CN106688174A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明对于绝缘型变换器电路实现软开关动作，能够实现高效率、低噪声及低成本。开关电源装置由具有主开关元件(14)、换流元件(16)、扼流圈(18)及缓冲电容器(20)的同步整流升压降压扼流电路(10)构成一次侧电路，将整流元件(26)和输出电容器(24)的串联电路与设于扼流圈(18)的二次绕组(22)连接而构成二次侧电路。将扼流圈(18)的电感值设定成如下的值：在输出电流为最大输出电流以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈(18)中流过的扼流圈电流IL跨越零点在正向及负向这两个方向上流过。开关控制电路(30)设置死区时间，并进行控制使得主开关元件(14)及换流元件(16)以开关周期互补地导通、截止，从而进行软开关。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及开关电源装置，该开关电源装置作为将输入电压变换为期望的电压并供给电子设备的绝缘型变换器发挥作用。
背景技术
(单端正激变换器(single ended forward converter))
以往，作为能够将输入电压变换为期望的电压并得到输出电压的绝缘型变换器，已知有单端正激变换器(专利文献1)。
如图17所示，单端正激变换器100构成为主变压器104的一次绕组104a和主开关元件106与输入电源102连接。主变压器104的二次绕组104b与具有正向侧(forward side)同步整流元件108和旁路侧(flywheel side)同步整流元件110的整流电路107、及具有输出扼流圈112和输出电容器114的平滑电路111连接，输出电容器114与负载连接，从而得到输出电力。
控制电路116是产生固定的开关频率的PWM控制电路，控制主开关元件106的导通、截止。
正向侧同步整流元件108和旁路侧同步整流元件110由同步整流元件驱动电路122和栅极放电电路120控制导通及截止，同步整流元件驱动电路122具有接受在主变压器104的三次绕组104c产生的电压而进行动作的开关元件126、二极管128及稳压二极管130，栅极放电电路120具有开关元件122和信号传递用变压器124。
正向侧同步整流元件108与主开关元件106的导通及截止同步地被导通及截止。旁路侧同步整流元件110在主开关元件106截止时被导通、在主开关元件106导通时被截止。旁路侧同步整流元件110的截止和主开关元件106的导通(对应于正向侧同步整流元件108的导通)是通过延迟电路118设置死区时间进行驱动。
由输入电源102供给的电力根据主开关元件106的导通及截止，作为断续电力供给主变压器104。主变压器104的一次绕组104a和二次绕组104b是在正向耦合(forwardcoupling)中使用，主开关元件106导通时的电力从一次绕组104a传递给二次绕组104b。
整流电路107及平滑电路111对在主变压器104的正向耦合中传送的电力进行整流及平滑，由此生成输出电力Vo。输出电力Vo是根据输入电压Vin、主变压器104中的一次绕组104a的圈数N1和二次绕组104b的圈数N2的圈数比(N2/N1)、及主开关元件106的导通占空比duty决定的。
Vo＝(N2/N1)·Vin·duty
单端正激变换器100以固定的开关频率进行动作，能够按照主开关元件106的导通占空比(on duty)控制输出电压，因而能够以简单的控制电路(PWM控制电路)进行动作。并且，由于将主变压器104用作正激变压器，因而变压器的转换效率较高。
(LLC共振变换器)
以往，作为能够将输入电压变换为规定的电压并得到输出电压的绝缘型变换器的另一种方式有LLC共振变换器(专利文献2)。
图18示出以往的LLC共振变换器(专利文献2)。在LLC共振变换器中设置的主变压器T1的一次绕组N1与共振电容器C1和共振电感器L1的串联共振电路连接。开关元件Q1、Q2成为以约50％的占空比对称且交替地导通、截止的半桥电路，以使共振电容器C1、共振电感器L1及主变压器T1处于共振状态的方式控制开关元件Q1、Q2的开关频率。
主变压器T1的二次绕组N2与具有整流元件D3、D4的中央抽头式的全波整流电路、及具有输出电容器Co的平滑电路连接，输出电容器Co与负载连接。
驱动开关元件Q1、Q2的控制电路202成为频率调制控制电路(PFM控制电路)，以通过与差分放大器203的输出电压和基准电压的误差电压对应的VCO(电压控制振荡器)的控制使输出电压成为规定的值的方式控制开关频率。此时，以使共振电容器C1、共振电感器L1及主变压器T1始终处于共振状态的方式控制开关频率。
LLC共振变换器与图17所示的单端正激变换器不同，开关元件Q1、Q2以软开关(soft switching)动作进行驱动，因而不存在开关损耗的增大和电涌电压的产生等。因此，能够得到高效率、低噪声的开关电源。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012－100490号公报
专利文献2：日本特开平08－066025号公报
专利文献3：日本特开2014－060850号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，图17所示的以往的单端正激变换器是在硬开关(hard switching)中使用主开关元件，能够观察到开关损耗的增大和电涌电压的产生等，因而存在效率的降低和产生较大的噪声这样的问题。
与此相对，图18所示的以往的LLC共振变换器的开关元件以软开关动作进行驱动，因而不存在开关损耗的增大或电涌电压的产生等，能够得到高效率、低噪声的开关电源。
但是，以往的LLC共振变换器需要进行开关频率的控制，使得即使在输入电压或负载电流等条件变化的情况下也能维持共振状态，因此需要复杂且高价的控制电路。
并且，在输入电压、输出电压、负载电流等变化的情况下，当使开关频率变化的控制无法跟上时，产生所谓“共振偏离”。在产生“共振偏离”时，开关元件不能进行软开关动作，而处于硬开关状态，并引发击穿电流流过的现象，对开关元件造成由于巨大的电涌电压引起的压力，在最坏的情况下将引发导致开关电源装置故障这样的不良情况。
并且，LLC共振变换器的频率调制方式存在测定系统影响波及到测定器等处理微小信号的设备的问题。例如，在AD变换器的采样率与开关频率接近时，也存在AD变换器的变换误差增大的问题。
本发明的目的在于提供开关电源装置，对于绝缘型变换器电路实现软开关动作，能够实现高效率、低噪声及低成本。
用于解决问题的手段
(开关电源装置)
本发明的开关电源装置作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在扼流圈上设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与二次绕组连接，从输出电容器的两端得到输出电力，其特征在于，
扼流圈的电感值被设定成如下的值：在输出电流为规定的额定值(最大输出电流)以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈中流过的电流在正向及负向这两个方向上流过，
所述开关电源装置设置了具有如下功能的开关控制电路：设置死区时间使主开关元件及换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止。
(防止产生对负载过大电流的电涌)
本发明的开关电源装置作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在扼流圈上设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与二次绕组连接，从输出电容器的两端得到输出电力，其特征在于，
扼流圈的电感值被设定成如下的值：在输出电流为规定的额定值(最大输出电流)以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈中流过的电流在正向及负向这两个方向上流过，
所述开关电源装置设置：
开关控制电路，其进行如下控制：设置死区时间而使主开关元件及换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止；
极性检测电路，其检测扼流圈的极性而输出极性检测信号；以及
主开关元件导通保留控制电路，其进行控制，使得在极性检测电路输出极性检测信号时，保留开关控制电路输出的主开关元件的导通信号而使截止继续。
