CN104079173B - 直流电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种直流电源装置，降低DC‑DC转换器之中谐振开关开启时的冲击浪涌电流引起的噪声的产生和谐振开关开启时的损耗。其中采用下述构成：在由缓冲电路和谐振电路构成的闭合电路中设置冲击浪涌电流抑制用电抗器，将谐振动作中利用的电感由变压器的漏电感和冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感来分担。另外，将冲击浪涌抑制用电抗器的电感相对于变压器的漏电感与冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感之和(谐振电感)的比值设为在谐振开关的容许耐压值以内所述谐振开关的开启损耗变小，由此可抑制所述冲击浪涌电流。

Description

直流电源装置
技术领域
本发明涉及直流电源装置，特别涉及基于利用了半导体开关元件的DC-DC变换的直流电源装置。
背景技术
在将直流电压的大小改变为任意值的情况、使不稳定的直流电源稳定化的情况、或者需要与输入电绝缘的直流电源的情况等之下，使用绝缘型DC-DC转换器。绝缘型DC-DC转换器由从直流生成交流的一次电路、绝缘用变压器和将交流变换为直流的二次电路(整流电路)构成。
在DC-DC转换器中，能够通过提高施加频率来使绝缘用变压器小型化，但伴随着高频化的开关损耗的抑制却成为课题。为了解决该课题，已知有利用谐振电路来降低开关损耗的软开关方式，图10中表示了该电路的构成例。该DC-DC转换器由将直流变换为交流的一次电路、变压器、将交流变换为直流的二次电路和平滑电路构成，用于向直流负载供电。
该DC-DC转换器为了降低一次电路中的开关损耗，在二次电路的输出端子之间连接了谐振电容器与开关元件(以下简称为谐振开关)的串联电路。并且，由谐振电容器和变压器的次级侧漏电感形成谐振电路，在一次电路的主开关元件关断之前使谐振开关接通(ON)，利用谐振电容器的充放电电流来使主开关元件应切断的变压器的二次电流为零，使一次电流降低至仅为变压器的励磁电流的程度，从而实现模拟零电流切断(以下称零电流切断)，能够大幅度降低一次电路的关断损耗。例如在专利文献1中表示了这样的电路构成。
专利文献1：JP特开2012-75210号
在这样的DC-DC转换器中，谐振开关开启时存在以下所示的两个课题。
第一个课题是，当谐振开关开启时在谐振电路中流动谐振电流，但在谐振开关开启的瞬间，谐振电容器中被少量充电而得到的能量的放电电流通过二次电路的整流二极管部和谐振电路而流动。若由该二次电路和谐振电路的路径所构成的电路的电阻以及电感小，则该电流成为大的电流变化(冲击浪涌电流)。另外，由于谐振电容器和布线引起的电感占支配地位，因此该电流是振荡的。由于该冲击浪涌电流，谐振电路中流动的电流振荡性地急剧变化，谐振开关上施加的电压变得振荡。该急剧变化的电流·电压成为产生噪声的主要原因，可能对外部的设备造成不良影响。特别是在高频地变化的这样的波形的情况下，成为电磁噪声，会对外部设备造成不良影响。为了解决该课题，例如在谐振开关为IGBT的情况下有下述方法，即，通过较大地设定用于开启的IGBT栅极电阻，使开启的速度变慢，从而使开启时的冲击电流变缓慢，由此来抑制噪声。但是，该方法存在谐振开关的开启损耗变大，安装电路的装置的冷却器大型化这样的课题。
第二个课题是，在谐振开关开启时由于上述所示的冲击浪涌电流而谐振开关的开启损耗变大这样的课题。
发明内容
本发明的目的在于，能够抑制谐振开关的开启动作时的噪声和开启损耗，成为高效的系统。
