
I1  电流
I2  电流
J   输出信号
L1  逆变器
N1  第1线圈
N2  第2线圈
Q1  开关元件
R1～R3、R5～R9、RT  电阻
R4  电阻(电流检测电阻)
R12 电阻(第1电阻)
R13 电阻(第2电阻)
V1  电压
V2  电压
Vin 交流输入电压(正弦波电压)
Vo  输出电压
Vref基准电压
具体实施方式
以下，参照图1～图4以及图6说明本发明的一实施方式。
(开关电源装置1)
图1是本实施方式的开关电源装置1的电路图。图1的开关电源装置1包括滤波器11和桥式整流电路DB(整流电路)，滤波器用于除去从交流电源输出的交流输入电压Vin(正弦波电压)中包含的噪音，桥式整流电路DB对通过滤波器11输入的交流输入电压Vin进行全波整流。另外，开关电源装置1还具备有平滑电容器C1(第1平滑电容器)和功率因数改善电路(功率改善变换器)2，平滑电容器C1对桥式整流电路DB所输出的整流电压进行平滑处理而获得脉动电流输出电压。
另外，在平滑电容器C1的两端连接有由具备多个线圈的电感器L1的第1线圈N1、开关元件Q1、电阻R4所构成的第1串联电路。开关元件Q1例如是MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。在开关元件Q1的漏极-源极之间，连接有由整流二极管D1和平滑电容器C4构所成的第2并联电路。在平滑电容器C4的两端连接有由电阻R8和电阻R9所构成的第3并联电路。
功率因数改善电路2包括基本波成分提取电路18、第1线圈N1、第2线圈N2、开关元件Q1、整流二极管D1、平滑电容器C4(第2平滑电容器)、电阻R1～R9、RT以及电容器C2、C3、C6、C7、CT。另外，功率因数改善电路2还具备有电压检测用运算放大器13、基准电压源50、乘法器15、电流检测用运算放大器17、振荡器19(振荡电路)、PWM比较器23、逆变器(INV)21、RS双稳态多谐振荡器电路25以及“与”电路27。基本波成分提取电路18由二极管D2、电阻R12、R13以及电容器C8所构成。第1线圈N1和第2线圈N2磁耦合，构成电感器L1。
在开关电源装置1中，交流输入电压Vin被输入到滤波器11的输入端。滤波器11的输出端连接至桥式整流电路DB的输入端。桥式整流电路DB的第1输出端连接至电阻R1的一端、平滑电容器C1的一端以及第1线圈N1的一端。第1线圈N1的另一端连接至整流二极管D1的阳极和开关元件Q1的漏极。
整流二极管D1的阴极连接至平滑电容器C4的一端以及电阻R8的一端。电阻R8的另一端连接至电阻R9的一端以及电压检测用运算放大器13的非反相输入端子(+)。
基准电压源50的输出端连接至电压检测用运算放大器13的反相输入端子(-)。电压检测用运算放大器13的输出端连接至电容器C7的一端、电阻R7的一端和乘法器15的一侧的输入端子D。电阻R7的另一端连接至电容器C6的一端。
乘法器15的另一侧的输入端子C连接至电阻R1的另一端以及电阻R2的一端。乘法器15的输出信号E被输出到电流检测用运算放大器17的反相输入端子(-)、电容器C3的一端、电阻R6的一端以及电阻R3的一端上。电阻R3的另一端连接至桥式整流电路DB的第2输出端、平滑电容器C1的另一端以及电阻R4(电流检测电阻)的一端。
电阻R5的一端连接至电流检测用运算放大器17的非反相输入端子(+)。电阻R6的另一端连接至电容器C2的一端。电流检测用运算放大器17的输出端连接至电容器C2的另一端、电容器C3的另一端以及PWM比较器23的反相输入端子(-)。
二极管D2的阳极连接至第2线圈N2的一端。二极管D2的阴极、电阻R12(第1电阻)的一端、电容器C8的一端以及电阻R13(第2电阻)的一端互相连接。电阻R13的另一端连接至电容器CT的一端和振荡器19的第1输入端子。电阻RT(定时电阻)的一端连接至振荡器19的第2输入端子。
振荡器19的第1输出端子连接至PWM比较器23的非反相输入端子(+)。振荡器19的第2输出端子连接至逆变器21的输入端以及RS双稳态多谐振荡器电路25的复位端子R。
