WO2016051834A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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一宏 堀井
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一宏 堀井
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Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device that functions as an isolated converter that converts an input voltage into a desired voltage and supplies it to an electronic device.
  • a single-ended forward converter is known as an isolated converter capable of obtaining an output voltage by converting an input voltage into a predetermined voltage (Patent Document 1).
  • a primary winding 104a of a main transformer 104 and a main switching element 106 are connected to an input power source 102.
  • a rectifier circuit 107 including a forward-side synchronous rectifier element 108 and a flywheel-side synchronous rectifier element 110, and a smoothing circuit 111 including an output choke coil 112 and an output capacitor 114.
  • the load is connected to the output capacitor 114 to obtain output power.
  • the control circuit 116 is a PWM control circuit that generates a fixed switching frequency, and controls on / off of the main switching element 106.
  • the synchronous rectifying element 108 on the forward side and the synchronous rectifying element 110 on the flywheel side are synchronous rectifying elements including a switching element 126, a diode 128, and a Zener diode 130 that operate in response to a voltage generated in the tertiary winding 104 c of the main transformer 104.
  • On / off is controlled by a gate discharge circuit 120 including a drive circuit 122, a switching element 122, and a signal transmission transformer 124.
  • the forward-side synchronous rectification element 108 is turned on / off in synchronization with the main switching element 106 being turned on / off.
  • the flywheel side synchronous rectification element 110 is turned on when the main switching element 106 is off, and is turned off when the main switching element 106 is on.
  • the flywheel side synchronous rectifier element 110 is turned off and the main switching element 106 is turned on (corresponding to the forward side synchronous rectifier element 108 being turned on) by a delay circuit 118 with a dead time.
  • the power supplied from the input power supply 102 is supplied to the main transformer 104 as intermittent power by turning on and off the main switching element 106.
  • the primary winding 104a and the secondary winding 104b of the main transformer 104 are used in forward coupling, and power when the main switching element 106 is on is transmitted from the primary winding 104a to the secondary winding 104b. Is done.
  • the rectifier circuit 107 and the smoothing circuit 111 generate output power Vo by rectifying and smoothing the power transmitted by the forward coupling of the main transformer 104.
  • the output voltage Vo is an input voltage Vin, a turn ratio (N2 / N1) based on the turn number N1 of the primary winding 104a and the turn number N2 of the secondary winding 104b in the main transformer 104, and the on-duty duty of the main switching element 106. It is determined.
  • the single-ended forward converter 100 operates at a fixed switching frequency and the output voltage can be controlled by the on-duty of the main switching element 106, it can be operated by a simple control circuit (PWM control circuit). Further, since the main transformer 104 is used as a forward transformer, the conversion efficiency of the transformer is high.
  • LLC resonant converter Conventionally, there is an LLC resonant converter as another method of an isolated converter that can obtain an output voltage by converting an input voltage into a predetermined voltage (Patent Documents 2 and 3).
  • FIG. 18 shows a conventional LLC resonant converter (Patent Document 2).
  • a series resonance circuit of a resonance capacitor C1 and a resonance inductor L1 is connected to the primary winding N1 of the main transformer T1 provided in the LLC resonance converter.
  • the switching elements Q1 and Q2 are half-bridge circuits that are symmetrically and alternately turned on and off with a duty of about 50%, so that the resonant capacitor C1, the resonant inductor L1, and the main transformer T1 are in a resonant state.
  • the switching frequency of Q1 and Q2 is controlled.
  • a center tap full-wave rectifier circuit including rectifier elements D3 and D4 and a smoothing circuit including an output capacitor Co are connected to the secondary winding N2 of the main transformer T1, and a load is connected to the output capacitor Co. It is the composition which becomes.
  • a control circuit 202 for driving the switching elements Q1 and Q2 is a frequency modulation control circuit (PFM control circuit), and a VCO (voltage controlled oscillator) corresponding to an error voltage between an output voltage from the differential amplifier 203 and a reference voltage.
  • PFM control circuit frequency modulation control circuit
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the switching elements Q1 and Q2 are driven by a soft switching operation, so there is no increase in switching loss or generation of a surge voltage. Therefore, a highly efficient and low noise switching power supply can be obtained.
  • JP2012-1001000 Japanese Patent Application Laid-Open No. 08-066025 JP 2014-060850 A
  • the conventional LLC resonance converter needs to control the switching frequency so that the resonance state is maintained even when the conditions such as the input voltage and the load current change, and a complicated and expensive control circuit is required. .
  • the frequency modulation method of the LLC resonant converter has a problem that it affects the measuring system on devices that handle minute signals such as measuring instruments. For example, when the sampling rate of the AD converter is close to the switching frequency, there is a problem that the conversion error of the AD converter increases.
  • An object of the present invention is to provide a switching power supply device that realizes a soft switching operation for an isolated converter circuit and enables high efficiency, low noise, and low cost.
  • a switching power supply As the primary circuit, a synchronous rectification step-up / down chopper circuit is constructed in which a series circuit of a main switching element and a choke coil is connected in parallel with the input power supply, and a series circuit of a buffer capacitor and a commutation element is connected in parallel with the choke coil.
  • a switching power supply comprising a circuit in which a secondary winding is provided in a choke coil and a series circuit of a rectifier element and an output capacitor is connected to the secondary winding to obtain output power from both ends of the output capacitor.
  • the inductance of the choke coil is set to such a value that the current flowing through the choke coil flows in both the positive direction and the negative direction within one switching cycle when the output current is below a predetermined rated value (maximum output current).
  • a switching control circuit having a function of complementarily turning on and off the main switching element and the commutation element at a predetermined switching frequency by providing a dead time is provided.
  • a synchronous rectification step-up / down chopper circuit is constructed in which a series circuit of a main switching element and a choke coil is connected in parallel with the input power supply, and a series circuit of a buffer capacitor and a commutation element is connected in parallel with the choke coil.
  • a switching power supply comprising a circuit in which a secondary winding is provided in a choke coil and a series circuit of a rectifier element and an output capacitor is connected to the secondary winding to obtain output power from both ends of the output capacitor.
  • the inductance of the choke coil is set to such a value that the current flowing through the choke coil flows in both the positive direction and the negative direction within one switching cycle when the output current is below a predetermined rated value (maximum output current).
  • a switching control circuit for controlling the main switching element and the commutation element at a predetermined switching frequency so as to be complementarily turned on and off with a dead time;
  • a polarity detection circuit that detects the polarity of the choke coil and outputs a polarity detection signal; When the polarity detection circuit outputs a polarity detection signal, a main switching element on hold control circuit that controls to hold the on signal of the main switching element output by the switching control circuit and to keep it off; Is provided.
  • the switching power supply device is further provided with a current limiting circuit for limiting the maximum output current by providing an off period of the main switching element within one switching period.
  • a synchronous rectification step-up / down chopper circuit is constructed in which a series circuit of a main switching element and a choke coil is connected in parallel with the input power supply, and a series circuit of a buffer capacitor and a commutation element is connected in parallel with the choke coil.
  • a switching power supply comprising a circuit in which a secondary winding is provided in a choke coil and a series circuit of a rectifier element and an output capacitor is connected to the secondary winding to obtain output power from both ends of the output capacitor.
  • the inductance of the choke coil is set to such a value that the current flowing through the choke coil flows in both the positive direction and the negative direction within one switching cycle when the output current is below a predetermined rated value (maximum output current).
  • a main switching control circuit for controlling a main switching element and a commutation element to be complementarily turned on and off at a predetermined switching frequency by providing a dead time, and to provide an off period of the commutation element within one switching cycle.
  • a polarity detection circuit that detects the polarity of the choke coil and outputs a polarity detection signal;
  • the commutation element on hold control circuit for holding the on signal of the commutation element output by the switching control circuit and keeping it off, and Is provided.
  • the present invention relates to a synchronous rectification step-up / step-down chopper in which a series circuit of a main switching element and a choke coil is connected in parallel with an input power supply as a primary circuit, and a series circuit of a buffer capacitor and a commutation element is connected in parallel to the choke coil.
  • the circuit is configured, and the secondary side circuit is a circuit that obtains output power from both ends of the output capacitor by providing a secondary winding to the choke coil and connecting a series circuit of the rectifier and output capacitor to the secondary winding.
  • the inductance of the choke coil is such that the current flowing through the choke coil exceeds zero in one cycle of switching when the output current is less than a predetermined rated value (maximum output current). It is set to a value that flows in both negative directions, and the main switching element and the commutation element are connected at the predetermined switching frequency.
  • a capacitor connected to a choke coil (primary winding) is buffered in a synchronous rectification buck-boost chopper circuit on the primary side Used as a capacitor, stores excitation energy in the choke coil when the main switching element is on, and outputs choke coil excitation energy and buffer capacitor charge energy when the commutation element is on Is transmitted from the secondary winding to the load side.
  • the choke coil operates as a forward transformer simultaneously with the flyback transformer, and the primary winding and the secondary winding are coupled. Therefore, the voltage of the buffer capacitor and the output capacitor is the voltage of the choke coil (transformer). The relationship is proportional to the turn ratio of the primary winding and the secondary winding, and the operation as an isolated converter is enabled.
  • the inductance of the output choke coil is set so that the commutation element can be turned off while the choke coil current is in the negative direction.
  • the control circuit can also be realized inexpensively and easily.
  • semiconductor elements such as MOS-FETs with low breakdown voltage (semiconductor elements with low on-resistance) can be used, contributing to higher efficiency and switching. Noise can also be reduced.
  • the control circuit can be configured at a low cost and operates at a fixed frequency. No adverse effects such as measurement errors.
  • the LLC resonant converter thus, no excessive stress is applied to the switching element.
  • the present invention relates to a synchronous rectification step-up / step-down chopper in which a series circuit of a main switching element and a choke coil is connected in parallel with an input power supply as a primary circuit, and a series circuit of a buffer capacitor and a commutation element is connected in parallel to the choke coil.
  • the circuit is configured, and the secondary side circuit is a circuit that obtains output power from both ends of the output capacitor by providing a secondary winding to the choke coil and connecting a series circuit of the rectifier and output capacitor to the secondary winding.
  • the inductance of the choke coil is such that the current flowing through the choke coil exceeds zero in one cycle of switching when the output current is less than a predetermined rated value (maximum output current). It is set to a value that flows in both negative directions, and the main switching element and the commutation element are connected at the predetermined switching frequency.
  • a switching control circuit that controls to turn on and off in a complementary manner by providing a dead time, a polarity detection circuit that detects the polarity of the choke coil and outputs a polarity detection signal, and the polarity detection circuit outputs a polarity detection signal
  • a main switching element on hold control circuit for holding the on signal of the main switching element output from the switching control circuit so as to continue turning off, so that a current exceeding the maximum output current value flows. Even in such a case, since the main switching element is turned on in a state where no current flows through the parasitic diode of the commutation element, a surge voltage is not generated.
  • a semiconductor element such as a MOS-FET used as a main switching element and a commutation element can be a semiconductor element having a low withstand voltage and a low conduction resistance.
  • a power supply device can be realized.
  • the switching power supply device is provided with a current limiting circuit that limits the maximum output current by providing an off period of the main switching element within one switching period, the current peak value of the choke coil is determined by the on time of the main switching element. Therefore, it does not become more than one cycle of switching, and it also has an overcurrent protection function that is a function of suppressing an excessive current flow.
  • the present invention relates to a synchronous rectification step-up / step-down chopper in which a series circuit of a main switching element and a choke coil is connected in parallel with an input power supply as a primary circuit, and a series circuit of a buffer capacitor and a commutation element is connected in parallel to the choke coil.
  • the circuit is configured, and the secondary side circuit is a circuit that obtains output power from both ends of the output capacitor by providing a secondary winding to the choke coil and connecting a series circuit of the rectifier and output capacitor to the secondary winding.
  • the inductance of the choke coil is such that the current flowing through the choke coil exceeds zero in one cycle of switching when the output current is less than a predetermined rated value (maximum output current). It is set to a value that flows in both negative directions, and the main switching element and the commutation element are connected at the predetermined switching frequency.
  • a switching control circuit for controlling the commutation element to be turned off within one cycle of switching, and detecting the polarity of the choke coil and outputting a polarity detection signal.
  • the commutation element on hold control circuit controls to hold the on signal of the commutation element output from the switching control circuit and to keep it off. Therefore, a low-noise and high-efficiency switching power supply device having a function of regenerating power from the output side to the input side can be realized.
  • This regenerative operation is performed when an output voltage setting higher than the output voltage setting value output by the switching power supply is applied to the output side of the switching power supply or when a large-capacity capacitor is attached to the output side. Occurs when the value is suddenly lowered.
  • the switching power supply device of the present invention makes it possible to make a bidirectional switching power supply device by utilizing the regenerative operation.
  • the switching power supply device of the present invention if the current of the output choke coil that becomes the regenerative current changes across zero even during the regenerative operation, the recovery current is supplied to the parasitic diodes of the main switching element and the commutation element. Since no current flows, no surge voltage is generated. Moreover, since the parasitic capacitance of the main switching element and the commutation element is extracted, a soft switching operation can be realized. As a result, a high-efficiency, low-noise bidirectional switching power supply device can be realized.
  • the commutation element is not turned on while the current flows through the parasitic diode of the main switching element, so that no surge voltage is generated.
  • semiconductor elements such as MOS-FETs with low breakdown voltage and low conduction resistance for main switching elements and commutation elements, switching with low noise, high efficiency and regenerative function. A power supply can be realized.
  • the regenerative overcurrent is a function that suppresses the flow of an excessive regenerative current. It also has a current protection function.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram showing operation waveforms when the output current is zero.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram showing operation waveforms when the output current is large.
  • Explanatory drawing showing operation waveforms when there is no surge voltage prevention function against excessive output current FIG. 1 is an explanatory diagram showing circuit operations during periods G and H in which the output current exceeds the rated current in the embodiment of FIG.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing an embodiment of a switching power supply device that functions as an insulating converter.
  • the switching power supply As shown in FIG. 1, the switching power supply according to the present embodiment is provided with a synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 as a power circuit on the primary side.
  • the synchronous rectification step-up / down chopper circuit 10 connects a series circuit of a main switching element 14 and a choke coil 18 using a MOS-FET in parallel with an input power supply 12, and a buffer capacitor 20 and a MOS-FET in parallel with the choke coil 18.
