JPWO2012105077A1 - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

スイッチがオンしている期間に共振電流が反転することを予防し、信頼性の高い共振型スイッチング電源装置を提供する。トランス（Ｔ）の一次側の第１の巻線（Ｐ１）に現れる巻線電圧を第２の巻線（Ｐ２）からなる巻線電圧検出部で検出し、共振回路をなす直列回路に流れる電流を補助コンデンサ（Ｃｓ）および抵抗（Ｒｓ）からなる共振電流検出部で検出する。制御・駆動回路（１４）では、検出した巻線電圧が極性反転するタイミングを検出して、巻線電圧よりも遅れ位相の共振電流が極性を反転する時期を事前に判断する。制御・駆動回路（１４）は、共振電流検出部の出力により共振電流の極性反転直前を検出したときにオンしているスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）があればそれを強制的にターンオフさせる。

Description

本発明は、共振インダクタと共振コンデンサを有する直列共振回路を備えた電流共振型ＤＣ−ＤＣ変換方式の共振型スイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置は、小型・軽量化、低価格化などの特性から多くの電子機器の電源として用いられている。中でも、共振型スイッチング電源装置は、低ノイズおよび高い変換効率を実現できることから、液晶ディスプレイ装置やプラズマディスプレイパネルなどのフラットパネルディスプレイ（薄型ＴＶ）やパーソナルコンピュータ用電源として広く用いられている。

図８は一般的な共振型スイッチング電源装置の回路図、図９は制御周波数の変化に対するトランスの巻線に発生する電圧の入力電圧変換比を示す図、図１０は制御時における共振電流の変化を示す図であって、（Ａ）は正しい制御状態での動作を示し、（Ｂ）は共振外れ状態時の動作を示している。なお、図１０において、破線は各信号のゼロレベルを示している。

一般的な共振型スイッチング電源装置は、主回路として直流電源Ｅｄの両端に直列に接続された二つのスイッチＱ１，Ｑ２を備えている。そのハイサイドのスイッチＱ２の両端には、共振コンデンサＣｒと、共振インダクタＬｒと、トランスＴの一次側の巻線Ｐとの直列回路が接続されている。巻線Ｐは、図示しないが、トランスＴの漏れインダクタンスと励磁インダクタンスとからなっている。共振インダクタＬｒとして、トランスＴとは別の専用のインダクタンスを設けずに、この漏れインダクタンスを用いてもよい。トランスＴの二次側の巻線Ｓ１，Ｓ２は、ダイオードＤ１，Ｄ２および平滑コンデンサＣｏを有する整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路の出力には、出力電圧を検出する出力電圧監視回路１０が接続され、出力電圧監視回路１０はフォトカプラ１２を介して制御・駆動回路１４に接続されている。

制御・駆動回路１４は、二つのスイッチＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフ制御するもので、出力電圧監視回路１０によって検出された出力電圧が一定になるように二つのスイッチＱ１，Ｑ２のオン時間または周波数を制御し、これにより出力電圧を安定化している。

この共振型スイッチング電源装置は、スイッチＱ１，Ｑ２をオン・オフ制御する制御周波数ｆｓｗの変化に対するトランスＴの巻線に発生する電圧の電圧変換比Ｍを示した図９からわかるように、電圧変換比Ｍが制御周波数ｆｓｗに依存するため、制御周波数ｆｓｗを変化させて電圧変換比Ｍを制御している。すなわち、共振型スイッチング電源装置は、制御周波数ｆｓｗを変化させることにより、トランスＴの二次側に伝送されるエネルギを制御している。図中、ｆ０は、共振インダクタンス（もしくはトランスの一次側漏れインダクタンス）、励磁インダクタンスおよび共振コンデンサＣｒの直列共振回路の共振周波数である第１の共振周波数、ｆ１は、共振コンデンサＣｒ、共振インダクタＬｒ（もしくはトランスの一次側漏れインダクタンス）および並列に接続された二次側（負荷側）の漏れインダクタンスとトランスの励磁インダクタンスとで形成される合成インダクタンスからなる直列共振回路の共振周波数である。周波数制御は、一般的には、第１の共振周波数ｆ０より高い周波数の範囲で制御を行う。すなわち、軽負荷の場合は、制御周波数ｆｓｗを上昇させ、重負荷の場合は、制御周波数ｆｓｗを低下させて、二次側に伝送されるエネルギを制御している。電圧変換比Ｍが周波数の上昇に伴い減少する制御領域では、トランスＴの一次側の巻線Ｐ間電圧に対してその巻線Ｐに流れ込む電流（すなわち共振電流）は遅れ位相となる。

上述の共振型スイッチング電源装置の例では、制御周波数ｆｓｗの変化に伴う電圧変換比Ｍの変化の傾きが逆転しないような最低動作周波数を設定している。しかしながら、電圧変換比Ｍのピークとなる制御周波数ｆｐは、負荷が重くなるにつれて共振周波数ｆ１へ近づく（図９の太線で示す周波数ｆ０でピークとなるグラフは、負荷がゼロの場合に相当する。）。もし、最低周波数設定を第１の共振周波数ｆ０付近に設定した場合、負荷や入力電圧の急激な変化などにより制御周波数ｆｓｗが制御周波数ｆｐを下回るようなことがあると、トランスＴの一次側の巻線Ｐの電圧に対して電流は進み位相となる。

