CN103299526A - 谐振开关电源设备 - Google Patents

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Abstract

提供了一种高可靠谐振开关电源设备，其使得能防止其中开关处于接通状态的时段内谐振电流的反相。在由第二线圈(P2)形成的线圈电压检测器单元中检测变压器(T)的初级侧的第一线圈(P1)中产生的线圈电压，并且在由辅助电容器(Cs)和电阻器(Rs)形成的谐振电流检测器单元中检测流过形成谐振电路的串联电路的电流。在控制和驱动单元(14)中检测所检测的线圈电压的极性被反相的定时，并且提前确定谐振电流(该谐振电流的相位相对于线圈电压的相位被延迟)的极性将被反相的时间。如果在从谐振电流检测器单元的输出检测到谐振电流的极性将要反相的定时时有开关(Q1或Q2)处于接通状态，则控制和驱动单元(14)强制切断开关。

Description

谐振开关电源设备
技术领域
本发明涉及包括具有谐振电感器和谐振电容器的串联谐振电路的电流谐振DC-DC转换器类型谐振开关电源设备。
背景技术
归功于诸如小尺寸、轻盈、和低价格之类的特性，开关电源设备在大量电子仪器中被用作电源。其中，谐振开关电源设备被广泛地用作液晶显示器设备、诸如等离子显示板之类的平板显示器(平面屏幕电视机)、以及个人计算机的电源，因为谐振开关电源设备可实现低噪声和高转换效率。
图8是一般谐振开关电源设备的电路图，图9的图表示出变压器线圈中响应于控制频率的变化所生成的电压的输入电压转换比，以及图10的图表示出在控制时谐振电流的改变，其中(A)示出了正确控制条件中的操作，而(B)示出了在条件使得谐振偏离时的操作。在图10中，虚线示出了每个信号的零电平。
一般谐振开关电源设备包括分别串联连接至直流电源Ed的两端的主电路双开关Q1和Q2。变压器T的初级侧的谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、和线圈P的串联电路被连接至高侧开关Q2的两端。尽管未被示出，线圈P包括变压器T的漏泄电感器和激励电感器。漏泄电感器可用作谐振电感器Lr，而不用提供与变压器T分开的专用电感器。具有二极管D1和D2以及平滑电容器Co的整流和平滑电路被连接至变压器T的次级侧的线圈S1和S2。检测输出电压的输出电源监视器电路10被连接至整流和平滑电路的输出，并且输出电压监视器电路10经由光电耦合器12被连接至控制和驱动电路14。
控制和驱动电路14将两个开关Q1和Q2控制成交替地接通和切断，从而控制两个开关Q1和Q2的接通状态时间，或者频率，以使得输出电压监视器电路10检测到的输出电压是恒定的，由此使输出电压稳定。
如图9中可见的，图9示出了响应于控制开关Q1和Q2接通和切断的控制频率fsw的改变在变压器T的线圈中所生成的电压的电压转换比M，电压转换比M取决于控制频率fsw，因此谐振开关电源设备通过改变控制频率fsw控制电压转换比M。即，谐振开关电源设备通过改变控制频率fsw控制传送至变压器T的次级侧的能量。在附图中，f0是第一谐振频率，该频率是谐振电感器(或变压器初级侧漏泄电感器)、激励电感器、和谐振电容器Cr的串联谐振电路的谐振频率，而f1是包括谐振电感器Lr(或变压器初级侧漏泄电感器)、由并联连接的次级侧(负载侧)漏泄电感器和变压器激励电感器形成的合成电感器、以及谐振电容器Cr的串联谐振电路的谐振频率。频率控制一般在高于第一谐振频率f0的频率范围内执行。即，控制频率fsw在存在轻负载时上升，而控制频率fsw在存在重负载时下降，由此控制传送至次级侧的能量。在其中电源转换比M响应于频率的上升而下降的控制区域，流过变压器T的初级侧的线圈P的电流(即谐振电流)的相位相对于线圈P中的电压被延迟。
在迄今为止所描述的谐振开关电源设备的示例中，最小操作频率被设置成使得响应于控制频率fsw的改变的电压转换比M的改变的倾向不被反转。然而，电压转变比M达到峰值的控制频率fp变得更为靠近谐振频率f1，因为负载变得更重(峰值在频率f0处，在图9中由粗线示出，对应于其中负载为零的情形)。在最小频率设置被设置成接近第一谐振频率f0的情况下，当控制频率fsw因负载或输入电压等的突变而降至控制频率fp之下时，电流的相位相对于变压器T的初级侧的线圈P的电压提前。