  • the series circuit of the used commutation element 16 is connected.
  • a secondary winding 22 is provided in the choke coil 18, and a series circuit of a rectifying element 26 using a diode and an output capacitor 24 is connected to the secondary winding 22.
  • the circuit configuration obtains the output power of the load 28 from both ends of 24.
  • the choke coil 18 has a period for operating as an inductor and a period for operating as a transformer. When operating as a transformer, the choke coil 18 serves as a primary winding of the transformer. In the following description, when operating as a transformer, the choke coil 18 is referred to as a choke coil (primary winding) 18.
  • main switching element 14 and the commutation element 16 generate parasitic diodes 60 and 64 and parasitic capacitances 62 and 66 in parallel between the source and drain due to the semiconductor element structure of the MOS-FET. Yes.
  • the main switching element 14 is disposed on the high side, but may be disposed on the low side. Further, the choke coil 18 and the buffer capacitor 20 may be interchanged as long as they are in series. Similarly, the rectifying element 26 and the output capacitor 24 may be interchanged as long as they are in series.
  • the primary side synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 stores excitation energy in the choke coil 18 when the main switching element 14 is on.
  • the commutation element 16 is on (the main switching element 14 is off)
  • the excitation energy of the choke coil 18 and the charge energy of the buffer capacitor 20 are transferred from the secondary winding 22 of the choke coil 18 to the load 28 side. Is transmitted to.
  • a part of the excitation energy of the choke coil 18 is transmitted to the buffer capacitor 20.
  • the choke coil 18 When the commutation element 16 is on, the choke coil 18 operates as a flyback transformer to release the excitation energy stored when the main switching element 14 is on, and at the same time, the energy of the buffer capacitor 20 is secondary. Operates as a forward transformer that transmits to the side.
  • the switching power supply device stores energy in the choke coil 18 while the main switching element 14 is on and the commutation element 16 is off, and the commutation element 16 is on and the main switching element 14 is off. During this period, the energy stored in the choke coil 18 and the buffer capacitor 20 is transmitted to the output capacitor 24.
  • the voltage of each capacitor is a value proportional to the turn ratio (N2 / N1) of the number of turns N1 of the choke coil (primary winding) 18 operating as a transformer and the number of turns N2 of the secondary winding 22. It becomes.
  • the voltage VCb of the buffer capacitor 20 is used to obtain the output voltage of the synchronous rectification buck-boost chopper circuit. It is possible to obtain using the following general calculation formula, which is determined by the input voltage Vin and the on-duty duty of the main switching element 14 and is expressed as shown in formula (1).
  • VCb voltage Vin of the buffer capacitor 20: input voltage duty: on-duty of the main switching element 14
  • the buffer capacitor 20 and the output capacitor 24 are values proportional to the turn ratio (N2 / N1) of the number of turns N1 of the choke coil (primary winding) 18 operating as a transformer and the number of turns N2 of the secondary winding 22. Therefore, the output voltage Vo of the switching power supply device is determined by Expression (2).
  • Vo output voltage VCo of switching power supply device: voltage N of output capacitor 24 N1: number of turns of choke coil (primary winding) 18 N2: number of turns of secondary winding 22
  • the switching control circuit 30 includes a switching frequency generation circuit 32, a triangular wave generation circuit 34, a PWM circuit (pulse width modulation circuit) 36, a first dead time generation circuit 38, a second dead time generation circuit 40, and a commutation control inverter 42. It is configured.
  • the switching frequency generation circuit 32 includes an oscillation circuit 31 and outputs a clock signal E1 having a predetermined switching frequency fsw.
  • the triangular wave generation circuit 34 includes a switching element 44 using a MOS-FET, a charging / discharging circuit in which a resistor 46 and a capacitor 48 are connected in series, and the switching element when the pulse signal E1 of the oscillation circuit 31 falls to the L level. 44 is turned off, the capacitor 48 is charged via the resistor 46 to generate a linearly increasing signal voltage, and then the switching element 44 is turned on at the rise of the pulse signal E1 of the oscillation circuit 31 to the H level. The capacitor 46 is discharged and reset, thereby generating a triangular wave signal E2 that repeats at the oscillation period of the oscillation circuit 31.
  • the PWM circuit 36 receives a duty control signal E3 that is a difference voltage between the output voltage and a predetermined reference voltage and a triangular wave signal E2 from the triangular wave generation circuit 34, and has an on duty according to the signal level of the duty control signal E3.
  • a signal E4 is output to control on / off of the main switching element 14.
  • the PWM signal E4 from the PWM circuit 36 is input to the commutation control inverter 42 via the first dead time generation circuit 38, and the commutation control signal E7 inverted by the commutation control inverter 42 is used to generate the main switching element 14.
  • the on / off control of the commutation element 16 is performed in a complementary manner to the on / off control.
  • the first dead time generation circuit 38 is a delay circuit in which a resistor 54 and a capacitor 56 are connected in series, and outputs a delay signal E6 obtained by delaying the PWM signal E4 for a fixed time to the commutation control inverter 42.
  • a commutation control signal E7 that becomes H level after a delay that has become equal to or lower than the threshold level of the commutation control inverter 42, a predetermined first time is between the main switching element 14 and the commutation element 16 being on. Dead time is provided.
  • the second dead time generation circuit 40 includes an oscillation circuit 50 and a diode 52, synchronizes the frequencies of the oscillation circuit 31 and the oscillation circuit 50, and outputs a pulse from the oscillation circuit 50 immediately before the pulse signal E1 of the oscillation circuit 31 is generated.
  • a predetermined second dead time is generated by outputting the signal E5, and a second dead time is provided between the commutation element 16 being turned off and the main switching element 14 being turned on.
  • the current flowing through the choke coil 18 flows in both the positive direction and the negative direction across zero in one switching period, regardless of the output current, and the main switching element 14 is turned on.
  • the inductance Lp of the choke coil (primary winding) 18 is set as shown in Expression (3) so that the current of the choke coil 18 flows toward the input power supply 12. Details of this will be made clear later.
  • Lp inductance of choke coil (primary winding) 18 fsw: switching frequency IoMAX: maximum output current (rated value) of switching power supply
  • the main switching element 14 and the commutation element 16 can be soft-switched. And a high-efficiency and low-noise switching power supply device can be realized. Further, since the switching operation can be performed at a fixed frequency and the output voltage can be controlled by the on-duty of the main switching element 14, the switching control circuit 30 can also be realized inexpensively and easily.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing an operation waveform when the output current becomes zero with respect to FIG. 1
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing a circuit operation of one switching cycle when the output current is zero divided into periods A to F. It is.
  • FIG. 2 shows the pulse signal E1 of the oscillation circuit 31, the pulse signal E5 of the oscillation circuit 50, the triangular wave signal E2 input to the PWM circuit 36, the duty control signal E3, and the PWM circuit.
  • PWM signal E4 output from 36, delay signal E6 of first dead time generation circuit 38, gate-source voltage VGS1 of main switching element 14, gate-source voltage VGS2 of commutation element 16, drain of main switching element 14 A source-to-source voltage VDS1, a drain-source voltage VDS2 of the commutation element 16, a voltage VKA across the rectifying element 26, a current I of the rectifying element 26, and a choke coil current IL of the choke coil 18 are shown.
  • FIG. 3 shows the circuit operation of one cycle at the switching times t1 to t2 in FIG. 2 divided into six periods A to F.
  • FIG. 3 shows the circuit operation of one cycle at the switching times t1 to t2 in FIG. 2 divided into six periods A to F.
  • the switching power supply device of the present embodiment is controlled by the separately excited type by the switching frequency generation circuit 32.
  • the voltage VCb of the buffer capacitor 20 in the synchronous rectification step-up / step-down chopper circuit 10 in which the switching frequency fsw is fixed is determined by the input voltage Vin and the on-duty duty of the main switching element 14. 4).
  • the buffer capacitor 20 and the output capacitor 24 are in a relationship of a turns ratio times the number of turns N1 of the choke coil (primary winding) 18 and the number of turns N2 of the secondary winding 22.
  • the main switching element 14 When the switching power supply is operating with no load, the main switching element 14 is turned off as shown at the end of the period A while the current of the choke coil 18 is in the positive direction. After the main switching element 14 is turned off, the charge B stored in the parasitic capacitance 66 of the commutation element 16 is obtained by having a period B that is a first dead time in which both the main switching element 14 and the commutation element 16 are turned off. Collected.
  • the charge of the parasitic capacitor 66 is extracted, so that the commutation element 16 can perform a soft switching operation.
  • the current of the choke coil 18 is in the negative direction.
  • the charge E stored in the parasitic capacitance 62 of the main switching element 14 is obtained by having a period E that is a second dead time in which both the main switching element 14 and the commutation element 16 are turned off. To be recovered. At the timing when the first main switching element 14 in the period F is turned on, the charge of the parasitic capacitance 62 is extracted, so that the main switching element 14 can perform a soft switching operation.
  • the drain-source voltage VDS2 of the commutation element 16 is zero volts, and in this state, a soft switching operation that turns on the commutation element 16 can be performed.
  • the choke passes along the path from the plus side indicated by the dots of the choke coil 18 to the minus side of the buffer capacitor 20, the commutation element 16 and the choke coil 18.
  • a choke coil current IL flows due to the energy release of the coil 18, and the choke coil current IL decreases linearly.
  • the choke coil (primary winding) 18 and the secondary winding 22 operate as a forward transformer simultaneously with the flyback transformer, and are induced in the secondary winding as shown in FIGS.
  • the rectifying element 26 is turned on by the voltage and the both-end voltage VKA becomes substantially zero. However, since there is no load, no load current flows, and the current I of the rectifying element 26 is zero.
  • the current is stored so that energy is stored in the choke coil 18 along the path from the plus side of the buffer capacitor 20 to the minus side of the choke coil 18, the commutation element 16, and the buffer capacitor 20.
  • the choke coil current IL increases linearly in the negative direction, but no load current flows on the secondary side.
  • VGS2 in FIG. 2 (g) changes from H level to L level by pulse signal E5 of oscillation circuit 50 shown in FIG. 2 (b), and as shown at the end of period D, the commutation element 16 turns off.
  • the drain-source voltage VDS1 of the main switching element 14 is zero volts, and a soft switching operation for turning on the main switching element 14 can be performed in this state.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing operation waveforms when the output current is large with respect to FIG. 1, and is shown separately in FIGS. 4 (a) to (l) as in FIGS. 2 (a) to (l).
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing the circuit operation of one switching cycle when the output current is large divided into periods A to F.
  • the output current of the switching power supply device When the output current of the switching power supply device is large, the output current flows to the secondary side in the period C and the period D, which is different from the case where the output current is zero.
  • the drain-source voltage VDS2 of the commutation element 16 is zero volts, and in this state, a soft switching operation that turns on the commutation element 16 can be performed.
  • the choke coil (primary winding) 18 and the secondary winding 22 operate as a flyback transformer, and the excitation energy of the choke coil 18 is transmitted from the secondary winding 22 of the choke coil 18 to the load 28 side.
  • the choke coil (primary winding) 18 and the secondary winding 22 simultaneously operate as a forward transformer, and the charge energy of the buffer capacitor 20 is transmitted from the secondary winding 22 of the choke coil 18 to the load 28 side.
  • the rectifying element 26 and the output capacitor 24 generate output power by rectifying and smoothing the power transmitted by the flyback operation and the forward operation of the choke coil (primary winding) 18 and the secondary winding 22, and load A load current flows through 28.
  • energy is transmitted to the load 28 side by the forward operation simultaneously with the flyback operation, but the contribution rate of the flyback operation is larger than the contribution rate of the forward operation, contrary to the period D described later.
  • the current IL flowing through the choke coil 18 is changed to the current I flowing through the rectifying element 26 on the secondary side to the current flowing through the choke coil (primary winding) 18.
  • the choke coil current IL decreases linearly after being stepwise reduced.
  • the current is stored so that energy is stored in the choke coil 18 along the path from the plus side of the buffer capacitor 20 to the minus side of the choke coil 18, the commutation element 16, and the buffer capacitor 20. (Current obtained by superimposing the secondary side current on the primary side choke coil current) flows, and the choke coil current IL increases linearly in the negative direction, as shown in FIG.
  • the choke coil (primary winding) 18 and the secondary winding 22 continue to operate as a forward transformer simultaneously with the flyback transformer, and the excitation energy of the choke coil 18 and the charge energy of the buffer capacitor 20 are 2 of the choke coil 18.
  • the rectifying element 26 and the output capacitor 24 rectify and transmit the power transmitted by the flyback operation and the forward operation of the choke coil (primary winding) 18 and the secondary winding 22 from the secondary winding 22 to the load 28 side.
  • output power is generated, and a load current flows through the load 28.
  • Even during the period D energy is transmitted to the load 28 side by the forward operation simultaneously with the flyback operation. However, the energy transmitted to the load 28 side is opposite to the period C described above, and the contribution rate of the forward operation is flyback. Greater than the contribution of motion.
  • VGS2 of FIG. 4G changes from H level to L level by pulse signal E5 of oscillation circuit 50 shown in FIG. 16 turns off.
  • the main switching element 14 is used when the current of the choke coil (primary winding) 18 is in the positive direction, as in the case where the output current is zero. Is turned off, and then the first dead time of period B is provided for turning on the commutation element 16, whereby the charge stored in the parasitic capacitance 66 of the commutation element 16 is extracted.
  • the commutation element 16 is turned off when the current of the choke coil (primary winding) 18 is in the negative direction, and then a second dead time of period E is provided for the main switching element 14 being turned on. As a result, the electric charge stored in the parasitic capacitance 62 of the main switching element 14 is extracted.
  • the switching power supply stores excitation energy in the choke coil 18 when the main switching element 14 is on (the commutation element 16 is off).
  • the excitation energy of the choke coil 18 and the charge energy of the buffer capacitor 20 are output from the secondary winding 22 of the choke coil 18 to the load side. It is transmitted to the capacitor 24.
  • the choke coil 18 When the commutation element 16 is on, the choke coil 18 operates as a flyback transformer that releases the excitation energy stored when the main switching element 14 is on, and at the same time transmits the energy of the buffer capacitor 20 to the secondary side. Operates as a forward transformer.
  • the excitation energy of the choke coil 18 transmitted to the secondary side is considered to be equivalent to the energy that is once stored in the buffer capacitor 20 and then transmitted to the output capacitor 24 on the secondary side. be able to.