このとき、図１０に示したように、各スイッチＱ１，Ｑ２のオン期間中に共振電流が反転する場合がある。すなわち、正しい制御状態では、図１０の（Ａ）に示したように、共振電流（Ｃｒ電流）が反転する前に、スイッチＱ１がオフされている。しかし、図１０の（Ｂ）に示したように、スイッチＱ１がオフする前に共振電流が反転することがある。この状態でスイッチＱ１がオフすると、スイッチＱ１に流れていた電流はスイッチＱ１に並列に接続されたダイオードに流れるようになる。この状態でスイッチＱ２がオンすると、スイッチＱ１に並列に接続されたダイオードに逆電圧が印加されて、当該ダイオードにリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流は、電流の時間変化率、すなわちｄｉ／ｄｔが非常に高いものであるため、スイッチＱ１，Ｑ２に過大なストレスが掛かるばかりか、最悪の場合素子の破壊に至る。この現象はいわゆる共振はずれと呼ばれ、電源の高信頼性を実現するには、当該現象を防止することが重要である。

なお、共振電流の反転を避けようとして最低周波数設定をｆ１付近とした場合には、電圧変換比Ｍは、１以上を取ることができなくなる。すなわち、入力電圧が低い場合に、必要な出力電圧を確保できず、そのため、制御可能範囲が狭まるので、最低周波数設定をｆ１付近にすることは、望ましくない。

共振電流の反転を回避する技術として、共振電流（またはスイッチ電流）を検出し、スイッチのゲート駆動信号の立ち下がり（後縁）が共振電流のゼロ近傍にあるか否かでスイッチのオン・オフの制御周波数が制御範囲の下限から外れているかどうかを検出するものが知られている（特許文献１参照）。制御周波数が制御範囲から外れた場合には、制御周波数の変更または発振のタイミングをずらすことで正常制御範囲に戻すようにしている。

また、共振電流の反転を回避するためには、単に共振電流の検出値を閾値電圧と比較し、共振電流の絶対値が当該閾値電圧の絶対値より小さくなったらスイッチを強制的にオフする方式も考えられる。

また、共振電流を検出し、共振電流の絶対値が第１の閾値の絶対値より大きくなった後に第１の閾値より絶対値が小さい第２の閾値の絶対値より小さくなるとスイッチをオフするものが知られている（特許文献２参照）。

特開平９−３０８２４３号公報 特開２００５−１９８４５６号公報

しかしながら、特許文献１に記載されている従来の技術では、スイッチのゲート駆動信号の立ち下がり（後縁）が共振電流のゼロ近傍にあることを検出してから、スイッチのオン・オフを決めている発振回路をリセットし、発振回路のリセットが完了するとスイッチがオフする、というシーケンスとなっている。現象の検出、発振回路のリセットおよびスイッチの駆動に要する時間遅れを加味すると、数百ｎｓ以上の遅延を生じるため、共振電流が反転する前にスイッチをオフするという完全な保護は困難であるという問題点があった。

また、単に共振電流と閾値電圧と比較する方式については、共振電流が閾値に達してから実際にゼロになるまでの時間が実際の回路構成や入力電圧などによって様々に変わることや、上述のような回路動作の遅れ時間があることなどを考慮すると、閾値電圧をある程度大きなものにしておく必要がある。そうすると、軽負荷で共振電流が小さく当該閾値電圧を超えない、もしくは少しの時間しか超えないような状態では、スイッチが全くオンしない、もしくはほとんどオンしないことになって、電源装置の本来の機能を果たさなくなるという問題点がある。

また、特許文献２に記載されている従来の技術では、出力電圧を制御系にフィードバックするフィードバック系の遅れやノイズが問題になる。すなわち、負荷が重負荷から軽負荷に急変した場合、全体システムの安定性を保つためにフィードバック系に遅れ要素を含ませていることから、制御系は暫く負荷が軽くなったことを認識できず、スイッチング周期を長いままとさせてしまう。一方、共振回路の共振動作は負荷の急変に合わせたものになっているため、長いスイッチング周期（スイッチのオン期間もこれに合わせて長くなる）の間に共振電流が反転してしまう。この場合、軽負荷に応じた共振動作となっているため、共振電流の絶対値が第１の閾値の絶対値より大きくなることができず、第２の閾値が有効にならないため、共振電流の反転を防止できない。