此时，如图10中所示的，可能发生在开关Q1和Q2中的每一个的接通状态时段期间谐振电流被反相。即，在准确的控制状况下，开关Q1在谐振电流(Cr电流)被反相之前被切断，如图10(A)中所示的。然而，可能发生在开关Q1被切断之前谐振电流被反相。当开关Q1在此情况中被切断时，已流过开关Q1的电流流入并联连接至开关Q1的二极管。当开关Q2在此情形中被接通时，反向电压被施加到并联连接至开关Q1的二极管，并且恢复电流流入二极管。由于恢复电流具有极高时变率，即di/dt，因此过度的压力被置于开关Q1和Q2之上，在最坏情况下会导致元件损毁。这种现象被称为谐振偏差，并且防止此现象以便实现高电源可靠性是重要的。
当为了尝试避免谐振电流的反相而采取接近f1的最小频率设置时，获得一个或多个的电源转换比M不再是可能的。即，当输入电压低时，不可能确保必要的输出电压，并且由于可能的控制范围因此而被减小，所以不希望采纳接近f1的最小频率设置。
已知有防止谐振电流的反相的技术(参阅PTL1)，藉由此技术检测谐振电流(或开关电流)，并且根据开关门驱动信号的下降沿(后缘)是否在零谐振电流附近来检测用于接通和切断开关的控制频率是否超过控制范围的下限的技术。当控制频率在控制范围之外时，通过改变控制频率的改变或振荡的定时，控制频率被返回。
而且，也可构想这样一种方法：为了避免谐振电流的反相，藉由该方法将谐振电流的检测到的值与阈值电压简单进行比较，并且在谐振电流的绝对值变得低于阈值电压的绝对值时强制切断开关。
而且，还有这样的已知技术：藉由该技术检测谐振电流，并且当谐振电流的绝对值在变得高于第一阈值的绝对值之后变得低于第二阈值的绝对值(该绝对值低于第一阈值的绝对值)时，切断开关(参阅PTL2)。
引用列表
专利文献
专利文献1：JP-A-9-308243
专利文献2：JP-A-2005-198456
发明内容
技术问题
然而，迄今为止在PTL1中描述的技术使得存在这样的结果：其中在检测到开关门驱动信号的下降沿(后缘)在零谐振电流附近之后，确定开关的接通和切断的振荡器电路被重置，并且在振荡器电路的重置完成时开关被切断。当添加检测此现象、振荡器电路的重置、和开关的驱动所需的时间延迟时，发生几百纳秒或更长的延迟，由此产生问题在于，难以获得在谐振电流被反相之前切断开关的完全保护。
而且，考虑到从谐振电流达到阈值直至实际变为零的时间取决于实际电流配置、输入电压等而变化，以及考虑到在电路操作等中有迄今为止描述的那种延迟时间，诸此等等，这种藉由其而将谐振电流和阈值电压方法简单进行比较的方法使得相对高的阈值电压成为必要。由此，在其中由于轻负载，因此谐振电流很小且不超过阈值电压，或者仅在短时间内超过阈值的情况下，开关完全不被接通，或者很少被接通，并且产生的问题在于，不再可能实现电源设备的原始功能。
而且，迄今为止在PTL2中描述的技术使得在向控制系统反馈输出电压的反馈系统中存在延迟和噪声问题。即，由于延迟因子被包括在反馈系统中以便在负载从重负载变为轻负载时维持整个系统的稳定性，因此控制系统暂时不能识别负载已变得更轻，并维持长开关周期。同时，由于针对负载的突然变化调节谐振电流的谐振操作，因此在长开关周期(开关的接通状态时期也被相应延长)期间使谐振电流反相。在此情形中，由于谐振操作是根据轻负载进行，因此谐振电流的绝对值不可能升至高于第一阈值的绝对值，并且第二阈值未生效，因此防止谐振电流的反相是不可能的。
此外，当在轻负载下操作时可能发生噪声被添加到反馈系统中，并且开关周期被无意地延长，但是也是在此情形中，谐振电流的绝对值不可能升至高于第一阈值的绝对值，并且第二阈值未生效，由此防止谐振电流的反相是不可能的。
在已虑及这些点的情况下构想出的本发明具有这样的目的：提供高可靠谐振开关电源设备以使得防止开关处于接通状态的时段内谐振电流的反相，即使在有轻负载之时也保证开关的接通状态，以及反馈系统中没有来自延迟或噪声的影响。
问题的解决方案
为了解决迄今为止描述的问题，本发明提供了一种谐振开关电源设备，其特征在于，包括保护功能，藉由该保护功能，在谐振电流被反相之前，开关被可靠地切断。即，谐振开关电源设备使得第一开关和第二开关被分别串联连接至输入直流电压的端子的两端。谐振电容器、谐振电感器和变压器漏泄电感器中的一者或两者、以及变压器的初级侧的第一线圈的串联电路被连接至第一开关或第二开关的两侧。谐振开关电源设备还包括：谐振电流检测器单元，其检测流过串联电路的谐振电流；线圈电压检测器单元，其检测线圈电压，该线圈电压是变压器的第一线圈两端的电压；以及控制和驱动单元，其将第一开关和第二开关驱动成交替地接通和切断。控制和驱动单元具有保护功能，由此，在检测到由线圈电压检测器单元检测到的线圈电压的极性已被反相之后，当检测到所检测的谐振电流相对于在线圈电压的极性将要反相时的谐振电流已超过阈值(所检测的谐振电流的绝对值已变得低于极性将要反相时的阈值的绝对值)时，第一开关或是第二开关不处于切断状态，则在此情况下将不处于切断状态的第一开关或第二开关切断。
