JP2012070571A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング周波数及びその高調波におけるノイズ成分を低コストで低減できるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置１は、第１巻線Ｎ１に誘起される電圧Ｖ１の基本波成分を抽出する基本波成分抽出回路１８と、前記基本波成分の変化に応じて変化する発振周波数を有するクロック信号を生成する発振器１９と、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフとを制御する信号であって、前記クロック信号の発振周波数の変化に応じてデューティが変化するか、または、平滑コンデンサＣ４の電圧の変化に応じてデューティが変化する制御信号Ｆを生成するとともに、制御信号Ｆを、スイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する制御回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善回路を有する昇圧型のスイッチング電源装置に関する。

交流電源の交流電圧を、整流器と第１の平滑コンデンサとにより直流電圧に変換するスイッチング電源装置では、当該スイッチング電源装置に入力される電流の波形が歪むので、力率が低下する。

このため、昇圧インダクタ、スイッチング素子、整流ダイオード及び第２の平滑コンデンサからなる昇圧チョッパ回路を、前記整流器の出力に接続して、スイッチング電源装置に入力される電流の波形の歪みを小さくする回路が、従来のスイッチング電源装置に用いられている。このような回路は、電流波形の歪みを小さくすることにより力率を改善するので、力率改善回路と称される。

力率改善回路の制御方式には、所定の期間、スイッチング素子をオンさせて昇圧インダクタに電流を流し、スイッチング素子がオフすると昇圧インダクタに流れる電流がゼロになったことを検出し、スイッチング素子を再びオンさせるＤＣＭ（Disconntinuous Conduction Mode）方式と、昇圧インダクタに流れる電流には関係なく所定の周期でＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行うＣＣＭ（Continuous Conduction Mode）方式とがある。

図５は、特許文献１の図１に対応する図であり、力率改善回路を備える従来のスイッチング電源装置１０１を示す回路図である。図５に示す力率改善回路は、ＣＣＭ方式である。図５のスイッチング電源装置１０１は、交流入力電圧Ｖｉｎに含まれるノイズを除去するフィルタ１１１と、フィルタ１１１を介して入力される交流入力電圧Ｖｉｎを整流するブリッジ整流回路ＤＢと、ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧を平滑する平滑コンデンサＣ１０１とを備えている。

また、平滑コンデンサＣ１０１の両端には、昇圧インダクタＬ１０１と、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタ）であるスイッチング素子Ｑ１０１と、抵抗Ｒ１０４とからなる第１直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１のドレイン−ソース間には、整流ダイオードＤ１０１と平滑コンデンサＣ１０４とからなる第２直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣ１０４の両端には、抵抗Ｒ１０８と抵抗Ｒ１０９とからなる第３直列回路が接続されている。

ＣＣＭ方式の力率改善回路を備える従来のスイッチング電源装置１０１では、一定以上の電力を負荷に出力すると、昇圧インダクタＬ１０１に流れる電流が直流重畳し、昇圧インダクタＬ１０１には、常に電流が流れる。

ここで、前記一定以上の電力は、昇圧インダクタＬ１０１のインダクタンス、スイッチング素子Ｑ１０１のオン期間、及び、昇圧インダクタＬ１０１に印加される電圧等により決定される。

昇圧インダクタＬ１０１が直流重畳すると、昇圧インダクタＬ１０１から整流ダイオードＤ１０１に電流が流れている時に、スイッチング素子Ｑ１０１がオンする。スイッチング素子Ｑ１０１がオンすることにより、整流ダイオードＤ１０１は、オン状態から逆方向の電圧が印加される状態へ急激に変化する。よって、スイッチング素子Ｑ１０１がオンした後の整流ダイオードＤ１０１には、カソードからアノードへリカバリ電流が流れる。

このリカバリ電流は、流れる期間が短いパルス状の電流であるが、整流ダイオードＤ１０１がオンしている時に整流ダイオードＤ１０１に流れる電流よりも、大きな電流である。このため、リカバリ電流が流れることによってノイズが発生する。このノイズを低減するために、一般的には、整流ダイオードＤ１０１に並列に接続されるように、スナバ回路が設けられる。

図５に示す従来の力率改善回路では、スイッチング素子Ｑ１０１のゲート端子及びアンド回路１２７の出力端子と、発振器１１９の抵抗ＲＴ（タイミング抵抗）との間に、基本波成分抽出回路１１８が設けられている。

基本波成分抽出回路１１８は、直列に接続された抵抗Ｒ１１０及び抵抗Ｒ１１１、及び、コンデンサＣ１０５からなる。コンデンサＣ１０５は、一端が、抵抗Ｒ１１０とＲ１１１との接続点に接続され、他端が電気的に接地されている。

発振器１１９は、スイッチング素子Ｑ１０１のゲートに入力される制御信号Ｆの基本波成分であり、基本波成分抽出回路１１８から出力される制御信号Ｇにより、発振周波数を変化させることが出来る。制御信号Ｇが変化して、発振器１１９の発振周波数が変化することにより、ＰＷＭ信号である制御信号Ｆの周波数（即ち制御信号Ｆのデューティ）が変化する。

ＰＷＭ信号である制御信号Ｆの周波数が変化することにより、制御信号Ｆに含まれる高調波成分の周波数が分散する。前記高調波成分の周波数が分散することに伴い、前記リカバリ電流によって発生するノイズの周波数も、前記高調波成分の周波数と同様に分散する。よって、前記ノイズが単一の周波数で重畳することがなくなるので、前記ノイズを低減することが出来る（即ち、前記ノイズのレベルをより低くすることが出来る、特許文献１参照）。

図５のスイッチング電源装置１０１において、ブリッジ整流回路ＤＢは、交流入力電圧Ｖｉｎを、ノイズフィルタであるフィルタ１１１を介して整流する。ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧は、平滑コンデンサＣ１０１（ノーマルモードフィルタ）を介して、昇圧チョッパ回路に供給される。

昇圧チョッパ回路は、昇圧インダクタＬ１０１、例えばＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１０１、整流ダイオードＤ１０１、及び、平滑コンデンサＣ１０４からなる。昇圧チョッパ回路は、制御回路部が有するアンド回路１２７から出力される制御信号Ｆにより、スイッチング素子Ｑ１０１をオン／オフさせる。これにより、平滑コンデンサＣ１０４の両端に、昇圧された出力電圧Ｖｏが出力される。

制御回路部は、電圧検出用オペアンプ１１３、乗算器１１５、電流検出用オペアンプ１１７、発振器（ＯＳＣ）１１９、ＰＷＭコンパレータ１２３、インバータ（ＩＮＶ）１２１、ＲＳフリップフロップ回路１２５、及び、アンド回路１２７を有し、アンド回路１２７からスイッチング素子Ｑ１に制御信号Ｆを出力する。

昇圧チョッパ回路と制御回路部とは、昇圧チョッパ型のアクティブフィルタ回路を構成している、このアクティブフィルタ回路は、スイッチング素子Ｑ１０１のスイッチング周波数を固定周波数とした上でＰＷＭ制御を行う。そして、入力と出力との間において所定の条件を満たすことにより、昇圧インダクタＬ１０１に流れる電流に直流が重畳する。このようなアクティブフィルタ回路は、電流連続型アクティブフィルタ回路と称される。