さらに、軽負荷で動作しているときにフィードバック系にノイズが重畳してスイッチング周期が意図せず長くなってしまうことがあるが、この場合も同様に、共振電流の絶対値が第１の閾値の絶対値より大きくなることができず、第２の閾値が有効にならないため、共振電流の反転を防止できない。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、スイッチがオンしている期間に共振電流が反転することを予防するとともに、軽負荷においてもスイッチのオンが保証され、フィードバック系の遅れやノイズに影響されることのない信頼性の高い共振型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明では上記の課題を解決するために、共振電流の反転する前にスイッチを確実にオフする保護機能を有していることを特徴とする共振型スイッチング電源装置が提供される。すなわち、この共振型スイッチング電源装置は、直流電圧が入力される端子の両端に直列に第１のスイッチおよび第２のスイッチを接続している。その第１のスイッチまたは第２のスイッチの両端には、共振コンデンサと共振インダクタンスおよびトランスの漏れインダクタンスの一方または両方のインダクタンスとトランスの一次側の第１の巻線との直列回路が接続される。共振型スイッチング電源装置は、さらに、その直列回路を流れる共振電流を検出する共振電流検出部と、トランスの第１の巻線の両端電圧である巻線電圧を検出する巻線電圧検出部と、第１のスイッチおよび第２のスイッチを交互にオン・オフさせる制御・駆動部とを備えている。その制御・駆動部は、検出された巻線電圧の極性が反転したことを検出後、検出された共振電流が前記巻線電圧の極性反転直前の前記共振電流に対する閾値を超えた（検出された共振電流の絶対値が極性反転直前の閾値の絶対値より小さくなる）ことを検出したときにオフしていない第１のスイッチまたは第２のスイッチがあればそれをターンオフする保護機能を有している。

この共振型スイッチング電源装置によれば、第１または第２のスイッチがオンしている期間に当該第１または第２のスイッチのスイッチに流れる電流が反転する前に、共振電流よりも位相が進んでいる巻線電圧の極性反転を検出してあらかじめ共振電流が反転することを検出する。その後、共振電流が極性反転する直前のタイミングで第１または第２のスイッチがオンしていれば、その第１または第２のスイッチを強制的にターンオフし、共振電流の反転を防止するようにしている。

上記構成の共振型スイッチング電源装置は、共振電流よりも進み位相の巻線電圧の極性反転タイミングを検出することによってあらかじめ共振電流が極性反転することを検出でき、オンしている第１および第２のスイッチがあれば共振電流が極性反転する前にターンオフすることができる。これにより、スイッチに並列に接続されたダイオードにリカバリ電流が流れて大きなｄｉ／ｄｔが発生することはなくなり、より信頼性の高い電源装置を提供することができる。

また、共振電流よりも位相が進んでいる巻線電圧の極性反転を検出してあらかじめ共振電流が反転することを検出するまではスイッチをターンオフしないので、軽負荷においてもスイッチのオンが保証される。

また、共振電流が極性反転する直前のタイミングでの第１または第２のスイッチの強制オフを有効にする判断を、巻線電圧の出力によっているので、遅れやノイズにより共振電流の反転防止を失敗することがない。

本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。

第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 制御・駆動回路の構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の動作状態を示す説明図である。 第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 制御・駆動回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の動作状態を示す説明図である。 第３の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。 一般的な共振型スイッチング電源装置の回路図である。 制御周波数の変化に対するトランスの巻線に発生する電圧の入力電圧変換比を示す図である。 制御時における共振電流の変化を示す図であって、（Ａ）は正しい制御状態での動作を示し、（Ｂ）は共振外れ状態時の動作を示している。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図１は第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の構成例を示す回路図、図２は制御・駆動回路の構成例を示す回路図、図３は第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の動作状態を示す説明図である。

第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置は、主回路として直流出力の直流電源Ｅｄの両端に直列に接続されたハーフブリッジ構成の二つのスイッチＱ１，Ｑ２を備えている。これらスイッチＱ１，Ｑ２には、内蔵の寄生ダイオードまたは外付けのフリーホイーリングダイオードがそれぞれ逆並列に接続されている。スイッチＱ１，Ｑ２は、図示の例では、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）で表している。

共振コンデンサＣｒと、共振インダクタＬｒと、トランスＴの一次側の第１の巻線Ｐ１との直列回路は、共振回路を構成し、ハイサイドのスイッチＱ２の両端に接続されている。その第１の巻線Ｐ１は、等価回路的には、トランスＴの励磁インダクタンスおよび漏れインダクタンスを有している。なお、共振インダクタＬｒをこの漏れインダクタンスにより構成するようにしてもよい。

トランスＴは、また、その一次側に第２の巻線Ｐ２を備えている。この第２の巻線Ｐ２は、第１の巻線Ｐ１との結合係数が大きくなるよう第１の巻線Ｐ１と密に形成されている。結合係数が大きいことにより、第１の巻線Ｐ１に現れる電圧ＶＮＰ（図では、共振インダクタＬｒと第１の巻線Ｐ１の漏れインダクタンスによる電圧で示している）と第２の巻線Ｐ２の電圧との位相差をほとんどなくすことができる。これにより、第２の巻線Ｐ２は、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰに比例した位相差のない電圧を精度よく検出することができる。このため、この第２の巻線Ｐ２は、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰを検出する巻線電圧検出部を構成している。第２の巻線Ｐ２は、制御・駆動回路１４に接続され、検出された電圧は、制御・駆動回路１４に供給される。