其中，开关电源装置还设置有电流限制电路，在开关周期的1个周期内设置主开关元件的截止期间，限制最大输出电流。
(再生动作)
本发明的开关电源装置作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在扼流圈上设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与二次绕组连接，从输出电容器的两端得到输出电力，其特征在于，
扼流圈的电感值被设定成如下的值：在输出电流为规定的额定值(最大输出电流)以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈中流过的电流在正向及负向这两个方向上流过，
所述开关电源装置设置有：
主开关控制电路，其进行如下控制：设置死区时间使主开关元件及换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止，并且在开关的1个周期内设置换流元件的截止期间；
极性检测电路，其检测扼流圈的极性而输出极性检测信号；以及
换流元件导通保留控制电路，其进行控制，使得在极性检测电路输出极性检测信号时，保留开关控制电路输出的换流元件的导通信号使截止继续。
发明效果
(基本效果)
本发明的开关电源装置作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在扼流圈设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与二次绕组连接，从输出电容器的两端得到输出电力，其中，扼流圈的电感值被设定成如下的值：在输出电流为规定的额定值(最大输出电流)以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈流过的电流跨越零点在正向及负向双方流过，该开关电源装置设置具有如下功能的开关控制电路：设置死区时间使主开关元件及换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止，因而在一次侧的同步整流升压降压扼流电路中，将与扼流圈(一次绕组)连接的电容器用作缓冲电容器，在主开关元件导通时，在扼流圈中蓄积励磁能量，在换流元件导通时，将扼流圈的励磁能量和缓冲电容器的电荷能量从输出扼流圈的二次绕组传送至负载侧。此时，扼流圈作为正激变压器与反激变压器同时进行动作，并处于一次绕组和二次绕组相结合的状态，因而缓冲电容器和输出电容器的电压成为按照扼流圈(变压器)的一次绕组和二次绕组的圈数比而成比例的关系，能够实现绝缘型变换器的动作。
并且，设定输出扼流圈的电感值，使得在输出电流为零至额定值(额定电流)的范围中，能够在扼流圈的电流朝向负方向的状态下使换流元件截止，因而通过对主开关元件和换流元件设置死区时间进行驱动，能够抽取主开关元件的寄生电容值，因而能够进行软开关动作，能够实现高效率低成本的开关电源装置。
并且，即使是输入电压、输出电压、输出电流等变化时也以固定频率进行动作，能够以主开关元件的导通占空比控制输出电压，因而控制电路也能够容易低成本地实现。
并且，不会产生单端正激变换器的问题即电涌电压，因而能够适宜耐压较低的MOS-FET等半导体元件(导通电阻较小的半导体元件)，有助于高效率化，也能够降低开关噪声。
并且，由于不需要以往的LLC共振变换器所需要的频率调制控制，因而能够低成本地构成控制电路，并以固定频率进行动作，所以在用于计测设备等时也不会产生计测误差等的不良影响。
并且，根据输出扼流圈的电感值的设定，对主开关元件和换流元件设定死区时间而使进行软开关动作，由此即使是输入电压、输出电压、负载电流等变化时，也不会如LLC共振变换器那样对开关元件施加过大的冲击。
(防止产生对负载过大电流的电涌的效果)
本发明的开关电源装置作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在扼流圈设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与二次绕组连接，从输出电容器的两端得到输出电力，扼流圈的电感值被设定成如下的值：在输出电流为规定的额定值(最大输出电流)以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈流过的电流跨越零点在正向及负向双方流过，该开关电源装置设置了：开关控制电路，其进行如下控制：设置死区时间使主开关元件及换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止；极性检测电路，其检测扼流圈的极性而输出极性检测信号；以及主开关元件导通保留控制电路，其进行控制，使得在极性检测电路输出极性检测信号时，保留开关控制电路输出的主开关元件的导通信号而使截止继续，因而即使是将要流过最大输出电流值以上的电流的情况下，也能在电流不流过换流元件的寄生二极管的状态下使主开关元件导通，因而不会产生电涌电压。
并且，由于不产生电涌电压，因而作为主开关元件及换流元件而使用的MOS-FET等半导体元件能够使用低耐压且导通电阻较低的半导体元件，能够实现低噪声高效率的开关电源装置。
其中，开关电源装置还设置有电流限制电路，在开关周期的1个周期内设置主开关元件的截止期间，限制最大输出电流，因而能够一并具备过电流保护功能，即扼流圈的电流峰值不会由于主开关元件的导通时间而受到限制而成为开关的1个周期以上，抑制过大的电流流过的功能。
(再生动作的效果)
本发明的开关电源装置作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在扼流圈设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与二次绕组连接，从输出电容器的两端得到输出电力，扼流圈的电感值被设定成如下的值：在输出电流为规定的额定值(最大输出电流)以下时，在开关的1个周期内使在扼流圈流过的电流跨越零点在正向及负向双方流过，该开关电源装置设置有：开关控制电路，其进行控制，使得设置死区时间使主开关元件及换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止，并且在开关的1个周期内设置换流元件的截止期间；极性检测电路，其检测扼流圈的极性而输出极性检测信号；以及换流元件导通保留控制电路，其进行控制，使得在极性检测电路输出极性检测信号时，保留开关控制电路输出的换流元件的导通信号而使截止继续，因而能够实现具有从输出侧向输入侧再生电力的功能的、低噪声高效率的开关电源装置。
该再生动作在对开关电源装置的输出侧施加了比开关电源装置输出的输出电压设定值高的电压的情况下，和当在输出侧安装了大容量的电容器的状态下急剧降低输出电压设定值的情况下等产生。
并且，本发明的开关电源装置能够利用再生动作实现双向开关电源装置。
并且，本发明的开关电源装置即使是在再生动作中，只要是成为再生电流的输出扼流圈的电流跨越零点而变化的状态，就不会在主开关元件及换流元件的寄生二极管流过恢复电流(recovery current)，因而不会产生电涌电压。并且，由于进行主开关元件及换流元件的寄生电容值的抽取，因而能够实现软开关动作。因此，能够实现高效率低噪声的双向开关电源装置。
并且，即使是在流过较大的再生电流的情况下，换流元件也不会在电流流过主开关元件的寄生二极管的过程中导通，因而不会产生电涌电压。并且，由于不产生电涌电压，因而主开关元件和换流元件能够使用低耐压且导通电阻较低的MOS-FET等半导体元件，能够实现低噪声高效率且具有再生功能的开关电源装置。
并且，扼流圈的再生电流的峰值由于受到换流元件的导通时间限制而不会达到开关的1个周期以上，因而能够一并具备抑制过大的再生电流流过的功能即再生过电流保护功能。
附图说明
图1是示出作为绝缘型变换器发挥作用的开关电源装置的实施方式的电路框图。
图2是关于图1示出输出电流为零时的动作波形的说明图。
图3是将输出电流为零时的开关1个周期的电路动作分为期间A～F进行示出的说明图。
图4是关于图1示出输出电流较大时的动作波形的说明图。
图5是将输出电流较大时的开关1个周期的电路动作分为期间A～F进行示出的说明图。
图6是示出具有针对过大输出电流的电涌电压防止功能的开关电源装置的实施方式的电路框图。
图7是示出没有针对过大输出电流的电涌电压防止功能时的动作波形的说明图。
图8是示出在未设置针对过大输出电流的电涌电压防止功能的图1的实施方式中输出电流超过额定电流的期间G、H的电路动作的说明图。