为了实现上述目的，本发明提供一种直流电源装置，其特征在于，具备：一次电路，其通过开关元件的动作而将直流电压源的直流电力变换为交流电力；变压器，其将所述一次电路所输出的交流电力输入至初级绕组；二次电路，其将从所述变压器的次级绕组所输出的交流电力变换为直流电力；和谐振电路，其并联连接在所述二次电路的直流输出侧，具有谐振用开关元件和谐振电容器串联连接而成的串联电路，在从所述二次电路的正侧输出经由所述谐振电路而至所述二次电路的负侧输出的路径之间，串联连接第1电抗器，在由所述二次电路和所述谐振电路构成的路径的电感成分上加上所述第1电抗器的电感成分，将所述第1电抗器的电感相对于所述变压器的漏电感与所述第1电抗器的电感之和的比值设定为如下的值，即：当所述一次电路的开关元件开启时所述谐振用开关元件被施加的最大电压在不超过所述谐振用开关元件的容许耐压值的范围内、且所述最大电压成为所述谐振用开关元件的容许耐压值附近的值。
优选，将所述第1电抗器与所述谐振电路串联连接，或者将所述第1电抗器串联连接在谐振用开关元件与谐振电容器之间。
优选，在所述二次电路的正侧输出与所述谐振电路的正侧输入之间串联连接了第2电抗器。
优选，所述第1电抗器的电感成分由从所述变压器至与所述二次电路和所述谐振电路的分支点为止的布线电感进行调整。
优选，所述直流电源装置具备：滤波电路，其具有滤波电抗器和滤波电容器，对所述二次电路所输出的直流电力进行平滑；和缓冲电路，其具有缓冲二极管、缓冲电容器和缓冲电容器放电用二极管，将由所述缓冲二极管和所述缓冲电容器放电用二极管串联连接而成的电路与所述滤波电路的滤波电容器并联连接，并在从所述二次电路的正侧输出至所述串联连接的所述缓冲二极管与所述缓冲电容器放电用二极管的中点之间连接了所述缓冲电容器。
另外，将冲击浪涌抑制用电抗器的电感相对于变压器的漏电感与冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感之和(谐振电感)的比值设定为在谐振开关的容许耐压值以内所述谐振开关的开启损耗变小，由此可抑制所述冲击浪涌电流。
根据本发明的期望的实施方式，能够抑制谐振开关的开启动作时的噪声和开启损耗，成为高效的系统。
附图说明
图1是表示本发明的实施例1的直流电源装置的主电路的构成例的图。
图2是表示图1所示的直流电源装置中的动作波形例的图。
图3是表示图1所示的直流电源装置中的谐振开关动作时的波形例的图。
图4是表示本发明的实施例1中的冲击浪涌抑制用电抗器的电感相对于谐振电感的比值的设定例的图。
图5是表示在图1所示的构成中改变了冲击浪涌抑制用电抗器的电感相对于谐振电感的比值的情况下谐振开关开启时的谐振开关的电压与谐振电路的电流的实测波形的图。
图6是表示本发明的实施例2的直流电源装置的主电路的构成例的图。
图7是表示本发明的实施例3的直流电源装置的主电路的构成例的图。
图8是表示图7所示的直流电源装置中的动作波形例的图。
图9是表示本发明的实施例4的直流电源装置的主电路的构成例的图。
图10是表示以往的直流电源装置的构成例的图。
符号说明
10…直流电压源，11、12…滤波电容器(FC11、FC12)，13…一次电路，14…变压器，15…二次电路，16…谐振开关(Qz)，17…谐振电容器(Cz)，18…滤波电抗器(Ld)，19…滤波电容器(FC2)，20…负载(RL)，21…谐振电路，22…控制装置，23a、23b…冲击浪涌电流抑制用电抗器(Lz、Lza、Lzb)，24…缓冲电路，25…缓冲二极管(Ds1)，26…缓冲电容器Cs放电用二极管(Ds2)，27…缓冲电容器(Cs)，D21～D24…整流二极管，E…直流电压源的电压，G1、G2…向Q1、Q2的接通栅极信号，Gz…向谐振开关Qz的接通栅极信号，I1…一次电流，I2…二次电流，Id…负载电流，Ip、In…一次电路内电流，Io、Ir…二次电路内电流，Is…缓冲电容器电流，Iz…谐振电流，Ls2…变压器的漏电感(包括至变压器与二次电路及谐振电路的分支点为止的布线电感)，Q1、Q2…逆变器内主开关元件，Vcz…谐振电容器电压，Vz…谐振开关的两端电压。
具体实施方式
以下，利用附图对本发明的实施方式进行说明。
[实施例1]
图1是表示可应用本发明的实施例1的直流电源装置的主电路的构成例的图。该直流电源装置由下述DC-DC转换器构成，该DC-DC转换器输入直流电压源10的电压，通过将直流变换为交流的一次电路13、变压器14和将交流变换为直流的二次电路15的组合，绝缘地将电压不同的直流电压提供给负载20。