制御・駆動回路１４では、第２の巻線Ｐ２が検出した電圧がゼロとなる極性反転のタイミングを検出しているので、電圧ＶＮＰがゼロとなるタイミングについて説明する。
共振コンデンサＣｒの両端の電圧をＶＣｒ、入力端の直流電源Ｅｄの電圧をＥとし、共振コンデンサＣｒと第１の巻線Ｐ１との直列回路で考えると、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフのときのＶＣｒとＶＮＰとＥとの関係は、
ＶＣｒ＋ＶＮＰ＝Ｅ・・・（１）
で表されるので、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰは、
ＶＮＰ＝Ｅ−ＶＣｒ・・・（２）
となる。この関係式（２）から、電圧ＶＮＰがゼロとなるタイミングは、共振コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒが入力端の電圧Ｅに等しくなったときである。なお、共振コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒと共振電流ＩＣｒとは、９０度の位相差があるので、電圧ＶＮＰがゼロとなるタイミングは、共振コンデンサＣｒを流れる共振電流ＩＣｒがピークとなったときということもできる。

一方、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンのときのＶＣｒとＶＮＰとの関係は、
ＶＣｒ＋ＶＮＰ＝０・・・（３）
で表されるので、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰは、
ＶＮＰ＝−ＶＣｒ・・・（４）
となる。この関係式（４）から、電圧ＶＮＰがゼロとなるタイミングは、共振コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒがゼロになったときである。なお、共振コンデンサＣｒの電圧ＶＣｒと共振電流ＩＣｒとは、９０度の位相差があるので、電圧ＶＮＰがゼロとなるタイミングは、共振コンデンサＣｒを流れる共振電流ＩＣｒがボトム（負側のピーク）となったときということもできる。

ここで、電圧ＶＮＰは共振回路の共振動作の状態そのものであり、本発明はこの電圧ＶＮＰを用いるため、特許文献２におけるフィードバック系の遅れやノイズの問題が生じることがない。

トランスＴの二次側は二つの巻線Ｓ１，Ｓ２を有しており、これら巻線Ｓ１，Ｓ２には、ダイオードＤ１，Ｄ２による全波整流回路および平滑コンデンサＣｏによる平滑回路を有する整流平滑回路が接続されている。整流平滑回路の出力端子は、共振型スイッチング電源装置の直流出力端子を構成し、図示しない負荷が接続される。整流平滑回路の正極出力端子には、出力電圧を検出する出力電圧監視回路１０が接続され、その出力は、フォトカプラ１２による絶縁回路を介して制御・駆動回路１４に接続され、出力電圧監視回路１０で検出した出力電圧を制御・駆動回路１４に帰還している。

共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒとの接続点と直流電源Ｅｄの負極端子との間には、補助コンデンサＣｓと抵抗Ｒｓとの直列回路が接続されている。ここで、補助コンデンサＣｓは、抵抗Ｒｓとともに共振電流検出部を構成している。この回路による電流検出原理を以下に説明する。共振コンデンサＣｒおよび補助コンデンサＣｓに流れる電流をそれぞれＩ１，Ｉ２とし、補助コンデンサＣｓの両端の電圧をＶＣｓとし、抵抗Ｒｓの抵抗値が小さくてその影響が無視できるとすると、以下の式が成り立つ。
ＶＣｒ＋ＶＣｓ＝Ｅ・・・（５）
Ｉ１−Ｉ２＝ＩＣｒ・・・（６）
Ｃｒ・ＶＣｒ＝∫Ｉ１・ｄｔ・・・（７）
Ｃｓ・ＶＣｓ＝∫Ｉ２・ｄｔ・・・（８）
関係式（５）を時間で微分し、これに関係式（７），（８）を微分したものを代入して整理すると次式が得られる。
Ｉ１／Ｃｒ＝−Ｉ２／Ｃｓ・・・（９）
関係式（９）に（６）式を代入すると、次式が得られる。
Ｉ２＝−Ｃｓ・ＩＣｒ・（Ｃｒ＋Ｃｓ）・・・（１０）
すなわち、補助コンデンサＣｓに流れる電流は、共振電流ＩＣｒに比例するので、その電流を抵抗Ｒｓで検出電圧ＶＩＳに変換して検出し、共振電流ＩＣｒに比例した電圧として制御・駆動回路１４に供給する。なお、補助コンデンサＣｓの容量は、共振コンデンサＣｒとの容量よりも極めて小さくしているので、関係式（９），（１０）よりＩ２の絶対値はＩ１や共振電流ＩＣｒの絶対値よりきわめて小さく、Ｉ１からＩ２が分岐することの共振回路に対する影響は無視することができる。また、関係式（１０）から分かるように、電流Ｉ１，電圧ＶＩＳの符号と共振電流ＩＣｒの符号は逆になっていて、一方が正なら他方は負となる。なお、この符号の逆転は本実施の形態の構成によるものであり、符号が逆転しない別の共振電流検出部であってもよい。

制御・駆動回路１４は、出力電圧監視回路１０から帰還された出力電圧に基づいてその出力電圧が一定になるように二つのスイッチＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフする制御周波数を制御している。また、制御・駆動回路１４は、検出された巻線電圧および共振電流に基づいて制御周波数を補正している。この制御・駆動回路１４の詳細な構成例を図２により説明する。