根据所述谐振开关电源设备，在其中第一和第二开关处于接通状态的时段中，在电流流过第一和第二开关之前，检测线圈电压的极性的反相(该线圈电压的相位比谐振电流的相位还提前)，并且由此提前检测谐振电流将被反相。结果，如果第一或第二开关在谐振电流的极性将要反相时的定时处处于接通状态，则第一或第二开关被强制切断，由此防止谐振电流极性的反相。
本发明的有益效果
具有迄今为止描述的配置的谐振开关电源设备使得能通过检测线圈电压的极性的反相的定时(该线圈电压的相位比谐振电流的相位还提前)来提前检测谐振电流的极性将被反向，并且由此如果第一和第二处于接通状态，则可在谐振电流的极性被反相之前切断开关。由此，恢复电流流过并联连接至开关的二极管从而生成大的di/dt的情况不再会发生，并且由此可提供更高可靠的电源设备。
而且，由于开关未被切断直至通过检测线圈电压的极性的反相(该线圈电压的相位比谐振电流的相位还提前)来提前检测到谐振电流将被反相，因此即使在存在轻负载时，也保证开关的接通状态。
而且，由于关于是否在谐振电流的极性将要反相的定时激活对第一或第二开关的强制切断的判定取决于线圈电压的输出，因此不会发生未能防止归因于延迟或噪声的谐振电流的反相的情况。
通过示出作为本发明示例的实施例的附图、以及通过下文的相关描述，本发明上述和其他目的、特性、以及优势将变得清楚。
附图说明
图1是示出根据第一实施例的谐振开关电源设备的配置的示例的电路图。
图2是示出控制和驱动电路的配置的示例的电路图。
图3是示出根据第一实施例的谐振开关电源设备的操作状况的图解。
图4是示出根据第二实施例的谐振开关电源设备的配置的示例的电路图。
图5是示出控制和驱动电路的配置的示例的电路图。
图6是示出根据第二实施例的谐振开关电源设备的操作状况的图解。
图7是示出根据第三实施例的谐振开关电源设备的配置的示例的电路图。
图8是一般谐振开关电源设备的电路图。
图9是示出变压器线圈中响应于控制频率的变化而生成的电压的输入电压转换比。
图10是示出在控制时谐振电流的改变，其中(A)示出了正确控制条件中的操作，而(B)示出了在条件使得谐振偏离时的操作。
具体实施方式
下面，参考附图对本发明的各个实施方式进行描述。
图1是示出根据第一实施例的谐振开关电源设备的配置的示例的电路图，图2是示出控制和驱动电路的配置的示例的电路图，以及图3是示出根据第一实施例的谐振开关电源设备的操作状况的图解。
根据第一实施例的谐振开关电源设备包括分别串联连接至直流输出直流电源Ed的两端的半桥配置的两个开关Q1和Q2作为主电路。内置寄生二极管或外部续流二极管被反并联连接至开关Q1和Q2中的每一个。在附图中所示的示例中，开关Q1和Q2被表示为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。
变压器T的初级侧的谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、和第一线圈P1的串联电路配置成谐振电路，并且被连接至高侧开关的两端。第一线圈P1具有变压器T的激励电感器和漏泄电感器作为等效电路。谐振电感器Lr可包括漏泄电感器。
变压器T还包括在其初级侧的第二线圈P2。第二线圈P2被形成为靠近第一线圈P1以使得与第一线圈P1的耦合系数很高。由于耦合系数很高，可能实际上消除第一线圈P1中产生的电压VNP(在附图中示为由第一线圈P1的谐振电感器Lr和漏泄电感导致的电压)与第二线圈P2的电压之间的相位差。由此，第二线圈P2可准确地检测与第一线圈P1的电压VNP成比例的、且没有相位差的电压。由此，第二线圈P2配置线圈电压检测器单元，其检测第一线圈P1的电压VNP。第二线圈P2被连接至控制和驱动电路14，并且检测到的电压被供应给控制和驱动电路14。
由于极性反转的定时(即第二线圈P2检测到的电压变为零的时刻)是在控制和驱动电路14中检测的，因此将给出对电压VNP变为零的定时的描述。
当将谐振电容器Cr两端的电压取为VCr，并且将输入端直流电源Ed的电压取为E，并且在谐振电容器Cr和第一线圈P1的串联电路方面进行考虑时，VCr、VNP与E的关系在开关Q1处于接通状态而开关Q2处于切断状态时由下式来表示：
VCr+VNP＝E···(1)，
这意味着第一线圈P1的电压VNP为
VNP＝E-VCr···(2).