PWM比较器23的输出端连接至RS双稳态多谐振荡器电路25的置位端子S。RS双稳态多谐振荡器电路25的输出端子Q连接至“与”电路27的一侧的输入端。逆变器21的输出端连接至“与”电路27的另一侧的输入端。“与”电路27的输出端连接至开关元件Q1的栅极。
另外，电阻R2的另一端、电容器C6的另一端、电容器C7的另一端、基准电压源50的输入端、电容器CT的另一端、电阻RT的另一端、电阻R4的另一端、电阻R5的另一端以及电阻R12的另一端电接地。同样，电容器C8的另一端、第2线圈N2的另一端、开关元件Q1的源极、平滑电容器C4的另一端以及电阻R9的另一端电接地。
图1的功率因数改善电路2，采用了按规定周期进行PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)控制而不受流入第1线圈N1(升压电感器)的电流的影响的CCM(Continuous Conduction Mode：连续导通模式)。
在具备CCM方式的功率因数改善电路的开关电源装置1中，向负载提供一定量以上的电力时，流过第1线圈N1的电流发生直流重叠，而第1线圈N1上则始终有电流流过。
在此，所述一定量以上的电力取决于第1线圈N1自身的电感、开关元件Q1的接通期间以及施加在第1线圈1的一端上的电压。
在第1线圈N1发生直流重叠的情况下，电流从第1线圈N1流过整流二极管D1时，开关元件Q1被接通。由于开关元件Q1被接通，整流二极管D1从接通状态急剧变化为被施加反向电压的状态。由此，在开关元件Q1被接通之后的整流二极管D1中，从其阴极向阳极流过恢复电流。
该恢复电流是流动期间较短的脉冲状电流，其明显大于整流二极管D1被接通时流入该整流二极管D1的电流。因此，因恢复电流的流入而发生噪音。
在图1的功率因数改善电路2中，在电感器L1的第2线圈N2和后述振荡器19的电容器CT之间，设有用于提取第1线圈N1感应出的电压V1的基本波成分的基本波成分提取电路18。振荡器19能根据基本波成分提取电路18所输出的信号中包含的所述基本波成分的变化，使由振荡器19生成的时钟信号的振荡频率发生变化。具体是，所述基本波成分增大时所述振荡频率会提高，而所述基本波成分减小时所述振荡频率会降低。
通过所述基本波成分发生变化而使振荡器19的振荡频率发生变化，被输入到开关元件Q1的栅极的控制信号F(PWM信号)的频率(即，控制信号F的能率)也发生变化。控制信号F的能率根据平滑电容器C4的电压(即，输出电压Vo)的变化而改变。
由于作为PWM信号的控制信号F的频率发生变化，控制信号F所包含的高次谐波成分的频率发生分散。随着所述高次谐波成分的频率发生分散，所述恢复电流所致噪音的频率也与所述高次谐波的频率一样发生分散。由此，不再发生所述噪音在单一频率上重叠的现象，从而能够降低(抑制)所述噪音(即，能够使所述噪音的电平降低)。关于基本波成分提取电路18，将在以下的(基本波成分提取电路18)的项目中进行说明
在此，在图1所示的功率因数改善电路2中，基本波成分提取电路18提取第1线圈N1感应产生的电压V1的基本波成分，并向振荡器19输出该基本波成分。由此，即使在控制信号F的能率发生了变化的情况下，也能根据所述基本波成分的变化而使所述振荡频率发生变化。因此，能够消除现有的开关电源装置的功率因数改善电路中存在的最大功率受限制且振荡频率被固定而导致噪音重叠的问题。
另外，在图1所示的功率因数改善电路2中，由于未使用缓冲电路，因此，能以低成本降低噪音，而电力效率并不会下降。
从而，能够提供能以低成本降低开关频率及其高次谐波的噪音成分的开关电源装置1。
可通过式(2)表示输出电压Vo的脉宽和输出电压Vo的周期之比即能率。在式(2)中，Vin是交流输入电压的实效值，Vo是输出电压，f是交流输入电压的频率。
Duty = V 0 - 2 * V in sin ( 2 * &pi; * f * t ) V 0 &CenterDot; &CenterDot; &CenterDot; ( 2 )