  • the load current as the switching power supply device becomes equal to the energy output from the primary side synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 to the buffer capacitor 20. Therefore, the current output from the switching power supply device to the secondary side can be determined by determining the current of the choke coil 18 by considering the synchronous rectification step-up / step-down chopper circuit 10 in which both ends of the buffer capacitor 20 are regarded as outputs. it can.
  • ICbMAX is a virtual maximum output current (predetermined rated value) of the synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 in which both ends of the buffer capacitor 20 are regarded as outputs. Further, the current amplitude (current change amount) of the choke coil 18 when operating as the synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 is assumed to be ⁇ IL.
  • the current amplitude ⁇ IL of the choke coil 18 must be set to cross zero.
  • the virtual output current ICb of the synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 is an average value of the current flowing through the choke coil 18 when the main switching element 14 is off, this value is the synchronous rectification buck-boost chopper.
  • the virtual output current of the synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 becomes the virtual maximum output current ICbMAX.
  • the current amplitude ⁇ IL of the choke coil 18 always operates over zero. From this, the minimum value of the current change amount (current amplitude) ⁇ IL of the choke coil is obtained as shown in Equation (5).
  • the current amplitude ⁇ IL of the choke coil 18 is determined by the voltage VL applied to the choke coil 18, the application time Ton, and the inductance Lp, and is given by the following equation.
  • the voltage VL applied to the choke coil 18 becomes the input voltage Vin.
  • the time Ton during which the voltage VL is applied to the choke coil 18 is the on-time of the main switching element 14, is obtained from the switching frequency fsw and the duty duty, and is given by the following equation.
  • the duty duty of the main switching element 14 may be obtained from the input voltage Vin and the buffer capacitor voltage VCb because the duty of the synchronous rectification step-up / step-down chopper circuit may be obtained and is given by the following equation.
  • the switching power supply device of the present embodiment transmits the energy stored in the buffer capacitor 20 to the output capacitor 24 during the period when the commutation element 16 is on. Therefore, the energy Pout output to the load is the same as the energy PCb supplied to the buffer capacitor 20.
  • the energy supplied to the buffer capacitor 20 is the voltage VCb of the buffer capacitor 20 and the choke coil (primary winding). 18 is the product of the maximum value ICbMAX of the current flowing through 18. Further, the energy output from the switching power supply device is the product of the output voltage Vo and the maximum output current IoMAX, and the relationship of Expression (10) is obtained.
  • Lp inductance of choke coil (primary winding) 18: input voltage VCb: voltage of buffer capacitor 20 (output voltage when considered as synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10) ICbMAX: Maximum output current fsw when considered as the synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10: switching frequency
  • the main switching element 14 and the commutation are performed in the range where the output current Io of the switching power supply device is from zero to the rated current.
  • the element 16 can be soft-switched.
  • the switching power supply device shown in FIG. 1 can realize a soft switching operation of a semiconductor element such as a MOS-FET provided as a main switching element 14 and a commutation element 16 with a simple configuration. Even if the output current changes, it can be operated at a fixed frequency.
  • a semiconductor element such as a MOS-FET provided as a main switching element 14 and a commutation element 16
  • a semiconductor element having a low withstand voltage (a semiconductor element having a low on-resistance) can be used. It can contribute, and can also reduce switching noise.
  • the switching control circuit 30 can be configured at a low cost, and operates at a fixed frequency, so that the measuring instrument or the like Even if it is used for measurement, it does not adversely affect measurement errors.
  • the inductance Lp of the choke coil (primary winding) 18 is set so as to satisfy the expression (3), even if the input voltage, output voltage, load current, etc. change, as in the LLC resonant converter, An excessive stress is not applied to the switching element.
  • FIG. 6 is a circuit block diagram showing an embodiment of a switching power supply device having a surge voltage preventing function against an excessive output current.
  • the switching power supply device of FIG. 6 is characterized in that no surge voltage is generated even when a current exceeding the maximum output current IoMAX flows, in addition to the features of the switching power supply device of FIG.
  • the synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 provided as the primary side power circuit includes a main switching element 14 using a MOS-FET in parallel with the input power supply 12. And a series circuit of a choke coil 18 are connected, and a series circuit of a commutation element 16 using a buffer capacitor 20 and a MOS-FET is connected in parallel with the choke coil 18.
  • a secondary circuit 22 is provided in the choke coil 18 corresponding to the primary coil, and a series circuit of a rectifier element 26 using a diode in the secondary coil 22 and an output capacitor 24 is provided.
  • a circuit configuration is obtained in which the output power of the load 28 is obtained from both ends of the output capacitor 24. Note that parasitic diodes and parasitic capacitances generated in parallel between the source and drain of the main switching element 14 and the commutation element 16 are omitted.
  • the switching control circuit 30 includes a switching frequency generation circuit 32, a triangular wave generation circuit 34, a PWM circuit 36, a first dead time generation circuit 38, a second dead time generation circuit 40, and a commutation control inverter 42.
  • the polarity detection circuit 70 includes a polarity detection coil 72 coupled to the choke coil 18, detects the polarity of the voltage generated in the choke coil 18, and outputs a polarity detection signal E8. That is, the polarity detection circuit 70 outputs a polarity detection signal E8 that becomes L level when a positive voltage is generated on the side of the choke coil 18 indicated by the dot, and the polarity detection signal E8 on the side indicated by the dot of the choke coil 18 When a positive voltage is generated on the opposite side, a polarity detection signal E8 that is H level is output.
  • the main switching element on-hold control circuit 74 outputs a polarity detection signal E8 that generates a positive voltage on the choke coil 18 on the side indicated by a dot by the polarity detection circuit 70 and outputs an L level.
  • the PWM signal E4 that is at H level output from the output 30 is fixed at L level, and the main switching element 14 is controlled to be held off and kept off.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing operation waveforms when there is no surge voltage prevention function for an excessive output current, and the signals of each part are shown separately in FIGS. 7 (a) to (j).
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing circuit operations in the period G and the period H in which the output current of FIG. 1 exceeds the rated current.
  • the choke coil current IL decreases with the main switching element 14 turned off and the commutation element 16 turned on, but the output current Io is larger than the maximum output current IoMAX. As a result, the choke coil current IL does not drop below zero.
  • VGS2 of FIG. 7G changes from H level to L level by pulse signal E5 of oscillation circuit 50 shown in FIG. 7B, and as shown at the end of period C, as shown in FIG.
  • the commutation element 16 is turned off.
  • the choke is routed from the plus side indicated by the dot of the choke coil 18 to the buffer capacitor 20, the parasitic diode 64 of the commutation element 16, and the minus side of the choke coil 18. A current due to the energy release of the coil 18 flows.
  • VGS1 in FIG. 7F rises from the L level to the H level, and the main switching element 14 is turned on.
  • the recovery operation of the parasitic diode 64 of the commutation element 16 causes the positive side of the input power supply 12, the main switching element 14, the commutation circuit, as indicated by an arrow in FIG. 8 (period H).
  • a large through current flows through a path on the negative side of the parasitic diode 64, the buffer capacitor 20, and the input power supply 12 of the current element 16, energy is stored in the parasitic inductance due to the wiring, and the energy stored in this parasitic inductance is the commutation element.
  • a surge voltage Vs is generated as indicated by VSD2 in FIG.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing operation waveforms when a surge voltage prevention function for an excessive output current is provided. Signals of respective parts are divided into FIGS. 9 (a) to 9 (k). The polarity detection signal E8 of FIG. 9F is added.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing a circuit operation in a period I in which the main switching element of FIG. 9 is suspended.
  • the main switching element on hold circuit 74 does not hold the main switching element 14 on, and the PWM from the PWM circuit 36 does not hold.
  • the main switching element 14 is turned off in synchronization with the signal E4.
  • the pulse signal E5 of the oscillation circuit 50 shown in FIG. 9B changes the VGS2 in FIG. 9H from the H level to the L level, and the commutation element 16 is turned off as shown at the end of the period C. .
  • the AND circuit 76 of the main switching element on hold control circuit 74 is in the L level even if the PWM signal E4 becomes H level to turn on the main switching element 14.
  • the main switching element ON hold control circuit 74 holds the main switching element 14 ON and keeps it OFF while being disabled and fixed to the L level output by the level polarity detection signal E8.
  • the choke coil 18 continues to release energy toward the buffer capacitor 20 and the load 28, and the choke coil current IL continues to decrease. .
  • the polarity detection signal from the polarity detection circuit 70 becomes H level, and the inhibition state of the AND circuit 76 provided in the main switching element hold control circuit 74 is released.
  • the PWM signal E4 is Since it is at the H level, the main switching element 14 is turned on.
  • the main switching element 14 is turned on after the choke coil current IL becomes zero. Therefore, the main switching element 14 is turned on after the current flowing through the parasitic diode 64 of the commutation element 16 becomes zero. In this case, since the charge of the parasitic capacitance 66 of the commutation element 16 is not drawn, the soft switching operation is not performed, but the main switching element 14 is turned on after the current flowing through the parasitic diode 64 becomes zero. The recovery operation does not occur in the parasitic diode 64 of the commutation element 16, no through current as shown in FIG. 8 (period H) flows, and no surge voltage is generated in the commutation element 16.
  • the switching power supply device shown in FIG. 6 has a function of the polarity detection circuit 70 and the main switching element on-hold control circuit 74, and even when an output current Io exceeding the maximum output current IoMAX is attempted to flow, Since the main switching element 14 is not turned on while a current flows through the diode, a surge voltage is not generated in the commutation element 16, and a semiconductor element such as a MOS-FET used as the commutation element 16 In addition, an element having a low withstand voltage and a low conduction resistance can be used, and a switching power supply device with low noise and high efficiency can be realized.
  • FIG. 11 is a circuit block diagram showing an embodiment of a switching power supply device having a surge voltage prevention function and an overcurrent protection function against an excessive output current.
  • the switching power supply according to the present embodiment includes a maximum duty limiting circuit 78 that functions as an output current limiting circuit in addition to the switching power supply shown in FIG.
  • the maximum duty limit circuit 78 includes an inverter 80 and an AND circuit 82.
  • the inverter 80 inverts the pulse signal E1 from the oscillation circuit 31 and inputs the inverted signal to one of the AND circuits 82.
  • the PWM circuit 36 is connected to the other of the AND circuits 82.
  • the PWM signal E4 is input, and control is performed so as to provide a period in which the main switching element 14 is always turned off within one switching period.
  • the maximum duty limiting circuit 78 controls the main switching element 14 to be turned off when the pulse signal E1 from the oscillation circuit 31 rises from the L level to the H level, thereby causing an excessive output current to flow. Suppress. As a result, the ON period of the main switching element 14 does not exceed one switching period.
  • the state in which the duty control signal E3 intersects the triangular wave signal E2 has been described.
  • the duty control signal E3 further increases as the output current Io increases.
  • the triangular wave signal E2 cannot be crossed, the main switching element 14 cannot be turned off, and the choke coil current IL continues to rise and an excessive current flows.
  • the switching power supply device shown in FIG. 1 realizes a function of regenerating power from the output side to the input side by changing the rectifying element 26 using a diode to a MOS-FET or the like having a bidirectional rectifying function. Can do.
  • Regenerative operation is performed when a voltage higher than the voltage output by the switching power supply (output voltage setting value) is applied to the output side of the switching power supply or when a large-capacity capacitor is attached to the output side. Occurs when the output voltage set value is suddenly lowered.
  • this switching power supply device can make a bidirectional switching power supply device by actively utilizing the regenerative phenomenon.
  • a switching power supply having a regenerative function even during a regenerative operation, if the regenerative current is equal to or less than a predetermined maximum regenerative current IoMAX, no recovery current flows through the parasitic diodes of the main switching element 14 and the commutation element 16. Therefore, no surge voltage is generated. Further, since the parasitic capacitance is extracted, a soft switching operation can be realized. Thereby, a bidirectional switching power supply device with high efficiency and low noise can be produced.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram showing operation waveforms when the regenerative current is less than or equal to the maximum regenerative current IoMAX and when the regenerative current exceeds the maximum regenerative current IoMAX, and the signals of each part are shown separately in FIGS. 12 (a) to (j). ing.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram showing circuit operations during periods J, K, L, and M in which the regenerative current of FIG. 12 exceeds the rated current.
  • the on-timing of the main switching element 14 is generated by the switching frequency generation circuit 32 including the oscillation circuit 31.
  • VGS2 in FIG. 12G changes from H level to L level by the pulse signal E5 of the oscillation circuit 50 shown in FIG. 16 turns off.
  • the main switching element 14 At the timing when VGS1 in FIG. 12F rises from the L level to the H level and the main switching element 14 is turned on after the second dead time of the period E passes, the charge of the parasitic capacitance 62 of the main switching element 14 is in the period E. Since it is recovered, the main switching element 14 can be turned on by a soft switching operation.
  • Switching power supply with surge voltage protection against excessive regenerative current (Operation when there is no surge voltage prevention function)
  • a switching power supply having a regenerative function generates a surge voltage when a regenerative current exceeding the maximum regenerative current IoMAX is caused to flow by a regenerative operation. The operation in this case will be described for the periods F, L, and M in FIGS.
  • VGS2 in FIG. 12 (g) rises from L level to H level, and commutation element 16 is turned on.
  • the parasitic operation of the main switching element 14 on the positive side of the input power supply 12 is performed by the recovery operation of the parasitic diode 60 of the main switching element 14 as indicated by an arrow in FIG. 13 (period M).
  • a surge voltage Vs is generated as indicated by VSD1 in FIG.
  • FIG. 14 shows an embodiment of a switching power supply device that has no function of generating a surge voltage even when the regenerative current is greater than or equal to the maximum regenerative current IoMAX and that has a function of suppressing the flow of an excessive regenerative current.
  • FIG. 14 is a circuit block diagram showing an embodiment of a switching power supply device having a surge voltage preventing function and a regenerative overcurrent protection function against an excessive regenerative current.
  • a synchronous rectification buck-boost chopper circuit 10 provided as a primary side power circuit includes a main switching element 14 using a MOS-FET, a commutation element 16 using a MOS-FET, and a choke coil 18.
  • the secondary power circuit includes a secondary winding 22 provided in the choke coil 18, a rectifying element 26a, and an output capacitor 24.