根据关系表达式(2)，电压VNP变为零的定时是在谐振电容器Cr的电压VCr变成等于输入端的电压E之时。由于谐振电容器Cr的电压VCr和谐振电流ICr具有90度相位差，因此也可以认为电压VNP变为零的定时是在流过谐振电容器Cr的谐振电流ICr达到峰值之时。
同时，VCr与VNP之间的关系在开关Q1处于切断状态而开关Q2处于接通状态时由下式来表示：
VCr+VNP＝0···(3)，
这意味着第一线圈P1的电压VNP为
VNP＝-VCr···(4).
根据关系表达式(4)，电压VNP变为零的定时是在谐振电容器Cr的电压VCr变为零之时。由于谐振电容器Cr的电压VCr和谐振电流ICr具有90度相位差，因此也可以认为电压VNP变为零的定时是在流过谐振电容器Cr的谐振电流ICr达到底部(负向峰值)之时。
这里，电压VNP表示谐振电路谐振操作的状态，并且由于本发明使用电压VNP，因此，PTL2的反馈系统延迟或噪声问题不发生。
变压器T的次级侧具有两个线圈S1和S2，并且具有由二极管D1和D2形成的全波整流器电路以及由平滑电容器Co形成的平滑电路的整流和平滑电路被连接至线圈S1和S2。整流和平滑电路的输出端配置谐振开关电源设备的直流输出端，并且未示出的负载被连接至该整流和平滑电路的输出端。检测输出电压的输出电压监视器电路10被连接至整流和平滑电路的正输出端，输出电压监视器电路10的输出经由由光电耦合器形成的绝缘电路连接至控制和驱动电路14，而由输出电压监视器电路10检测到的输出电压被反馈回控制和驱动电路14。
辅助电容器Cs和电阻器Rs的串联电路被连接在谐振电容器Cr和谐振电感器Lr的连接点与直流电源Ed的负端子之间。这里，辅助电容器Cs和电阻器Rs一起配置成谐振电流检测器单元。电路的电流检测原理将在以下描述。令流过谐振电容器Cr和辅助电容器Cs的电流分别为I1和I2，辅助电容器Cs两端的电压为VCs，并且电阻器Rs的电阻值小至足以使其影响可被忽略，确立以下式子。
VCr+VCs＝E···(5)
I1-I2＝ICr···(6)
Cr·VCr＝∫I1·dt···(7)
Cs·VCs＝∫I2·dt···(8)
当按时间对关系表达式(5)求微分，然后通过代入微分关系表达式(7)和(8)的结果来加以整理时，获得以下式子。
I1/Cr＝-I2/Cs···(9)
当用关系表达式(6)代入关系表达式(9)时，获得下式。
I2＝-Cs·ICr·(Cr+Cs)···(10)
即，由于流过辅助电容器Cs的电流与谐振电流ICr成比例，因此电流被转换成检测电压VIS并被电阻器Rs检测到，并且作为与谐振电路ICr成比例的电压被提供给控制和驱动电路14。由于辅助电容器Cs的电容远小于谐振电容器Cr的电容，因此根据关系表达式(9)和(10)，I2绝对值远小于I1或者谐振电流ICr的绝对值，并且可能忽略I2从I1分出对于谐振电路的影响。而且，如可从关系表达式(10)所见的，电流I1和电压VIS的参考符号和谐振电流ICr的参考符号是相反的，因此当一个为正时，另一个为负。由于参考符号的这种反相是此实施例的配置的一方面，因此可采用另一谐振电流检测单元，其中参考符号不是相反的。
控制和驱动电路14基于从输出电压监视器单元10反馈的输出电压来控制控制频率，该控制频率使开关Q1和Q2交替地接通和切断，以使得输出电压恒定。而且，控制和驱动电路14基于检测到的线圈电压和谐振电流校正控制频率。将使用图2来描述控制和驱动电路14的配置的详细示例。
控制和驱动电路14包括反馈电路16、反馈电路16的输出输入其中的振荡器18、振荡器18的输出被输入其中的失效时间(dead time)生成器电路20和22、低侧驱动器24和高侧驱动器26。低侧驱动器24被连接以便驱动开关Q1，而高侧驱动器26被连接以便驱动开关Q2。
控制和驱动电路14还包括比较器28、30、32和34，具有两个开关SW1和SW2的第一选择器36、具有两个SW3和SW4的第二选择器38、相位确定电路40、以及保护电路42。