在图1的开关电源装置中，桥式整流电路DB通过作为噪音滤波器的滤波器11对交流输入电压Vin进行整流。从桥式整流电路DB输出的整流电压通过平滑电容器C1(通常模式的滤波器)被提供到升压斩波电路。
升压斩波电路包括电感器L1的第1线圈N1、例如是MOSFET的开关元件Q1、整流二极管D1以及平滑电容器C4。升压斩波电路根据从下述控制电路部(控制电路)所具备的“与”电路27输出的控制信号F，使开关元件Q1接通/切断。由此，升压之后的输出电压Vo将被输出至平滑电容器C4的两端。
控制电路部包括电压检测用运算放大器13、基准电压源50、乘法器15、电流检测用运算放大器17、振荡器(OSC)19、PWM比较器23、逆变器(INV)21、RS双稳态多谐振荡器电路25以及“与”电路27。该控制电路部通过“与”电路27向开关元件Q1输出控制信号F。
升压斩波电路和控制电路部构成升压斩波型有源滤波器电路，该有源滤波器电路在以开关元件Q1的切换频率作为固定频率的基础上进行PWM控制。并且，在输入端和输出端之间满足规定的条件时，流过第1线圈N1的电流发生直流重叠。此类有源滤波器电路被称为电流连续型有源滤波器电路。
在所述有源滤波器电路中，为了使输入到开关电源装置1中的输入电流的波形成为与输入到开关电源装置1中的电压(交流输入电压Vin)的波形相同的正弦波，对交流输入电压Vin的波形进行检测。并以检测出的输入电压波形作为正弦波电流波形的目标值。
另外，考虑开关电源装置1中未设置有源滤波器电路的情况。在此情况下，输入到开关电源装置1中的输入电流，只在交流输入电压Vin高于平滑电容器C4的电压时流过，所述输入电流的波形并不是正弦波(参照图3)。
在图1所示的例子中，平滑电容器C1输出的输入电压被串联连接的电阻R1和电阻R2分压。乘法器15将分压之后的电压输入到另一方的输入端子C中。
另外，输出电压Vo被电阻R8和电阻R9分压，电压检测用运算放大器13对分压之后的输出电压Vo和基准电压Vref之间的误差电压进行放大。放大之后的误差电压通过由电容器C6、C7以及电阻R7构成的相位补偿电路，被输出到乘法器15的一侧的输入端子D。
图1的乘法器15是电流输出型的乘法器。乘法器15对电压检测用运算放大器13所输出的放大之后的误差电压和从电阻R1和电阻R2的连接点输入的电压进行乘算。然后，将输出信号E输出到电流检测用运算放大器17的反相输入端子(-)。即，乘法器15根据输出电压Vo的误信号的大小(根据输出电压Vo与桥式整流电路DB所输出的整流电压相差多少的程度)，决定作为目标的正弦波电流的大小。
电流检测用运算放大器17对作为开关电流的目标值的输出信号E和由电阻R4(电流检测电阻)检测出的开关电流进行比较放大，并将输出信号J输出到PWM比较器23的反相输入端子(-)。
在振荡器19和地线(GND)之间，连接有电容器CT。同样，在振荡器19和地线(GND)之间，连接有电阻RT。振荡器119的振荡频率取决于电容器CT的容量值和电阻RT的电阻值。开关元件Q1的开关频率取决于振荡器19的振荡频率。
振荡器19反复进行将被蓄积到电容器CT中的电荷的充电以及蓄积在电容器CT中的电荷的放电。由此生成如图6的时间图所示的三角波信号A。同时，振荡器19根据三角波信号A的上限值以及下限值，生成矩形波信号B。
三角波信号A被输出到PWM比较器23的非反相输入端子(+)，矩形波信号B被输出到RS双稳态多谐振荡器电路25的复位端子R和逆变器21的输入端。
当振荡器19输出的三角波信号A为电流检测用运算放大器17输出的输出信号J以上时，PWM比较器23向RS双稳态多谐振荡器电路25的置位端子S输出H电平的信号。而自振荡器19输出的三角波信号A小于电流检测用运算放大器17输出的输出信号J时，PWM比较器23则向RS双稳态多谐振荡器电路25的置位端子S输出L电平的信号。
RS双稳态多谐振荡器电路25根据从PWM比较器23输出之后被输入到置位端子S的H电平的信号，从其输出端子Q输出H电平的信号。该H电平的信号被输入到“与”电路27的一侧的输入端子中。另外，RS双稳态多谐振荡器电路25根据从振荡器19输出之后被输入到复位端子R的矩形波信号B而被复位，并从其输出端子Q输出L电平的信号。该L电平的信号被输入到“与”电路27的一侧的输入端子。