一次电路13是与直流电压源10并联连接的两个滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)的串联电路上连接的2电平电路。即，分别具有反向并联二极管的两个主开关元件Q1、Q2被串联连接，分别形成上下臂，与所述滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)并联连接。并且，上下臂的串联连接点a与滤波电容器11(FC11)以及12(FC12)的串联连接点b之间成为交流输出端子，连接了变压器14的初级绕组。
输入一次电路13的交流输出电力的变压器14通过次级绕组而与二次电路15连接，将降压(或者升压)后的交流电力输出给二次电路15。在二次电路15的直流输出侧，连接了谐振开关16(Qz)、谐振电容器17(Cz)和冲击浪涌电流抑制用电抗器23a(Lz)的串联电路，若谐振开关16接通，则由变压器14的漏电感与从变压器14至与二次电路15和谐振电路21的分支点为止的布线电感之和还有谐振电路，形成谐振电路。在此，将变压器14的漏电感与这更说明的布线电感之和设为变压器14的漏电感(Ls2)。变压器14的漏电感Ls2的布线电感的量、冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz由于电感小，因此通常可通过进行布线的长度或形状变更来调整电感的量，从而用作其布线电感。在此，将谐振开关16(Qz)与谐振电容器17(Cz)的串联电路称为谐振电路21。进而，连接了对二次电路15所输出的直流电力进行平滑化的滤波电抗器18(Ld)和滤波电容器19(FC2)，该滤波电容器FC2的两端电压提供给负载20。其中，冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz可串联连接在谐振电路21内的任意位置。也就是说，冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz可以串联连接在比谐振电容器17(Cz)更靠高压侧、或者谐振电容器17(Cz)与谐振开关16(Qz)之间、或者比谐振开关16(Qz)更靠低压侧当中的任意位置。
针对以上的主电路构成，作为控制电路而具备控制装置22，该控制装置22输出构成一次电路13的主开关元件Q1、Q2以及构成谐振开关16的开关元件Qz的选通脉冲信号G1、G2以及Gz。
该DC-DC转换器与一次电路13内的主开关元件Q1、Q2的关断的定时一致地通过控制装置22使谐振开关Qz动作，将谐振电流Iz与变压器14的二次电流I2叠加，暂时使二次电流I2为零，从而能够使一次电流I1降低至仅为变压器14的励磁电流的程度。通过与该定时一致地使一次电路13内的主开关元件Q1、Q2关断，能够大幅度降低一次电路13的关断损耗。
在构成一次电路13的主开关元件Q1、Q2断开(OFF)的期间，一次电流I1以及二次电流I2为零，但在构成二次电路15的二极管中继续流动回流电流。从该状态起，若构成一次电路13的主开关元件Q1或Q2开启，则一次电流I1和二次电流I2开始流动，二次电流I2的大小与负载电流Id一致。此时，构成二次电路15的二极管的半数中流动与二次电流I2相同大小的电流，其余半数的二极管中电流为零。
图2是表示图1所示的直流电源装置中的动作波形的图。利用该动作波形，对图1的直流电源装置的通常动作进行说明。
在时刻t0，主开关元件Q1、Q2为断开状态。从该状态起，在时刻t1主开关元件Q1开启，主开关元件Q1中流动电流Ip。此时，二次电路15的二极管D21、D24中流动电流Ir。另外，电流Io减少。
在时刻t3，谐振开关Qz开启。此时，首先从二次电路15向谐振电容器Cz流入充电电流。这时，首先在谐振电容器Cz被少量充电为负偏置的电压变为零为止的期间，至时刻t4为止通过二次电路15的二极管D21～D24和谐振电路而流动回流电流。然后，若谐振电容器Cz变为正偏置则电流Io变为零，从二次电路15向谐振电容器Cz流入充电电流。该电流Iz为变压器的漏电感Ls2、冲击浪涌抑制用电抗器Lz的电感与谐振电容器Cz的串联谐振电流之和。伴随该谐振动作，主开关元件Q1中流动的电流Ip和流过二极管D21、D24的电流Ir也增加。