图9是示出设置了针对过大输出电流的电涌电压防止功能的图6的实施方式的动作波形的说明图。
图10是示出保留图9的主开关元件导通的期间I的电路动作的说明图。
图11是示出具备针对过大输出电流的电涌电压防止功能和过电流保护功能的开关电源装置的实施方式的电路框图。
图12是示出在没有针对过大再生电流的电涌电压防止功能时的再生电流为额定电流以下的情况和超过额定电流的情况的动作波形的说明图。
图13是示出图12的期间J、K及期间L、M的电路动作的说明图。
图14是示出具备针对过大再生电流的电涌电压防止功能和过电流保护功能的开关电源装置的实施方式的电路框图。
图15是示出图14的实施方式的动作波形的说明图。
图16是示出保留图15的换流元件导通的期间N的电路动作的说明图。
图17是示出以往的单端正激变换器的电路框图。
图18是示出以往的LLC共振变换器的电路框图。
具体实施方式
[开关电源装置的结构]
图1是示出作为绝缘型变换器发挥作用的开关电源装置的实施方式的电路框图。
(功率电路)
如图1所示，本实施方式的开关电源装置设有同步整流升压降压扼流电路10作为一次侧的功率电路。同步整流升压降压扼流电路10将使用了MOS-FET的主开关元件14和扼流圈18的串联电路与输入电源12并联连接，将缓冲电容器20和使用了MOS-FET的换流元件16的串联电路与扼流圈18并联连接。
作为开关电源装置的二次侧的功率电路是如下的电路结构：在扼流圈18设置二次绕组22，将使用了二极管的整流元件26和输出电容器24的串联电路与二次绕组22连接，从输出电容器24的两端得到负载28的输出电力。
扼流圈18具有作为电感器进行动作的期间和作为变压器进行动作的期间。在作为变压器进行动作的情况下，扼流圈18成为变压器的一次绕组，在下面的说明中，在作为变压器进行动作的情况下，将扼流圈18表述为扼流圈(一次绕组)18。
并且，主开关元件14及换流元件16由于MOS-FET的半导体元件结构，在各自的源极-漏极之间并行产生寄生二极管60、64和寄生电容器62、66。
另外，在本实施方式中，主开关元件14配置在高电平侧，但也可以配置在低电平侧。并且，扼流圈18和缓冲电容器20如果是串联的，则也可以交换地配置。整流元件26和输出电容器24也一样，如果是串联的，也可以交换地配置。
一次侧的同步整流升压降压扼流电路10在主开关元件14导通时，在扼流圈18蓄积励磁能量。并且，在换流元件16导通(主开关元件14截止)时，将扼流圈18的励磁能量和缓冲电容器20的电荷能量从扼流圈18的二次绕组22传送至负载28侧。此时，扼流圈18的励磁能量的一部分被传送至缓冲电容器20。
在换流元件16导通时，扼流圈18作为反激变压器(flyback transformer)进行动作，由此将在主开关元件14导通时所蓄积的励磁能量释放，同时作为将缓冲电容器20的能量传送至二次侧的正激变压器进行动作。
即，开关电源装置进行如下的动作：在主开关元件14导通、换流元件16截止的期间，在扼流圈18中蓄积励磁能量，在换流元件16导通、主开关元件14截止的期间，将在扼流圈18和缓冲电容器20中蓄积的能量传送至输出电容器24。
作为变压器进行动作的扼流圈18处于通过扼流圈18将一次绕组和二次绕组22相结合的状态，因而成为缓冲电容器20和输出电容器24相结合的状态。因此，各个电容器的电压成为按照作为变压器进行动作的扼流圈(一次绕组)18的圈数N1和二次绕组22的圈数N2的圈数比(N2/N1)而成比例的值。
由开关电源装置的一次侧的功率电路构成对缓冲电容器20的同步整流升压降压扼流电路10，因而缓冲电容器20的电压VCb能够使用求出同步整流升压降压扼流电路的输出电压用的一般的计算式求出，并由输入电压Vin和主开关元件14的导通占空比duty决定，如式(1)所示。
[算式1]
VCb：缓冲电容器20的电压
Vin：输入电压
duty：主开关元件14的导通占空比
缓冲电容器20和输出电容器24成为按照作为变压器进行动作的扼流圈(一次绕组)18的圈数N1和二次绕组22的圈数N2的圈数比(N2/N1)而成比例的值，因而开关电源装置的输出电压Vo由式(2)决定。
[算式2]
Vo：开关电源装置的输出电压
VCo：输出电容器24的电压
N1：扼流圈(一次绕组)18的圈数
N2：二次绕组22的圈数
(开关控制电路)
开关控制电路30由开关频率产生电路32、三角波产生电路34、PWM电路(脉宽调制电路)36、第1死区时间产生电路38、第2死区时间产生电路40、换流控制用逆变器42构成。
开关频率产生电路32具有振荡电路31，输出规定的开关频率fsw的时钟信号E1。
三角角波产生电路34具有串联连接使用了MOS-FET的开关元件44、电阻46和电容器48而成的充电放电电路，在振荡电路31的脉冲信号E1的朝向L电平的下降沿将开关元件44截止，经由电阻46对电容器48充电而生成直线增加的信号电压，然后在振荡电路31的脉冲信号E1的朝向H电平的上升沿将开关元件44导通，使电容器46放电复位，由此生成以振荡电路31的振荡周期而反复的三角波信号E2。
PWM电路36输入成为输出电压与规定的基准电压的差分电压的占空比控制信号E3及来自三角波产生电路34的三角波信号E2，输出具有与占空比控制信号E3的信号电平对应的导通占空比的PWM信号E4，控制主开关元件14的导通、截止。
来自PWM电路36的PWM信号E4经由第1死区时间产生电路38被输入换流控制用逆变器42，利用由换流控制用逆变器42反转后的换流控制信号E7，控制换流元件16使相对于主开关元件14的导通、截止而互补地导通、截止。
第1死区时间产生电路38是将电阻54和电容器56串联连接而成的延迟电路，将使PWM信号E4延迟固定时间而得的延迟信号E6输出至换流控制用逆变器42，并输出延迟信号E6在达到换流控制用逆变器42的阈值电平以下的延迟后成为H电平的换流控制信号E7，由此在主开关元件14的截止和换流元件16的导通之间设定规定的第1死区时间。
第2死区时间产生电路40具有振荡电路50和二极管52，使振荡电路31和振荡电路50的频率同步，在即将产生振荡电路31的脉冲信号E1之前从振荡电路50输出脉冲信号E5，由此使产生规定的第2死区时间，在换流元件16的截止和主开关元件14的导通之间设定第2死区时间。
(扼流圈的电感器)
本实施方式的开关电源装置在如下的定时如式(3)所示设定扼流圈(一次绕组)18的电感值Lp，使得扼流圈18的电流流向输入电源12，所述定时是指无论输出电流怎样，在开关的1个周期内，在扼流圈18流过的电流都跨越零点在正向及负向双方流过、并且主开关元件14导通的定时。其详细情况将在后面的说明中得到明确。
[算式3]
Lp：扼流圈(一次绕组)18的电感值
fsw：开关频率
IoMAX：开关电源装置的最大输出电流(额定值)
通过该电感值Lp的设定以及对主开关元件14和换流元件16设定第1死区时间和第2死区时间进行驱动，能够使主开关元件14和换流元件16进行软开关动作，能够实现高效率低噪声的开关电源装置。并且，能够以固定频率进行开关动作，而且能够以主开关元件14的导通占空比控制输出电压，因而能够容易且低成本地实现开关控制电路30。
[开关电源装置的动作]
(输出电流为零时的动作)
图2是对于图1示出输出电流为零时的动作波形的说明图，图3是将输出电流为零时的开关1个周期的电路动作分为期间A～F进行示出的说明图。
其中，在图2的(a)～(l)示出了振荡电路31的脉冲信号E1、振荡电路50的脉冲信号E5、输入PWM电路36的三角波信号E2和占空比控制信号E3、从PWM电路36输出的PWM信号E4、第1死区时间产生电路38的延迟信号E6、主开关元件14的栅极-源极间电压VGS1、换流元件16的栅极-源极间电压VGS2、主开关元件14的漏极-源极间电压VDS1、换流元件16的漏极-源极间电压VDS2、整流元件26的两端电压VKA、整流元件26的电流I及扼流圈18的扼流圈电流IL。并且，图3将图2中作为开关的时刻t1～t2的1个周期的电路动作分为A～F这6个期间而示出。
本实施方式的开关电源装置在通过成为无负载而不流过输出电流的情况下，电流不流过二次绕组22，因而能够将一次侧的功率电路理解为将缓冲电容器20的两端视为输出的同步整流升压降压扼流电路10。
本实施方式的开关电源装置通过开关频率产生电路32以他激式进行控制。开关频率fsw固定的同步整流升压降压扼流电路10中的缓冲电容器20的电压VCb，由输入电压Vin和主开关元件14的导通占空比duty决定，成为与前述式(1)相同的下式(4)。
[算式4]
并且，在输出电流Io为零时，在扼流圈18流过的电流ICb的平均值成为零。并且，缓冲电容器20和输出电容器24成为扼流圈(一次绕组)18的圈数N1和二次绕组22的圈数N2的圈数比的倍数的关系。