前記アクティブフィルタ回路は、入力電流波形を入力電圧波形と同じような正弦波とするために、入力電圧波形を検出する。検出された入力電圧波形は、正弦波である電流波形の目標値となる。

図５に示す例では、平滑コンデンサＣ１０１からの入力電圧が、直列に接続された抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２とにより分圧される。乗算器１１５は、分圧された電圧が、一方の入力端子Ｃに入力される。

また、抵抗Ｒ１０８と抵抗Ｒ１０９とにより、出力電圧Ｖｏが分圧され、電圧検出用オペアンプ１１３は、分圧された出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を増幅する。増幅された誤差電圧は、コンデンサＣ１０６，Ｃ１０７及び抵抗Ｒ１０７からなる位相補償回路を介して乗算器１１５の他方の入力端子Ｄに出力する。

図５の乗算器１１５は、電流出力型の乗算器である。乗算器１１５は、電圧検出用オペアンプ１１３から出力される、増幅された誤差電圧と、抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２との接続点から入力される電圧とを乗算する。そして、出力信号Ｅを電流検出用オペアンプ１１７の反転入力端子（−）に出力する。即ち、乗算器１１５は、出力電圧Ｖｏの誤信号の大小により（出力電圧Ｖｏが、ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧に対してどの程度異なっているかに応じて）、目標となる正弦波電流の大小を決定している。

電流検出用オペアンプ１１７は、スイッチング電流の目標値である出力信号Ｅと、抵抗Ｒ１０４（電流検出抵抗）により検出されたスイッチング電流とを比較増幅して、出力信号ＪをＰＷＭコンパレータ１２３の反転入力端子（−）に出力する。

発振器１１９とグランド（ＧＮＤ）との間には、コンデンサＣＴが接続される。同様に、発振器１１９とグランド（ＧＮＤ）との間には、抵抗ＲＴが接続される。発振器１１９の発振周波数は、コンデンサＣＴの容量値と抵抗ＲＴの抵抗値とにより決定される。スイッチング素子Ｑ１０１のスイッチング周波数は、発振器１１９の発振周波数に応じて決定される。

発振器１１９は、コンデンサＣＴに蓄えられる電荷の、充電及び放電を繰り返す。これにより、図６のタイミングチャートに示すような三角波信号Ａを生成する。これとともに、発振器１１９は、三角波信号Ａの上限値及び下限値に基づいて矩形波信号Ｂを生成する。

三角波信号Ａは、ＰＷＭコンパレータ１２３の非反転入力端子（＋）に出力され、矩形波信号Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１２５のリセット端子Ｒと、インバータ１２１の入力とに出力される。

ＰＷＭコンパレータ１２３は、発振器１１９からの三角波信号Ａが、電流検出用オペアンプ１７からの出力信号Ｊ以上の時に、Ｈレベルの信号をＲＳフリップフロップ回路１２５のセット端子Ｓに出力する。また、ＰＷＭコンパレータ１２３は、発振器１１９からの三角波信号Ａが、電流検出用オペアンプ１１７からの出力信号Ｊ未満の時に、Ｌレベルの信号をＲＳフリップフロップ回路１２５のセット端子Ｓに出力する。

ＲＳフリップフロップ回路１２５は、ＰＷＭコンパレータ１２３から出力されてセット端子Ｓに入力されるＨレベルの信号により、出力端子ＱからＨレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号は、アンド回路１２７の一方の入力端子に入力される。また、ＲＳフリップフロップ回路１２５は、発振器１１９から出力されてリセット端子Ｒに入力される矩形波信号Ｂによりリセットされ、出力端子ＱからＬレベルの信号を出力する。このＬレベルの信号は、アンド回路１２７の一方の入力端子に入力される。

インバータ１２１は、矩形波信号Ｂを反転する。反転された矩形波信号Ｂ（バーＣＬＫ）は、アンド回路１２７の他方の入力端子に入力される。

アンド回路１２７は、ＲＳフリップフロップ回路１２５の出力端子Ｑから出力される信号と、インバータ１２１から出力される信号とのアンド（論理積）を求める。アンドを求めることにより生成された信号は、スイッチング素子Ｑ１０１のゲートに、制御信号Ｆとして出力される。

図６に制御信号Ｆの波形を示す。図６によると、制御信号Ｆは、時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２、及び、時刻ｔ１４〜時刻ｔ１５ではＨレベルとなる。時刻ｔ１１，ｔ１４は、三角波信号Ａが出力信号Ｊ以上になり始める時刻である。時刻ｔ１２，ｔ１５は、矩形波信号ＢのレベルがＬレベルからＨレベルへ変化する時刻である。このことから、Ｈレベルの矩形波信号Ｂは、スイッチング素子Ｑ１０１が必ずオフするデッドタイムの始まりを示す信号であるといえる。

図６に示す例では、電流検出用オペアンプ１１７からの出力信号Ｊが時間の経過とともに増大し、これに伴って、スイッチング素子Ｑ１０１のゲートに入力される制御信号ＦのＨレベルである時間が、時間の経過とともに短くなっていく。このため、出力電圧Ｖｏが、時間が経過するに従って略一定値となる。これと同時に、スイッチング電源装置１０１に入力される電流の波形が、略正弦波に制御される。よって力率が改善される。

基本波成分抽出回路１１８は、アンド回路１２７の出力端子（即ちスイッチング素子Ｑ１０１のゲート端子）と、発振器１１９及び抵抗ＲＴの接続点との間に設けられた、直列に接続された抵抗Ｒ１１０及び抵抗Ｒ１１１を有している。これとともに基本波成分抽出回路１１８は、一端が、抵抗Ｒ１１０と抵抗Ｒ１１１との接続点に接続され、他端が電気的に接地されているコンデンサＣ１０５を有している。

基本波成分抽出回路１１８は、スイッチング素子Ｑ１０１の制御信号Ｆを抵抗Ｒ１１１とコンデンサＣ１０５からなるＣＲフィルタにより、制御信号Ｆの基本波成分を抽出して（即ち平均値化して）、制御信号Ｆの基本波成分である制御信号Ｇを発振器１１９の抵抗ＲＴに出力する。

図７は、基本波成分抽出回路１１８の動作を説明するための各部の信号を示すタイミングチャートである。図７を参照しながら、基本波成分抽出回路１１８の動作を説明する。

まず、スイッチング電源装置へ入力される電流を正弦波状にするために、図５のスイッチング電源装置１０１において、フィルタ１１１を介してブリッジ整流回路ＤＢに入力される交流入力電圧Ｖｉｎを整流して生成される整流電圧を、抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２とにより分圧する。分圧された電圧を、乗算器１１５の一方の入力端子Ｃに入力することにより、前記制御回路部において、スイッチング素子Ｑ１０１の制御信号Ｆを生成している。このため、制御信号Ｆは、交流入力電圧Ｖｉｎの商用周波数の周波数成分（即ち正弦波成分）が含まれた信号である。