制御・駆動回路１４は、帰還回路１６と、この帰還回路１６の出力が入力される発振器１８と、この発振器１８の出力が入力されるデッドタイム発生回路２０，２２と、ローサイドドライバ２４およびハイサイドドライバ２６とを備えている。ローサイドドライバ２４は、スイッチＱ１を駆動するよう接続され、ハイサイドドライバ２６は、スイッチＱ２を駆動するよう接続されている。

制御・駆動回路１４は、また、比較器２８，３０，３２，３４と、二つのスイッチＳＷ１，ＳＷ２を有する第１セレクタ３６と、二つのスイッチＳＷ３，ＳＷ４を有する第２セレクタ３８と、位相判定回路４０と、保護回路４２とを備えている。

比較器２８の反転入力には、トランスＴの一次側の第２の巻線Ｐ２の出力が接続され、非反転入力には、極性反転検出閾値に相当する基準電圧が接続されている。比較器３０の反転入力には、極性反転検出閾値に相当する基準電圧が接続され、非反転入力には、トランスＴの一次側の第２の巻線Ｐ２の出力が接続されている。比較器２８，３０は、その基準電圧がゼロボルトを含むゼロボルト近傍の値を有し、極性検出回路を構成している。比較器２８の出力は、第１セレクタ３６のスイッチＳＷ１の一方の端子と位相判定回路４０とに接続され、比較器３０の出力は、第１セレクタ３６のスイッチＳＷ２の一方の端子と位相判定回路４０とに接続されている。位相判定回路４０は、発振器１８の出力を受けるよう接続され、位相判定回路４０の出力は、第１セレクタ３６のスイッチＳＷ１の反転制御入力と、スイッチＳＷ２の制御入力とに接続されている。

比較器３２の非反転入力には、共振電流検出部で検出された検出電圧ＶＩＳが入力され、反転入力には、負の第２閾値Ｖｔｈ２（検出電圧ＶＩＳの正負は共振電流ＩＣｒの正負と逆になっているので、第２閾値Ｖｔｈ２は正の共振電流ＩＣｒに対する閾値となっている）に相当する基準電圧が接続されている。比較器３４の非反転入力には、正の第１閾値Ｖｔｈ１に相当する基準電圧（検出電圧ＶＩＳの正負は共振電流ＩＣｒの正負と逆になっているので、第１閾値Ｖｔｈ１は負の共振電流ＩＣｒに対する閾値となっている）が接続され、反転入力には、共振電流検出部で検出された検出電圧ＶＩＳが入力されている。比較器３２，３４は、検出電圧ＶＩＳで表される共振電流ＩＣｒが極性反転する直前のタイミングを検出する共振電流閾値検出回路を構成している。比較器３２の出力は、第２セレクタ３８のスイッチＳＷ３の一方の端子に接続され、比較器３４の出力は、第２セレクタ３８のスイッチＳＷ４の一方の端子に接続されている。第２セレクタ３８のスイッチＳＷ３の制御入力は、第１セレクタ３６のスイッチＳＷ１の他方の端子に接続され、第２セレクタ３８のスイッチＳＷ４の制御入力は、第１セレクタ３６のスイッチＳＷ２の他方の端子に接続されている。第２セレクタ３８のスイッチＳＷ３，ＳＷ４の他方の端子は、保護回路４２に接続されている。

保護回路４２は、この共振型スイッチング電源装置が備える、図示しない過電流検出回路、過電圧検出回路、低電圧保護回路などからのアラーム信号をも受けており、保護回路４２の出力は、発振器１８の無効制御入力端子に接続されている。

帰還回路１６は、出力電圧監視回路１０から帰還された帰還値を入力し、出力電圧に応じた制御信号を発振器１８に出力する。すなわち、出力電圧が高くなったことに相当する帰還値が入力されたとき、帰還回路１６は、制御周波数を上昇させる制御信号を発振器１８に出力する。逆に、出力電圧が低くなったことに相当する帰還値が入力されたときには、帰還回路１６は、制御周波数を低下させる制御信号を発振器１８に出力する。

発振器１８は、二つのスイッチＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせる信号の制御周波数を発生させるもので、その制御周波数は、帰還回路１６より与えられた制御信号に基づいて微調整される。また、発振器１８は、保護回路４２より与えられる信号により発振動作を停止させることができる。

デッドタイム発生回路２０，２２は、二つのスイッチＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフさせるときにその切り替え時の遅れ時間などによりスイッチＱ１，Ｑ２に短絡電流が流れてしまうのを防止するために所定の長さのオフ期間を設定するためのものである。

ローサイドドライバ２４およびハイサイドドライバ２６は、デッドタイム発生回路２０，２２によって時間軸が整形された信号を受け、発振器１８によって発生された制御周波数でスイッチＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフ駆動するものである。

比較器２８，３０は、第２の巻線Ｐ２が検出したＶＮＰ検出電圧をそれぞれゼロボルト近傍の基準電圧と比較して、トランスＴの第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰがゼロとなる極性反転のタイミングを検出している。この電圧ＶＮＰは、共振電流検出部が検出した検出電圧ＶＩＳよりも位相が進んでいるので、共振電流がゼロとなることを事前に検出していることになる。