  • the switching control circuit 30 includes a switching frequency generation circuit 32, a triangular wave.
  • a generation circuit 34, a PWM circuit 36, a first dead time generation circuit 38, a second dead time generation circuit 40, and a commutation control inverter 42 are provided.
  • a rectifying element 26a provided in the secondary power circuit is capable of bidirectional rectification in order to realize a reproducing function.
  • -FET and polarity detection circuit 84 and commutation element on hold control circuit 88 are added.
  • the polarity detection circuit 84 includes a polarity detection coil 86 coupled to the choke coil 18, detects the polarity of the voltage generated in the choke coil 18, and outputs a polarity detection signal E9. That is, the polarity detection circuit 84 outputs a polarity detection signal E9 that becomes H level when a positive voltage is generated in the direction in which the dot is present in the choke coil 18, and a positive voltage is applied in the direction in which there is no dot. When it occurs, the polarity detection signal E9 which becomes L level is output. This is the reverse of the case of the polarity detection circuit 70 of FIG.
  • the commutation element on-hold control circuit 88 outputs the polarity detection signal E9 that is at the L level when the polarity detection circuit 84 generates a positive voltage in the direction where there is no dot in the choke coil 18 and outputs the polarity detection signal E9. Even if the synchronous rectification control signal E7 output by the signal 30 becomes H level, the commutation element 16 is controlled to be kept on.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram showing operation waveforms when a surge voltage prevention function for an excessive regenerative current is provided, and the signals of each part are shown separately in FIGS. 15 (a) to 15 (k).
  • the polarity detection signal E9 of FIG. 15 (f) is added.
  • the period L is a first dead time in which both the main switching element 14 and the commutation element 16 are turned off, and the choke coil 18 operates to keep the choke coil current IL flowing.
  • the polarity is positive, and the side indicated by a dot is negative polarity.
  • a current due to the energy discharge of the choke coil 18 flows from the plus side of the choke coil 18 to the minus side indicated by the parasitic diode 60 of the main switching element 14, the input power supply 12, and the dots of the choke coil 18.
  • the current IL continues to rise.
  • the AND circuit 90 of the commutation element on-hold control circuit 88 uses the polarity detection signal E9 that becomes the L level from the polarity detection circuit 84. In the prohibited state, the output is maintained at the L level, and the commutation element 16 is kept on.
  • the period N is indicated by the parasitic diode 60 of the main switching element 14, the input power supply 12, and the dots of the choke coil 18 from the plus side of the choke coil 18 as shown in FIG. 16 (period N).
  • a current due to the energy release of the choke coil 18 flows, and the choke coil current IL continues to change toward zero.
  • the polarity detection signal E9 of the polarity detection circuit 84 becomes H level, and the inhibition state of the AND circuit 90 of the commutation element on hold control circuit 88 is released.
  • the commutation control signal E7 from the switching control circuit 30 at the level is output to the commutation element 16, and the commutation element 16 is turned on.
  • the commutation element 16 is turned on after the choke coil current IL of the choke coil 18 becomes zero, that is, after the current flowing through the parasitic diode 60 of the main switching element 14 becomes zero. Become. As a result, the recovery operation of the parasitic diode 60 of the main switching element 14 does not occur, the through current as shown in FIG. 13 (period M) does not flow, and the surge voltage does not occur in the main switching element 14.
  • the switching power supply device of FIG. 14 is the on hold control of the commutation element 16 in FIG. 16 (period N) by the polarity detection circuit 84 and the commutation element on hold control circuit 88. Even if the ON period of the commutation element 16 becomes long, the commutation element 16 is controlled to be turned off by the pulse signal E5 from the oscillation circuit 50 provided in the second dead time generation circuit 40. Therefore, the switching power supply device It is possible to realize an overcurrent prevention function that suppresses the flow of an excessive regenerative current. That is, the switching power supply device can realize an overcurrent prevention function that suppresses the flow of an excessive regenerative current by controlling the commutation element 16 to be turned off within one cycle of switching for performing the regenerative operation. .
  • the switching power supply having the regenerative function shown in FIG. 14 adds the polarity detection circuit 84 and the commutation element on hold control circuit 88, so that even when a large regenerative current flows, a current flows through the parasitic diode of the main switching element 14. Since the commutation element 16 is not turned on while the current flows, the main switching element 14 does not generate a surge voltage, and the semiconductor element such as a MOS-FET used for the main switching element 14 has a low breakdown voltage. An element with low conduction resistance can be used, and a switching power supply device having a low noise and high efficiency regeneration function can be realized.
  • the peak value of the regenerative current is limited by the on-time of the commutation element 16 and does not exceed one switching cycle, it also has a regenerative overcurrent protection function that is a function that suppresses the flow of an excessive regenerative current. It will be.
  • a switching power supply device having the main switching element on hold circuit 74 and the commutation element on hold circuit 88 at the same time may be used, or a polarity detection circuit in which the polarity detection coil 72 and the polarity detection coil 86 are shared by one coil is configured.
  • the main switching element on-hold circuit 74 and the commutation element on-hold circuit 88 may be controlled by one polarity detection circuit.
  • an auxiliary power supply circuit may be configured to generate drive power for the control circuit.

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Abstract

　【課題】絶縁型コンバータ回路について、ソフトスイッチング動作を実現して、高効率、低ノイズ、及び低コストを可能とする。　【解決手段】スイッチング電源装置は、１次側回路として、主スイッチング素子１４、転流素子１６、チョークコイル１８及びバッファコンデンサ２０を備えた同期整流昇降圧チョッパー回路１０で構成し、２次側回路として、チョークコイル１８に設けた２次巻線２２に整流素子２６と出力コンデンサ２４の直列回路を接続する。チョークコイル１８のインダクタンスは、出力電流が最大出力電流以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイル１８を流れるチョークコイル電流ＩＬがゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような所定の値に設定している。スイッチング制御回路３０は、スイッチング周期で主スイッチング素子１４および転流素子１６を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフ制御してソフトスイッチングする。　

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、入力電圧を所望の電圧に変換し電子機器に供給する絶縁型コンバータとして機能するスイッチング電源装置に関する。
（シングルエンディッドフォワードコンバータ）
　従来、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型コンバータとして、シングルエンディッドフォワードコンバータが知られている（特許文献１）。
　図１７に示すように、シングルエンディッドフォワードコンバータ１００は、入力電源１０２に主トランス１０４の1次巻線１０４ａと主スイッチング素子１０６が接続される。主トランス１０４の２次巻線１０４ｂには、フォワード側同期整流素子１０８とフライホイール側同期整流素子１１０を備えた整流回路１０７と出力チョークコイル１１２および出力コンデンサ１１４を備えた平滑回路１１１が接続され、出力コンデンサ１１４に負荷が接続され、出力電力を得られる構成となっている。
　制御回路１１６は、固定のスイッチング周波数を発生するＰＷＭ制御回路であり、主スイッチング素子１０６のオン、オフが制御される。
　フォワード側同期整流素子１０８とフライホイール側同期整流素子１１０は、主トランス１０４の３次巻線１０４ｃに発生する電圧を受けて動作するスイッチング素子１２６、ダイオード１２８及びツェナーダイオード１３０を備えた同期整流素子駆動回路１２２と、スイッチング素子１２２と信号伝達用トランス１２４を備えたゲート放電回路１２０によりオン、オフが制御される。
　フォワード側同期整流素子１０８は、主スイッチング素子１０６のオン、オフに同期してオン、オフされる。フライホイール側同期整流素子１１０は主スイッチング素子１０６がオフのときにオンされ、主スイッチング素子１０６がオンのときにオフされる。フライホイール側同期整流素子１１０のオフと主スイッチング素子１０６のオン（フォワード側同期整流素子１０８のオンに対応）は、遅延回路１１８によりデッドタイムが設けられて駆動される。
　入力電源１０２から供給される電力は、主スイッチング素子１０６のオン、オフにより断続電力として主トランス１０４に供給される。主トランス１０４の１次巻線１０４ａと２次巻線１０４ｂはフォワード結合で用いられており、主スイッチング素子１０６がオンしているときの電力が１次巻線１０４ａから２次巻線１０４ｂに伝達される。
　整流回路１０７および平滑回路１１１は、主トランス１０４のフォワード結合で伝送された電力を整流・平滑することで、出力電力Ｖｏを生成させる。出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉｎ、主トランス１０４における１次巻線１０４ａの巻き数Ｎ１と２次巻線１０４ｂの巻き数Ｎ２による巻数比（Ｎ２／Ｎ１）、主スイッチング素子１０６のオンデューティｄｕｔｙで決定される。
　Ｖｏ＝（Ｎ２ ／ Ｎ１）・Ｖｉｎ・ｄｕｔｙ
　シングルエンディッドフォワードコンバータ１００は、固定のスイッチング周波数で動作し、出力電圧は主スイッチング素子１０６のオンデューティで制御することができるため、簡単な制御回路（ＰＷＭ制御回路）で動作させることができる。また、主トランス１０４をフォワードトランスとして用いていることからトランスの変換効率が高い。
　（ＬＬＣ共振コンバータ）
　従来、入力電圧を所定の電圧に変換して出力電圧を得ることができる絶縁型コンバータの他の方式として、ＬＬＣ共振コンバータがある（特許文献２，３）。
　図１８は従来のＬＬＣ共振コンバータ（特許文献２）を示す。ＬＬＣ共振コンバータに設けた主トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には、共振コンデンサＣ１と共振インダクターＬ１の直列共振回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、約５０％のデューティで対称かつ交互にオン、オフするハーフブリッジ回路となっており、共振コンデンサＣ１、共振インダクターＬ１及び主トランスＴ１が共振状態になるように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が制御される。
　主トランスＴ１の２次巻線Ｎ２には、整流素子Ｄ３,Ｄ４を備えたセンタータップ方式の全波整流回路と、出力コンデンサＣｏを備えた平滑回路が接続され、出力コンデンサＣｏに負荷が接続される構成となっている。
　スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御回路２０２は、周波数変調制御回路（ＰＦＭ制御回路）となっており、差動増幅器２０３による出力電圧と基準電圧との誤差電圧に応じたＶＣＯ（電圧制御発振器）の制御によって出力電圧が所定の値になるようにスイッチング周波数が制御される。このとき共振コンデンサＣ１、共振インダクターＬ１及び主トランスＴ１が常に共振状態になるようにスイッチング周波数が制御される。
　ＬＬＣ共振コンバータは、図１７に示したシングルエンディッドフォワードコンバータと異なり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がソフトスイッチング動作で駆動されるため、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生等が無い。従って、高効率、低ノイズのスイッチング電源を得ることができる。
特開２０１２－１００４９０号公報 特開平０８－０６６０２５号公報 特開２０１４－０６０８５０号公報
