CN108832816B - 控制方法、控制器及开关变换器 - Google Patents

控制方法、控制器及开关变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN108832816B
CN108832816B CN201810821865.2A CN201810821865A CN108832816B CN 108832816 B CN108832816 B CN 108832816B CN 201810821865 A CN201810821865 A CN 201810821865A CN 108832816 B CN108832816 B CN 108832816B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
switch
time
switching
power switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201810821865.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108832816A (zh
Inventor
李国旺
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Original Assignee
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd filed Critical Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority to CN201810821865.2A priority Critical patent/CN108832816B/zh
Publication of CN108832816A publication Critical patent/CN108832816A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108832816B publication Critical patent/CN108832816B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

公开了一种控制方法、控制器及开关变换器，通过在超音频模式下控制整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发功率开关导通第二时间，并根据与输出电压相关的调节信号调节所述第一时间以使得开关变换器的开关周期保持在设定周期，由此，可以避免开关变换器在超音频模式下出现音频噪声，同时增强了系统的稳定性，提高系统的效率。

Description

控制方法、控制器及开关变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种控制方法、控制器及开关变换器。
背景技术
便携式设备对轻载模式下的效率具有很高的要求，降压型拓扑(BUCK)的开关型变换器通常在电感电流过零时会关断功率开关，从而降低功率开关的开关频率，减少功率开关的开关损耗，进而提高整个电路系统的效率。而存在的问题是，在轻载或空载模式下，如果开关频率低于20kHz，就会产生音频噪声，这对便携式设备来说是不能接受的。为了在提高轻载效率的同时避免音频噪声，通常会设计一种介于传统的轻载高效模式和强制连续模式之间的超音频模式。超音频模式是指在开关型变换器轻载或空载运行时控制功率开关和整流开关的开关频率始终在20kHz之上的工作模式，这样可以防止音频噪声的出现。
然而，如何保证超音频模式下输出电压的精度和增强系统的稳定性是亟待解决的问题。
发明内容
有鉴于此,本发明提供一种控制方法、控制器及开关变换器，以在避免开关变换器在超音频模式下出现音频噪声的同时增强系统的稳定性，提高系统的效率。
第一方面，提供一种控制方法，用于控制开关变换器，所述开关变换器包括功率开关和整流开关，所述控制方法包括：
在所述开关变换器工作在超音频模式下时控制所述整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发所述功率开关导通第二时间，以使得所述开关变换器的开关周期保持在设定周期，从而避免音频噪声的产生；
其中，根据与输出电压相关的调节信号调节所述第一时间以增强系统的稳定性。
进一步地，所述功率开关导通的第二时间为固定值。