基本波成分抽出回路１１８は、制御信号Ｆの基本波成分を抽出ことにより、図７に示すコンデンサＣ１０５の電圧Ｃ１０５ｖを得る。

コンデンサＣ１０５の電圧Ｃ１０５ｖは、レベル調整用抵抗である抵抗Ｒ１１０を介して、発振器１１９の抵抗ＲＴに印加される。これにより、抵抗ＲＴに印加される電圧Ｃ１０５ｖが、図７に示すように変動するので、発振器１１９の発振周波数を、商用周波数の正弦波成分の変動に応じて変動させることができる。即ち、商用周波数の正弦波成分による周波数変調を行うことが出来る。

その結果、スイッチング素子Ｑ１０１のスイッチング周波数が一定の範囲で変動するので、スイッチング素子Ｑ１０１により出力される信号（ＰＷＭ信号）の周波数成分が、一定の範囲において分散する。これにより、スイッチング周波数を主成分として、スイッチング素子Ｑ１０１の入力に帰還されるノイズ（即ち、前記リカバリ電流が流れることにより生じるノイズ）の周波数成分が、一定の範囲で分散され、複数の周波数を有するノイズ（電圧ノイズ）が、個別に存在することとなる。よって、ノイズの重畳が発生しなくなるので、ノイズの電圧レベルが低くなる。

図５のスイッチング電源装置１０１と同様に、スイッチングにより生じるノイズを低減するものとして、特許文献２には、スイッチング制御信号に含まれる高周波成分により発生するノイズを、低コストで低減するＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

特開２００９−１７７９５４号公報（２００９年８月６日公開） 特許３４５６５８３号（２００３年８月１日特許）

ＣＣＭ方式の力率改善回路で発生するノイズを低減する場合、整流ダイオードＤ１０１に並列にスナバ回路を設ける方法は、簡単で有効である。

しかし、前記スナバ回路は、ノイズを発生させるエネルギー（即ち電力）を、熱に変換する回路である。このため、前記スナバ回路における発熱が大きくなると、その分だけ電力損失も大きくなるので、電力効率が低下する。

ここで、図５に示す力率改善回路では、スナバ回路を用いておらず、電力効率を低下させることなくノイズを低減できる。出力電圧Ｖｏのパルスの幅と出力電圧Ｖｏの周期との比であるデューティは

で表わされる。ここで、Ｖｉｎは交流入力電圧の実効値であり、Ｖｏは出力電圧であり、ｆは交流入力電圧の周波数である。

（１）式によると、交流入力電圧の位相が１８０°の倍数の時にデューティが最大となる。従って、交流入力電圧の実効値（（１）式のＶｉｎ）が低いとき、入力電圧の位相が１８０°の倍数近辺である時に、ＩＣの最大デューティ（例えば、９０〜９４％）によりデューティが制限されて、デューティが一定となると、基本波成分抽出回路１１８の出力電圧が一定となる。このため、発振器１１９の発振周波数が固定され、スイッチング素子Ｑ１０１のスイッチング周波数が固定される結果、スイッチング発生するノイズの周波数が分散せず、前記ノイズが重畳するという課題を有している。

また、特許文献２のＤＣ−ＤＣコンバータは、以下の課題を有している。即ち、特許文献２の図１を参照すると、ダイオード１６，１７と抵抗１８とからなる追加部品１９について、高圧ラインのパターンを引き回す必要があり、安全規格の制約から、追加部品１９を構成する部品と、当該構成する部品に隣接する配線との間で、沿面距離をかなり大きくとる必要がある。このことは、回路実装上の制約となる。

さらに、特許文献２のＤＣ−ＤＣコンバータは、以下の課題も有している。即ち、抵抗１８を追加することで、抵抗１８により入力損失（電力損失）が常時発生する。近年、省電力化が問われている中、例えば、軽負荷出力の場合に、力率改善コンバータの動作を停止して電力消費を極限まで抑制する場合などを想定した場合、抵抗１８の損失が常時発生してしまうことにより、省電力化が実現できないという課題も有している。

本発明は、前記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、スイッチング周波数及びその高調波におけるノイズ成分を低コストで低減できるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、前記課題を解決するために、交流電源から出力される正弦波電圧を全波整流して整流電圧を得る整流回路と、一端が、前記整流回路の第１出力に接続され、他端が、前記整流回路の第２出力に接続され、前記整流電圧を平滑して脈流出力電圧を出力する第１平滑コンデンサと、複数の巻線を有するインダクタと、スイッチング素子と、電流検出抵抗とが直列に接続されて構成され、前記インダクタの一端が前記第１平滑コンデンサの一端に接続され、前記インダクタの他端が前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記スイッチング素子のソースが前記電流検出抵抗の一端に接続され、前記電流検出抵抗の他端が前記第１平滑コンデンサの他端に接続されており、前記インダクタの一端に前記脈流出力電圧が入力される第１直列回路と、整流ダイオードと第２平滑コンデンサとが直列に接続されて構成され、前記整流ダイオードのアノードが前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記整流ダイオードのカソードが前記第２平滑コンデンサの一端に接続され、前記第２平滑コンデンサの他端が前記スイッチング素子のソースに接続されている第２直列回路と、前記複数の巻線のいずれか１つに誘起される電圧の基本波成分を抽出する基本波成分抽出回路と、前記抽出された基本波成分の変化に応じて変化する発振周波数を有するクロック信号を生成する発振回路と、前記スイッチング素子のオンとオフとを制御する信号であって、前記クロック信号の発振周波数の変化に応じてデューティが変化するか、または、前記第２平滑コンデンサの電圧の変化に応じてデューティが変化する制御信号を生成するとともに、当該制御信号を、前記スイッチング素子のゲートに出力する制御回路とを備えることを特徴とする。

前記スイッチング電源装置では、所定の周期でＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行うＣＣＭ（Continuous Conduction Mode）方式を採用している。

ＣＣＭ方式を採用している前記スイッチング電源装置では、一定以上の電力を負荷に供給すると、前記インダクタに流れる電流が直流重畳し、前記インダクタには、常に電流が流れる。

ここで、前記一定以上の電力は、前記インダクタのインダクタンス、前記スイッチング素子のオン期間、及び、前記インダクタの一端に印加される電圧等により決定される。

前記インダクタが直流重畳すると、前記インダクタから前記整流ダイオードに電流が流れている時に、前記スイッチング素子がオンする。前記スイッチング素子がオンすることにより、前記整流ダイオードは、オン状態から逆方向の電圧が印加される状態へ急激に変化する。よって、前記スイッチング素子がオンした後の前記整流ダイオードには、カソードからアノードへリカバリ電流が流れる。

このリカバリ電流は、流れる期間が短いパルス状の電流であるが、前記整流ダイオードがオンしている時に前記整流ダイオードに流れる電流よりも、はるかに大きな電流である。このため、リカバリ電流が流れることによってノイズが発生する。