　しかしながら、図１７に示した従来のシングルエンディッドフォワードコンバータは、主スイッチング素子がハードスイッチングで用いられており、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生等が見られるため、効率の低下や大きなノイズが発生すると言った問題を持っている。
　これに対し、図１８に示した従来のＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング素子がソフトスイッチング動作で駆動されるため、スイッチング損失の増大やサージ電圧の発生等が無く、高効率、低ノイズのスイッチング電源を得ることができる。
　しかしながら、従来のＬＬＣ共振コンバータは、入力電圧や負荷電流等の条件が変化した場合でも共振状態を維持するように、スイッチング周波数の制御を行う必要があり、複雑で高価な制御回路が必要になる。
　また、入力電圧、出力電圧、負荷電流等が変化した場合に、スイッチング周波数を変化させる制御が追い付かないと、所謂「共振はずれ」が発生する。「共振はずれ」が発生すると、スイッチング素子がソフトスイッチング動作を行うことができなくなり、ハードスイッチング状態となったり、貫通電流が流れたりといった現象を引き起こし、スイッチング素子に多大なサージ電圧によるストレスを与え、最悪の場合は、スイッチング電源装置を故障させてしまうと言った不具合を引き起こす。
　また、ＬＬＣ共振コンバータの周波数変調方式は、測定器等の微小信号を取り扱う機器に対して測定系影響を及ぼすといった不具合がある。例えば、ＡＤコンバータのサンプリングレートとスイッチング周波数が近いと、ＡＤコンバータの変換誤差が増大するという問題もある。
　本発明は、絶縁型コンバータ回路について、ソフトスイッチング動作を実現して、高効率、低ノイズ、及び低コストを可能とするスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
（スイッチング電源装置）
　本発明は、
　１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
　２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
　チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
　所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする機能を有するスイッチング制御回路を設けたことを特徴とする。
　（負荷過大電流に対するサージ発生防止）
　本発明は、
　１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
　２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
　チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
　所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするように制御するスイッチング制御回路と、
　チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
　極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する主スイッチング素子オン保留制御回路と、
を設けたことを特徴とする。
　ここで、スイッチング電源装置に、更に、スイッチング周期の１周期内に主スイッチング素子のオフ期間を設けて最大出力電流を制限する電流制限回路を設ける。
　（回生動作）
　本発明は、
　１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
　２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
　チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
　所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフすると共に、スイッチングの１周期内に転流素子のオフ期間を設けるように制御する主スイッチング制御回路と、
　チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
　極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する転流素子オン保留制御回路と、
を設けたことを特徴とする。
（基本的な効果）
　本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする機能を有するスイッチング制御回路を設けるようにしたため、１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路では、チョークコイル（１次巻線）に接続されたコンデンサをバッファコンデンサとして使用し、主スイッチング素子がオンしているときに、チョークコイルに励磁エネルギーを蓄え、転流素子がオンしているときに、チョークコイルの励磁エネルギーとバッファコンデンサの電荷エネルギーを出力チョークコイルの２次巻線から負荷側に伝送する。このとき、チョークコイルはフライバックトランスと同時にフォワードトランスとして動作し、１次巻線と２次巻線が結合された状態となるので、バッファコンデンサと出力コンデンサの電圧は、チョークコイル（トランス）の１次巻線と２次巻線の巻数比で比例した関係となり、絶縁型コンバータしての動作を可能とする。
　また、出力電流がゼロから定格値（定格電流）の範囲では、チョークコイルの電流がマイナス方向を向いている状態で転流素子をオフさせることが可能なように出力チョークコイルのインダクタンスを設定したため、主スイッチング素子と転流素子にデッドタイムを設けて駆動することで、主スイッチング素子の寄生容量を引く抜くことができ、そのためソフトスイッチング動作が可能となり、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を作ることができる。
　また、入力電圧、出力電圧、出力電流等が変化しても固定周波数で動作させ、出力電圧は主スイッチング素子のオンデューティで制御できるため、制御回路も安価かつ容易に実現可能とする。
　また、シングルエンディッドフォワードコンバータの問題であったサージ電圧が発生しないため、耐圧の低いＭＯＳ－ＦＥＴなどの半導体素子（オン抵抗の小さい半導体素子）が使用可能となり、高効率化に寄与し、スイッチングノイズも低減できる。
　また、従来のＬＬＣ共振コンバータで必要であった周波数変調制御が不要であるため、制御回路を低コストで構成することが可能となり、固定周波数で動作しているため、計測機器等に用いても、計測誤差等の悪影響を及ぼすことがない。
　また、出力チョークコイルのインダクタンスの設定により、主スイッチング素子と転流素子にデッドタイムを設けてソフトスイッチング動作させることで、入力電圧、出力電圧、負荷電流等が変化しても、ＬＬＣ共振コンバータのように、スイッチング素子に過大なストレスが印加されるといったこともない。
　（負荷過大電流に対するサージ発生防止の効果）
　本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするように制御するスイッチング制御回路と、チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する主スイッチング素子オン保留制御回路とを設けるようにしたため、最大出力電流値以上の電流を流そうとした場合でも、転流素子の寄生ダイオードに電流が流れていない状態で、主スイッチング素子をオンすることになるため、サージ電圧を発生させることがない。
　また、サージ電圧の発生がないため、主スイッチング素子及び転流素子として使用するＭＯＳ－ＦＥＴなどの半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い半導体素子を用いることができ、低ノイズで高効率のスイッチング電源装置を実現することを可能とする。
　また、スイッチング電源装置は、スイッチング周期の１周期内に主スイッチング素子のオフ期間を設けて最大出力電流を制限する電流制限回路を設けたため、チョークコイルの電流ピーク値が、主スイッチング素子のオン時間で制限されることによるためスイッチングの１周期以上にはならず、過大な電流が流れることを抑制する機能である過電流保護機能を併せ持つことになる。
　（回生動作による効果）
　本発明は、１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、２次側回路として、チョークコイルに２次巻線を設け、２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値（最大出力電流）以下のときにスイッチングの１周期内において、チョークコイルを流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフすると共に、スイッチングの１周期内に転流素子のオフ期間を設けるように制御するスイッチング制御回路と、チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、極性検出回路が極性検出信号を出力しているときには、スイッチング制御回路が出力する転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する転流素子オン保留制御回路とを設けるようにしたため、出力側から入力側に電力を回生する機能を備えた、低ノイズで高効率なスイッチング電源装置を実現可能とする。
　この回生動作は、スイッチング電源装置が出力している出力電圧設定値よりも高い電圧をスイッチング電源装置の出力側に印加した場合や、出力側に大容量のコンデンサを取り付けた状態で、出力電圧設定値を急に下げる場合等に発生する。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、回生動作を利用して、双方向スイッチング電源装置を作ることを可能とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流となる出力チョークコイルの電流がゼロを跨いで変化する状態であれば、主スイッチング素子および転流素子の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。また、主スイッチング素子および転流素子の寄生容量の引き抜きが行われるため、ソフトスイッチング動作が実現できる。これにより、高効率、低ノイズの双方向スイッチング電源装置を実現可能とする。
　また、大きな回生電流が流れた場合でも、主スイッチング素子の寄生ダイオードに電流が流れている最中に転流素子がオンすることがなくなるため、サージ電圧を発生させることがない。また、サージ電圧の発生がないため、主スイッチング素子や転流素子に低耐圧で導通抵抗の低いＭＯＳ―ＦＥＴ等の半導体素子を用いることができ、低ノイズで高効率で回生機能を持ったスイッチング電源装置を実現可能とする。
　また、出力チョークコイルの回生電流のピーク値は、スイッチングの１周期以上にはならないように転流素子のオン時間で制限されるため、過大な回生電流が流れることを抑制する機能である回生過電流保護機能を併せ持つことになる。
絶縁型コンバータとして機能するスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 図１について出力電流がゼロの場合の動作波形を示した説明図 出力電流がゼロの場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ～Ｆに分けて示した説明図 図１について出力電流が大きい場合の動作波形を示した説明図 出力電流が大きい場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ～Ｆに分けて示した説明図 過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 過大出力電流に対するサージ電圧防止機能がない場合の動作波形を示した説明図 過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を設けていない図１の実施形態において出力電流が定格電流を超えた期間Ｇ，Ｈの回路動作を示した説明図 過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を設けた図６の実施形態の動作波形を示した説明図 図９の主スイッチング素子のオンを保留する期間Ｉの回路動作を示した説明図 過大出力電流に対するサージ電圧防止機能と過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 過大回生電流に対するサージ電圧防止機能がない場合の回生電流が定格電流以下の場合と定格電流を超えた場合の動作波形を示した説明図 図１２の期間Ｊ，Ｋ及び期間Ｌ，Ｍの回路動作を示した説明図 過大回生電流に対するサージ電圧防止機能と回生過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図 図１４の実施形態の動作波形を示した説明図 図１５の転流素子のオンを保留する期間Ｎの回路動作を示した説明図 従来のシングルエンディットフォワードコンバータを示した回路ブロック図 従来のＬＬＣ共振コンバータを示した回路ブロック図
［スイッチング電源装置の構成］
　図１は絶縁コンバータとして機能するスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
　（パワー回路）
　図１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、１次側のパワー回路として同期整流昇降圧チョッパー回路１０が設けられる。同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、入力電源１２と並列にＭＯＳ－ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４とチョークコイル１８の直列回路を接続し、チョークコイル１８と並列にバッファコンデンサ２０とＭＯＳ－ＦＥＴを使用した転流素子１６の直列回路を接続する。
　スイッチング電源装置の２次側のパワー回路として、チョークコイル１８に２次巻線２２を設け、２次巻線２２にダイオードを用いた整流素子２６と出力コンデンサ２４の直列回路を接続し、出力コンデンサ２４の両端から負荷２８の出力電力を得る回路構成としている。
　チョークコイル１８は、インダクターとして動作する期間とトランスとして動作する期間を持つ。トランスとして動作する場合、チョークコイル１８はトランスの１次巻線となるが、以下の説明ではトランスとして動作する場合、チョークコイル１８をチョークコイル（１次巻線）１８と表記する。
　また、主スイッチング素子１４及び転流素子１６は、ＭＯＳ－ＦＥＴの半導体素子構造に起因して、それぞれのソース・ドレイン間と並列に、寄生ダイオード６０，６４と寄生容量６２，６６を発生している。
　なお、本実施形態では、主スイッチング素子１４はハイサイド側に配置されているが、ローサイド側に配置しても良い。また、チョークコイル１８とバッファコンデンサ２０は直列であれば、入れ替わって配置されても良い。整流素子２６と出力コンデンサ２４も同様に、直列であれば、入れ替わって配置されても良い。
　１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、主スイッチング素子１４がオンしているときに、チョークコイル１８に励磁エネルギーを蓄える。そして、転流素子１６がオン（主スイッチング素子１４がオフ）しているときに、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーが、チョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送される。このときチョークコイル１８の励磁エネルギーの一部は、バッファコンデンサ２０に伝送される。
　転流素子１６がオンしているとき、チョークコイル１８は、フライバックトランスとして動作することで主スイッチング素子１４がオンのときに蓄えた励磁エネルギーを放出すると同時に、バッファコンデンサ２０のエネルギーを２次側に伝送するフォワードトランスとして動作する。
　即ち、スイッチング電源装置は、主スイッチング素子１４がオンし、転流素子１６がオフしている期間にチョークコイル１８にエネルギーを蓄え、転流素子１６がオンし、主スイッチング素子１４がオフしている期間にチョークコイル１８とバッファコンデンサ２０に蓄えられたエネルギーを出力コンデンサ２４に伝送する動作を行っている。
　トランスとして動作しているチョークコイル１８は、チョークコイル１８による１次巻線と２次巻線２２が結合された状態であるので、バッファコンデンサ２０と出力コンデンサ２４が結合された状態となる。従って、それぞれのコンデンサの電圧は、トランスとして動作しているチョークコイル(１次巻線)１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）で比例した値となる。
　スイッチング電源装置の１次側のパワー回路は、バッファコンデンサ２０に対する同期整流昇降圧チョッパー回路１０を構成しているので、バッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂは、同期整流昇降圧チョッパー回路の出力電圧を求めるための一般的な計算式を用いて求めることが可能であり、入力電圧Ｖｉｎと主スイッチング素子１４のオンデューティｄｕｔｙで決定され、式（１）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
ＶＣｂ：バッファコンデンサ２０の電圧
Ｖｉｎ：入力電圧
ｄｕｔｙ：主スイッチング素子１４のオンデューティ
　 バッファコンデンサ２０と出力コンデンサ２４は、トランスとして動作しているチョークコイル（１次巻線）１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比（Ｎ２／Ｎ１）で比例する値となるので、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏは式（２）で決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Ｖｏ：スイッチング電源装置の出力電圧
ＶＣｏ：出力コンデンサ２４の電圧
Ｎ１：チョークコイル（１次巻線）１８の巻き数
Ｎ２：２次巻線２２の巻き数
　（スイッチング制御回路）
　スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路（パルス幅変調回路）３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０、転流制御用インバータ４２で構成されている。
　スイッチング周波数発生回路３２は発振回路３１を備え、所定のスイッチング周波数ｆｓｗのクロック信号Ｅ１を出力する。
　三角角波発生回路３４は、ＭＯＳ－ＦＥＴを用いたスイッチング素子４４、抵抗４６とコンデンサ４８を直列接続した充放電回路を備え、発振回路３１のパルス信号Ｅ１のＬレベルへの立下りでスイッチング素子４４をオフし、抵抗４６を介してコンデンサ４８を充電して直線的に増加する信号電圧を生成し、続いて発振回路３１のパルス信号Ｅ１のＨレベルへの立上りでスイッチング素子４４をオンしてコンデンサ４６を放電リセットし、これにより発振回路３１の発振周期で繰り返す三角波信号Ｅ２を生成する。
　ＰＷＭ回路３６は出力電圧と所定の基準電圧との差電圧となるデューティ制御信号Ｅ３と三角波発生回路３４からの三角波信号Ｅ２を入力し、デューティ制御信号Ｅ３の信号レベルに応じたオンデューティをもつＰＷＭ信号Ｅ４を出力し、主スイッチング素子１４のオン、オフを制御する。
　ＰＷＭ回路３６からのＰＷＭ信号Ｅ４は第１デッドタイム発生回路３８を介して転流制御用インバータ４２に入力され、転流制御用インバータ４２で反転された転流制御信号Ｅ７により、主スイッチング素子１４のオン、オフ制御に対し相補的に転流素子１６をオン、オフ制御させる。
　第１デッドタイム発生回路３８は、抵抗５４とコンデンサ５６を直列接続した遅延回路であり、ＰＷＭ信号Ｅ４を一定時間遅延させた遅延信号Ｅ６を転流制御用インバータ４２に出力し、遅延信号Ｅ６が転流制御用インバータ４２のスレッショルドレベル以下となった遅延後にＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７を出力することで、主スイッチング素子１４のオフと転流素子１６のオンの間に所定の第１デッドタイムが設けられる。
　第２デッドタイム発生回路４０は、発振回路５０とダイオード５２を備え、発振回路３１と発振回路５０の周波数を同期させており、発振回路３１のパルス信号Ｅ１が発生する直前に発振回路５０からパルス信号Ｅ５を出力することで所定の第２デッドタイムを発生させ、転流素子１６のオフと主スイッチング素子１４のオンの間に第２デッドタイムが設けられる。
　（チョークコイルのインダクタンス）