比較器３２，３４は、共振電流検出部が検出した検出電圧ＶＩＳを第２閾値Ｖｔｈ２および第１閾値Ｖｔｈ１とそれぞれ比較し、検出電圧ＶＩＳが極性反転の方向に第２閾値Ｖｔｈ２および第１閾値Ｖｔｈ１を超えることで、共振電流の極性反転直前のタイミングを検出している。その共振電流の極性反転のタイミングが異常かどうかは、比較器２８，３０の検出結果に基づいて判断され、その判断を保護回路４２に送るかどうかは第１セレクタ３６および第２セレクタ３８を介して制御されている。

その第１セレクタ３６は、位相判定回路４０によって動作されている。すなわち、位相判定回路４０は、発振器１８の発振出力と比較器２８，３０の出力とを受けて、スイッチＱ１，Ｑ２のオン・オフ切り替えのタイミングをトリガにして、トリガ時の電圧ＶＮＰの位相を確認する。これにより、スイッチＱ１，Ｑ２の切り替え時に、観測していた電圧ＶＮＰが次に増加するのか減少するのかを判別でき、それに応じて、位相判定回路４０は、正側の比較器２８または負側の比較器３０の出力を有効にするよう第１セレクタ３６を切り替える。

次に、図３を参照して、上記の構成の共振型スイッチング電源装置の動作を説明する。図３では、上から、スイッチＱ１のドレイン−ソース間電圧、スイッチＱ１のオン信号、共振電流ＩＣｒ、共振電流に相当する検出電圧ＶＩＳ、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰに相当する第２の巻線Ｐ２の電圧、スイッチＱ１のドレイン電流を示している。なお、図３には、スイッチＱ１の動作に関する電圧および電流波形を示しているが、スイッチＱ２の場合も同じであるため、スイッチＱ１の関連動作のみを示している。

まず、図示しない正常動作の場合について説明しておく。スイッチＱ１がオンすると、共振電流の検出電圧ＶＩＳは、一度正から負へ反転し、スイッチＱ１のオン期間が継続していると、やがて検出電圧ＶＩＳは増加に転じる。そして、正常な動作状態にあるときは、検出電圧ＶＩＳが再度正転する前に、スイッチＱ１がオフする。

一方、過負荷状態などでスイッチＱ１のオン期間が過大となった場合、図３に示すように、共振電流の検出電圧ＶＩＳは正から負へ反転した後、再度正に転じようとする。そのため、負の第２閾値Ｖｔｈ２を設け、共振電流の検出電圧ＶＩＳがこの第２閾値Ｖｔｈ２に相当する電流値を上回った場合に、スイッチＱ１をオフする。ただし、第２閾値Ｖｔｈ２との比較をスイッチＱ１のオンの初めから行っていると、スイッチＱ１がオンした直後の検出電圧ＶＩＳが正の値であることから、スイッチＱ１のオンの直後に意図しないスイッチオフが発生してしまう。そのため、共振電流よりも位相が進んでいるトランスＴの第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰに相当する第２の巻線Ｐ２の電圧を観測し、第２の巻線Ｐ２の電圧が反転するまでは第２閾値Ｖｔｈ２をマスクしている。

すなわち、極性検出回路の比較器２８がトランスＴの第２の巻線Ｐ２の電圧を観測することにより第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰを観測していて、比較器２８の出力が反転するまでは、第１セレクタ３６のスイッチＳＷ１が開いている（遮断されている）。その結果、第２セレクタ３８のスイッチＳＷ３が開いているので、比較器３２による検出電圧ＶＩＳと第２閾値Ｖｔｈ２との比較は無効にされている。これにより、たとえばスイッチＱ１がオンした直後では、検出電圧ＶＩＳが第２閾値Ｖｔｈ２を上回っているが、極性検出回路の比較器２８が比較器３２の比較結果をマスクしているので、それが保護回路４２に伝達されることはない。

第２の巻線Ｐ２の電圧が反転して第２セレクタ３８のスイッチＳＷ３が閉じられると（導通すると）、第２閾値Ｖｔｈ２が有効にされ、検出電圧ＶＩＳが第２閾値Ｖｔｈ２を上回ったことを比較器３２が検出すると、スイッチＱ１はターンオフされる。すなわち、過負荷状態などでスイッチＱ１のオン期間が過大となった場合、スイッチＱ１がオンした後に正から負に反転した共振電流が再度正に反転することを第２の巻線Ｐ２の電圧の反転検出であらかじめ検出して、再度正に反転することを防止している。これにより、スイッチＱ１のオン期間における共振電流の反転に対しスイッチＱ１を確実にオフにすることができるため、ダイオードのリカバリ電流および大きなｄｉ／ｄｔの発生がなくなり、信頼性を向上させることができる。

同様にして、スイッチＱ２がオンしている状態では、検出電圧ＶＩＳは、一度負から正に転じ、スイッチＱ１のオフ期間が継続しているとやがて検出電圧ＶＩＳは、減少に転じる。過負荷状態などでスイッチＱ２のオン期間が過大となった場合でも、検出電圧ＶＩＳが正の第１閾値Ｖｔｈ１を下回った場合に、スイッチＱ２をオフするため、共振電流の反転を防止することができる。この場合は、スイッチＱ１がオンの状態とは逆に、トランスＴの第２の巻線Ｐ２の電圧が正に転じるまでは、比較器３０が第１閾値Ｖｔｈ１を無効にしている。