开关电源装置在以无负载进行动作时是扼流圈18的电流朝向正向的状态，如期间A的最后时所示，主开关元件14截止。在主开关元件14截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间的期间B，由此蓄积在换流元件16的寄生电容器66中的电荷被回收。
在期间C的最初时的换流元件16导通的定时，寄生电容器66的电荷被抽取，因而换流元件16能够进行软开关动作。
在期间D的最后时的换流元件16截止的定时，扼流圈18的电流朝向负向。
在换流元件16截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第2死区时间的期间E，由此蓄积在主开关元件14的寄生电容器62中的电荷被回收。在期间F的主开关元件14首次导通的定时，寄生电容器62的电荷被抽取，因而主开关元件14能够进行软开关动作。
下面，更详细地说明该期间A～F的动作。
(期间A的动作)
在输出电流Io为零的情况下，如图2的期间A所示，图2(f)的VGS1成为H电平，由此主开关元件14导通，并且图2(g)的VGS2成为L电平，由此换流元件16截止，图2(l)的扼流圈电流IL朝向正向增加。
此时，如图3(期间A)中箭头所示，电流在从输入电源12的正侧到主开关元件14、扼流圈18及输入电源12的负侧的路径中流过，在扼流圈18中蓄积能量。
在期间A之间，在图2(c)所示的三角波信号E2与占空比控制信号E3的电平相交时，图2(d)的PMW信号E4从H电平下降至L电平，图2(f)的VGS1从H电平成为L电平，如期间A的最后时所示，主开关元件14截止。
(期间B的动作)
在主开关元件14截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间的期间B。此时，扼流圈18因要持续流过扼流圈电流IL而进行动作，因而扼流圈18的用点示出的一侧成为正极性，相反侧成为负极性。因此，如图3(期间B)中箭头所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的用点示出的正侧到缓冲电容器20、换流元件16的寄生电容器66及扼流圈18的负侧的路径中流过。因此，在第1死区时间的期间B，蓄积在换流元件16的寄生电容器66中的电荷被抽取。
(期间C的动作)
在期间B的第1死区时间已过、图2(g)的VGS2从L电平上升至H电平、换流元件16导通的定时，换流元件16的寄生电容器66的电荷在期间B中被抽取，因而在期间C的初始时换流元件16能够通过软开关动作而导通。
即，寄生电容器66处于放电状态，因而换流元件16的漏极-源极间电压VDS2成为零伏，在该状态下能够进行将换流元件16导通的软开关动作。
在换流元件16导通时，如图3(期间C)所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的扼流圈电流IL，在从扼流圈18的用点示出的正侧到缓冲电容器20、换流元件16及扼流圈18的负侧的路径中流过，扼流圈电流IL呈直线状减小。
此时，扼流圈(一次绕组)18和二次绕组22同时作为反激变压器和正激变压器进行动作，如图2(j)(k)所示，根据在二次绕组诱发的电压，整流元件26导通，两端电压VKA大致为零，但由于处于无负载状态，因而不流过负载电流，整流元件26的电流I成为零。
(期间D的动作)
在期间C中，当在主开关元件14截止、换流元件16导通的状态下、扼流圈18的电流降低超过零时，进入电流方向成为负向的期间D。
此时，如图3(期间D)所示，电流在从缓冲电容器20的正侧到扼流圈18、换流元件16及缓冲电容器20的负侧的路径中流过，使得在扼流圈18中蓄积能量，如图2(l)所示，扼流圈电流IL在负向呈直线状增加，但在二次侧不流过负载电流。
在接近期间D的最后时，根据图2(b)所示的振荡电路50的脉冲信号E5，图2(g)的VGS2从H电平变为L电平，如期间D的最后时所示，换流元件16截止。
(期间E的动作)
在换流元件16截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第2死区时间的期间E。此时，扼流圈18因要持续流过扼流圈电流IL而进行动作，因而扼流圈18的没有点的一侧成为正极性，用点示出的一侧成为负极性。
因此，如图3(期间E)中箭头所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的正侧到主开关元件14的寄生电容器62、输入电源12及扼流圈18的用点示出的负侧的路径中流过。因此，在第2死区时间的期间E，蓄积在主开关元件14的寄生电容器62中的电荷被回收。
(期间F的动作)
在期间E的第2死区时间已过、图2(f)的VGS1从L电平上升至H电平、主开关元件14导通的定时，主开关元件14的寄生电容器62的电荷在期间E被回收，因而在期间F的初始时主开关元件14能够通过软开关动作而导通。
即，寄生电容器62处于放电状态，因而主开关元件14的漏极-源极间电压VDS1成为零伏，在该状态下能够进行将主开关元件14导通的软开关动作。
在主开关元件14导通时，如图3(期间F)所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的正侧到主开关元件14、输入电源12及扼流圈18的用点示出的负侧的路径中流过，如图2(l)的期间F所示，扼流圈电流IL从负向朝向零呈直线状变化。
(输出电流较大时的动作)
图4是对于图1示出输出电流较大时的动作波形的说明图，与图2的(a)～(l)一样分为图4的(a)～(l)而示出。图5是将输出电流较大时的开关1个周期的电路动作分为期间A～F进行示出的说明图。
在开关电源装置的输出电流较大的情况下，在期间C及期间D中输出电流流向二次侧，这与输出电流为零的情况不同。
在期间C及期间D中，在一次侧流过将流向二次侧的电流叠加在流过扼流圈(一次绕组)18的电流上的电流。在输出电流为零时，一次侧的电流的平均值成为零，但在输出电流较大的情况下，随着电流增大，一次侧的电流的平均值移动到正侧。
下面，详细说明该输出电流较大时的期间C及期间D的动作。
(期间C的动作)
在期间B的第1死区时间已过、图4(g)的VGS2从L电平上升至H电平、换流元件16导通的定时，换流元件16的寄生电容器66的电荷在期间B被抽取，因而在期间C的初始时换流元件16能够通过软开关动作而导通。
即，寄生电容器66处于放电状态，因而换流元件16的漏极-源极间电压VDS2成为零伏，在该状态下能够进行将换流元件16导通的软开关动作。
在换流元件16导通时，如图5(期间C)所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的扼流圈电流IL，在从扼流圈18的用点示出的正侧到缓冲电容器20、换流元件16及扼流圈18的负侧的路径中流过。
此时，扼流圈(一次绕组)18和二次绕组22作为反激变压器进行动作，将扼流圈18的励磁能量从扼流圈18的二次绕组22向负载28侧传送。此时，扼流圈(一次绕组)18和二次绕组22也同时作为正激变压器进行动作，将缓冲电容器20的电荷能量从扼流圈18的二次绕组22向负载28侧传送。整流元件26及输出电容器24对通过扼流圈(一次绕组)18和二次绕组22的反激动作和正激动作而传送的电力进行整流及平滑，由此生成输出电力，在负载28流过负载电流。在期间C，同时通过反激动作和正激动作向负载28侧传送能量，但是与后述的期间D相反，反激动作的贡献率大于正激动作的贡献率。
并且，流过扼流圈18的电流IL如图4(k)(l)所示成为在流过扼流圈(一次绕组)18的电流中叠加了流过二次侧的整流元件26的电流I的电流，扼流圈电流IL在呈阶梯状下降后呈直线状减小。
(期间D的动作)
在期间C中，当在主开关元件14截止、换流元件16导通的状态下、扼流圈18的电流下降超过零时，进入电流方向成为负向的期间D。
此时，如图5(期间D)所示，电流(在一次侧扼流圈电流中叠加了二次侧电流的电流)在从缓冲电容器20的正侧到扼流圈18、换流元件16及缓冲电容器20的负侧的路径中流过，使得在扼流圈18蓄积能量，如图4(l)所示，扼流圈电流IL在负向呈直线状增加。
并且，扼流圈(一次绕组)18和二次绕组22继续进行同时作为反激变压器和正激变压器的动作，将扼流圈18的励磁能量和缓冲电容器20的电荷能量从扼流圈18的二次绕组22向负载28侧传送，整流元件26及输出电容器24对通过扼流圈(一次绕组)18和二次绕组22的反激动作和正激动作而传送的电力进行整流及平滑，由此生成输出电力，在负载28中流过负载电流。在期间D，也同时通过反激动作和正激动作向负载28侧传送能量，但是向负载28侧传送的能量与前述的期间C相反，正激动作的贡献率大于反激动作的贡献率。