　本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電流によらず、スイッチングの１周期内において、チョークコイル１８を流れる電流がゼロを跨いで正方向と負方向の双方に流れ、主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、チョークコイル１８の電流が入力電源１２に向かって流れているようにチョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを式（３）のように設定する。この詳細は後の説明で明らかにする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Ｌｐ：チョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンス
ｆｓｗ：スイッチング周波数
ＩｏＭＡＸ：スイッチング電源装置の最大出力電流（定格値）
　このインダクタンスＬｐの設定と、主スイッチング素子１４と転流素子１６に第１デッドタイム及び第２デッドタイムを設けて駆動することで、主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチング動作させることができ、高効率で低ノイズのスイッチング電源装置を実現できる。また、固定周波数でスイッチング動作可能であり、更に出力電圧は主スイッチング素子１４のオンデューティで制御可能であるため、スイッチング制御回路３０も安価且つ容易に実現可能とする。
　［スイッチング電源装置の動作］
（出力電流がゼロの場合の動作）
　図２は図１について出力電流がゼロとなる場合の動作波形を示した説明図、図３は出力電流がゼロの場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ～Ｆに分けて示した説明図である。
　ここで、図２は、その（ａ）～（ｌ）に、発振回路３１のパルス信号Ｅ１、発振回路５０のパルス信号Ｅ５、ＰＷＭ回路３６に入力する三角波信号Ｅ２とデューティ制御信号Ｅ３、ＰＷＭ回路３６から出力するＰＷＭ信号Ｅ４、第１デッドタイム発生回路３８の遅延信号Ｅ６、主スイッチング素子１４のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ１、転流素子１６のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２、主スイッチング素子１４のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ１、転流素子１６のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２、整流素子２６の両端電圧ＶＫＡ、整流素子２６の電流Ｉ及びチョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬを示している。また、図３は図２についてスイッチングの時刻ｔ１～ｔ２となる１周期の回路動作をＡ～Ｆの６期間に分けて示している。
　本実施形態スイッチング電源装置は、無負荷となることで出力電流を流さない場合は、２次巻線２２に電流が流れないことになるので、１次側のパワー回路は、バッファコンデンサ２０の両端を出力と見なした同期整流昇降圧チョッパー回路１０と考えることができる。
　本実施形態のスイッチング電源装置は、スイッチング周波数発生回路３２により、他励式で制御されている。スイッチング周波数ｆｓｗが固定された同期整流昇降圧チョッパー回路１０におけるバッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂは、入力電圧Ｖｉｎと主スイッチング素子１４のオンデューティｄｕｔｙで決定され、前記（１）式と同じで次式（４）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　また、出力電流Ｉｏがゼロの場合、チョークコイル１８を流れる電流ＩＣｂの平均値がゼロになる。また、バッファコンデンサ２０と出力コンデンサ２４は、チョークコイル（１次巻線）１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比倍の関係となる。
　スイッチング電源装置は、無負荷で動作しているとき、チョークコイル１８の電流がプラス方向を向いている状態で、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が回収される。
　期間Ｃの最初の転流素子１６がオンするタイミングでは、寄生容量６６の電荷が引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作を行うことができる。
　期間Ｄの最後の転流素子１６がオフするタイミングでは、チョークコイル１８の電流がマイナス方向を向いている。
　転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４及び転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つことで、主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷が回収される。期間Ｆの最初の主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、寄生容量６２の電荷が引き抜かれているため、主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作を行うことができる。
　この期間Ａ～Ｆの動作を更に詳細に説明すると次のようになる。
　（期間Ａの動作）
　出力電流Ｉｏがゼロの場合、図２の期間Ａに示すように、図２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルにあることで主スイッチング素子１４がオンしており、また図２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルにあることで転流素子１６がオフしており、図２（ｌ）のチョークコイル電流ＩＬがプラス方向を向いて増加している。
　このとき図３（期間Ａ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側から主スイッチング素子１４、チョークコイル１８及び入力電源１２のマイナス側となる経路で電流が流れ、チョークコイル１８にエネルギーが蓄積される。
　期間Ａの間に図２（ｃ）に示す三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３のレベルに交差すると、図２（ｄ）のＰＭＷ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルに立下り、図２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。
　（期間Ｂの動作）
　主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットで示す側がプラス極性となり、反対側がマイナス極性となる。従って、図３（期間Ｂ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生容量６６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第１デッドタイムの期間Ｂで転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
　（期間Ｃの動作）
　期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、期間Ｃの最初で転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
　即ち、寄生容量６６は放電状態にあることから、転流素子１６のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２はゼロボルトとなっており、この状態で転流素子１６がオンするソフトスイッチング動作を行うことができる。
　転流素子１６がオンすると、図３（期間Ｃ）に示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出によるチョークコイル電流ＩＬが流れ、チョークコイル電流ＩＬは直線的に減少する。
　このときチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２はフライバックトランスと同時にフォワードトランスとして動作し、図２（ｊ）（ｋ）に示すように、２次巻線に誘起された電圧により整流素子２６がオンして両端電圧ＶＫＡが略ゼロとなるが、無負荷状態にあるため負荷電流は流れず、整流素子２６の電流Ｉはゼロとなっている。
　（期間Ｄの動作）
　期間Ｃにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８の電流が低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｄに入る。
　このとき、図３（期間Ｄ）に示すように、バッファコンデンサ２０のプラス側からチョークコイル１８、転流素子１６及びバッファコンデンサ２０のマイナス側となる経路でチョークコイル１８にエネルギーを蓄えるように電流が流れ、図２（ｌ）に示すように、チョークコイル電流ＩＬはマイナス方向に直線的に増加するが、２次側に負荷電流は流れない。
　期間Ｄの最後に近づくと、図２（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図２（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｄの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
　（期間Ｅの動作）
　転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
　従って、図３（期間Ｅ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生容量６２、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第２デッドタイムの期間Ｅで主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷が回収される。
　（期間Ｆの動作）
　期間Ｅの第２デッドタイムが過ぎて図２（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、主スイッチング素子１４の寄生容量６２の電荷が期間Ｅで回収されているため、期間Ｆの最初で主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
　即ち、寄生容量６２は放電状態にあることから、主スイッチング素子１４のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ１はゼロボルトとなっており、この状態で主スイッチング素子１４をオンするソフトスイッチング動作を行うことができる。
　主スイッチング素子１４がオンすると、図３（期間Ｆ）に示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、図２（ｌ）の期間Ｆに示すように、チョークコイル電流ＩＬはマイナス方向からゼロに向かって直線的に変化する。
　（出力電流が大きいの場合の動作）
　図４は図１について出力電流が大きい場合の動作波形を示した説明図であり、図２（ａ）～（ｌ）と同様に図４（ａ）～（ｌ）に分けて示している。図５は出力電流が大きい場合のスイッチング１周期の回路動作を期間Ａ～Ｆに分けて示した説明図である。
　スイッチング電源装置の出力電流が大きい場合、期間Ｃおよび期間Ｄにおいて２次側に出力電流が流れることが、出力電流がゼロの場合と異なる。
　期間Ｃおよび期間Ｄにおいて、１次側は、チョークコイル（１次巻線）１８を流れる電流に、２次側に流れる電流が重畳した電流が流れる。出力電流がゼロの時には、１次側の電流の平均値はゼロとなっていたが、出力電流が大きい場合は、電流が大きくなるにしたがって、１次側の電流の平均値がプラス側に移動する。
　この出力電流が大きい場合の期間Ｃと期間Ｄの動作を詳細に説明すると次のようになる。
　（期間Ｃの動作）
　期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図４（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、期間Ｃの最初で転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
　即ち、寄生容量６６は放電状態にあることから、転流素子１６のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ２はゼロボルトとなっており、この状態で転流素子１６がオンするソフトスイッチング動作を行うことができる。
　転流素子１６がオンすると、図５（期間Ｃ）に示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出によるチョークコイル電流ＩＬが流れる。
　このときチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２はフライバックトランスとして動作し、チョークコイル１８の励磁エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送される。このときチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２は同時にフォワードトランスとしても動作しており、バッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送される。整流素子２６及び出力コンデンサ２４はチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２のフライバック動作とフォワード動作とで伝送された電力を整流・平滑することで出力電力が生成され、負荷２８に負荷電流が流れる。期間Ｃでは、フライバック動作と同時にフォワード動作で負荷２８側へエネルギーが伝送されるが、後述の期間Ｄとは逆に、フライバック動作の寄与率がフォワード動作の寄与率よりも大きい。
　また、チョークコイル１８に流れる電流ＩＬは、図４（ｋ）（ｌ）に示すように、チョークコイル（１次巻線）１８を流れる電流に、２次側の整流素子２６に流れる電流Ｉを重畳した電流となり、チョークコイル電流ＩＬはステップ的に低下した後に直線的に減少する。
　（期間Ｄの動作）
　期間Ｃにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８の電流が低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｄに入る。
　このとき、図５（期間Ｄ）に示すように、バッファコンデンサ２０のプラス側からチョークコイル１８、転流素子１６及びバッファコンデンサ２０のマイナス側となる経路でチョークコイル１８にエネルギーを蓄えるように電流（１次側チョークコイル電流に２次側電流を重畳した電流）が流れ、図４（ｌ）に示すように、チョークコイル電流ＩＬはマイナス方向に直線的に増加する。
　またチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２はフライバックトランスと同時にフォワードトランスとしての動作が継続し、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送され、整流素子２６及び出力コンデンサ２４はチョークコイル(１次巻線)１８と２次巻線２２のフライバック動作とフォワード動作で伝送された電力を整流・平滑することで出力電力が生成され、負荷２８に負荷電流が流れる。期間Ｄでも、フライバック動作と同時にフォワード動作で負荷２８側へエネルギーが伝送されるが、負荷２８側へ伝送されるエネルギーは、前述の期間Ｃとは逆に、フォワード動作の寄与率がフライバック動作の寄与率よりも大きい。
　期間Ｄの最後に近づくと、図４（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図４（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｄの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
　本実施形態のスイッチング電源装置は、出力電流が大きい場合でも、出力電流がゼロの場合と同様に、チョークコイル（１次巻線）１８の電流がプラス方向を向いているときに主スイッチング素子１４をオフさせ、その後、転流素子１６のオンに対して期間Ｂの第１デッドタイムを設けることで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷を引き抜く。
　また、チョークコイル（１次巻線）１８の電流がマイナス方向を向いているときに転流素子１６をオフし、その後、主スイッチング素子１４のオンに対して期間Ｅの第２デッドタイムを設けることで、主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷を引き抜く。
　このため負荷電流が大きいときでも、第１デッドタイムと第２デッドタイムを持つ動作とを設け、また、チョークコイル（１次巻線）のインダクタンスＬｐを後述のように設定することで、図２及び図３に示した出力電流がゼロの場合と同様に、主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチングさせることができる。
　（チョークコイルのインダクタンスＬｐ）
　本実施形態のスイッチング電源装置は、主スイッチング素子１４がオン（転流素子１６がオフ）しているときにチョークコイル１８に励磁エネルギーを蓄える。そして、転流素子１６がオン（主スイッチング素子１４がオフ）しているときに、チョークコイル１８の励磁エネルギーとバッファコンデンサ２０の電荷エネルギーがチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷側の出力コンデンサ２４へ伝送される。
　転流素子１６がオンしているとき、チョークコイル１８は、主スイッチング素子１４がオンの時に蓄えた励磁エネルギーを放出するフライバックトランスとして動作すると同時に、バッファコンデンサ２０のエネルギーを２次側に伝送するフォワードトランスとして動作する。
　このとき、２次側に伝送されるチョークコイル１８の励磁エネルギーは、一旦、バッファコンデンサ２０に全てのエネルギーを蓄えた後、これを、２次側の出力コンデンサ２４に伝送したものと等価と考えることができる。
　従って、スイッチング電源装置としての負荷電流は、１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路１０が、バッファコンデンサ２０に対して出力するエネルギーと等しくなる。そこで、バッファコンデンサ２０の両端を出力と見なした同期整流昇降圧チョッパー回路１０と考えてチョークコイル１８の電流を決定することで、本スイッチング電源装置が２次側に出力する電流を決めることができる。
　バッファコンデンサ２０の両端を出力と見なした同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な最大出力電流（所定の定格値）をＩＣｂＭＡＸとする。また、同期整流昇降圧チョッパー回路１０として動作しているとしたときのチョークコイル１８の電流振幅（電流変化量）をΔＩＬとする。
　ソフトスイッチングの条件として、主スイッチング素子１４がオンするときに、チョークコイル１８の電流ＩＬは、必ずマイナス方向を向いていなければならない。これよりチョークコイル１８の電流振幅ΔＩＬは必ず、ゼロを跨ぐ設定としなければならない。ここで、同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な出力電流ICbは、主スイッチング素子１４がオフしている時にチョークコイル１８を流れる電流の平均値であるので、この値が同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な最大出力電流ＩＣｂＭＡＸよりも大きくなるようにチョークコイル１８の電流振幅ΔILを設定することで、同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な出力電流が仮想的な最大出力電流ＩＣｂＭＡＸ以下である場合において、チョークコイル１８の電流振幅ΔＩＬが必ず、ゼロを跨ぐ動作となる。ここから、式（５）のようにチョークコイルの電流変化量（電流振幅）ΔILの最小値が求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　チョークコイル１８の電流振幅ΔＩＬは、チョークコイル１８に印加される電圧ＶＬ、印加時間Ｔｏｎ、インダクタンスＬｐで決定され、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　チョークコイル１８に印加される電圧ＶＬは、入力電圧Ｖｉｎとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　チョークコイル１８に電圧ＶＬが印加されている時間Ｔｏｎは、主スイッチング素子１４のオン時間であり、スイッチング周波数ｆｓｗとデューティｄｕｔｙから求められ、次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　主スイッチング素子１４のデューティｄｕｔｙは、同期整流昇降圧チョッパー回路のデューティを求めればよいので、入力電圧Ｖｉｎとバッファコンデンサ電圧ＶＣｂから求め、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　次に、スイッチング電源装置としての２次側へ出力される出力電流Ｉｏと１次側回路のチョークコイル１８の電流との関係を考える。