逆变器21使矩形波信号B反相。反相之后的矩形波信号B(杠CLK)被输入到“与”电路27的另一侧的输入端子。
“与”电路27求出从RS双稳态多谐振荡器电路25的输出端子Q输出的信号和从逆变器21输出的信号的“与”(逻辑积)。通过进行“与”运算所生成的信号被作为控制信号F输出到开关元件Q1的栅极。
图6表示了控制信号F的波形。根据图6，控制信号F在时刻t11～时刻t12以及时刻t14～时刻t15之间为H电平。时刻t11、t14是三角波信号A开始成为输出信号J以上的时刻。时刻t12、t15是矩形波信号B从L电平变为H电平的时刻。根据上述，可以说H电平的矩形波信号B是表示开关元件Q1必然被切断的空载时间的开始的信号。
在图6的例子中，电流检测用运算放大器17输出的输出信号J随着时间的经过而增大，与此同时，输入到开关元件Q1的栅极的控制信号F为H电平的时间随着时间的经过而缩短。因此，输出电压Vo随着时间的经过保持大致一定的值。同时，输入到开关电源装置1的电流的波形被控制为大致正弦波。从而能够改善功率。
在此，参照图4说明输出信号J随着时间的经过增大的情况。图1的功率因数改善电路2是连续模式的有源滤波器电路，开关元件Q1被接通时的第1线圈N1的电流值不是零。具体是，在开关元件Q1被切断的期间内，流入第1线圈N1中的电流减少，接下来接通开关元件Q1时，以当时流入第1线圈N1的电流作为起点。图4表示的是流入第1线圈N1的电流的波形图。
(基本波成分提取电路18)
在基本波成分提取电路18中，电感器L1的第1线圈N1和电感器L1的第2线圈磁耦合。另外，第2线圈N2的匝数少于第1线圈N1的匝数。因此，在第1线圈N1的两端感应形成能使第1线圈N1的一端(图1中标有●记号的端部)成为正的电压V1的情况下，在第2线圈N2的两端感应形成(N2/N1)倍的电压V2。此时，电压V2是能使第2线圈N2的一端(图1中标有●记号的端部)成为正的电压。
图2是表示用于说明本实施方式的基本波成分提取电路18的动作的各部的信号的时间图。以下，参照图2说明基本波成分提取电路18的动作。
首先，为了使输入到开关电源装置1的电流成为正弦波，对整流电压进行分压。即，在图1的开关电源装置1中，用电阻R1和电阻R2对整流通过滤波器11被输入到桥式整流电路DB中的交流输入电压Vin而生成的整流电压进行分压。通过将分压之后的电压输入到乘法器15的另一侧的输入端子C，在所述控制电路部中，生成开关元件Q1的控制信号F。
所述控制电路部生成用于控制开关元件Q1的接通和切断的控制信号F，并向开关元件Q1的栅极输出控制信号F。控制信号F的能率根据所述时钟信号的振荡频率的变化或者平滑电容器C4的电压的变化而变化。具体是，所述时钟信号的振荡频率增高时控制信号F的能率变低，而所述时钟信号的振荡频率变低时控制信号F能率变高。同样，平滑电容器C4的电压变高时控制信号F的能率变低，平滑电容器C4的电压变低时控制信号F的能率变高。
在开关元件Q1被接通的期间内，包含商用频率的正弦波成分(即，基本波成分)并且是由桥式整流电路DB输出的整流电压被施加到电感器L1的第1线圈N1的一端上。其结果，在电感器L1的第2线圈N2可感应形成所述整流电压的(N2/N1)倍的电压V2。此时的电压V2是能使第2线圈N2的一端(图1中标有●记号的端部)成为正的电压。
在开关元件Q1被切断的期间内，输出电压Vo和桥式整流电路DB所输出的整流电压之间相差的电压被施加到电感器L1的第1线圈N1的另一端上。其结果，在电感器L1的第2线圈N2可感应形成所述相差的电压的(N2/N1)倍的电压V2。此时的电压V2是能使第2线圈N2的一端(图1中标有●记号的端部)成为负的电压。