变压器T的初级侧的第二线圈P2的输出被连接至比较器28的反相输入，而与极性反相检测阈值相对应的参考电压被连接至非反相输入。与极性反相检测阈值相对应的参考电压被连接至比较器30的反相输入，而变压器T的初级侧的第二线圈P2的输出被连接至非反相输入。比较器28和30，及其具有接近零伏特(包括零伏特)的值的参考电压，配置而成极性检测器电路。比较器28的输出被连接至第一选择器36的开关SW1的一个端子以及相位确定电路40，而比较器30的输出被连接至第一选择器36的开关SW2的一个端子以及相位确定电路40。相位确定电路40被连接以便接收振荡器18的输出，并且相位确定电路40的输出被连接至第一选择器36的开关SW1的反相控制输入以及开关SW2的控制输入。
在谐振电流检测器单元中检测到的检测电压VIS被输入到比较器32的非反相输入，而与负第二阈值Vth2(由于检测电压VIS的极性是谐振电流ICr的极性的反相，因此第二阈值Vth2是关于正谐振电流ICr的阈值)相对应的参考电压被连接至反相输入。与正第一阈值Vth1对应(由于检测电压VIS的极性是谐振电流ICr的极性的反相，因此第一阈值Vth1是关于负谐振电流ICr的阈值)的参考电压被连接至比较器34的非反相输入，而在谐振电流检测器单元中检测到的检测电压VIS被输入到反相输入。比较器32和34配置成谐振电流阈值检测器，其检测谐振电流ICr(由检测电压VIS表示)的极性将要反相的定时。比较器32的输出被连接至第二选择器38的开关SW3的一个端子，而比较器34的输出被连接至第二选择器38的开关SW4的一个端子。第二选择器38的开关SW3的控制输入被连接至第一选择器36的开关SW1的另一端子，而第二选择器38的开关SW4的控制输入被连接至第一选择器36的开关SW2的另一端子。第二选择器38的开关SW3和SW4的其他端子被连接至保护电路42。
保护电路42还从包括在谐振开关电源设备中的未示出的过电流检测器电路、过电压检测器单元、低电压保护电路等接收警报信号，并且保护电路42的输出被连接至振荡器18的不活动控制输入端。
从输出电压监视器电路10反馈的反馈值被输入反馈电路16，并且反馈电路16根据至振荡器18的输出电压输出控制信号。即，当与已增大的输出电压相称的反馈值被输入时，反馈电路16将导致控制频率上升的控制信号输出至振荡器18。相反，当与已减小的输出电压相称的反馈值被输入时，反馈电路16将导致控制频率下降的控制信号输出至振荡器18。
振荡器18生成使两个开关Q1和Q2交替地接通和切断的信号的控制频率，且该控制频率基于由反馈电路16提供的控制信号来精细地调节。而且，振荡器18可根据由保护电路42提供的信号来停止振荡操作。
失效时间生成器电路20和22用于设置预定长度的切断状态时段，以便防止短路电流因在两个开关Q1和Q2被交替地接通和切断时的开关时间中的延迟而流过开关Q1和Q2。
低侧驱动器24和高侧驱动器26接收其时间轴由失效时间生成器电路20和22所成形的信号，并以由振荡器18生成的控制频率使开关Q1和Q2交替地接通和切断。
比较器28和30中的每一个将由第二线圈P2检测到的VNP检测电路与接近零伏特的参考电压作比较，由此检测变压器T的第一线圈P1的电压VNP变为零的极性反相的定时。由于电压VNP的相位比谐振电流检测器单元检测到的检测电压VIS的相位还提前，因此提前检测到谐振电流变为零。
比较器32和34将由谐振电流检测器单元检测到的检测电压VIS与第二阈值Vth2和第一阈值Vth1分别作对比，由此，根据在极性反相的方向上检测电压VIS超过第二阈值Vth2和第一阈值Vth1，来检测出谐振电流的极性将要反相的定时。谐振电流极性反相的定时是否异常是基于比较器28和30的检测的结果来确定的，而确定结果是否将被发送到保护电路42是经由第一选择器36和第二选择器38来控制的。