以上により、スイッチＱ１，Ｑ２がオンした直後や軽負荷時で共振電流が小さい（閾値以下）の場合でも、最低でも第２の巻線Ｐ２の電圧が反転するまではオンを維持することができ、所望のオン幅を維持することができるため、第１および第２閾値Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２をゼロ近傍でない値に設定することができる。これにより、共振電流の反転に対してマージンを確保した任意の値を取ることができるので、意図に反してスイッチＱ１，Ｑ２が強制的にターンオフされるということはない。

なお、この第１の実施の形態では、共振電流検出部を共振コンデンサＣｒと共振インダクタＬｒとの接続点と直流電源Ｅｄの負極端子との間に直列に接続した補助コンデンサＣｓおよび抵抗Ｒｓで構成したが、他の構成でもよい。たとえば、共振電流検出部は、共振コンデンサＣｒに補助コンデンサＣｓを並列に接続し、その補助コンデンサＣｓに流れる電流を小さな抵抗値の抵抗で電圧に変換して取り出す構成とすることができる。

図４は第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の構成例を示す回路図、図５は制御・駆動回路の構成例を示す回路図、図６は第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の動作状態を示す説明図である。なお、この図４および図５において、図１および図２に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

この第２の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置は、図４に示したように、トランスＴの一次側に第２の巻線Ｐ２とは極性の異なる第３の巻線Ｐ３を新たに備え、その出力端子は、制御・駆動回路１４に接続されている。ここで、第２の巻線Ｐ２および第３の巻線Ｐ３は、巻線電圧検出部を構成している。この共振型スイッチング電源装置は、第３の巻線Ｐ３以外の構成要素に関しては、第１の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置と同じである。

制御・駆動回路１４は、図５に示したように、トランスＴの第２の巻線Ｐ２の出力端子は、比較器２８の反転入力に接続され、第３の巻線Ｐ３の出力端子は、比較器３０の反転入力に接続されている。これにより、第３の巻線Ｐ３には、図６に示したように、第２の巻線Ｐ２により検出された電圧と逆極性の電圧が得られ、もっぱらハイサイドのスイッチＱ２がオンしている期間に電圧ＶＮＰがゼロとなるタイミングの検出に用いられる。

この共振型スイッチング電源装置の動作は、極性検出回路に入力される電圧ＶＮＰを、互いに逆極性の検出電圧を出力する第２の巻線Ｐ２および第３の巻線Ｐ３から得ていることを除いて、第１の実施の形態に係るものと同じである。すなわち、比較器２８は、第２の巻線Ｐ２から電圧ＶＮＰに相当する電圧を受けて、その電圧の極性が正極から負極に反転したことを検出すると、比較器３２の出力が保護回路４２に接続されて第２閾値Ｖｔｈ２による比較結果を有効にする。スイッチＱ１のオン期間に共振電流が第２閾値Ｖｔｈ２に相当する電流値を上回ったことを比較器３２が検出するようなことがあると、保護回路４２によってスイッチＱ１をターンオフする。同様に、比較器３０は、第３の巻線Ｐ３から電圧ＶＮＰに相当する電圧を受けて、その電圧の極性が正極から負極に反転したことを検出すると、比較器３４の出力が保護回路４２に接続されて第１閾値Ｖｔｈ１による比較結果を有効にする。スイッチＱ２のオン期間に共振電流が第１閾値Ｖｔｈ１に相当する電流値を下回ったことを比較器３４が検出するようなことがあると、保護回路４２によってスイッチＱ２をターンオフする。

図７は第３の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。なお、この図７において、図１に示した構成要素と同じまたは均等の構成要素については同じ符号を付してその詳細な説明は省略する。

この第３の実施の形態に係る共振型スイッチング電源装置は、図７に示したように、トランスＴをローサイドのスイッチＱ１に並列に接続した構成を有している。すなわち、共振回路を構成する共振インダクタＬｒと、トランスＴの一次側の第１の巻線Ｐ１と、共振コンデンサＣｒとの直列回路は、ローサイドのスイッチＱ１の両端に接続されている。この直列回路には、共振電流ＩＣｒを検出する抵抗Ｒｓが挿入され、共振電流検出部を構成している。この抵抗Ｒｓと共振コンデンサＣｒとの接続点は、制御・駆動回路１４に接続され、抵抗Ｒｓによる検出電圧ＶＩＳを制御・駆動回路１４の共振電流検出回路に供給するようにしている。また、共振インダクタＬｒをトランスの漏れインダクタンスにより構成するようにしてもよい。なお、本実施の形態においては、検出電圧ＶＩＳの正負と共振電流ＩＣｒの正負は同じになる。

トランスＴの一次側の第２の巻線Ｐ２は、その負極側の端子が制御・駆動回路１４に接続されて、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰに相当する電圧を制御・駆動回路１４の極性検出回路に供給するようにしている。