然后，在时刻t5，主开关元件Q1和谐振开关Qz的栅极信号变为断开，而谐振电容器Cz成为放电状态，此时为从谐振电路21提供负载电流Id的状态，二极管D21、D24的电流Ir变为零。因此，此时流过主开关元件Q1的电流Ip也仅流动变压器Tr的励磁电流的量。因此，通过主开关元件Q1和谐振开关Qz断开，从而能够实现软开关。
至时刻t6为止，主开关元件Q1、Q2为断开状态。此时，在从谐振电容器Cz的放电结束的状态下，二次电路15的二极管D21～D24中回流流动负载电流Id。
在时刻t6，主开关元件Q2开启，主开关元件Q2中流动电流In。此时，二次电路15的二极管D22、D23中流动电流Io。而且，电流Ir减少。
在时刻t8，谐振开关Qz开启。此时，首先从二次电路15向谐振电容器Cz流入充电电流。与时刻t3时同样，此时首先在谐振电容器Cz被少量充电为负偏置的电压变为零为止的期间，至时刻t9为止通过二次电路15的二极管D21～D24和谐振电路而流动回流电流。然后，若谐振电容器Cz变为正偏置则电流Ir变为零，从二次电路15向谐振电容器Cz流入充电电流。伴随该谐振动作，主开关元件Q2中流动的电流In和流过二极管D22、D23的电流Io也增加。
然后，在时刻t10，主开关元件Q2和谐振开关Qz的栅极信号变为断开，而谐振电容器Cz成为放电状态，此时为从谐振电路21提供负载电流Id的状态，二极管D22、D23的电流Io变为零。因此，此时流过主开关元件Q2的电流In也仅流动变压器Tr的励磁电流的量。因此，通过主开关元件Q2和谐振开关Qz断开，从而能够实现软开关。
自时刻t10之后，主开关元件Q1、Q2为断开状态。此时，在从谐振电容器Cz的放电结束的状态下，二次电路15的二极管D21～D24中回流流动负载电流Id。
在此，关于图2中的从时刻t3至时刻t4为止的谐振电路21的动作，更详细地进行说明。
在时刻t3，谐振开关Qz开启，谐振电容器Cz中被少量充电为负偏置的电压的量进行放电，但通过谐振电路21和二次电路15的二极管D21～D24而流动回流电流。此时，若由谐振电路21和二次电路15的二极管D21～D24的闭合电路所构成的电路的电感相对于变压器14的漏电感Ls2而言充分小，则对于在谐振开关Qz开启的瞬间对谐振电容器Cz的负偏置进行放电的电流，可以忽略通过变压器14流动的量的电流，而在谐振电路21和二次电路15的闭合电路中流动。此时的谐振电路21的电流iz在设谐振电容器Cz的初始充电为Vz0的情况下由数学式1表示，电流iz的最大电流(冲击浪涌电流的最大值)Izsm由数学式2表示。
[数学式1]
[数学式2]
在此，对谐振电容器Cz的电容使用标记Cz，对冲击浪涌电流抑制电抗器Lz的电感使用标记Lz。其中，在此，冲击浪涌抑制用电抗器的电感Lz包含谐振电路21和二次电路15的闭合电路的所有布线电感。
根据该数学式2可知，冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz越小则最大电流Izsm变得越大。因此，如果增大冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz则可减小最大电流Izsm，从而能够抑制谐振开关Qz开启时在谐振电路中急剧流动的电流。另外，若对数学式1进行微分，则成为数学式3所示那样。
[数学式3]
根据该数学式3，若冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz小则谐振电路的电流iz的电流变化率变大(因而成为浪涌电流)，如果增大冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz则可减小该电流变化率。通过减小该最大电流Izsm与电流变化率diz/dt，从而能够抑制谐振开关Qz开启时对谐振电路的冲击浪涌电流iz，因此能够降低辐射噪声，而且由于还能够抑制开关时的电流值，因此还能够抑制谐振开关Qz的开启损耗。