前記スイッチング電源装置では、前記基本波成分抽出回路を設けている。前記発振回路は、前記基本波成分抽出回路から出力される信号に含まれる前記基本波成分の変化に応じて、発振周波数を変化させることが出来る。前記基本波成分が変化して、前記発振回路の発振周波数が変化することにより、前記スイッチング素子のゲートに入力される制御信号Ｆ（ＰＷＭ信号）の周波数（即ち前記制御信号のデューティ）が変化する。

ＰＷＭ信号である前記制御信号の周波数が変化することにより、前記制御信号に含まれる高調波成分の周波数が分散する。前記高調波成分の周波数が分散することに伴い、前記リカバリ電流によって発生するノイズの周波数も、前記高調波成分の周波数と同様に分散する。よって、前記ノイズが単一の周波数で重畳することがなくなるので、前記ノイズを低減することが出来る（即ち、前記ノイズのレベルをより低くすることが出来る）。

ここで、前記スイッチング電源装置では、前記基本波成分抽出回路は、前記複数の巻線のいずれか１つに誘起される電圧の基本波成分を抽出して前記発振回路に出力する。よって、前記制御信号のデューティが変化しても、前記基本波成分の変化に応じて前記発振周波数を変化させることが出来る。このため、従来のスイッチング電源装置の力率改善回路で問題とされていた、最大デューティが制限されて発振周波数が固定されることに起因するノイズの重畳が起こらなくなる。

また、前記スイッチング電源装置では、スナバ回路を用いていないので、電力効率を低下させることなく、かつ、低コストでノイズを低減できる。

従って、スイッチング周波数及びその高調波におけるノイズ成分を低コストで低減できるスイッチング電源装置を提供することができる。

前記スイッチング電源装置では、前記インダクタが有する前記複数の巻線は、第１巻線と、当該第１巻線に磁気結合された第２巻線とからなり、前記第１巻線の一端が前記第１平滑コンデンサの一端に接続され、前記第１巻線の他端が前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記第２巻線の巻数は、前記第１巻線の巻数よりも少なく、前記基本波成分抽出回路は、前記第２巻線に誘起される電圧の基本波成分を抽出してもよい。

前記インダクタでは、第１巻線及び第２巻線が用いられており、第１巻線及び第２巻線は、磁気結合されている。これにより、前記第１巻線に誘起される高電圧を、前記第２巻線で誘起される低電圧に変換して、この低電圧を前記基本波成分抽出回路に入力することが出来る。

よって、前記基本波成分抽出回路は、低電圧で動作するので、安全規格の制約を受けることがない。従って、前記基本波成分抽出回路に用いる部品と、当該部品に隣接する配線との間の沿面距離を、極力小さくすることが出来、前記スイッチング電源装置のサイズをより小さくすることが出来る。

前記スイッチング電源装置では、前記基本波成分抽出回路は、アノードに、前記インダクタの前記第２巻線に誘起される電圧が印加されるダイオードと、一端が、前記ダイオードのカソードに接続され、他端が、前記スイッチング素子のソースに接続されている第１抵抗と、前記第１抵抗と並列に接続されているコンデンサと、一端が、前記ダイオードのカソードに接続され、他端が、前記発振回路に接続されている第２抵抗とを備えてもよい。

前記ダイオードは、前記第２巻線に誘起された電圧を整流する（即ち、前記第２巻線に誘起された電圧の正の成分を取り出す）。

前記ダイオードによって整流された電圧は、前記第１抵抗と前記コンデンサとからなるＲＣ並列回路によって、前記基本波成分を抽出される。具体的には、前記第１抵抗は、前記ダイオードに電流が流れない期間（前記第２巻線に誘起された電圧が負の期間）に、前記コンデンサに蓄えられた電荷を放電する。これにより、前記基本波成分の抽出がなされる。

前記基本波成分を含む前記コンデンサの電圧は、前記第２抵抗を介して、前記発振回路に印加される。これにより、前記基本波成分を含む前記コンデンサの電圧の変動に応じて、前記発振回路の発振周波数を変動させることが出来る。

本発明のスイッチング電源装置は、以上のように、交流電源から出力される正弦波電圧を全波整流して整流電圧を得る整流回路と、一端が、前記整流回路の第１出力に接続され、他端が、前記整流回路の第２出力に接続され、前記整流電圧を平滑して脈流出力電圧を出力する第１平滑コンデンサと、複数の巻線を有するインダクタと、スイッチング素子と、電流検出抵抗とが直列に接続されて構成され、前記インダクタの一端が前記第１平滑コンデンサの一端に接続され、前記インダクタの他端が前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記スイッチング素子のソースが前記電流検出抵抗の一端に接続され、前記電流検出抵抗の他端が前記第１平滑コンデンサの他端に接続されており、前記インダクタの一端に前記脈流出力電圧が入力される第１直列回路と、整流ダイオードと第２平滑コンデンサとが直列に接続されて構成され、前記整流ダイオードのアノードが前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記整流ダイオードのカソードが前記第２平滑コンデンサの一端に接続され、前記第２平滑コンデンサの他端が前記スイッチング素子のソースに接続されている第２直列回路と、前記複数の巻線のいずれか１つに誘起される電圧の基本波成分を抽出する基本波成分抽出回路と、前記抽出された基本波成分の変化に応じて変化する発振周波数を有するクロック信号を生成する発振回路と、前記スイッチング素子のオンとオフとを制御する信号であって、前記クロック信号の発振周波数の変化に応じてデューティが変化するか、または、前記第２平滑コンデンサの電圧の変化に応じてデューティが変化する制御信号を生成するとともに、当該制御信号を、前記スイッチング素子のゲートに出力する制御回路とを備えるものである。

それゆえ、スイッチング周波数及びその高調波におけるノイズ成分を低コストで低減できるスイッチング電源装置を提供するという効果を奏する。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 本発明の実施形態に係る基本波成分抽出回路の動作を説明するための各部の信号を示すタイミングチャートである。 アクティブフィルタ回路を設けない場合に、前記入力電流の波形は、正弦波ではなくなることを示すタイミングチャートである。 第１巻線に流れる電流の波形図である。 力率改善回路を備える従来のスイッチング電源装置を示す回路図である。 スイッチング電源装置における各信号を示すタイミングチャートである。 基本波成分抽出回路の動作を説明するための各部の信号を示すタイミングチャートである。

本発明の一実施形態について図１〜図４及び図６に基づいて説明すれば、以下の通りである。

〔スイッチング電源装置１〕
図１は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１の回路図である。図１のスイッチング電源装置１は、交流電源から出力される交流入力電圧Ｖｉｎ（正弦波電圧）に含まれるノイズを除去するフィルタ１１と、フィルタ１１を介して入力される交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流するブリッジ整流回路ＤＢ（整流回路）と、ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧を平滑して脈流出力電圧を得る平滑コンデンサＣ１（第１平滑コンデンサ）と、力率改善回路（力率改善コンバータ）２とを備えている。