进一步地，所述方法还包括在所述功率开关关断后，控制所述整流开关导通，并当所述开关变换器的电感电流下降至零时，关断所述整流开关。
进一步地，判断所述开关变换器工作在所述超音频模式下的步骤为：
比较所述开关变换器的待机时间和预设时间；以及
根据比较结果产生强制导通控制信号，以强制所述整流开关进行开关动作，其中
当所述开关变换器的待机时间大于所述预设时间时，所述开关变换器在所述超音频模式下工作；当所述开关变换器的待机时间小于或等于所述预设时间时，所述开关变换器脱离所述超音频模式工作。
进一步地，在所述开关变换器脱离所述超音频模式工作时控制所述功率开关维持导通所述第二时间后控制所述整流开关导通，并当所述开关变换器的电感电流下降至零时，关断所述整流开关。
进一步地，在所述开关变换器工作在超音频模式下时，所述调节信号在每个所述开关周期的所述第一时间内为一下降斜率由所述输出电压控制的斜坡信号，在每个所述开关周期的其它时间内为零。
进一步地，所述调节信号在所述第一时间内的下降斜率随所述输出电压的增大而增大。
进一步地，当所述开关变换器脱离所述超音频模式工作时，所述调节信号在每个开关周期均为零。
进一步地，在超音频模式下控制所述整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发所述功率开关导通第二时间包括：
根据反馈叠加信号在所述整流开关导通所述第一时间后触发所述功率开关导通，同时使得所述整流开关关断，并控制所述功率开关导通所述第二时间，其中所述反馈叠加信号通过在输出反馈信号上叠加所述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
进一步地，在所述开关变换器脱离所述超音频模式时控制所述功率开关维持导通所述第二时间包括：
根据反馈叠加信号控制所述功率开关导通所述第二时间，其中所述反馈叠加信号通过在输出反馈信号上叠加所述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
进一步地，根据反馈叠加信号控制所述功率开关导通所述第二时间包括：
在所述反馈叠加信号下降到补偿基准信号时控制所述功率开关导通第二时间，其中，所述补偿基准信号由补偿信号与表征输出电压期望值的基准信号叠加形成，所述补偿信号用于表征所述输出电压与所述输出电压期望值之间的误差。
第二方面，提供一种控制器，用于控制开关变换器，所述开关变换器包括功率开关和整流开关，所述控制器包括开关控制电路，所述开关控制电路被配置为在所述开关变换器工作在超音频模式下时控制所述整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发所述功率开关导通第二时间，以使得所述开关变换器的开关周期保持在设定周期，从而避免音频噪声的产生；
其中，所述开关控制电路被配置为根据与输出电压相关的调节信号调节所述第一时间以增强系统的稳定性。
进一步地，所述功率开关导通的第二时间为固定值。
进一步地，所述控制器包括续流控制电路，被配置为在所述功率开关关断后控制所述整流开关导通，当所述开关变换器的电感电流过零时，控制所述整流开关关断。
进一步地，所述控制器还包括强制导通控制电路，被配置为输出强制导通控制信号，以强制所述整流开关进行开关动作。
进一步地，所述强制导通控制电路还包括定时电路，用于检测所述开关变换器的待机时间，其中当所述待机时间大于预设时间时，使所述强制导通控制信号有效，所述开关变换器工作在超音频模式；当所述待机时间小于或等于所述预设时间时，使所述强制导通控制信号无效，所述开关变换器脱离所述超音频模式工作。
进一步地，所述控制器还包括调节信号生成电路，被配置为受所述强制导通控制信号控制，以产生所述调节信号。
进一步地，当所述开关变换器工作在所述超音频模式时，所述调节信号生成电路控制所述调节信号为在所述第一时间内产生一下降斜率由所述输出电压控制的斜坡信号，在每个所述开关周期的其它时间内为零。
进一步地，所述调节信号在所述第一时间内的下降斜率随所述输出电压的增大而增大。
进一步地，当所述开关变换器脱离所述超音频模式工作时，所述调节信号生成电路控制所述调节信号在每个所述开关周期内均为零。
进一步地，所述开关控制电路包括：
导通触发电路，被配置为生成导通触发信号，以触发所述功率开关导通，同时使得所述强制导通控制信号无效；
导通时间控制电路，被配置为受所述强制导通信号控制，并控制所述功率开关导通所述第二时间后产生关断触发信号；以及
开关控制信号生成电路，根据所述导通触发信号和所述关断触发信号输出第一开关控制信号，所述第一开关控制信号用于表征所述功率开关的导通时序。