此外，谐振开关Qz中使用的开关元件一般形成桥接电路来使用，由于被使用于感应性负载，因此在开关元件开启时若电路的电感成分大，则桥接电路对臂侧的开关元件中的电压变动过大，辐射噪声变差，然而由于在本实施例的构成中没有这样的动作，因此不会成为噪声主要原因。
另外，在开关元件的关断中也是同样的，在本实施例的方式中，谐振开关Qz关断时是在通过反向并联地连接的二极管而流动电流的状态下关断的，因此也不产生伴随关断的浪涌电压。
不过，若冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz的电感过大，则在从谐振电路的放电完成时，施加在谐振开关Qz上的电压的最大值变大，因此在不超过谐振开关Qz的容许耐压值的范围以内设定冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz的电感。
另外，关于图2中的从时刻t3至时刻t5以及从时刻t8至时刻t10为止的谐振动作，若设谐振电容器Cz的电容为一定，则谐振周期根据变压器14的漏电感Ls2与冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz之和而变化。现在，为了在不改变谐振周期的情况下解决之前所述的课题，只要改变漏电感Ls2与冲击浪涌抑制用电抗器的电感Lz的比率即可。图3中表示在冲击浪涌电流抑制用电感Lz相对于变压器14的漏电感Ls2与冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz的和Ls2+Lz(谐振电感)之比Lz/(Ls2+Lz)小的情况和大的情况下的谐振电路21的电流Iz与谐振开关Qz的电压。在冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)小的情况下，在谐振开关开启的瞬间，电流Iz中流动过大的冲击电流和电流变化率大的电流，Iz和谐振开关Vz的电压剧烈振荡。因此，对噪声的影响变大，谐振开关Qz的开启损耗也大。另一方面，在冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)大的情况下，谐振开关开启的瞬间的电流Iz的冲击电流也变小，电流变化率也小，因此Iz和谐振开关Vz的电压振荡小。因而，与冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)小的情况相比，对噪声的影响变小，谐振开关Qz的开启损耗也变小。
因而，通过在谐振电路21中具备电感Lz，从而能够增大Lz/(Ls2+Lz)，故此能够抑制谐振开关Vz的电压振荡，减小谐振开关Qz的开启损耗。
图4中表示相对于比值Lz/(Ls2+Lz)的谐振开关的开启损耗Pon、电流Iz的冲击浪涌电流的最大值Izsm、谐振开关Qz的过电压Vzp的关系的一例，其中，比值Lz/(Ls2+Lz)是冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比。该关系会根据谐振开关Qz的特性而改变，但在对谐振开关Qz使用IGBT的情况下，大多会成为该关系。另外，谐振开关Qz在开关元件Q1或者Q2开启时电压最高，取得过电压Vzp的值。随着冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)变大，谐振开关的开启损耗Pon、电流Iz的冲击浪涌电流的最大值Izsm减少，但谐振开关Qz的过电压Vzp增加。
因而，冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)，如果能在该谐振开关Qz的过电压Vzp不超过谐振开关Qz的耐压的范围内设定为尽可能大的值，则能够在可使用的范围内抑制电流Iz的冲击浪涌电流以及使谐振开关Qz的开启损耗最小。也就是说，Lz/(Ls2+Lz)设定在过电压Vzp的值变为比谐振开关Qz的容许耐压值小的值、即过电压Vzp的值变为比谐振开关Qz的容许耐压值小的值为好。