　本実施形態のスイッチング電源装置は、バッファコンデンサ２０に蓄えたエネルギーを、転流素子１６がオンしている期間に出力コンデンサ２４に伝送する。従って、負荷に出力されるエネルギーＰｏｕｔは、バッファコンデンサ２０に供給されるエネルギーＰＣｂと同じになる。
　エネルギーは電圧と電流の積であるので、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸの場合を考えると、バッファコンデンサ２０に供給されるエネルギーは、バッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂとチョークコイル（１次巻線）１８を流れる電流の最大値ＩＣｂＭＡＸとの積となる。また、スイッチング電源装置が出力するエネルギーは、出力電圧Ｖｏと最大出力電流ＩｏＭＡＸの積となり、式（１０）の関係が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　バッファコンデンサ２０の電圧ＶＣｂと出力電圧Ｖｏは、チョークコイル（１次巻線）１８の巻き数Ｎ１と２次巻線２２の巻き数Ｎ２の巻数比の関係を持つことから式（１１）の関係が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　そのため式（１０）と式（１１）から次の式（１２）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　そこで、式（１２）を整理すると、スイッチング電源装置の最大出力電流IｏＭＡＸと１次側の同期整流昇降圧チョッパー回路１０の仮想的な最大出力電流ＩＣｂＭＡＸとの関係が次の式（１３）のように得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　以上の関係式からチョークコイル１８のインダクタンスＬｐを求めることで、再度掲載する前記（３）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Ｌｐ：チョークコイル（1次巻線）１８のインダクタンス
Ｖｉｎ：入力電圧
ＶＣｂ：バッファコンデンサ２０の電圧
　　　　（同期整流昇降圧チョッパー回路１０として考えた場合の出力電圧）
ＩＣｂＭＡＸ： 同期整流昇降圧チョッパー回路１０として考えた場合の最大出力電流
ｆｓｗ：スイッチング周波数
　その結果、チョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを式（３）のように設定することで、スイッチング電源装置の出力電流Ｉｏがゼロから定格電流の範囲で主スイッチング素子１４および転流素子１６をソフトスイッチング動作させることができる。
　（図１のスイッチング電源装置の有用性）
　図１に示したスイッチング電源装置は、簡単な構成で、主スイッチン素子１４及び転流素子１６として設けたＭＯＳ－ＦＥＴなどの半導体素子のソフトスイッチング動作を実現可能であり、入力電圧、出力電圧、出力電流等が変化しても、固定周波数で動作させることができる。
　また、図１７に示した従来のシングルエンディッドフォワードコンバータの問題点だったサージ電圧が発生しないため、耐圧の低い半導体素子（オン抵抗の小さい半導体素子）が使用可能となるため、高効率化に寄与でき、更に、スイッチングノイズも低減できる。
　また、図１８に示したＬＬＣ共振コンバータで必要としている周波数変調制御が不要であるため、スイッチング制御回路３０を低コストで構成することが可能となり、固定周波数で動作しているため、計測機器等に用いても、計測誤差等の悪影響を及ぼすことがない。
　更には、式（３）を満たすようにチョークコイル（１次巻線）１８のインダクタンスＬｐを設定すれば、入力電圧、出力電圧、負荷電流等が変化しても、ＬＬＣ共振コンバータのように、スイッチング素子に過大なストレスが印加されるといったこともない。
　［過大出力電流に対しサージ電圧を防止する実施形態］
（スイッチング電源装置の構成）
　図６は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。図６のスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装置の特徴に加えて、最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上の電流が流れる場合でもサージ電圧を発生させないことを特徴とする。
　図６に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、１次側のパワー回路として設けた同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、入力電源１２と並列にＭＯＳ－ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４とチョークコイル１８の直列回路を接続し、チョークコイル１８と並列にバッファコンデンサ２０とＭＯＳ－ＦＥＴを使用した転流素子１６の直列回路を接続する。
　また、２次側のパワー回路として、１次巻線に相当するチョークコイル１８に２次巻線２２を設け、２次巻線２２にダイオードを用いた整流素子２６と出力コンデンサ２４の直列回路を接続し、出力コンデンサ２４の両端から負荷２８の出力電力を得る回路構成としている。なお、主スイッチング素子１４及び転流素子１６のソース・ドレイン間と並列に発生する寄生ダイオードと寄生容量は省略している。
　スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０及び転流制御用インバータ４２で構成されている。
　これらの構成は図１の実施形態と同じであるが、本実施形態にあっては、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４が付加される。
　極性検出回路７０は、チョークコイル１８に結合した極性検出コイル７２を備え、チョークコイル１８に発生している電圧の極性を検出して極性検出信号Ｅ８を出力する。即ち、極性検出回路７０は、チョークコイル１８のドットで示す側にプラスの電圧が発生している場合にＬレベルとなる極性検出信号Ｅ８を出力し、また、チョークコイル１８のドットで示す側の反対側にプラスの電圧が発生している場合にＨレベルとなる極性検出信号Ｅ８を出力する。
　主スイッチング素子オン保留制御回路７４は、極性検出回路７０によりチョークコイル１８にドットで示す側にプラスの電圧が発生してＬレベルとなる極性検出信号Ｅ８を出力しているときに、スイッチング制御回路３０が出力するＨレベルとなるＰＷＭ信号Ｅ４をＬレベルに固定し、主スイッチング素子１４のオンを保留してオフを継続するように制御する。
　（サージ電圧防止機能が無い場合の動作）
　図６の実施形態のように極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を設けていない図１の実施形態について、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れた場合の動作について、図７及び図８に基づいて説明する。
　図７は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能がない場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を、図７（ａ）～（ｊ）に分けて示している。図８は図１の出力電流が定格電流を超えた期間Ｇ及び期間Ｈの回路動作を示した説明図である。
　（期間Ａの動作）
　図７（ｃ）に示すように、負荷２８が大電流を要求して出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れたことに対しデューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が上昇し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が長くなるため、図７（ｄ）のＰＭＷ信号がＨレベルからＬレベルに立下るまでの期間が長くなる。
　このように負荷２８に大電流が流れると、主スイッチング素子１４のオンデューティが増加し、図７（ｊ）の期間Ａに示すように、チョークコイル電流ＩＬが上昇する。
　（期間Ｂの動作）
　主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
　（期間Ｃの動作）
　期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図７（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量６６の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。転流素子１６がオンしている期間Ｃでは、チョークコイル１８がエネルギーを放出し、チョークコイル電流ＩＬが低下する。
　この場合、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル電流ＩＬが低下してくるが、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸよりも大きくなっている状態であるので、チョークコイル電流ＩＬはゼロ以下まで低下してこない。
　この状態で期間Ｃの最後に近づくと、図７（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図７（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｃの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
　（期間Ｇの動作）
　転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｇを持つ。このとき出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸよりも大きくなっている状態であるので、チョークコイル電流ＩＬはゼロ以下まで低下しない。
　このため図８（期間Ｇ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生ダイオード６４及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れることになる。
　（期間Ｈの動作）
　期間Ｇの第２デッドタイムが過ぎて図７（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンする。しかし、主スイッチング素子１４がオンした直後、転流素子１６の寄生ダイオード６４のリカバリー動作により、図８（期間Ｈ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側、主スイッチング素子１４、転流素子１６の寄生ダイオード６４、バッファコンデンサ２０及び入力電源１２のマイナス側となる経路で大きな貫通電流が流れ、配線による寄生インダクタンスにエネルギーが蓄えられ、この寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーが転流素子１６に図７（ｉ）のＶＳＤ２に示すようにサージ電圧Ｖｓを発生させる。
　このため、図６のように極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を付加していない図１の実施形態の場合には、負荷が大電流を要求した場合、チョークコイル１８の電流が零に戻らない状態が発生し、転流素子１６にサージ電圧が発生してしまうことになる。
　（サージ電圧防止機能がある場合の動作）
　図６の実施形態のように、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４を付加した場合に、出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れた場合の動作について、図９に基づいて説明する。
　図９は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能を設けた場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を図９（ａ）～（ｋ）に分けて示しており、図６に対し、図９（ｆ）の極性検出信号Ｅ８が追加されている。図１０は図９の主スイッチング素子のオンを保留する期間Ｉの回路動作を示した説明図である。
　（期間Ａの動作）
　図９（ｃ）に示すように、負荷２８が大電流を要求して出力電流Ｉｏが最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上に流れたことに対しデューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が上昇し、三角波信号Ｅ２がフィードバック制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が長くなるため、図９（ｄ）のＰＭＷ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルに立下るまでの期間が長くなる。
　このように負荷２８に大電流が流れると、主スイッチング素子１４のオンデューティが増加し、図９（ｋ）の期間Ａに示すように、チョークコイル電流ＩＬが上昇する。
　このとき、極性検出回路７０から出力される極性検出信号Ｅ８はＨレベルであるので、主スイッチング素子オン保留回路７４は、主スイッチング素子１４のオンを保留することは無く、ＰＷＭ回路３６からのＰＷＭ信号Ｅ４に同期して、主スイッチング素子１４をオフさせる。
　（期間Ｂの動作）
　主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷が引き抜かれる。
　（期間Ｃの動作）
　期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図９（ｈ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量の電荷が期間Ｂで引き抜かれているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。転流素子１６がオンしている期間Ｃでは、チョークコイル１８がエネルギーを放出し、チョークコイル電流ＩＬが低下する。
　この状態で、図９（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図９（ｈ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｃの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
　（期間Ｇの動作）
　転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｇを持つ。期間Ｇでは、チョークコイル１８のドットで示すプラス側からバッファコンデンサ２０、転流素子１６の寄生ダイオード６４及びチョークコイル１８のマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬは低下し続け、同時にチョークコイル１８の２次巻線２２から負荷２８側へ伝送されて負荷電流が流れる。
　（期間Ｉの動作）
　期間Ｉでは、図９（ｄ）のＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルとなって主スイッチング素子１４をオンさせようとするが、このときは、チョークコイル１８はエネルギーを放出している状態であるため、極性検出回路７０からの極性検出信号Ｅ８はＬレベルの状態を維持している。
　このように極性検出信号Ｅ８がＬレベルの状態であるとき、ＰＷＭ信号Ｅ４が主スイッチング素子１４をオンするためにＨレベルとなっても、主スイッチング素子オン保留制御回路７４のアンド回路７６がＬレベルの極性検出信号Ｅ８により禁止状態となってＬレベル出力に固定しており、主スイッチング素子オン保留制御回路７４は主スイッチング素子１４のオンを保留してオフを継続させる。
　従って、期間Ｇと同様に、転流素子１６の寄生ダイオード６４に電流が流れることで、チョークコイル１８がバッファコンデンサ２０及び負荷２８に向かってエネルギーを放出し続け、チョークコイル電流ＩＬが低下し続ける。
　チョークコイル１８がエネルギー放出を終えると、極性検出回路７０からの極性検出信号がＨレベルとなり、主スイッチング素子保留制御回路７４に設けたアンド回路７６の禁止状態が解除され、このときＰＷＭ信号Ｅ４はＨレベルにあることから、主スイッチング素子１４がオンする。
　また、期間Ｉの最後では、チョークコイル電流ＩＬがゼロになった後に主スイッチング素子１４がオンする。従って、転流素子１６の寄生ダイオード６４に流れる電流がゼロになった後に主スイッチング素子１４がオンすることになる。この場合、転流素子１６の寄生容量６６の電荷を引き抜く状態ではないため、ソフトスイッチング動作にはならないが、寄生ダイオード６４に流れる電流がゼロになった後に主スイッチング素子１４がオンすることから、転流素子１６の寄生ダイオード６４にはリカバリー動作が発生せず、図８（期間Ｈ）に示したような貫通電流が流れず、転流素子１６にサージ電圧が発生することがない。
　（図６のスイッチング電源装置の有用性）
　図６に示したスイッチング電源装置は、極性検出回路７０と主スイッチング素子オン保留制御回路７４の機能により、最大出力電流ＩｏＭＡＸ以上の出力電流Ｉｏを流そうとした場合でも、転流素子１６の寄生ダイオードに電流が流れている最中に主スイッチング素子１４がオンすることがなくなるため、転流素子１６にサージ電圧を発生させることがなく、転流素子１６として使用するＭＯＳ－ＦＥＴ等の半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い素子を用いることができ、低ノイズで高効率のスイッチング電源装置を実現することができる。
　［過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置］
　図１１は過大出力電流に対するサージ電圧防止機能及び過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
　図１１に示すように、本実施形態のスイッチング電源装置は、図６に示したスイッチング電源装置に、出力電流制限回路として機能する最大デューティ制限回路７８が付加される。
　最大デューティ制限回路７８は、インバータ８０とアンド回路８２を備え、インバータ８０により発振回路３１からのパルス信号Ｅ１を反転してアンド回路８２の一方に入力し、アンド回路８２の他方にはＰＷＭ回路３６からのＰＷＭ信号Ｅ４を入力し、スイッチングの１周期内に、主スイッチング素子１４が必ずオフする期間を設けるように制御する。
　即ち、最大デューティ制限回路７８は、発振回路３１からのパルス信号Ｅ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がったときに、主スイッチング素子１４をオフするように制御し、これにより過大な出力電流が流れることを抑制する。これによって主スイッチング素子１４のオン期間はスイッチングの１周期以上にはならない。
　更に具体的に説明すると、図９の動作波形にあっては、デューティ制御信号Ｅ３が三角波信号Ｅ２と交差している状態について説明したが、出力電流Ｉｏの増加に伴いデューティ制御信号Ｅ３が更に上昇すると、三角波信号Ｅ２と交差できない状態になり、主スイッチング素子１４がオフできなくなってしまい、チョークコイル電流ＩＬの上昇が継続して過大な電流が流れる状態となってしまう。
　そこで、図１１に示すように、最大デューティ制限回路７８を設けることで、主スイッチング素子１４のオン期間の上限を決定することが可能となり、また、出力電流の電流上昇が主スイッチング素子１４の最大デューティで制限されることになるため、スイッチング電源装置に過大な電流が流れることを抑制することができる。
　［回生機能を備えたスイッチング電源装置］
　図１に示したスイッチング電源装置は、ダイオードを用いた整流素子２６を、双方向整流機能をもつＭＯＳ－ＦＥＴ等に変更することで、出力側から入力側に電力を回生する機能を実現することができる。
　回生動作は、スイッチング電源装置が出力している電圧（出力電圧設定値）よりも高い電圧をスイッチング電源装置の出力側に印加されている場合や、出力側に大容量のコンデンサ取り付けた状態で、出力電圧設定値を急に下げる場合等に発生する。また、本スイッチング電源装置は、回生現象を積極的に利用して、双方向スイッチング電源装置を作ることが可能である。
　回生機能を備えたスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流が所定の最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下であれば、主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。また、寄生容量の引き抜きが行われるため、ソフトスイッチング動作が実現できる。これにより高効率、低ノイズの双方向スイッチング電源装置を作ることができる。