进一步地，所述导通时间控制电路受所述强制导通控制信号控制以使得所述功率开关的导通时间在所述开关变换器脱离所述超音频模式时保持不变。
进一步地，所述导通触发电路包括：
误差放大电路，其被配置为根据所述输出反馈信号和表征输出电压期望值的基准信号获得补偿信号，并将所述补偿信号和所述基准信号叠加输出所述补偿基准信号；以及
比较器，被配置为根据反馈叠加信号和所述补偿基准信号输出所述导通触发信号，其中所述反馈叠加信号通过所述输出反馈信号叠加所述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
第三方面，提供一种开关变换器，包括：
功率开关；
整流开关；以及
如上所述的控制器。
本发明实施例的技术方案通过在超音频模式下控制整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发功率开关导通第二时间，并根据与输出电压相关的调节信号调节所述第一时间以使得开关变换器的开关周期保持在设定周期，因此，可以避免开关变换器在超音频模式下出现音频噪声，同时保证了系统的稳定性，提高系统的效率。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是一个对比例的开关变换器的控制电路的电路图；
图2是本发明实施例的开关变换器在超音频模式下的工作原理图；
图3是本发明实施例的开关变换器的电路图；
图4是本发明实施例的强制导通控制电路的电路图；
图5是本发明实施例的调节信号生成电路的电路图；
图6是本发明实施例的导通时间控制电路的电路图；
图7是本发明实施例的续流控制电路的电路图；
图8是本发明实施例的开关变换器在超音频模式下的工作波形图；
图9是本发明实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本申请进行描述，但是本申请并不仅仅限于这些实施例。在下文对本申请的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本申请。为了避免混淆本申请的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本申请的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本申请的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是一个对比例的开关变换器的控制电路的电路图。如图1所示，在开关变换器处于超音频模式下，在系统正常启动(即ss_down＝1)之后进入待机状态(即NCL＝1)的时间达到预设时间时，时钟信号clk置高，强制导通控制信号forceL置高，系统就会强制整流开关导通。误差信号Vc(用于表征输出电压和输出电压期望值的误差)控制电流Ivc(Ivc＝Vc*gm，gm为受控电流源Ivc的转换系数)的大小，从而控制对电容Cx的充电电流，进而控制强制整流开关导通的时间。在误差信号Vc为负且幅值越大时，受控电流源Ivc越大，产生的斜坡电压的斜率越平缓，比较器翻转的时间就会越长，对应地，控制功率开关导通信号forceH就会越迟，这就可以实现强制整流开关开通时间随误差信号Vc幅值的调节。其中，开关变换器的待机状态指其功率开关和整流开关均关断的状态。待机时间指开关变换器处于待机状态的时间，也即功率开关和整流开关均关断至下一次功率开关导通的时间。
在宽范围电压应用中，由于电容Cx的充电电流(也即Ix-Ivc)随着占空比的增大而减小，斜坡电压的斜率也减小，强制整流开关开通的时间则增大，因此强制整流开关导通的时间和此充电电流近似成反比例的关系。因此，在该对比例的控制电路工作在超音频模式时，如果占空比较大或较小均会导致输出电压难以调节。也即，在占空比较大时，斜坡电压的斜率太小。而占空比较小时斜坡电压的斜率又太大。同时，在对比例中，受控电流源Ivc的比例系数gm只是一个固定的值，不能做到随占空比连续可调，可能会出现在某一占空比下输出电压失调的情况。此失调可能表现在两个方面：一方面就是系统在某一占空比运行下，由于受控电流源Ivc的比例系数gm设定值过小而导致整流开关导通时间相对缩短，那么输出电压就会飘高，直至触发过压保护。另一方面就是系统在某一占空比运行下，由于受控电流源Ivc的比例系数gm设计值过大而导致整流开关导通时间相对延长，那么输出电压就会偏低，在超音频工作周期内，可能导致功率开关开通，输出电压出现电压纹波，造成系统的不稳定。