この共振型スイッチング電源装置の制御・駆動回路１４は、図２に示したものと基本的に同じである。但し検出電圧ＶＩＳの正負と共振電流ＩＣｒの正負が同じであることから、第１閾値Ｖｔｈ１を負電圧、第２閾値Ｖｔｈ２を正電圧にしておくとともに、比較器３２，３４の反転入力端子と非反転入力端子への信号の接続を図２のものとは逆にしておく。これにより、動作も第１の実施の形態と同じとなる。もちろん、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰを検出する巻線を図４のように極性の異なる第２の巻線Ｐ２および第３の巻線Ｐ３とし、図５に示した制御・駆動回路１４を使用してもよい。この場合も、第１閾値Ｖｔｈ１を負電圧、第２閾値Ｖｔｈ２を正電圧にしておくとともに、比較器３２，３４の反転入力端子と非反転入力端子への信号の接続を図５のものとは逆にしておく。

なお、この第３の実施の形態では、共振電流検出部を共振コンデンサＣｒに直列に接続した抵抗Ｒｓで構成したが、他の構成でもよい。たとえば、共振電流検出部は、共振コンデンサＣｒに補助コンデンサＣｓを並列に接続し、その補助コンデンサＣｓに流れる電流を小さな抵抗値の抵抗で電圧に変換して取り出す構成とすることができる。

上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。

１０ 出力電圧監視回路
１２ フォトカプラ
１４ 制御・駆動回路
１６ 帰還回路
１８ 発振器
２０，２２ デッドタイム発生回路
２４ ローサイドドライバ
２６ ハイサイドドライバ
２８，３０，３２，３４ 比較器
３６ 第１セレクタ
３８ 第２セレクタ
４０ 位相判定回路
４２ 保護回路

この共振型スイッチング電源装置の制御・駆動回路１４は、図２に示したものと基本的に同じである。但し検出電圧ＶＩＳの極性と共振電流ＩＣｒの極性が同じであることから、第１閾値Ｖｔｈ１を負電圧、第２閾値Ｖｔｈ２を正電圧にしておくとともに、比較器３２，３４の反転入力端子と非反転入力端子への信号の接続を図２のものとは逆にしておく。これにより、動作も第１の実施の形態と同じとなる。もちろん、第１の巻線Ｐ１の電圧ＶＮＰを検出する巻線を図４のように極性の異なる第２の巻線Ｐ２および第３の巻線Ｐ３とし、図５に示した制御・駆動回路１４を使用してもよい。この場合も、第１閾値Ｖｔｈ１を負電圧、第２閾値Ｖｔｈ２を正電圧にしておくとともに、比較器３２，３４の反転入力端子と非反転入力端子への信号の接続を図５のものとは逆にしておく。

Claims (6)

1. 直流電圧が入力される端子の両端に直列に接続された第１のスイッチおよび第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチの両端に接続され、共振コンデンサと共振インダクタンスおよびトランスの漏れインダクタンスの少なくとも一方のインダクタンスと前記トランスの一次側の第１の巻線との直列回路と、
   前記直列回路を流れる共振電流を検出する共振電流検出部と、
   前記トランスの前記第１の巻線の両端電圧である巻線電圧を検出する巻線電圧検出部と、
   前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチを交互にオン・オフ駆動させる制御・駆動部と、
   を備え、
   前記制御・駆動部は、前記巻線電圧検出部が検出した前記巻線電圧の極性が反転したことを検出後、前記共振電流検出部が検出した前記共振電流が前記巻線電圧の極性反転直前の前記共振電流に対する閾値を超えたことを検出したときにオフしていない前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチがあれば、オフしていない前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチをターンオフする保護機能を有していることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
2. 前記共振電流検出部は、前記共振コンデンサと前記共振インダクタンスおよびトランスの漏れインダクタンスの少なくとも一方のインダクタンスとの接続点および前記直流電圧の負極端子の間に補助コンデンサを接続し、前記補助コンデンサに流れる電流を抵抗で電圧に変換して出力するよう構成されていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の共振型スイッチング電源装置。
3. 前記共振電流検出部は、前記直列回路に流れる電流を前記直列回路に挿入した抵抗で電圧に変換して出力するよう構成されていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の共振型スイッチング電源装置。
4. 前記巻線電圧検出部は、前記トランスの一次側に前記第１の巻線と密に結合された第２の巻線を備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の共振型スイッチング電源装置。
5. 前記巻線電圧検出部は、前記トランスの一次側に前記第１の巻線と密に結合されていて互いに極性が反転された第２の巻線および第３の巻線を備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の共振型スイッチング電源装置。
6. 前記制御・駆動部は、前記巻線電圧検出部の検出した電圧の極性が反転するタイミングを検出する極性検出回路と、
   正負二つの閾値が設定されていて、前記正負二つの閾値のうちの、前記巻線電圧検出部の検出した電圧の極性が反転する直前の前記共振電流と正負が同じ閾値を前記共振電流の極性が反転する方向で超えるタイミングを検出する共振電流閾値検出回路と、前記極性検出回路が極性反転を検出したときにオフしていない前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチがある場合に前記共振電流閾値検出回路の検出出力を有効にするセレクタと、前記共振電流閾値検出回路の検出出力によってオフしていない前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチをターンオフする保護回路とを備えていることを特徴とする請求の範囲第１項記載の共振型スイッチング電源装置。

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