在接近期间D的最后时，根据图4(b)所示的振荡电路50的脉冲信号E5，图4(g)的VGS2从H电平变为L电平，如期间D的最后时所示，换流元件16截止。
本实施方式的开关电源装置即使是在输出电流较大的情况下，也与输出电流为零的情况一样，在扼流圈(一次绕组)18的电流朝向正向时使主开关元件14截止，然后对换流元件16的导通设定期间B的第1死区时间，由此抽取蓄积在换流元件16的寄生电容器66中的电荷。
并且，在扼流圈(一次绕组)18的电流朝向负向时使换流元件16截止，然后对主开关元件14的导通设定期间E的第2死区时间，由此抽取蓄积在主开关元件14的寄生电容器62中的电荷。
因此，在负载电流较大时，设定具有第1死区时间和第2死区时间的动作，并且按照后面所述设定扼流圈(一次绕组)的电感值Lp，由此与图2及图3所示的输出电流为零的情况一样，能够使主开关元件14及换流元件16进行软开关动作。
(扼流圈的电感值Lp)
本实施方式的开关电源装置在主开关元件14导通(换流元件16截止)时，在扼流圈18中蓄积励磁能量。并且，在换流元件16导通(主开关元件14截止)时，将扼流圈18的励磁能量和缓冲电容器20的电荷能量从扼流圈18的二次绕组22向负载侧的输出电容器24传送。
在换流元件16导通时，扼流圈18作为将在主开关元件14导通时所蓄积的励磁能量释放的反激变压器进行动作，同时作为将缓冲电容器20的能量传送至二次侧的正激变压器进行动作。
此时，能够理解为传送至二次侧的扼流圈18的励磁能量，与将全部能量暂且蓄积于缓冲电容器20后、将其传送至二次侧的输出电容器24的能量等效。
因此，作为开关电源装置的负载电流，与一次侧的同步整流升压降压扼流电路10输出给缓冲电容器20的能量相同。因此，通过理解为将缓冲电容器20的两端视为输出的同步整流升压降压扼流电路10来决定扼流圈18的电流，能够决定该开关电源装置输出给二次侧的电流。
把将缓冲电容器20的两端视为输出的同步整流升压降压扼流电路10的假想的最大输出电流(规定的额定值)设为ICbMAX。并且，把作为同步整流升压降压扼流电路10进行动作时的扼流圈18的电流振幅(电流变化量)设为ΔIL。
作为软开关的条件，在主开关元件14导通时，扼流圈18的电流IL一定必须朝向负向。因此，扼流圈18的电流振幅ΔIL一定必须设为跨越零点的设定。其中，同步整流升压降压扼流电路10的假想的输出电流ICb是在主开关元件14截止时流过扼流圈18的电流的平均值，因而通过以使该值大于同步整流升压降压扼流电路10的假想的最大输出电流ICbMAX的方式设定扼流圈18的电流振幅ΔIL，在同步整流升压降压扼流电路10的假想的输出电流为假想的最大输出电流ICbMAX以下的情况下，成为扼流圈18的电流振幅ΔIL一定跨越零点的动作。由此，如式(5)所示求出扼流圈的电流变化量(电流振幅)ΔIL的最小值。
[算式5]
扼流圈18的电流振幅ΔIL由施加给扼流圈18的电压VL、施加时间Ton、电感值Lp决定，如下式所示。
[算式6]
施加给扼流圈18的电压VL成为输入电压Vin。
[算式7]
VL＝Vin (7)
对扼流圈18施加电压VL的时间Ton是主开关元件14的导通时间，根据开关频率fsw和占空比duty求出，由下式赋值。
[算式8]
关于主开关元件14的占空比duty，只要求出同步整流升压降压扼流电路的占空比即可，因而根据输入电压Vin和缓冲电容器电压VCb求出，如下式所示。
[算式9]
下面，说明向作为开关电源装置的二次侧输出的输出电流Io和一次侧电路的扼流圈18的电流之间的关系。
本实施方式的开关电源装置将在缓冲电容器20中蓄积的能量，在换流元件16导通的期间传送至输出电容器24。因此，输出给负载的能量Pout与提供给缓冲电容器20的能量PCb相同。
能量是电压与电流之积，因而在考虑到输出电流Io是最大输出电流IoMAX的情况时，提供给缓冲电容器20的能量成为缓冲电容器20的电压VCb与流过扼流圈(一次绕组)18的电流的最大值ICbMAX之积。并且，开关电源装置输出的能量成为输出电流Io与最大输出电流IoMAX之积，能够得到式(10)的关系。
[算式10]
Pout＝Vo·IoMAX＝PCb＝VCb·ICbMAX (10)
缓冲电容器20的电压VCb和输出电压Vo具有扼流圈(一次绕组)18的圈数N1和二次绕组22的圈数N2的圈数比的关系，因而能够得到式(11)的关系。
[算式11]
因此，根据式(10)和式(11)能够得到下面的式(12)。
[算式12]
在此，整理式(12)能够得到如下式(13)所示的、开关电源装置的最大输出电流IoMAX与一次侧的同步整流升压降压扼流电路10的假想的最大输出电流ICbMAX之间的关系。
[算式13]
根据以上的关系求出扼流圈18的电感值Lp，再次得到所记载的前述式(3)。
[算式14]
Lp：扼流圈(一次绕组)18的电感值
Vin：输入电压
VCb：缓冲电容器20的电压
(作为同步整流升压降压扼流电路10考虑时的输出电压)
ICbMAX：作为同步整流升压降压扼流电路10考虑时的最大输出电流
fsw：开关频率
其结果是，通过如式(3)所示设定扼流圈(一次绕组)18的电感值Lp，能够在开关电源装置的输出电流Io在零至额定电流的范围中使主开关元件14及换流元件16进行软开关动作。
(图1的开关电源装置的有用性)
图1所示的开关电源装置能够由简单的结构实现作为主开关元件14及换流元件16而设置的MOS-FET等半导体元件的软开关动作，即使输入电压、输出电压、输出电流等变化时，也能够以固定频率进行动作。
并且，不会产生图17所示的以往的单端正激变换器的问题即电涌电压，因而能够使用耐压较低的半导体元件(导通电阻较小的半导体元件)，因而能够有助于高效率化，进而也能够降低开关噪声。
并且，不需要图18所示的LLC共振变换器所需要的频率调制控制，因而能够低成本地构成开关控制电路30，并以固定频率进行动作，所以在用于计测设备等时也不会产生计测误差等的不良影响。
另外，如果设定满足式(3)的扼流圈(一次绕组)18的电感值Lp，即使输入电压、输出电压、负载电流等变化时，也不会如LLC共振变换器那样对开关元件施加过大的冲击。
[防止对过大输出电流的电涌电压的实施方式]
(开关电源装置的结构)
图6是示出具有对过大输出电流的电涌电压防止功能的开关电源装置的实施方式的电路框图。图6的开关电源装置的特征在于，在图1的开关电源装置的特征基础上，即使是流过最大输出电流IoMAX以上的电流时也不会产生电涌电压。
如图6所示，关于本实施方式的开关电源装置，作为一次侧的功率电路而设置的同步整流升压降压扼流电路10将使用了MOS-FET的主开关元件14和扼流圈18的串联电路与输入电源12并联连接，将缓冲电容器20和使用了MOS-FET的换流元件16的串联电路与扼流圈18并联连接。
并且，作为二次侧的功率电路是如下的电路结构：在相当于一次绕组的扼流圈18设置二次绕组22，将使用了二极管的整流元件26和输出电容器24的串联电路与二次绕组22连接，从输出电容器24的两端得到负载28的输出电力。另外，省略了在主开关元件14及换流元件16的源极-漏极之间并行产生的寄生二极管和寄生电容器。
开关控制电路30由开关频率产生电路32、三角波产生电路34、PWM电路36、第1死区时间产生电路38、第2死区时间产生电路40及换流控制用逆变器42构成。
这些部件的结构与图1的实施方式相同，但是在本实施方式中，附加了极性检测电路70和主开关元件导通保留控制电路74。
极性检测电路70具有与扼流圈18结合的极性检测线圈72，检测在扼流圈18中产生的电压的极性并输出极性检测信号E8。即，极性检测电路70当在扼流圈18的用点示出的一侧产生正的电压的情况下输出成为L电平的极性检测信号E8，并且当在扼流圈18的用点示出的一侧的相反侧产生正的电压的情况下输出成为H电平的极性检测信号E8。
主开关元件导通保留控制电路74进行如下控制：当在扼流圈18的用点示出的一侧产生正的电压而通过极性检测电路70输出成为L电平的极性检测信号E8时，将开关控制电路30输出的成为H电平的PWM信号E4固定为L电平，并保留主开关元件14的导通而使截止继续。
(没有电涌电压防止功能时的动作)
关于没有如图6的实施方式那样设置极性检测电路70和主开关元件导通保留控制电路74的图1的实施方式，根据图7及图8说明输出电流Io达到最大输出电流IoMAX以上时的动作。
图7是示出没有针对过大输出电流的电涌电压防止功能时的动作波形的说明图，将各部分的信号分为图7的(a)～(j)示出。图8是示出在图1的输出电流超过额定电流的期间G及期间H的电路动作的说明图。