また、平滑コンデンサＣ１の両端には、複数の巻線を有するインダクタＬ１の第１巻線Ｎ１と、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタ）であるスイッチング素子Ｑ１と、抵抗Ｒ４とからなる第１直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ４とからなる第２直列回路が接続されている。平滑コンデンサＣ４の両端には、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９とからなる第３直列回路が接続されている。

力率改善回路２は、基本波成分抽出回路１８、第１巻線Ｎ１、第２巻線Ｎ２、スイッチング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ４（第２平滑コンデンサ）、抵抗Ｒ１〜Ｒ９，ＲＴ、コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ６，Ｃ７，ＣＴ、電圧検出用オペアンプ１３、基準電圧源５０、乗算器１５、電流検出用オペアンプ１７、発振器１９（発振回路）、ＰＷＭコンパレータ２３、インバータ（ＩＮＶ）２１、ＲＳフリップフロップ回路２５、及び、アンド回路２７を有している。基本波成分抽出回路１８は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３、及びコンデンサＣ８で構成されている。第１巻線Ｎ１、第２巻線Ｎ２は、磁気結合されており、インダクタＬ１を構成する。

スイッチング電源装置１において、フィルタ１１の入力に、交流入力電圧Ｖｉｎが入力される。フィルタ１１の出力は、ブリッジ整流回路ＤＢの入力に接続されている。ブリッジ整流回路ＤＢの第１出力は、抵抗Ｒ１の一端と、平滑コンデンサＣ１の一端と、第１巻線Ｎ１の一端とに接続されている。第１巻線Ｎ１の他端は、整流ダイオードＤ１のアノードと、スイッチング素子Ｑ１のドレインとに接続されている。

整流ダイオードＤ１のカソードは、平滑コンデンサＣ４の一端と、抵抗Ｒ８の一端とに接続されている。抵抗Ｒ８の他端は、抵抗Ｒ９の一端と、電圧検出用オペアンプ１３の非反転入力端子（＋）とに接続されている。

基準電圧源５０の出力は、電圧検出用オペアンプ１３の反転入力端子（−）に接続されている。電圧検出用オペアンプ１３の出力は、コンデンサＣ７の一端と、抵抗Ｒ７の一端と、乗算器１５の一方の入力端子Ｄとに接続されている。抵抗Ｒ７の他端は、コンデンサＣ６の一端に接続されている。

乗算器１５の他方の入力端子Ｃは、抵抗Ｒ１の他端と、抵抗Ｒ２の一端とに接続されている。乗算器１５の出力信号Ｅは、電流検出用オペアンプ１７の反転入力端子（−）と、コンデンサＣ３の一端と、抵抗Ｒ６の一端と、抵抗Ｒ３の一端とに出力される。抵抗Ｒ３の他端は、ブリッジ整流回路ＤＢの第２出力と、平滑コンデンサＣ１の他端と、抵抗Ｒ４（電流検出抵抗）の一端とに接続されている。

抵抗Ｒ５の一端は、電流検出用オペアンプ１７の非反転入力端子（＋）に接続されている。抵抗Ｒ６の他端は、コンデンサＣ２の一端に接続されている。電流検出用オペアンプ１７の出力は、コンデンサＣ２の他端と、コンデンサＣ３の他端と、ＰＷＭコンパレータ２３の反転入力端子（−）とに接続されている。

ダイオードＤ２のアノードは、第２巻線Ｎ２の一端に接続されている。ダイオードＤ２のカソードと、抵抗Ｒ１２（第１抵抗）の一端と、コンデンサＣ８の一端と、抵抗Ｒ１３（第２抵抗）の一端とは、互いに接続されている。抵抗Ｒ１３の他端は、コンデンサＣＴの一端と、発振器１９の第１の入力端子とに接続されている。抵抗ＲＴ（タイミング抵抗）の一端は、発振器１９の第２の入力端子に接続されている。

発振器１９の第１の出力端子は、ＰＷＭコンパレータ２３の非反転入力端子（＋）に接続されている。発振器１９の第２の出力端子は、インバータ２１の入力と、ＲＳフリップフロップ回路２５のリセット端子Ｒとに接続されている。

ＰＷＭコンパレータ２３の出力は、ＲＳフリップフロップ回路２５のセット端子Ｓに接続されている。ＲＳフリップフロップ回路２５の出力端子Ｑは、アンド回路２７の一方の入力に接続されている。インバータ２１の出力は、アンド回路２７の他方の入力に接続されている。アンド回路２７の出力は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。

そして、抵抗Ｒ２の他端、コンデンサＣ６の他端、コンデンサＣ７の他端、基準電圧源５０の入力、コンデンサＣＴの他端、抵抗ＲＴの他端、抵抗Ｒ４の他端、抵抗Ｒ５の他端、抵抗Ｒ１２の他端、コンデンサＣ８の他端、第２巻線Ｎ２の他端、スイッチング素子Ｑ１のソース、平滑コンデンサＣ４の他端、及び、抵抗Ｒ９の他端は、電気的に接地されている。

図１の力率改善回路２は、第１巻線Ｎ１（昇圧インダクタ）に流れる電流には関係なく所定の周期でＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行うＣＣＭ（Continuous Conduction Mode）方式である。

ＣＣＭ方式の力率改善回路２を備えるスイッチング電源装置１では、一定以上の電力を負荷に供給すると、第１巻線Ｎ１に流れる電流が直流重畳し、第１巻線Ｎ１には、常に電流が流れる。

ここで、前記一定以上の電力は、第１巻線Ｎ１の自己インダクタンス、スイッチング素子Ｑ１のオン期間、及び、第１巻線Ｎ１の一端に印加される電圧等により決定される。

第１巻線Ｎ１が直流重畳すると、第１巻線Ｎ１から整流ダイオードＤ１に電流が流れている時に、スイッチング素子Ｑ１がオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンすることにより、整流ダイオードＤ１は、オン状態から逆方向の電圧が印加される状態へ急激に変化する。よって、スイッチング素子Ｑ１がオンした後の整流ダイオードＤ１には、カソードからアノードへリカバリ電流が流れる。

このリカバリ電流は、流れる期間が短いパルス状の電流であるが、整流ダイオードＤ１がオンしている時に整流ダイオードＤ１に流れる電流よりも、はるかに大きな電流である。このため、リカバリ電流が流れることによってノイズが発生する。

図１の力率改善回路２では、インダクタＬ１の第２巻線Ｎ２と、後述する発振器１９のコンデンサＣＴとの間に、第１巻線Ｎ１に誘起される電圧Ｖ１の基本波成分を抽出する基本波成分抽出回路１８を設けている。発振器１９は、基本波成分抽出回路１８から出力される信号に含まれる前記基本波成分の変化に応じて、発振器１９が生成するクロック信号の発振周波数を変化させることが出来る。具体的には、前記基本波成分が大きくなると、前記発振周波数が高くなり、前記基本波成分が小さくなると、前記発振周波数が低くなる。

前記基本波成分が変化して、発振器１９の発振周波数が変化することにより、スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される制御信号Ｆ（ＰＷＭ信号）の周波数（即ち制御信号Ｆのデューティ）が変化する。制御信号Ｆのデューティは、平滑コンデンサＣ４の電圧（即ち出力電圧Ｖｏ）が変化することによっても変化する。