第一选择器36由相位确定电路40来操作。即，相位确定电路40接收振荡器18的振荡输出以及比较器28和30的输出，并且采用开关Q1和Q2的接通和切断状态被切换的定时作为触发，确认触发之时电压VNP的相位。由此，当开关Q1和Q2被切换时，可确定被观测的电压VNP接下来是增大还是减小，并且根据此情形，相位确定电路40切换第一选择器36以便使正侧比较器28或负侧比较器30的输出有效。
接下来，参看图3，将对具有迄今所描述的配置的谐振开关电源设备的操作作出描述。图3自顶部起示出开关Q1的漏极-源极电压，开关Q1的接通状态信号，谐振电流ICr、与该谐振电流相对应的检测电压VIS，与第一线圈P1的电压VNP相对应的第二线圈P2的电压，以及开关Q1的漏极电流。与开关Q1的操作有关的电压和电流波形在图3中示出，并且由于开关Q2的情形也相同，因此仅与开关Q1有关的操作被示出。
首先，将对未示出的正常操作作出描述。在开关Q1被接通时，谐振电流检测电压VIS被从正反相为负一次，并且在开关Q1的接通状态时段继续的情况下，检测电压VIS现在开始再次增大。随后，当操作状况正常时，在检测电压VIS再次变为正时切断开关Q1。
同时，在开关Q1的接通状态时段因过载状况等而变得过度的情况下，谐振电流检测电压VIS在从正反相为负之后尝试再次变为正，如图3中所示的。由此，提供负第二阈值Vth2，并且当谐振电流检测电压VIS超过与第二阈值Vth2相对应的电流值时，开关Q1被切断。然而，当自开关Q1的接通状态起进行与第二阈值Vth2的比较时，在开关Q1被接通即刻之后的检测电压VIS具有正值，因此在开关Q1接通即刻之后发生非预期的切断。由此，与变压器T的第一线圈P1的电压VNP相对应的第二线圈P2的电压(其相位比谐振电流的相位还提前)被监视，并且第二阈值Vth2被屏蔽直至第二线圈P2的电压被反相。
即，极性检测器电路的比较器28通过监视变压器T的第二线圈P2的电压来监视第一线圈P1的电压VNP，并且第一选择器36的开关SW1被打开(切断)直至比较器28的输出被反相。作为这种情形的结果，第二选择器38的开关SW3被打开，由此使比较器32对检测电压VIS和第二阈值Vth2进行的比较无效。由此，例如，检测电压VIS在开关Q1接通即刻之后超过第二阈值Vth2，但是这并不被传达给保护电路42，因为极性检测器电路的比较器28屏蔽了比较器32的比较的结果。
在第二线圈P2的电压被反相，且第二选择器38的开关SW3被闭合(具有连续性)时，第二阈值Vth2生效，并且当比较器32检测到检测电压VIS已超过第二阈值Vth2时，开关Q1被切断。即，在开关Q1的接通状态时段因过载状况等而变得过度时，提前从对第二线圈P2的电压的反相的检测中检测到：在开关Q1接通之后从正反相为负的谐振电流将被再次反相为正，并且防止谐振电流被再次反相为正。由此，由于可响应于开关Q1的接通状态时段中谐振电流的反相而可靠地切断开关Q1，因此二极管恢复电流和大的di/dt的发生被排除，并且由此可提高可靠性。
以同样的方式，在其中开关Q2处于接通状态的状况下，检测电压VIS从负变为正一次，并且在开关Q1的切断时段继续的情况下，检测电压VIS现在开始再次减小。即使在开关Q2的接通状态时段因过载状况等而变得过度的情况下，当检测电压VIS降至正第一阈值Vth1之下时，开关Q2被切断，由此可防止谐振电流的反相。在此情形中，与其中开关Q1处于接通状态的情况相反，比较器30使第一阈值Vth1无效，直至变压器T的第二线圈P2的电压变为正。
根据以上所述，即使在开关Q1和Q2被接通即刻之后或在有轻负载时，谐振电流为低(处在阈值或低于阈值)的情况下，可维持接通状态至少直至第二线圈P2的电压被反相，并且由此可维持所需接通状态持续时间，由此可将第一和第二阈值Vth1和Vth2设置为不接近零的值。由此，由于可采取任何值同时确保相对于谐振电流的反相的余量，因此不会发生与预期相反地强迫切断开关Q1和Q2的情况。