(期间A的动作)
如图7(c)所示，针对负载28要求大电流而输出电流Io达到最大输出电流IoMAX以上的情况，占空比控制信号E3的信号电压上升，三角波信号E2与占空比控制信号E3相交之前的期间变长，因而图7(d)的PWM信号从H电平下降至L电平的期间变长。
这样在大电流流过负载28时，主开关元件14的导通占空比增加，如图7(j)的期间A所示，扼流圈电流IL上升。
(期间B的动作)
在主开关元件14截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间的期间B，由此在换流元件16的寄生电容器66蓄积中的电荷被抽取。
(期间C的动作)
在期间B的第1死区时间已过、图7(g)的VGS2从L电平上升至H电平、换流元件16导通的定时，由于换流元件16的寄生电容器66的电荷在期间B被抽取，因而换流元件16能够通过软开关动作而导通。在换流元件16导通的期间C，扼流圈18将能量释放，扼流圈电流IL下降。
在这种情况下，在主开关元件14截止、换流元件16导通的状态下，扼流圈电流IL下降，但由于是输出电流Io大于最大输出电流IoMAX的状态，因而扼流圈电流IL不会下降至零以下。
当在该状态下接近期间C的最后时，根据图7(b)所示的振荡电路50的脉冲信号E5，图7(g)的VGS2从H电平成为L电平，如期间C的最后时所示，换流元件16截止。
(期间G的动作)
在换流元件16截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第2死区时间的期间G。此时，由于是输出电流Io大于最大输出电流IoMAX的状态，因而扼流圈电流IL不会下降至零以下。
因此，如图8(期间G)中箭头所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的用点示出的正侧到缓冲电容器20、换流元件16的寄生二极管64及扼流圈18的负侧的路径中流过。
(期间H的动作)
期间G的第2死区时间已过，图7(f)的VGS1从L电平上升至H电平，主开关元件14导通。但是，在主开关元件14刚刚导通后，通过换流元件16的寄生二极管64的恢复动作，如图8(期间H)中箭头所示，较大的击穿电流在从输入电源12的正侧到主开关元件14、换流元件16的寄生二极管64、缓冲电容器20及输入电源12的负侧的路径中流过，在基于配线的寄生电感器中蓄积能量，在该寄生电感器所蓄积的能量如图7(i)的VSD2所示使换流元件16产生电涌电压Vs。
因此，在没有附加如图6所示的极性检测电路70和主开关元件导通保留电路74的图1的实施方式中，在负载要求大电流的情况下，产生扼流圈18的电流不回零的状态，导致在换流元件16产生电涌电压。
(具有电涌电压防止功能时的动作)
在如图6的实施方式那样附加了极性检测电路70和主开关元件导通保留控制电路74的情况下，关于输出电流Io达到最大输出电流IoMAX以上时的动作，根据图9进行说明。
图9是示出设置了针对过大输出电流的电涌电压防止功能时的动作波形的说明图，将各部分的信号分为图9(a)～(k)示出，相对于图6追加了图9(f)的极性检测信号E8。图10是示出将图9的主开关元件的导通保留的期间I的电路动作的说明图。
(期间A的动作)
如图9(c)所示，针对负载28要求大电流而输出电流Io达到最大输出电流IoMAX以上的情况，占空比控制信号E3的信号电压上升，在三角波信号E2与反馈控制信号E3相交之前的期间变长，因而图9(d)的PWM信号E4从H电平下降至L电平的期间变长。
这样在大电流流过负载28时，主开关元件14的导通占空比增加，如图9(k)的期间A所示，扼流圈电流IL上升。
此时，从极性检测电路70输出的极性检测信号E8是H电平，因而主开关元件导通保留电路74不需保留主开关元件14的导通，而与来自PWM电路36的PWM信号E4同步地使主开关元件14截止。
(期间B的动作)
在主开关元件14截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间的期间B，由此在换流元件16的寄生电容器66中蓄积的电荷被抽取。
(期间C的动作)
在期间B的第1死区时间已过、图9(h)的VGS2从L电平上升至H电平、换流元件16导通的定时，换流元件16的寄生电容器的电荷在期间B被抽取，因而换流元件16能够通过软开关动作而导通。在换流元件16导通的期间C，扼流圈18释放能量，扼流圈电流IL下降。
在这种状态下，根据图9(b)所示的振荡电路50的脉冲信号E5，图9(h)的VGS2从H电平成为L电平，如期间C的最后时所示，换流元件16截止。
(期间G的动作)
在换流元件16截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第2死区时间的期间G。此时，在期间G，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的用点示出的正侧到缓冲电容器20、换流元件16的寄生二极管64及扼流圈18的负侧的路径中流过，扼流圈电流IL持续下降，同时从扼流圈18的二次绕组22向负载28侧传送，并流过负载电流。
(期间I的动作)
在期间I，虽然图9(d)的PWM信号E4成为H电平，并使主开关元件14将要导通，但此时是扼流圈18释放能量的状态，因而来自极性检测电路70的极性检测信号E8维持L电平的状态。
这样在极性检测信号E8是L电平的状态时，即使是PWM信号E4为使主开关元件14导通而成为H电平时，主开关元件导通保留控制电路74的“与”电路76由于L电平的极性检测信号E8而成为禁止状态，被固定为L电平输出，因而主开关元件导通保留控制电路74保留主开关元件14的导通而使截止持续。
因此，与期间G一样，通过电流流过换流元件16的寄生二极管64，扼流圈18朝向缓冲电容器20及负载28持续释放能量，扼流圈电流IL持续下降。
在扼流圈18结束能量释放时，来自极性检测电路70的极性检测信号成为H电平，设于主开关元件导通保留控制电路74的“与”电路76的禁止状态被解除，此时PWM信号E4处于H电平，因而主开关元件14导通。
并且，在期间I的最后，在扼流圈电流IL成为零以后，主开关元件14导通。因此，在换流元件16的寄生二极管64中流通的电流成为零以后，主开关元件14导通。在这种情况下，由于不是抽取换流元件16的寄生电容器66的电荷的状态，因而不会成为软开关动作，但是在流过寄生二极管64的电流成为零以后，主开关元件14导通，因而在换流元件16的寄生二极管64不产生恢复动作，不流过如图8(期间H)所示的击穿电流，在换流元件16不会产生电涌电压。
(图6的开关电源装置的有用性)
图6所示的开关电源装置即使是在由于极性检测电路70和主开关元件导通保留控制电路74的功能而将要流过最大输出电流IoMAX以上的输出电流Io的情况下，主开关元件14也不会在电流流过换流元件16的寄生二极管的过程中导通，因而不会在换流元件16产生电涌电压，作为换流元件16而使用的MOS-FET等半导体元件能够使用低耐压且导通电阻较低的元件，能够实现低噪声高效率的开关电源装置。
[具有过电流保护功能的开关电源装置]
图11是示出具备针对过大输出电流的电涌电压防止功能和过电流保护功能的开关电源装置的实施方式的电路框图。
如图11所示，本实施方式的开关电源装置相对于图6所示的开关电源装置附加了作为输出电流限制电路发挥作用的最大占空比限制电路78。
最大占空比限制电路78具有逆变器80和“与”电路82，并进行如下控制：通过逆变器80将来自振荡电路31的脉冲信号E1反转而输入“与”电路82中一方，将来自PWM电路36的PWM信号E4输入“与”电路82中另一方，在开关的1个周期内设置主开关元件14一定截止的期间。
即，最大占空比限制电路78进行控制，使得在来自振荡电路31的脉冲信号E1从L电平上升至H电平时主开关元件14截止，由此抑制过大的输出电流流过。由此，主开关元件14的导通期间不会成为开关的1个周期以上。
更具体地进行说明，在图9的动作波形中说明了占空比控制信号E3与三角波信号E2相交的状态，但是在占空比控制信号E3随着输出电流Io的增加而进一步上升时，将处于不能与三角波信号E2相交的状态，导致主开关元件14不能截止，导致成为扼流圈电流IL的上升继续而流过过大的电流的状态。
因此，通过如图11所示设置最大占空比限制电路78，能够决定主开关元件14的导通期间的上限，并且以主开关元件14的最大占空比限制输出电流的电流上升，因而能够抑制过大的电流流过开关电源装置。
[具有再生功能的开关电源装置]