在基本波成分提取电路18中，利用二极管D2对电感器L1的第2线圈N2受感应形成的电压V2进行整流(即，二极管D2提取第2线圈N2受感应形成的电压V2的正成分)。通过电阻R12和电容器C8构成的RC并列电路提取利用二极管D2进行整流的电压V2的商用频率的正弦波成分(即，基本波成分)。(即，进行平均值化，参照图2的电压C8v。)
电阻R12在电流流入二极管D2的期间(电压V2为负的期间)内，进行电容器C8中蓄积的电荷的放电。由此，进行基本波成分提取电路18中的基本波成分被提取。
通过电阻R13(电平调整用电阻)将包含所述基本波成分的电容器C8的电压C8v施加到振荡器19的电容器CT的一端。由此，根据商用频率的正弦波成分的变动而变动的电流I1流入电容器CT。另外，从振荡器19输出的一定的电流I2也流入电容器CT。
由此，随着如上所述的电流I1的变动(即，电容器C8的电压C8v发生变动)，电容器CT的总充电电流I(I＝I1+I2)发生如图2所示的变动。从而能使振荡器19的振荡频率根据商用频率的正弦波成分的变动而变动。即，可进行根据商用频率的正弦波成分的频率调制。
如上所述，由于振荡器19的振荡频率根据商用频率的正弦波成分的变动而变动，因此，从开关元件Q1输出的信号(PWM信号)的频率在一定范围内变动。由此，作为开关频率的主成分，被反馈到开关元件Q1的输入端的噪音的频率成分在一定范围内发生分散，具有多个频率的噪音(电压噪音)成为个别存在的状态。由于不再发生噪音重叠，因此噪音的电压电平会降低。
在此，被反馈到开关元件Q1的输入端的噪音，即是因流入所述恢复电流而产生的噪音。
另外，在本实施方式的功率因数改善电路2中，电感器L1中使用第1线圈N1以及第2线圈N2。第1线圈N1以及第2线圈N2磁耦合。由此，能将第1线圈N1受感应形成的高电压变换成第2线圈N2受感应形成的低电压，并将该低电压输入到基本波成分提取电路18中。
由于基本波成分提取电路18以低电压进行动作，因此不受安全规格的制约。从而，能将基本波成分提取电路18所使用的部件和与该部件相邻接的配线之间的沿面放电路径缩小到极限的程度，并能够进一步缩小开关电源装置1的尺寸。
另外，对轻负载(电力消耗较小的负载)供电时，设想通过停止功率因数改善电路2的动作的方法，将耗电降低到极限的情况。此时，电感器L1的第2线圈N2不会感应形成电压V2，因此，不会因电阻R13、R12而发生电力损失(即，电阻R13、R12的发热)。
在此，功率因数改善电路2的动作的停止，例如可通过外部信号(轻负载信号)来进行。具体是，通过所述外部信号，使振荡器19停止动作。此时，开关元件Q1不再反复进行接通/切断。从而，开关元件Q1的电力损失成为零，能够实现低耗电。
本发明的实施方式并不限于所述实施方式，可以进行种种变更。在上述实施方式中，说明了分散功率因数改善电路2的开关元件Q1的振荡频率的情况，但是本发明并不限定于此。例如，还可以通过电阻R13将功率因数改善电路2的电容器C8的电压C8v施加到DC/DC电容器的振荡器的电容器中，其中，该DC/DC变换器位于开关电源装置1的后段且以固定的开关频率进行PWM控制。所述DC/DC变换器，即是以开关电源装置1的输出端作为输入端的DC/DC变换器。通过以上所述结构，能够使所述DC/DC变换器的开关元件的振荡频率分散。作为电压值的一个例子，在功率因数改善电路2的输出电压Vo为400V(高压)的情况下，所述DC/DC变换器的输出电压为5～24V(低压)。
在所述开关电源装置中，所述电感器所具备的所述多个线圈可由第1线圈、与该第1线圈磁耦合的第2线圈构成。另外，所述第1线圈的一端可连接所述第1平滑电容器的一端，所述第1线圈的另一端可连接所述开关元件的漏极。另外，所述第2线圈的匝数少于所述第1线圈的匝数，上述基本波成分提取电路可以提取所述第2线圈受感应形成的电压的基本波成分。
在所述电感器中，使用第1线圈以及第2线圈，第1线圈以及第2线圈构成磁耦合。由此，能将所述第1线圈受感应形成的高电压变换为所述第2线圈受感应形成的低电压，并将该低电压输入到上述基本波成分提取电路中。