在第一实施例中，谐振电流检测器单元包括辅助电容器Cs和电阻器Rs，它们被串联连接在谐振电容器Cr同谐振电感器Lr的连接点与直流电源Ed的负端子之间，但是可采纳另一种配置。例如，可采纳一种谐振电流检测器单元的配置，使得辅助电容器Cs被并联连接至谐振电容器Cr，并且流过辅助电容器Cs的电流通过具有小电阻值的电容器被转换成电压并被汲取。
图4是示出根据第二实施例的谐振开关电源设备的配置的示例的电路图，图5是示出控制和驱动电路的配置的示例的电路图，以及图6是示出根据第二实施例的谐振开关电源设备的操作状况的图解。在图4和图5中，与图1和图2中所示的组件相同或等效的组件将被赋予相同附图标记，并且其详细描述将被省去。
根据第二实施例的谐振开关电源器件附加地在变压器T的初级侧包括第三线圈P3，其极性与第二线圈P2的极性不同，如图4中所示的，并且第三线圈P3的输出端子被连接至控制和驱动电路14。这里，第二线圈P2和第三线圈P3配置成线圈电压检测器单元。关于除第三线圈P3之外的组件，此谐振开关电源设备与根据第一实施例谐振开关电源设备相同。
控制和驱动电路14使得变压器T的第二线圈P2的输出端子被连接至比较器28的反相输入，而第三线圈P3的输出端子被连接至比较器30的反相输入，如图5中所示的。由此，如图6中所示的，在第三线圈P3中获得极性与第二线圈P2检测到的电压的极性相反的电压，并将其排他性地用于检测出在高侧开关Q2处于接通状态的时段中电压VNP变为零的定时。
此谐振开关电源设备的操作与根据第一实施例的谐振开关电源设备的操作相同，除了输入到极性检测器电路的电压VNP是从第二线圈P2和第三线圈P3(它们输出极性彼此相反的检测电压)获得的之外。即，比较器28从第二线圈P2接收与电压VNP相对应的电压，并且当检测到电压的极性已从正反相为负时，比较器32的输出被连接至保护电路，并且与第二阈值Vth2的比较的结果生效。当在开关Q1的接通状态时段中比较器32检测到谐振电流已超过与第二阈值Vth2相对应的电流值时，保护电路42切断开关Q1。以同样的方式，比较器30从第三线圈P3接收与电压VNP相对应的电压，并且当检测到电压的极性已从正反相为负时，比较器34的输出被连接至保护电路42，并且与第一阈值Vth1的比较的结果生效。当在开关Q2的接通状态时段中比较器34检测到谐振电流已降至与第二阈值Vth1相对应的电流值之下时，保护电路42切断开关Q2。
图7是示出根据第三实施例的谐振开关电源设备的配置的示例的电路图。在图7中，与图1中所示的组件相同或等效的组件将被赋予相同附图标记，并且其详细描述将被省去。
根据第三实施例的谐振开关电源设备具有一种配置，其中变压器T被并联连接至低侧开关Q1，如图7中所示的。即，谐振电感器Lr、变压器T的初级侧的第一线圈P1、以及谐振电容器Cr的串联电路(构成谐振电路)被连接至低侧开关Q1的两端。检测谐振电流ICr的电阻器Rs被插入到串联电路，从而构成谐振电流检测器单元。电阻器Rs和谐振电容器Cr的连接点被连接至控制和驱动电路14，并且来自电阻器Rs的检测电压VIS被提供给控制和驱动电路14的谐振电流检测器电路。而且，谐振电感器Lr可包括变压器漏泄电感器。在此实施例中，检测电压VIS的极性和谐振电流ICr的极性相同。
变压器T的初级侧的第二线圈P2的负侧端子被连接至控制和驱动电路14，并且第二线圈P2将与第一线圈P1的电压VNP相对应的电压提供给控制和驱动电路14的极性检测器电路。
此谐振开关电源设备的控制和驱动电路14与图2中所示的基本上相同。然而，由于检测电源VIS的加(plus)和减(minus)以及谐振电流ICr的加和减相同，因此第一阈值Vth1为负电源，第二阈值Vth2为正电压，并且信号至比较器32和34的反相端子和非反相端子的连接与图2中的连接相反。由此，操作也与第一实施例的操作相同。当然，检测第一线圈P1的电压VNP的线圈可以是如图4中的具有不同极性的第二线圈P2和线圈P3，并且可使用图5中所示的控制和驱动电路14。同样在此情形中，第一阈值Vth1是负电压，第二阈值Vth2是正电压，并且信号至比较器32和34的反相输入端子和非反相输入端子的连接与图5中的连接相反。