　（スイッチング電源装置の回生動作）
　図１のダイオードを用いた整流素子２６をＭＯＳ－ＦＥＴに変更することで回生機能を備えたスイッチング電源装置のソフトスイッチング動作について図１２及び図１３に基づいて説明する。
　図１２は回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下の場合と最大回生電流ＩｏＭＡＸを超えた場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を図１２（ａ）～（ｊ）に分けて示している。図１３は図１２の回生電流が定格電流を超えた期間Ｊ，Ｋ，Ｌ，Ｍの回路動作を示した説明図である。
　（回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下の場合の動作）
　回生機能を備えたスイッチング電源装置の出力に外部電圧が印加されると、回生電流が流れる。スイッチング電源装置は、出力電圧Ｖｏが自身の設定値になるように電流を回生する。即ち、スイッチング電源装置の出力端子に印加される電圧は、回生電流が流れることで電圧降下が発生し、スイッチング電源装置の出力端子に印加される電圧Ｖｏが設定値となる。回生電流が流れている状態では、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬの平均値がマイナスになる。
　また、他励式（固定周波数方式）で制御されているため、主スイッチング素子１４のオンタイミングが発振回路３１を備えたスイッチング周波数発生回路３２で生成される。
　回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下の場合の動作を図１２及び図１３の期間Ａ，Ｂ，Ｊ，Ｋ，Ｅについて説明する。
　（期間Ａの動作）
　ＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルにあることで主スイッチング素子１４がオンし、一方、転流素子１６がオフしており、回生電流の大小によらず、チョークコイル１８の電流がプラス方向を向いている。この状態で、図１２（ｃ）に示す三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差すると、図１２（ｄ）のＰＭＷ信号がＨレベルからＬレベルに立下り、図１２（ｆ）のＶＧＳ１がＨレベルからＬレベルとなることで、期間Ａの最後に示すように、主スイッチング素子１４がオフする。
　（期間Ｂの動作）
　主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｂを持つことで、転流素子１６の寄生容量６６に蓄えられた電荷を回収する。
　（期間Ｊの動作）
　期間Ｂの第１デッドタイムが過ぎて図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンするタイミングでは、転流素子１６の寄生容量の電荷が期間Ｂで回収されているため、転流素子１６はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。この場合、図１３（期間Ｊ）に示すように、２次側および１次側に回生電流が流れ、チョークコイル１８及びバッファコンデンサ２０に回生エネルギーが蓄積される。
　（期間Ｋの動作）
　期間Ｊにおいて、主スイッチング素子１４がオフし、転流素子１６がオンしている状態で、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬが低下してゼロを過ぎると、電流方向がマイナス方向となる期間Ｋに入る。この場合、図１３（期間Ｋ）に示すように、２次側および１次側に回生電流が流れ、チョークコイル１８に対する回生エネルギーの蓄積が継続される。この期間Ｋでは、バッファコンデンサ２０は期間Ｊにおいて蓄積した回生エネルギーをチョークコイル１８に向けて放出する。
　期間Ｋの最後に近づくと、図１２（ｂ）に示す発振回路５０のパルス信号Ｅ５により図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＨレベルからＬレベルとなり、期間Ｋの最後に示すように、転流素子１６がオフする。
　（期間Ｅの動作）
　転流素子１６がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第２デッドタイムとなる期間Ｅを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
　従って、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生容量６２、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。このため、第２デッドタイムの期間Ｅで主スイッチング素子１４の寄生容量６２に蓄えられた電荷が回収される。
　期間Ｅの第２デッドタイムが過ぎて図１２（ｆ）のＶＧＳ１がＬレベルからＨレベルに立ち上がって主スイッチング素子１４がオンするタイミングでは、主スイッチング素子１４の寄生容量６２の電荷が期間Ｅで回収されているため、主スイッチング素子１４はソフトスイッチング動作によりオンすることができる。
　（回生動作の有用性）
　このように本実施形態の回生機能を備えたスイッチング電源装置では、回生動作中においても、回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以下であれば、即ちチョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬがゼロを跨いで変化すれば、主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生ダイオードにリカバリー電流が流れることが無いため、サージ電圧が発生しない。
　また、デッドタイムの設定により主スイッチング素子１４および転流素子１６の寄生容量の引き抜きが行われるため、ソフトスイッチング動作が実現できる。これにより、高効率、低ノイズ、低コストの回生機能を備えたスイッチング電源装置及び双方向スイッチング電源装置を実現することができる。
　［過大回生電流に対するサージ電圧防止機能を備えたスイッチング電源装置］
（サージ電圧防止機能がない場合の動作）
　回生機能を備えたスイッチング電源装置は、回生動作により最大回生電流ＩｏＭＡＸ以上の回生電流を流そうとした場合にサージ電圧が発生する。この場合の動作を図１２及び図１３の期間Ｆ，Ｌ，Ｍについて説明する。
　（期間Ｆの動作）
　回生機能を備えたスイッチング電源装置の負荷側に外部電圧を印加し、回生電流を流している状態で、回生電流を増やす方向に印加電圧を上昇させたとすると、図１２（ｃ）に示すように、デューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が低下し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が短くなるため、これによりＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルになるまでの期間が短くなる。このように負荷側に外部電圧を印加すると主スイッチング素子１４のオンデューティを狭くするようにスイッチング制御回路３０が動作する。
　（期間Ｌの動作）
　主スイッチング素子１４がオフした後、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムとなる期間Ｌを持つ。このときチョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
　従って、図１３（期間Ｌ）に矢印で示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れる。
　（期間Ｍの動作）
　期間Ｌの第１デッドタイムが過ぎて図１２（ｇ）のＶＧＳ２がＬレベルからＨレベルに立ち上がって転流素子１６がオンする。しかし、転流素子１６がオンした直後、主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０のリカバリー動作により、図１３（期間Ｍ）に矢印で示すように、入力電源１２のプラス側、主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、転流素子１６、バッファコンデンサ２０及び入力電源１２のマイナス側となる経路で大きな貫通電流が流れ、配線による寄生インダクタンスにエネルギーが蓄えられ、この寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーが転流素子１６に図１２（ｈ）のＶＳＤ１に示すようにサージ電圧Ｖｓを発生させる。
　そこで回生電流が最大回生電流ＩｏＭＡＸ以上となってもサージ電圧の発生がなく、また、過大な回生電流が流れることを抑制する機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を図１４に示す。
　（スイッチング電源装置の構成）
　図１４は過大回生電流に対するサージ電圧防止機能と回生過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置の実施形態を示した回路ブロック図である。
　図１４に示すように、１次側のパワー回路として設けた同期整流昇降圧チョッパー回路１０は、ＭＯＳ－ＦＥＴを使用した主スイッチング素子１４、ＭＯＳ－ＦＥＴを使用した転流素子１６、チョークコイル１８、バッファコンデンサ２０を備え、２次側のパワー回路は、チョークコイル１８に設けた２次巻線２２、整流素子２６ａ、出力コンデンサ２４を備え、スイッチング制御回路３０は、スイッチング周波数発生回路３２、三角波発生回路３４、ＰＷＭ回路３６、第１デッドタイム発生回路３８、第２デッドタイム発生回路４０及び転流制御用インバータ４２を備える。
　これらの構成は図１の実施形態と同じであるが、本実施形態にあっては、再生機能を実現するため２次側のパワー回路に設けた整流素子２６ａを双方向整流が可能となるＭＯＳ－ＦＥＴとし、また極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８が付加される。
　極性検出回路８４は、チョークコイル１８に結合した極性検出コイル８６を備え、チョークコイル１８に発生している電圧の極性を検出して極性検出信号Ｅ９を出力する。即ち、極性検出回路８４は、チョークコイル１８にドットがある方向にプラスの電圧が発生している場合にＨレベルとなる極性検出信号Ｅ９を出力し、また、ドットが無い方向にプラスの電圧が発生している場合にＬレベルとなる極性検出信号Ｅ９を出力する。これは図６の極性検出回路７０の場合と逆になる。
　転流素子オン保留制御回路８８は、極性検出回路８４によりチョークコイル１８にドットの無い方向にプラスの電圧が発生してＬレベルとなる極性検出信号Ｅ９を出力しているときに、スイッチング制御回路３０が出力する同期整流制御信号Ｅ７がＨレベルになっても、転流素子１６のオンを保留するように制御する。
　図１５は過大回生電流に対するサージ電圧防止機能を設けた場合の動作波形を示した説明図であり、各部の信号を図１５（ａ）～（ｋ）に分けて示しており、図１２に対し、図１５（ｆ）の極性検出信号Ｅ９が追加されている。
　期間Ａ、Ｂ，Ｊ，Ｋ，Ｅの動作は、図１２と同じになることから省略し、それ以降の期間Ｆ，Ｌ，Ｎの動作を説明する。
　（期間Ｆの動作）
　図１４のスイッチング電源装置の負荷側に外部電圧を印加し、回生電流を流している状態で、回生電流を増やす方向に印加電圧を上昇させたとすると、図１５（ｃ）に示すように、デューティ制御信号Ｅ３の信号電圧が低下し、三角波信号Ｅ２がデューティ制御信号Ｅ３に交差するまでの期間が短くなるため、これによりＰＷＭ信号Ｅ４がＨレベルからＬレベルになるまでの期間が短くなる。このように負荷側に外部電圧を印加すると主スイッチング素子１４のオンデューティを狭くするようにスイッチング制御回路３０が動作する。
　（期間Ｌの動作）
　期間Ｌは、主スイッチング素子１４および転流素子１６の両方がオフする第１デッドタイムであり、チョークコイル１８はチョークコイル電流ＩＬを流し続けようと動作するため、チョークコイル１８のドットの無い側がプラス極性となり、ドットで示す側がマイナス極性となる。
　従って、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬが上昇し続ける。
　（期間Ｎの動作）
　期間Ｎでは、スイッチング制御回路３０の第１デッドタイム発生回路３８からの遅延信号Ｅ６を転流制御用インバータ４２に出力することでＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７が出力されるが、このとき、チョークコイル１８がエネルギーを放出している状態であるため、極性検出回路８４の極性検出信号Ｅ９はＬレベルの状態を維持している。
　このためスイッチング制御回路３０がＨレベルとなる転流制御信号Ｅ７を出力しても、極性検出回路８４からのＬレベルとなる極性検出信号Ｅ９により転流素子オン保留制御回路８８のアンド回路９０は禁止状態にあり、その出力はＬレベルを維持しており、転流素子１６のオンを保留する。
　従って、期間Ｎは期間Ｌと同様に、図１６（期間Ｎ）に示すように、チョークコイル１８のプラス側から主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０、入力電源１２及びチョークコイル１８のドットで示したマイナス側となる経路で、チョークコイル１８のエネルギー放出による電流が流れ、チョークコイル電流ＩＬがゼロに向かって変化し続ける。
　この状態で、チョークコイル１８がエネルギー放出を終えると、極性検出回路８４の極性検出信号Ｅ９がＨレベルとなり、転流素子オン保留制御回路８８のアンド回路９０の禁止状態が解除され、このときＨレベルにあるスイッチング制御回路３０からの転流制御信号Ｅ７が転流素子１６に出力され、転流素子１６がオンする。
　このため期間Ｎの最後では、チョークコイル１８のチョークコイル電流ＩＬが零になった後に、即ち主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０に流れる電流がゼロになった後に転流素子１６がオンすることになる。これにより主スイッチング素子１４の寄生ダイオード６０のリカバリー動作が発生せず、図１３（期間Ｍ）に示したような貫通電流が流れず、主スイッチング素子１４にサージ電圧が発生することがない。
　（回生電流の過電流保護機能）
　図１４のスイッチング電源装置は、極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８による図１６（期間Ｎ）における転流素子１６のオン保留制御で、これに続く期間Ｊ，Ｋのように、転流素子１６のオン期間が長くなっても、第２デッドタイム発生回路４０に設けた発振回路５０からのパルス信号Ｅ５により転流素子１６がオフとなるように制御され、このためスイッチング電源装置に過大な回生電流が流れることを抑制する過電流防止機能を実現できる。即ち、スイッチング電源装置は、回生動作を行うスイッチングの１周期内に転流素子１６のオフ期間を設けるように制御することで、過大な回生電流が流れることを抑制する過電流防止機能を実現できる。
　（図１４のスイッチング電源装置の有用性）
　図１４の回生機能を備えたスイッチング電源装置は、極性検出回路８４と転流素子オン保留制御回路８８を付加したことにより、大きな回生電流が流れた場合でも、主スイッチング素子１４の寄生ダイオードに電流が流れている最中に転流素子１６がオンすることがなくなるため、主スイッチング素子１４にサージ電圧を発生させることがなく、主スイッチング素子１４に用いるＭＯＳ－ＦＥＴ等の半導体素子に低耐圧で導通抵抗の低い素子を用いることができ、低ノイズで高効率の回生機能を持ったスイッチング電源装置を実現することができる。
　また、回生電流のピーク値は、転流素子１６のオン時間で制限されてスイッチングの１周期以上にはならないため、過大な回生電流が流れることを抑制する機能である回生過電流保護機能を併せ持つことになる。
　［本発明の変形例］
　本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含む。例えば、主スイッチング素子オン保留回路７４と転流素子オン保留回路８８を同時に備えたスイッチング電源装置としても良いし、極性検出コイル７２と極性検出コイル８６を１つのコイルで共用した極性検出回路を構成し、１つの極性検出回路で主スイッチング素子オン保留回路７４と転流素子オン保留回路８８を制御する構成としても良い。また、極性検出コイルを極性検出回路に用いると同時に、補助電源回路を構成し、制御回路の駆動電力を生成しても良い。更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
１０：同期整流昇降圧チョッパー回路
１２：入力電源
１４：主スイッチング素子
１６：転流素子
１８：チョークコイル
２０：バッファコンデンサ
２２：２次巻線
２４：出力コンデンサ
２６：整流素子
２８：負荷
３０：スイッチング制御回路
３１，５０：発振回路
３２：スイッチング周波数発生回路
３４：三角波発生回路
３６：ＰＷＭ回路
３８：第１デッドタイム発生回路
４０：第２デッドタイム発生回路
４２：転流制御用インバータ
６０，６４：寄生ダイオード
６２，６６：寄生容量
７０，８４：極性検出回路
７４：主スイッチング素子オン保留制御回路
７８：最大デューティ制限回路
８８：転流素子オン保留制御回路

Claims (4)

  1. 　１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
    　２次側回路として、前記チョークコイルに２次巻線を設け、前記２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
    　前記チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
    　所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および前記転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフする機能を有するスイッチング制御回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
    　２次側回路として、前記チョークコイルに２次巻線を設け、前記２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
    　前記チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
    　所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および前記転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフするように制御するスイッチング制御回路と、
    　前記チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
    　前記極性検出回路が前記極性検出信号を出力しているときには、前記スイッチング制御回路が出力する前記主スイッチング素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する主スイッチング素子オン保留制御回路と、
    を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 　請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、更に、スイッチング周期の１周期内に前記主スイッチング素子のオフ期間を設けて最大出力電流を制限する電流制限回路を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  4. 　１次側回路として、入力電源と並列に主スイッチング素子とチョークコイルの直列回路を接続し、前記チョークコイルと並列にバッファコンデンサと転流素子の直列回路を接続した同期整流昇降圧チョッパー回路を構成し、
    　２次側回路として、前記チョークコイルに２次巻線を設け、前記２次巻線に整流素子と出力コンデンサの直列回路を接続し、前記出力コンデンサの両端から出力電力を得る回路を構成したスイッチング電源装置に於いて、
    　前記チョークコイルのインダクタンスは、出力電流が所定の定格値以下のときにスイッチングの１周期内において、前記チョークコイルを流れる電流が正方向と負方向の双方に流れるような値に設定されており、
    　所定のスイッチング周波数で主スイッチング素子および前記転流素子を、デッドタイムを設けて相補的にオン、オフすると共に、前記スイッチングの１周期内に前記転流素子のオフ期間を設けるように制御するスイッチング制御回路と、
    　前記チョークコイルの極性を検出して極性検出信号を出力する極性検出回路と、
    　前記極性検出回路が前記極性検出信号を出力しているときには、前記スイッチング制御回路が出力する前記転流素子のオン信号を保留してオフを継続するように制御する転流素子オン保留制御回路と、
    を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
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