ＰＷＭ信号である制御信号Ｆの周波数が変化することにより、制御信号Ｆに含まれる高調波成分の周波数が分散する。前記高調波成分の周波数が分散することに伴い、前記リカバリ電流によって発生するノイズの周波数も、前記高調波成分の周波数と同様に分散する。よって、前記ノイズが単一の周波数で重畳することがなくなるので、前記ノイズを低減（抑制）することが出来る（即ち、前記ノイズのレベルをより低くすることが出来る）。基本波成分抽出回路１８については、〔基本波成分抽出回路１８〕の項目で後述する。

ここで、図１に示す力率改善回路２では、基本波成分抽出回路１８は、第１巻線Ｎ１に誘起される電圧Ｖ１の基本波成分を抽出して発振器１９に出力する。よって、制御信号Ｆのデューティが変化しても、前記基本波成分の変化に応じて前記発振周波数を変化させることが出来る。このため、従来のスイッチング電源装置の力率改善回路で問題とされていた、最大デューティが制限されて発振周波数が固定されることに起因するノイズの重畳が起こらなくなる。

また、図１に示す力率改善回路２では、スナバ回路を用いていないので、電力効率を低下させることなく、かつ、低コストでノイズを低減できる。

従って、スイッチング周波数及びその高調波におけるノイズ成分を低コストで低減できるスイッチング電源装置１を提供することができる。

出力電圧Ｖｏのパルスの幅と出力電圧Ｖｏの周期との比であるデューティは

で表わされる。（２）式において、Ｖｉｎは交流入力電圧の実効値であり、Ｖｏは出力電圧であり、ｆは交流入力電圧の周波数である。

図１のスイッチング電源装置１において、ブリッジ整流回路ＤＢは、交流入力電圧Ｖｉｎを、ノイズフィルタであるフィルタ１１を介して整流する。ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧は、平滑コンデンサＣ１（ノーマルモードフィルタ）を介して、昇圧チョッパ回路に供給される。

昇圧チョッパ回路は、インダクタＬ１の第１巻線Ｎ１、例えばＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１、及び、平滑コンデンサＣ４を有している。昇圧チョッパ回路は、後述する制御回路部（制御回路）が有するアンド回路２７から出力される制御信号Ｆにより、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。これにより、平滑コンデンサＣ４の両端に、昇圧された出力電圧Ｖｏが出力される。

制御回路部は、電圧検出用オペアンプ１３、基準電圧源５０、乗算器１５、電流検出用オペアンプ１７、発振器（ＯＳＣ）１９、ＰＷＭコンパレータ２３、インバータ（ＩＮＶ）２１、ＲＳフリップフロップ回路２５、及び、アンド回路２７を有し、アンド回路２７からスイッチング素子Ｑ１に制御信号Ｆを出力する。

昇圧チョッパ回路と制御回路部とは、昇圧チョッパ型のアクティブフィルタ回路を構成している、このアクティブフィルタ回路は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を固定周波数とした上でＰＷＭ制御を行う。そして、入力と出力との間において所定の条件を満たすことにより、第１巻線Ｎ１に流れる電流に直流が重畳する。このようなアクティブフィルタ回路は、電流連続型アクティブフィルタ回路と称される。

前記アクティブフィルタ回路は、スイッチング電源装置１に入力される入力電流の波形を、スイッチング電源装置１に入力される電圧（交流入力電圧Ｖｉｎ）の波形と同じような正弦波とするために、交流入力電圧Ｖｉｎの波形を検出する。検出された入力電圧波形は、正弦波である電流波形の目標値となる。

なお、スイッチング電源装置１にアクティブフィルタ回路を設けない場合、スイッチング電源装置１に入力される入力電流は、交流入力電圧Ｖｉｎが、平滑コンデンサＣ４の電圧よりも高いときにのみ流れ、前記入力電流の波形は、正弦波ではなくなる（図３参照）。

図１に示す例では、平滑コンデンサＣ１からの入力電圧が、直列に接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧される。乗算器１５は、分圧された電圧が、他方の入力端子Ｃに入力される。

また、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９とにより、出力電圧Ｖｏが分圧され、電圧検出用オペアンプ１３は、分圧された出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を増幅する。増幅された誤差電圧は、コンデンサＣ６，Ｃ７及び抵抗Ｒ７からなる位相補償回路を介して乗算器１５の一方の入力端子Ｄに出力する。

図１の乗算器１５は、電流出力型の乗算器である。乗算器１１５は、電圧検出用オペアンプ１３から出力される、増幅された誤差電圧と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点から入力される電圧とを乗算する。そして、出力信号Ｅを電流検出用オペアンプ１７の反転入力端子（−）に出力する。即ち、乗算器１５は、出力電圧Ｖｏの誤信号の大小により（出力電圧Ｖｏが、ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧に対してどの程度異なっているかに応じて）、目標となる正弦波電流の大小を決定している。

電流検出用オペアンプ１７は、スイッチング電流の目標値である出力信号Ｅと、抵抗Ｒ４（電流検出抵抗）により検出されたスイッチング電流とを比較増幅して、出力信号ＪをＰＷＭコンパレータ２３の反転入力端子（−）に出力する。

発振器１９とグランド（ＧＮＤ）との間には、コンデンサＣＴが接続される。同様に、発振器１９とグランド（ＧＮＤ）との間には、抵抗ＲＴが接続される。発振器１１９の発振周波数は、コンデンサＣＴの容量値と抵抗ＲＴの抵抗値とにより決定される。スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は、発振器１９の発振周波数に応じて決定される。

発振器１９は、コンデンサＣＴに蓄えられる電荷の、充電及び放電を繰り返す。これにより、図６のタイミングチャートに示すような三角波信号Ａを生成する。これとともに、発振器１９は、三角波信号Ａの上限値及び下限値に基づいて矩形波信号Ｂを生成する。

三角波信号Ａは、ＰＷＭコンパレータ２３の非反転入力端子（＋）に出力され、矩形波信号Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路２５のリセット端子Ｒと、インバータ２１の入力とに出力される。

ＰＷＭコンパレータ２３は、発振器１９からの三角波信号Ａが、電流検出用オペアンプ１７からの出力信号Ｊ以上の時に、Ｈレベルの信号をＲＳフリップフロップ回路２５のセット端子Ｓに出力する。また、ＰＷＭコンパレータ２３は、発振器１９からの三角波信号Ａが、電流検出用オペアンプ１７からの出力信号Ｊ未満の時に、Ｌレベルの信号をＲＳフリップフロップ回路２５のセット端子Ｓに出力する。

ＲＳフリップフロップ回路２５は、ＰＷＭコンパレータ２３から出力されてセット端子Ｓに入力されるＨレベルの信号により、出力端子ＱからＨレベルの信号を出力する。このＨレベルの信号は、アンド回路２７の一方の入力端子に入力される。また、ＲＳフリップフロップ回路２５は、発振器１９から出力されてリセット端子Ｒに入力される矩形波信号Ｂによりリセットされ、出力端子ＱからＬレベルの信号を出力する。このＬレベルの信号は、アンド回路２７の一方の入力端子に入力される。