图1所示的开关电源装置通过将使用了二极管的整流元件26变更为具有双向整流功能的MOS-FET等，能够实现从输出侧向输入侧再生电力的功能。
再生动作在对开关电源装置的输出侧施加了比开关电源装置输出的电压(输出电压设定值)高的电压的情况下、以及当在输出侧安装了大容量的电容器的状态下急剧降低输出电压设定值的情况下等产生。并且，该开关电源装置能够积极利用再生现象实现双向开关电源装置。
在具有再生功能的开关电源装置中，即使是在再生动作中，只要再生电流在规定的最大再生电流IoMAX以下，就不会在主开关元件14及换流元件16的寄生二极管流过恢复电流，因而不会产生电涌电压。并且，由于进行寄生电容值的抽取，因而能够实现软开关动作。因此，能够实现高效率低噪声的双向开关电源装置。
(开关电源装置的再生动作)
根据图12及图13说明通过将使用了图1的二极管的整流元件26变更为MOS-FET而具有再生功能的开关电源装置的软开关动作。
图12是示出在再生电流为最大再生电流IoMAX以下的情况和超过最大再生电流IoMAX的情况的动作波形的说明图，将各部分的信号分为图12(a)～(j)进行示出。图13是示出图12的再生电流超过额定电流的期间J、K、L、M的电路动作的说明图。
(再生电流为最大再生电流IoMAX以下时的动作)
在对具有再生功能的开关电源装置的输出施加外部电压时，再生电流流过。开关电源装置以使输出电压Vo成为自身的设定值的方式再生电流。即，对开关电源装置的输出端子施加的电压通过再生电流流过而产生压降，对开关电源装置的输出端子施加的电压Vo成为设定值。在再生电流流过的状态下，扼流圈18的扼流圈电流IL的平均值成为负值。
并且，由于以他激式(固定频率方式)进行控制，因而在具有振荡电路31的开关频率产生电路32中生成主开关元件14的导通定时。
根据图12及图13的期间A、B、J、K、E说明再生电流为最大再生电流IoMAX以下时的动作。
(期间A的动作)
PWM信号E4成为H电平，由此主开关元件14导通，而换流元件16截止，与再生电流的大小无关，扼流圈18的电流都朝向正向。在该状态下，在图12(c)所示的三角波信号E2与占空比控制信号E3相交时，图12(d)的PWM信号从H电平下降至L电平，图12(f)的VGS1从H电平成为L电平，由此如期间A的最后时所示，主开关元件14截止。
(期间B的动作)
在主开关元件14截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间的期间B，由此将在换流元件16的寄生电容器66中蓄积的电荷回收。
(期间J的动作)
在期间B的第1死区时间已过、图12(g)的VGS2从L电平上升至H电平、换流元件16导通的定时，换流元件16的寄生电容器的电荷在期间B被回收，因而换流元件16能够通过软开关动作而导通。在这种情况下，如图13(期间J)所示，在二次侧及一次侧流过再生电流，在扼流圈18及缓冲电容器20中蓄积再生能量。
(期间K的动作)
在期间J，在主开关元件14截止、换流元件16导通的状态下，在扼流圈18的扼流圈电流IL下降并越过零点时，进入电流方向成为负向的期间K。在这种情况下，如图13(期间K)所示，在二次侧及一次侧流过再生电流，针对扼流圈18的再生能量的蓄积继续。在该期间K，缓冲电容器20将在期间J中所蓄积的再生能量朝向扼流圈18释放。
在接近期间K的最后时，根据图12(b)所示的振荡电路50的脉冲信号E5，图12(g)的VGS2从H电平成为L电平，如期间K的最后时所示，换流元件16截止。
(期间E的动作)
在换流元件16截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第2死区时间的期间E。此时，扼流圈18因要持续流过扼流圈电流IL而进行动作，因而扼流圈18的没有点的一侧成为正极性，用点示出的一侧成为负极性。
因此，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的正侧到主开关元件14的寄生电容器62、输入电源12及扼流圈18的用点示出的负侧的路径中流过。因此，在第2死区时间的期间E，在主开关元件14的寄生电容器62中蓄积的电荷被回收。
在期间E的第2死区时间已过、图12(f)的VGS1从L电平上升至H电平、主开关元件14导通的定时，主开关元件14的寄生电容器62的电荷在期间E被回收，因而主开关元件14能够通过软开关动作而导通。
(再生动作的有用性)
在这样具有本实施方式的再生功能的开关电源装置中，即使是在再生动作过程中，只要再生电流为最大再生电流IoMAX以下，即只要扼流圈18的扼流圈电流IL跨越零点而变化，就不会在主开关元件14及换流元件16的二极管中流过恢复电流，因而不会产生电涌电压。
并且，根据死区时间的设定进行主开关元件14及换流元件16的寄生电容值的抽取，因而能够实现软开关动作。因此，能够实现高效率低噪声低成本且具有再生功能的开关电源装置及双向开关电源装置。
[具有针对过大再生电流的电涌电压防止功能的开关电源装置]
(没有电涌电压防止功能时的动作)
具有再生功能的开关电源装置在通过再生动作而将要流过最大再生电流IoMAX以上的再生电流的情况下产生电涌电压。根据图12及图13的期间F、L、M说明这种情况时的动作。
(期间F的动作)
在对具有再生功能的开关电源装置的负载侧施加外部电压而流过再生电流的状态下，在使施加电压在再生电流增加的方向上升时，如图12(c)所示，占空比控制信号E3的信号电压下降，在三角波信号E2与占空比控制信号E3相交之前的期间变短，由此PWM信号E4从H电平成为L电平的期间变短。这样在对负载侧施加外部电压时，开关控制电路30进行动作，使得主开关元件14的导通占空比变窄。
(期间L的动作)
在主开关元件14截止后，具有成为主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间的期间L。此时，扼流圈18因要持续流过扼流圈电流IL而进行动作，因而扼流圈18的没有点的一侧成为正极性，用点示出的一侧成为负极性。
因此，如图13(期间L)中箭头所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的正侧到主开关元件14的寄生二极管60、输入电源12及扼流圈18的用点示出的负侧的路径中流过。
(期间M的动作)
期间L的第1死区时间已过，图12(g)的VGS2从L电平上升至H电平，换流元件16导通。但是，在换流元件16刚刚导通后，通过主开关元件14的寄生二极管60的恢复动作，如图13(期间M)中箭头所示，较大的击穿电流在从输入电源12的正侧到主开关元件14的寄生二极管60、换流元件16、缓冲电容器20及输入电源12的负侧的路径中流过，在基于配线的寄生电感器中蓄积能量，在该寄生电感器所蓄积的能量如图12(h)的VSD1所示使换流元件16产生电涌电压Vs。
因此，图14示出具有如下功能的开关电源装置的实施方式：即使是再生电流达到最大再生电流IoMAX以上时也不会产生电涌电压，并且抑制过大的再生电流流过。
(开关电源装置的结构)
图14是示出具备针对过大再生电流的电涌电压防止功能和再生过电流保护功能的开关电源装置的实施方式的电路框图。
如图14所示，作为一次侧的功率电路而设置的同步整流升压降压扼流电路10具有：使用了MOS-FET的主开关元件14、使用了MOS-FET的换流元件16、扼流圈18、缓冲电容器20，二次侧的功率电路具有设于扼流圈18的二次绕组22、整流元件26a、输出电容器24，开关控制电路30具有开关频率产生电路32、三角波产生电路34、PWM电路36、第1死区时间产生电路38、第2死区时间产生电路40及换流控制用逆变器42。
这些部件的结构与图1的实施方式相同，但是在本实施方式中，将为实现再生功能而设于二次侧的功率电路中的整流元件26a设为能够进行双向整流的MOS-FET，并且附加了极性检测电路84和换流元件导通保留控制电路88。
极性检测电路84具有与扼流圈18结合的极性检测线圈86，检测在扼流圈18中产生的电压的极性并输出极性检测信号E9。即，极性检测电路84当在扼流圈18的具有点的方向产生正的电压的情况下，输出成为H电平的极性检测信号E9，并且当在没有点的方向产生正的电压的情况下，输出成为L电平的极性检测信号E9。这与图6的极性检测电路70的情况相反。
换流元件导通保留控制电路88进行如下控制：当在扼流圈18的没有点的方向产生正的电压而通过极性检测电路84输出成为L电平的极性检测信号E9时，即使开关控制电路30输出的同步整流控制信号E7成为H电平，也保留换流元件16的导通。