在第三实施例中，谐振电流检测器单元包括串联连接至谐振电容器Cr的电阻器Rs，但是可采纳另一配置。例如，可采纳一种谐振电流检测器单元的配置，使得辅助电容器Cs被并联连接至谐振电容器Cr，并且流过辅助电容器Cs的电流通过具有小电阻值的电容器被转换成电压并被汲取。
上文的描述简单地示出了本发明的原理。进一步地，对于本领域技术人员而言大量修改和改变是可能的，且本发明并不限于以上示出和描述出的准确的配置和应用，且根据所附权利要求及其等效物，所有的相应修改示例和等效物被视为落在本发明范围内。
附图标记列表
10输出电压监视器电路
12光电耦合器
14控制和驱动电路
16反馈电路
18振荡器
20，22失效时间生成器电路
24低侧驱动器
26高侧驱动器
28，30，32，34比较器
36第一选择器
38第二选择器
40相位确定电路
42保护电路

Claims (6)

1.一种谐振开关电源设备，其特征在于，包括：
分别串联连接至输入直流电压的端子的两端的第一开关和第二开关；
谐振电容器、谐振电感器和变压器漏泄电感器中的至少一个、以及所述变压器的初级侧的第一线圈的串联电路，其被连接至所述第一开关或第二开关的两侧；
谐振电流检测器单元，其检测流过所述串联电路的谐振电流；
线圈电压检测器单元，其检测线圈电压，所述线圈电压是所述变压器的所述第一线圈的两端的电压；以及
控制和驱动单元，其将所述第一开关和第二开关驱动成交替地接通和切断，其中
所述控制和驱动单元具有保护功能，由此，在检测到由线圈电压检测器单元检测到的所述线圈电压的极性已被反相之后，当检测到由谐振电流检测器单元检测到的谐振电流相对于在所述线圈电压的所述极性将要反相时的谐振电流已超过阈值时，所述第一开关或是所述第二开关不处于切断状态，则在此情况下将不处于切断状态的所述第一开关或第二开关切断。
2.如权利要求1所述的谐振开关电源设备，其特征在于，
所述谐振电流检测器单元被配置成使得辅助电容器被连接在所述谐振电感器和变压器漏泄电感器中的至少一个和所述谐振电容器的连接点与所述直流电压的负端子之间，并且流过所述辅助电容器的电流通过电阻器被转换成电压作为所述谐振电流检测器的输出。
3.如权利要求1所述的谐振开关电源设备，其特征在于，
所述谐振电流检测器单元被配置成使得流过所述串联电路的电流通过插入所述串联电路中的电阻被转换成电压作为所述谐振电流检测器的输出。
4.如权利要求1所述的谐振开关电源设备，其特征在于，
所述线圈电压检测器单元在所述变压器的所述初级侧包括靠近所述第一线圈耦合的第二线圈。
5.如权利要求1所述的谐振开关电源设备，其特征在于，
所述线圈电压检测器单元包括在所述变压器的所述初级侧上靠近所述第一线圈耦合的极性彼此相反的第二线圈和第三线圈。
6.如权利要求1所述的谐振开关电源设备，其特征在于，
所述驱动和驱动单元包括：
极性检测器单元，其检测由所述线圈电压检测器单元检测到的电压被反相的定时；
谐振电流阈值检测器电路，其设置有正和负的两个阈值，所述谐振电流阈值检测器电路检测在所述谐振电流的极性被反相的方向上，所述正和负的两个阈值中的极性在由所述线圈电压检测器单元检测的电压的极性将要被反相时的谐振电流相同的阈值被超过的定时；
选择器，如果在当所述极性检测器电路检测到极性的反相时所述第一开关或者所述第二开关并非处于切断状态，所述选择器使所述谐振电流阈值检测器电路的所述检测输出有效；以及
保护电路，根据所述谐振电流阈值检测器电路的所述检测输出，所述保护电路切断并非处于切断状态的所述第一开关或第二开关。
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