インバータ２１は、矩形波信号Ｂを反転する。反転された矩形波信号Ｂ（バーＣＬＫ）は、アンド回路２７の他方の入力端子に入力される。

アンド回路２７は、ＲＳフリップフロップ回路２５の出力端子Ｑから出力される信号と、インバータ２１から出力される信号とのアンド（論理積）を求める。アンドを求めることにより生成された信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに、制御信号Ｆとして出力される。

図６に制御信号Ｆの波形を示す。図６によると、制御信号Ｆは、時刻ｔ１１〜時刻ｔ１２、及び、時刻ｔ１４〜時刻ｔ１５ではＨレベルとなる。時刻ｔ１１，ｔ１４は、三角波信号Ａが出力信号Ｊ以上になり始める時刻である。時刻ｔ１２，ｔ１５は、矩形波信号ＢのレベルがＬレベルからＨレベルへ変化する時刻である。このことから、Ｈレベルの矩形波信号Ｂは、スイッチング素子Ｑ１が必ずオフするデッドタイムの始まりを示す信号であるといえる。

図６に示す例では、電流検出用オペアンプ１７からの出力信号Ｊが時間の経過とともに増大し、これに伴って、スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力される制御信号ＦのＨレベルである時間が、時間の経過とともに短くなっていく。このため、出力電圧Ｖｏが、時間が経過するに従って略一定値となる。これと同時に、スイッチング電源装置１に入力される電流の波形が、略正弦波に制御される。よって力率が改善される。

ここで、出力信号Ｊが時間の経過とともに増大する点について、図４を用いて説明する。図１の力率改善回路２は、連続モードアクティフィルタ回路であり、スイッチング素子Ｑ１がオンした時の、第１巻線Ｎ１の電流値は、ゼロではない。具体的には、スイッチング素子Ｑ１がオフしている期間に、第１巻線Ｎ１に流れる電流が減少し、次にスイッチング素子Ｑ１がオンする時は、その時点で第１巻線Ｎ１に流れている電流からスタートする。第１巻線Ｎ１に流れる電流の波形図を図４に示す。

〔基本波成分抽出回路１８〕
基本波成分抽出回路１８では、インダクタＬ１の第１巻線Ｎ１と、インダクタＬ１の第２巻線とは、磁気結合している。また、第２巻線Ｎ２の巻数は、第１巻線Ｎ１の巻数よりも少ない。このため、第１巻線Ｎ１の一端（図１の●印が付された端部）が正となるような電圧Ｖ１が、第１巻線Ｎ１の両端に誘起された場合、（Ｎ２／Ｎ１）倍の電圧Ｖ２が、第２巻線Ｎ２の両端に誘起される。この場合、電圧Ｖ２は、第２巻線Ｎ２の一端（図１の●印が付された端部）が正となるような電圧である。

図２は、本実施形態に係る基本波成分抽出回路１８の動作を説明するための各部の信号を示すタイミングチャートである。図２を参照しながら、基本波成分抽出回路１８の動作を説明する。

まず、スイッチング電源装置１へ入力される電流を正弦波状にするために、図１のスイッチング電源装置１において、フィルタ１１を介してブリッジ整流回路ＤＢに入力される交流入力電圧Ｖｉｎを整流して生成される整流電圧を、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧する。分圧された電圧を、乗算器１５の他方の入力端子Ｃに入力することにより、前記制御回路部において、スイッチング素子Ｑ１の制御信号Ｆを生成している。

前記制御回路部は、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフとを制御する制御信号Ｆを生成するとともに、制御信号Ｆを、スイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。制御信号Ｆは、前記クロック信号の発振周波数の変化に応じてデューティが変化するか、または、平滑コンデンサＣ４の電圧の変化に応じてデューティが変化する。具体的には、制御信号Ｆは、前記クロック信号の発振周波数が高くなるとデューティが低くなり、前記クロック信号の発振周波数が低くなるとデューティが高くなる。同様に、制御信号Ｆは、平滑コンデンサＣ４の電圧が高くなるとデューティが低くなり、平滑コンデンサＣ４の電圧が低くなるとデューティが高くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、インダクタＬ１の第１巻線Ｎ１の一端に、商用周波数の正弦波成分（即ち基本波成分）を含み、ブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧が印加される。この結果、インダクタＬ１の第２巻線Ｎ２に、前記整流電圧を（Ｎ２／Ｎ１）倍した電圧Ｖ２が誘起される。この時の電圧Ｖ２は、第２巻線Ｎ２の一端（図１の●印が付された端部）が正となるような電圧である。

スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、インダクタＬ１の第１巻線Ｎ１の他端に、出力電圧Ｖｏとブリッジ整流回路ＤＢから出力される整流電圧との差の電圧が印加される。この結果、インダクタＬ１の第２巻線Ｎ２に、前記差の電圧を（Ｎ２／Ｎ１）倍した電圧Ｖ２が誘起される。この時の電圧Ｖ２は、第２巻線Ｎ２の一端（図１の●印が付された端部）が負となるような電圧である。

基本波成分抽出回路１８は、インダクタＬ１の第２巻線Ｎ２に誘起される電圧Ｖ２を、ダイオードＤ２で整流する（即ち、ダイオードＤ２は、第２巻線Ｎ２に誘起された電圧Ｖ２の正の成分を取り出す）。ダイオードＤ２によって整流された電圧Ｖ２は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ８とからなるＲＣ並列回路によって、商用周波数の正弦波成分（即ち基本波成分）を抽出される。（即ち平均値化される。図２の電圧Ｃ８ｖ参照）。

抵抗Ｒ１２は、ダイオードＤ２に電流が流れない期間（電圧Ｖ２が負の期間）に、コンデンサＣ８に蓄えられた電荷を放電する。これにより、基本波成分抽出回路１８における基本波成分の抽出がなされる。

前記基本波成分を含むコンデンサＣ８の電圧Ｃ８ｖを、抵抗Ｒ１３（レベル調整用抵抗）を介して発振器１９のコンデンサＣＴの一端に印加する。これにより、コンデンサＣＴに、商用周波数の正弦波成分の変動に応じて変動する電流Ｉ１が流れる。また、コンデンサＣＴには、発振器１９から出力される一定の電流Ｉ２も流れる。

よって、コンデンサＣＴの総充電電流Ｉ（Ｉ＝Ｉ１＋Ｉ２）は、上述したように電流Ｉ１が変動する（即ちコンデンサＣ８の電圧Ｃ８ｖが変動する）ことにより、図２に示すように変動する。発振器１９の発振周波数を、商用周波数の正弦波成分の変動に応じて変動させることができる。即ち、商用周波数の正弦波成分による周波数変調が行える。