图5中表示在改变了冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)的情况下谐振开关开启时的谐振开关的电压Vz和谐振电路的电流Iz(电流相对于图1为相反方向因此设为一Iz)的实测波形。表示了冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)为0.06(比值小的情况)、和该比值为0.18的情况(比值大的情况)。这样，若增大冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感Lz相对于谐振电感Ls2+Lz之比Lz/(Ls2+Lz)，则电流Iz和电压Vz的振荡变小。
[实施例2]
图6是表示可应用本发明的实施例2的直流电源装置的主电路的构成例的图。
由于基本的电路构成和动作与实施例1相同，因此在此说明与实施例1的不同点。
图6相对于图1的不同点在于，将冲击浪涌抑制用电抗器Lz设置在二次电路15的正侧输出与谐振电路21的正侧输入之间。
在该情况下，在图2所示的动作波形之中除了从t5及t10至谐振电容器Cz的放电完成为止的期间以外的期间内，冲击浪涌抑制用电抗器Lz中流动电流。在冲击浪涌抑制用电抗器Lz相对于滤波电抗器Ld而言电感充分小(1/100程度以下)的情况下，能够实现如图6所示的构成。在装配方面向谐振电路内装配冲击浪涌抑制用电抗器Lz困难的情况等之下，本实施例所示的装配方式是有效的。此外，也可将实施例1中的冲击浪涌电流抑制用电抗器Lz(23a)和本实施例中的Lz(23b)组合起来进行连接。
另外，冲击浪涌抑制用电抗器Lz也可以不连接在二次电路15的正侧输出与谐振电路21的正侧输入之间，而连接在二次电路15的负侧输出与谐振电路21的负侧输入之间。
[实施例3]
图7是表示可应用本发明的实施例3的直流电源装置的主电路的构成例的图。
与实施例1的不同点在于连接了缓冲电路24。添加了下述缓冲电路24，在该缓冲电路24中，将滤波电抗器Ld与滤波电容器FC2的中点h和点f利用二极管25(Ds1)与缓冲电容器Cs放电用二极管26(Ds2)的串联连接来连结，并将其中点设为点g，将二次电路15的输出点e与所述点g利用缓冲电容器27(Cs)来连结。该缓冲电路24起到对二次电路15的整流二极管D21～D24的再生(recovery)时产生的浪涌电压进行吸收的作用。此外，冲击浪涌抑制用电抗器Lz可以如实施例1中所示那样连接在谐振电路21内(例如图7的Lza)，也可如实施例2中所示那样连接在二次电路的正侧的输出点e与谐振电路的连接点之间(例如图7的Lzb)，或连接在这两处。
图8是表示图7的主电路的构成中的动作波形的图。由于基本动作与图2相同，因此对与图2的不同点进行说明。
在时刻t4，谐振开关Qz开启，缓冲电容器Cs放电，电流通过缓冲电容器Cs放电用二极管Ds2而流入谐振电容器Cz。此时从二次电路15流入的量小因而忽略不计，若设只有来自缓冲电容器Cs的放电电流流入谐振电容器Cz，则关于电流iz，若设缓冲电容器Cs的初始充电为Vs0，则电流iz的最大电流Izsm(冲击浪涌电流的最大值)可由将数学式2的Cz替换为Cs、将Vz0替换为Vs0而得到的数学式4表示。
[数学式4]
在此，对于缓冲电容器Cs的电容也使用标记Cs。在时刻t5a缓冲电容器Cs刚刚完成放电之后，流动谐振电路21和二次电路15的回流电流，在时刻t5b，电流Io变为零，从二次电路15向谐振电容器Cz流入充电电流。关于从时刻t10至时刻t11b的情形，除了主开关元件Q1与Q2、电流Ip与In、电流Ir与电流Io的关系相反之外，和从时刻t4至时刻t5b的情形相同。