图15是示出具有针对过大再生电流的电涌电压防止功能时的动作波形的说明图，将各部分的信号分为图15(a)～(k)示出，相对于图12追加了图15(f)的极性检测信号E9。
期间A、B、J、K、E的动作与图12相同而省略，说明自此以后的期间F、L、N的动作。
(期间F的动作)
在对图14的开关电源装置的负载侧施加外部电压而流过再生电流的状态下，在使施加电压在再生电流增加的方向上升时，如图15(c)所示，占空比控制信号E3的信号电压下降，在三角波信号E2与占空比控制信号E3相交之前的期间变短，由此PWM信号E4从H电平成为L电平的期间变短。这样在对负载侧施加外部电压时，开关控制电路30进行动作，使得主开关元件14的导通占空比变窄。
(期间L的动作)
期间L是主开关元件14及换流元件16双方截止的第1死区时间，扼流圈18因要持续流过扼流圈电流IL而进行动作，因而扼流圈18的没有点的一侧成为正极性，用点示出的一侧成为负极性。
因此，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的正侧到主开关元件14的寄生二极管60、输入电源12及扼流圈18的用点示出的负侧的路径中流过，扼流圈电流IL继续上升。
(期间N的动作)
在期间N，将来自开关控制电路30的第1死区时间产生电路38的延迟信号E6输出给换流控制用逆变器42，由此输出成为H电平的换流控制信号E7，但由于此时是扼流圈18释放能量的状态，因而极性检测电路84的极性检测信号E9维持L电平的状态。
因此，即使开关控制电路30输出成为H电平的换流控制信号E7，换流元件导通保留控制电路88的“与”电路90根据来自极性检测电路84的成为L电平的极性检测信号E9而成为禁止状态，其输出维持L电平，并保留换流元件16的导通。
因此，期间N与期间L一样，如图16(期间N)所示，基于扼流圈18的能量释放而形成的电流，在从扼流圈18的正侧到主开关元件14的寄生二极管60、输入电源12及扼流圈18的用点示出的负侧的路径中流过，扼流圈电流IL朝向零持续变化。
在该状态下，在扼流圈18结束能量释放时，来自极性检测电路84的极性检测信号E9成为H电平，换流元件导通保留控制电路88的“与”电路90的禁止状态被解除，将此时来自开关控制电路30的处于H电平的换流控制信号E7输出至换流元件16，换流元件16导通。
因此，在期间N的最后，在扼流圈18的扼流圈电流IL成为零以后，即在流过主开关元件14的寄生二极管60的电流成为零以后，换流元件16导通。因此，不会产生主开关元件14的寄生二极管60的恢复动作，不流过如图13(期间M)所示的击穿电流，在主开关元件14不会产生电涌电压。
(再生电流的过电流保护功能)
图14的开关电源装置通过由极性检测电路84和换流元件导通保留控制电路88进行的图16(期间N)中的换流元件16的导通保留控制，进行后续的期间J、K所示的控制，使得即使换流元件16的导通期间变长时，也能根据来自设于第2死区时间产生电路40的振荡电路50的脉冲信号E5使换流元件16截止，因此能够实现抑制过大的再生电流流过开关电源装置的过电流防止功能。即，开关电源装置通过在进行再生动作的开关的1个周期内设定换流元件16的截止期间的控制，能够实现抑制过大的再生电流流过的过电流防止功能。
(图14的开关电源装置的有用性)
具有图14的再生功能的开关电源装置通过附加极性检测电路84和换流元件导通保留控制电路88，即使是在流过较大的再生电流的情况下，换流元件16也不会在电流流过主开关元件14的寄生二极管的过程中导通，因而不会在主开关元件14产生电涌电压，主开关元件14所使用的MOS-FET等半导体元件能够使用低耐压且导通电阻较低的元件，能够实现低噪声且具有高效率的再生功能的开关电源装置。
并且，再生电流的峰值由于换流元件16的导通时间而受到限制而不会达到开关的1个周期以上，因而能够一并具备抑制过大的再生电流流过的功能即再生过电流保护功能。
[本发明的变形例]
本发明包括不会损害其目的及优点的适当的变形。例如，也可以是同时具有主开关元件导通保留电路74和换流元件导通保留电路88的开关电源装置，也可以构成为在一个线圈中共用极性检测线圈72和极性检测线圈86的极性检测电路，也可以是由一个极性检测电路控制主开关元件导通保留电路74和换流元件导通保留电路88的结构。并且，也可以是，在将极性检测线圈用于极性检测电路的同时构成辅助电源电路，并生成控制电路的驱动功率。另外，不受上述的实施方式所示出的数值的限定。
标号说明
10 同步整流升压降压扼流电路；
12 输入电源；
14 主开关元件；
16 换流元件；
18 扼流圈；
20 缓冲电容器；
22 二次绕组；
24 输出电容器；
26 整流元件；
28 负载；
30 开关控制电路；
31、50 振荡电路；
32 开关频率产生电路；
34 三角波产生电路；
36 PWM电路；
38 第1死区时间产生电路；
40 第2死区时间产生电路；
42 换流控制用逆变器；
60、64 寄生二极管；
62、66 寄生电容；
70、84 极性检测电路；
74 主开关元件导通保留控制电路；
78 最大占空比限制电路；
88 换流元件导通保留控制电路。

Claims (4)

1.一种开关电源装置，其中，作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与所述扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在所述扼流圈上设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与所述二次绕组连接，从所述输出电容器的两端得到输出电力，其特征在于，
所述扼流圈的电感值被设定成如下值：在输出电流为规定的额定值以下时，在开关的1个周期内使在所述扼流圈中流过的电流在正向及负向这两个方向上流过，
所述开关电源装置设置了具有如下功能的开关控制电路：设置死区时间而使主开关元件及所述换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止。
2.一种开关电源装置，其中，作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与所述扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在所述扼流圈上设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与所述二次绕组连接，从所述输出电容器的两端得到输出电力，其特征在于，
所述扼流圈的电感值被设定成如下值：在输出电流为规定的额定值以下时，在开关的1个周期内使在所述扼流圈中流过的电流在正向及负向这两个方向上流过，
所述开关电源装置设置有：
开关控制电路，其进行如下控制：设置死区时间而使主开关元件及所述换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止；
极性检测电路，其检测所述扼流圈的极性而输出极性检测信号；以及
主开关元件导通保留控制电路，其进行控制，使得在所述极性检测电路输出所述极性检测信号时，保留所述开关控制电路输出的所述主开关元件的导通信号而使截止继续。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
所述开关电源装置还设置有电流限制电路，在开关周期的1个周期内设置所述主开关元件的截止期间，限制最大输出电流。
4.一种开关电源装置，作为一次侧电路构成如下的同步整流升压降压扼流电路：将主开关元件和扼流圈的串联电路与输入电源并联连接，将缓冲电容器和换流元件的串联电路与所述扼流圈并联连接，作为二次侧电路构成如下的电路：在所述扼流圈上设置二次绕组，将整流元件和输出电容器的串联电路与所述二次绕组连接，从所述输出电容器的两端得到输出电力，其特征在于，
所述扼流圈的电感值被设定成如下值：在输出电流为规定的额定值以下时，在开关的1个周期内使在所述扼流圈中流过的电流在正向及负向这两个方向上流过，
所述开关电源装置设置有：
主开关控制电路，其进行如下控制：设置死区时间而使主开关元件及所述换流元件以规定的开关频率互补地导通、截止，并且在所述开关的1个周期内设置所述换流元件的截止期间；
极性检测电路，其检测所述扼流圈的极性而输出极性检测信号；以及
换流元件导通保留控制电路，其进行控制，使得在所述极性检测电路输出所述极性检测信号时，保留所述开关控制电路输出的所述换流元件的导通信号而使截止继续。
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