由此，所述基本波成分提取电路以低电压进行动作，因而不会受到安全规格的制约。从而，能够使所述基本波成分提取电路中使用的部件、与该部件相邻接的配线之间的沿面放电路径缩小到极限，并能够使所述开关电源装置的尺寸进一步缩小。
在所述开关电源装置中，所述基本波成分提取电路可在其阳极具备二极管，所述电感器的所述第2线圈受感应形成的电压施加在该二极管上。另外，所述基本波成分提取电路可具备一端与所述二极管的阴极连接，另一端与所述开关元件的源极连接的第1电阻。并且，上述基本波成分提取电路还可以具备与所述第1电阻并联连接的电容器、一端与所述二极管的阴极连接且另一端与所述振荡电路连接的第2电阻。
所述二极管对上述第2线圈受感应形成的电压进行整流(即，提取所述第2线圈受感应形成的电压的正成分)。
利用所述第1电阻和所述电容器构成的RC并联电路提取由上述二极管进行了整流的电压的所述基本波成分。具体是，在所述二极管中有电流流过的期间(所述第2线圈受感应形成的电压为负的期间)内，所述第1电阻释放所述电容器中蓄积的电荷。从而，能够提取所述基本波成分。
包含有所述基本波成分的所述电容器的电压通过所述第2电阻被施加到所述振荡器电路中。由此，能够根据包含有所述基本波成分的所述电容器的电压变动，使所述振荡器电路的振荡频率发生变动。
本发明并不局限于以上的各实施方式，在权利要求的范围内可进行种种变更，通过对不同的实施方式所揭示的技术手段进行适当组合而获得的实施方式也属于本发明的技术范畴内。
(工业上的可利用性)
本发明的开关电源装置能以低成本降低开关频率及其高次谐波的噪音成分，因此能适用于任何开关电源装置。尤其适合用于医疗器械用开关电源装置等。

Claims (3)

1.一种开关电源装置，其特征在于包括：
整流电路，其对交流电源输出的正弦波电压进行全波整流而获得整流电压；
第1平滑电容器，其一端与所述整流电路的第1输出端连接且另一端与所述整流电路的第2输出端连接，该第1平滑电容器对所述整流电压进行平滑处理而输出脉动电流输出电压；
第1串联电路，其由具有多个线圈的电感器、开关元件、电流检测电阻串联连接而构成，所述电感器的一端与所述第1平滑电容器的一端连接，所述电感器的另一端与所述开关元件的漏极连接，所述开关元件的源极与所述电流检测电阻的一端连接，所述电流检测电阻的另一端与所述第1平滑电容器的另一端连接，所述脉动电流输出电压被输入到所述电感器的一端；
第2串联电路，其由整流二极管和第2平滑电容器串联连接而构成，所述整流二极管的阳极与所述开关元件的漏极连接，所述整流二极管的阴极与所述第2平滑电容器的一端连接，所述第2平滑电容器的另一端与所述开关元件的源极连接；
基本波成分提取电路，其提取所述多个线圈中的任意一个受感应而产生的电压的基本波成分；
振荡电路，其生成振荡频率根据提取到的所述基本波成分的变化而变化的时钟信号；
控制电路，其生成用于控制所述开关元件的接通和切断的控制信号并向所述开关元件的栅极输出该控制信号，所述控制信号的能率根据所述时钟信号的振荡频率的变化或者所述第2平滑电容器的电压的变化而变化。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
所述电感器所具备的线圈是第1线圈和第2线圈，其中所述第2线圈与所述第1线圈磁耦合，且所述第2线圈的匝数比所述第1线圈的匝数少，
所述第1线圈的一端与所述第1平滑电容器的一端连接，所述第1线圈的另一端与所述开关元件的漏极连接，
所述基本波成分提取电路提取的是由所述第2线圈感应产生的电压的基本波成分。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于：
所述基本波成分提取电路包括二极管、第1电阻、电容器以及第2电阻，
所述二极管的阳极被施加由所述电感器的所述第2线圈感应产生的电压，
所述第1电阻的一端与所述二极管的阴极连接，另一端与所述开关元件的源极连接，
所述电容器与所述第1电阻并联连接，
所述第2电阻的一端与所述二极管的阴极连接，另一端与所述振荡电路连接。
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