与实施例1的情况相比，由于存在缓冲电容器Cs放电的量，因此冲击浪涌电流的最大值Izsm变大。另外，电流iz的电流变化率也变大。因而，对谐振开关Qz开启时的辐射噪声和开启损耗的影响变大。但是，如实施例1中说明的那样，通过设置针对谐振电感Ls2+Lz的冲击浪涌电流抑制用电抗器，由此能够使电感Lz的比值Lz/(Ls2+Lz)为大的值，从而能够抑制电流Iz的冲击浪涌电流和抑制谐振开关Qz的开启损耗。进一步希望的是，如果谐振开关Qz的过电压Vzp在不超过谐振开关Qz的耐压的范围内没定为大的值，则能够抑制电流Iz的冲击浪涌电流和使谐振开关Qz的开启损耗最小。
[实施例4]
图9是表示可应用本发明的实施例4的直流电源装置的主电路的构成例的图。
在上述各实施例中，作为一次电路说明了应用了如图1所示的2电平半桥电路的例子，但也可应用于如图9所示的2电平电路。在该情况下，设图9中的Q1及Q4的开关定时替换为图2中的Q1，图9中的Q2及Q3的开关定时替换为图2中的Q4。另外，通过将图1中的Q1替换为图9中的Q1及Q4、将图1中的Q4替换为图9中的Q2及Q3，使得本发明也能应用于图7的电路中。此外，一次电路13不仅限于2电平，作为3电平以上的电路构成也可应用本发明。
如上述各实施例中说明的那样，在从二次电路的正侧输出经由谐振电路而至二次电路的负侧输出的电流路径之间，串联连接冲击浪涌电流抑制用电抗器，通过在由二次电路和谐振电路所构成的电流路径的电感成分上加上冲击浪涌电流抑制用电抗器的电感成分，从而能够使Lz/(Ls2+Lz)为比以往更大的值，因此能够实现抑制谐振开关的开启动作时的噪声和开启损耗的本发明的效果。
上述各实施例中说明的直流电源装置并不限定于特定的用途，例如可应用于向铁道车辆的空调装置或照明设备等辅机提供由变压器降压后的电力的直流电源装置。在该情况下，由于直流电源10的电压比较高，因此降低一次电路的开关元件中的开关损耗的效果较强。

Claims (5)

1.一种直流电源装置，其特征在于，具备：
一次电路，其通过开关元件的动作而将直流电压源的直流电力变换为交流电力；
变压器，其将所述一次电路所输出的交流电力输入至初级绕组；
二次电路，其将从所述变压器的次级绕组所输出的交流电力变换为直流电力；和
谐振电路，其并联连接在所述二次电路的直流输出侧，具有谐振用开关元件和谐振电容器串联连接而成的串联电路，
在从所述二次电路的正侧输出经由所述谐振电路而至所述二次电路的负侧输出的路径之间，串联连接第1电抗器，
在由所述二次电路和所述谐振电路构成的路径的电感成分上加上所述第1电抗器的电感成分，
将所述第1电抗器的电感相对于所述变压器的漏电感与所述第1电抗器的电感之和的比值设定为如下的值，即：当所述一次电路的开关元件开启时所述谐振用开关元件被施加的最大电压在不超过所述谐振用开关元件的容许耐压值的范围内、且所述最大电压成为所述谐振用开关元件的容许耐压值附近的值。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，
将所述第1电抗器与所述谐振电路串联连接，或者将所述第1电抗器串联连接在谐振用开关元件与谐振电容器之间。
3.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，
在所述二次电路的正侧输出与所述谐振电路的正侧输入之间串联连接了第2电抗器。
4.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，
所述第1电抗器的电感成分由从所述变压器至与所述二次电路和所述谐振电路的分支点为止的布线电感进行调整。
5.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，
所述直流电源装置具备：
滤波电路，其具有滤波电抗器和滤波电容器，对所述二次电路所输出的直流电力进行平滑；和
缓冲电路，其具有缓冲二极管、缓冲电容器和缓冲电容器放电用二极管，将由所述缓冲二极管和所述缓冲电容器放电用二极管串联连接而成的电路与所述滤波电路的滤波电容器并联连接，并在从所述二次电路的正侧输出至所述串联连接的所述缓冲二极管与所述缓冲电容器放电用二极管的中点之间连接了所述缓冲电容器。
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