このように、発振器１９の発振周波数が、商用周波数の正弦波成分の変動に応じて変動することにより、スイッチング素子Ｑ１により出力される信号（ＰＷＭ信号）の周波数が、一定の範囲において変動する。これにより、スイッチング周波数を主成分として、スイッチング素子Ｑ１の入力に帰還されるノイズ（即ち、前記リカバリ電流が流れることにより生じるノイズ）の周波数成分が、一定の範囲で分散され、複数の周波数を有するノイズ（電圧ノイズ）が、個別に存在することとなる。よって、ノイズの重畳が発生しなくなるので、ノイズの電圧レベルが低くなる。

また、本実施形態の力率改善回路２では、インダクタＬ１において、第１巻線Ｎ１及び第２巻線Ｎ２を用いている。第１巻線Ｎ１及び第２巻線Ｎ２は、磁気結合されている。これにより、第１巻線Ｎ１に誘起される高電圧を、第２巻線Ｎ２で誘起される低電圧に変換して、この低電圧を基本波成分抽出回路１８に入力することが出来る。

よって、基本波成分抽出回路１８は、低電圧で動作するので、安全規格の制約を受けることがない。従って、基本波成分抽出回路１８に用いる部品と、当該部品に隣接する配線との間の沿面距離を、極力小さくすることが出来、スイッチング電源装置１のサイズをより小さくすることが出来る。

更に、軽負荷（消費電力が少ない負荷）に対して電力を供給する時に、力率改善回路２の動作を停止して、電力消費を極限まで低減する場合などを想定する。この場合、インダクタＬ１の第２巻線Ｎ２に電圧Ｖ２が誘起されないので、抵抗Ｒ１３，Ｒ１２による電力損失（即ち抵抗Ｒ１３，Ｒ１２の発熱）は生じない。

力率改善回路２の動作の停止は、例えば、外部信号（軽負荷信号）により行われる。具体的には、前記外部信号により、発振器１９の動作を停止させる。これに伴い、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフを繰り返さなくなる。よって、スイッチング素子Ｑ１における電力損失はゼロになり、低消費電力が実現できる。

本発明の実施態様は前記実施の形態に限定されず、種々の変更が可能である。前記実施の形態では、力率改善回路２のスイッチング素子Ｑ１の発振周波数を分散することについて示したが、本発明はこれに限定されない。例えば、力率改善回路２のコンデンサＣ８の電圧Ｃ８ｖを、抵抗Ｒ１３を介して、スイッチング電源装置１の後段に位置してスイッチング周波数が固定でＰＷＭ制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータ（即ち、スイッチング電源装置１の出力を入力とするＤＣ／ＤＣコンバータ）の、発振器のコンデンサに印加する。このようにすることで、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子の発振周波数を分散することができる。電圧値の一例として、力率改善回路２の出力電圧Ｖｏが４００Ｖ（高圧）である場合、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、５〜２４Ｖ（低圧）である。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング周波数及びその高調波におけるノイズ成分を低コストで低減できるので、全てのスイッチング電源装置に好適に用いることが出来る。その中でも特に、医療機器用のスイッチング電源装置等に好適に用いることが出来る。

１ スイッチング電源装置
２ 力率改善回路
１１ フィルタ
１３ 電圧検出用オペアンプ（制御回路部）
１５ 乗算器（制御回路部）
１７ 電流検出用オペアンプ（制御回路部）
１８ 基本波成分抽出回路
１９ 発振器（発振回路、制御回路部）
２１ インバータ（制御回路部）
２３ ＰＷＭコンパレータ（制御回路部）
２５ ＲＳフリップフロップ回路（制御回路部）
２７ アンド回路（制御回路部）
５０ 基準電圧源（制御回路部）
Ａ 三角波信号
Ｂ 矩形波信号
Ｃ１ 平滑コンデンサ（第１平滑コンデンサ）
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ６〜Ｃ８，ＣＴ コンデンサ
Ｃ４ 平滑コンデンサ（第２平滑コンデンサ）
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｄ２ ダイオード
ＤＢ ブリッジ整流回路（整流回路）
Ｅ 出力信号
Ｆ 制御信号
Ｉ 総充電電流
Ｉ１ 電流
Ｉ２ 電流
Ｊ 出力信号
Ｌ１ インダクタ
Ｎ１ 第１巻線
Ｎ２ 第２巻線
Ｑ１ スイッチング素子
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ５〜Ｒ９，ＲＴ 抵抗
Ｒ４ 抵抗（電流検出抵抗）
Ｒ１２ 抵抗（第１抵抗）
Ｒ１３ 抵抗（第２抵抗）
Ｖ１ 電圧
Ｖ２ 電圧
Ｖｉｎ 交流入力電圧（正弦波電圧）
Ｖｏ 出力電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧

Claims (3)

1. 交流電源から出力される正弦波電圧を全波整流して整流電圧を得る整流回路と、
   一端が、前記整流回路の第１出力に接続され、他端が、前記整流回路の第２出力に接続され、前記整流電圧を平滑して脈流出力電圧を出力する第１平滑コンデンサと、
   複数の巻線を有するインダクタと、スイッチング素子と、電流検出抵抗とが直列に接続されて構成され、前記インダクタの一端が前記第１平滑コンデンサの一端に接続され、前記インダクタの他端が前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記スイッチング素子のソースが前記電流検出抵抗の一端に接続され、前記電流検出抵抗の他端が前記第１平滑コンデンサの他端に接続されており、前記インダクタの一端に前記脈流出力電圧が入力される第１直列回路と、
   整流ダイオードと第２平滑コンデンサとが直列に接続されて構成され、前記整流ダイオードのアノードが前記スイッチング素子のドレインに接続され、前記整流ダイオードのカソードが前記第２平滑コンデンサの一端に接続され、前記第２平滑コンデンサの他端が前記スイッチング素子のソースに接続されている第２直列回路と、
   前記複数の巻線のいずれか１つに誘起される電圧の基本波成分を抽出する基本波成分抽出回路と、
   前記抽出された基本波成分の変化に応じて変化する発振周波数を有するクロック信号を生成する発振回路と、
   前記スイッチング素子のオンとオフとを制御する制御信号であって、前記クロック信号の発振周波数の変化に応じてデューティが変化するか、または、前記第２平滑コンデンサの電圧の変化に応じてデューティが変化する制御信号を生成するとともに、当該制御信号を、前記スイッチング素子のゲートに出力する制御回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記インダクタが有する巻線は、第１巻線と、当該第１巻線と磁気結合され、巻数が前記第１巻線の巻数よりも少ない第２巻線との２つであり、
   前記第１巻線の一端が前記第１平滑コンデンサの一端に接続され、前記第１巻線の他端が前記スイッチング素子のドレインに接続され、
   前記基本波成分抽出回路は、前記第２巻線に誘起される電圧の基本波成分を抽出することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記基本波成分抽出回路は、
   アノードに、前記インダクタの前記第２巻線に誘起される電圧が印加されるダイオードと、
   一端が、前記ダイオードのカソードに接続され、他端が、前記スイッチング素子のソースに接続されている第１抵抗と、
   前記第１抵抗と並列に接続されているコンデンサと、
   一端が、前記ダイオードのカソードに接続され、他端が、前記発振回路に接続されている第２抵抗とを備えることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。

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