图2是本发明实施例的开关变换器在超音频模式下的工作原理图。如图2所示，开关变换器内部控制超音频工作模式的定时电路在功率开关和整流开关都关断，也即系统进入待机状态后开始计时，当计时时间大于预设时间后，先将整流开关的开关控制信号GL置高，控制整流开关导通以将输出电容的电荷量释放一段时间后，再将功率开关的开关控制信号GH置高控制功率开关导通。其中，预设时间的设定可以将开关周期保持在设定周期，从而避免音频噪声的产生。此外，本实施例中，功率开关导通预设的固定时间。在功率开关导通固定时间后，将功率开关的开关控制信号GH置低以控制功率开关关断，并将整流开关的开关控制信号GL置高以控制整流开关导通直至电感电流IL过零后控制整流开关关断，系统进入待机状态开始下一次的计时。基于这种思想，实现的主要难度在于如何控制整流开关的强制导通时间。当输出空载时，需要保证输出电容释放的电荷量q1和输出电容充电的电荷量q2相等，才能使得输出电压稳定在一个预设的范围内。其中，如图2所示，通过对电感电流IL进行积分以获取输出电容的充电电荷量q2和放电电荷量q1。当输出轻载且没有脱离超音频模式工作时，需要保证q2＝q1+IL×1/30kHz，才能使得输出电压稳定在一个预设的范围内。应理解，图2中的控制策略以开关频率Clock保持在30kHz为例，可根据实际电路的需求来设置开关频率。
图3是本发明实施例的开关变换器的电路图。图4是本发明实施例的强制导通控制电路的电路图。图5是本发明实施例的调节信号生成电路的电路图。图6是本发明实施例的导通时间控制电路的电路图。图7是本发明实施例的续流控制电路的电路图。
本实施例的开关变换器基于图2中的控制策略来实现。如图3所示，本实施例的开关变换器包括功率开关Q1、整流开关Q2、电感L、输出电容C和控制器3。
其中，控制器3被配置为在超音频模式下控制整流开关Q2在每个开关周期导通第一时间后触发功率开关Q1导通第二时间，以使得开关变换器的开关周期保持在设定周期，也即开关频率保持在预定值，从而避免音频噪声的出现并提高系统的效率。其中，控制器3被配置为使得开关变换器的开关频率保持在20kHz以上，也即上述预定值大于或等于20kHz，以避免音频噪声的出现。本实施例中第二时间为预设的固定时间。同时，控制器3还被配置为根据与输出电压Vout相关的调节信号Vslope调节整流开关Q2导通的第一时间以使得开关变换器具有稳定的输出电压。其中，当开关变换器工作于超音频模式下时，调节信号Vslope在每个开关周期的第一时间内(也即每个开关周期中整流开关Q2第一次导通的时间)为一下降斜率由输出电压控制的斜坡信号，在每个开关周期的其它时间内零。并且，调节信号Vslope在每个开关周期的第一时间内的下降斜率随输出电压Vout的增大而增大。当开关变换器脱离超音频模式工作时，调节信号Vslope在每个开关周期始终为零。
控制器3包括强制导通控制电路31、开关控制电路32、续流控制电路33和调节信号控制电路35。优选地，控制器3还包括逻辑电路34。
强制导通控制电路31被配置为检测开关变换器的待机时间。在当前的待机时间大于预设时间时，开关变换器工作在超音频模式下，强制导通控制电路31被配置为输出有效的强制导通控制信号ForceL以控制整流开关Q2导通。其中，预设时间是指在开关变换器的开关周期为设定周期时的待机时间。具体地，在系统正常软启动之后进入待机状态的时间(即待机时间)达到预设时间后强制导通控制电路31输出有效的强制导通控制信号ForceL至逻辑电路34，使得逻辑电路34输出的开关控制信号GL置高，控制整流开关Q2导通。在当前的待机时间小于或等于预设时间时，开关变换器脱离超音频模式工作，强制导通控制电路31被配置使得强制导通控制信号ForceL始终保持无效，不再强制整流开关Q2先导通。
在一种可选的实施方式中，强制导通控制电路31的电路图如图4所示，本实施例的强制导通控制电路31包括定时电路311、门电路NAND、反相器inv和RS触发器312。定时电路311包括开关K1、电容C1、电流源I1和比较器cmp1。其中，门电路NAND的输入端输入开关变换器的软启动信号ss_down、待机状态信号NCL和时钟信号clk'，输出端与开关K1的控制端连接以控制开关K1的导通和关断。开关K1和电容C1并联连接在中间端i和接地端之间。电流源I1与电容C1通过中间端i连接以向电容C1充电。比较器cmp1的输入端输入电容C1的电压Vt和基准电压Vref1，输出端输出时钟信号clk'。反相器inv将时钟信号clk'反相后输出时钟信号clk至RS触发器312的置位端S。RS触发器312的复位端R受有效的功率开关Q1的导通触发信号set控制，以实现在触发功率开关Q1导通的同时关断整流开关Q2。应理解，RS触发器312的连接还可以有其他方式，以实现同样的功能，如其复位端与逻辑电路相连，同样实现触发功率开关Q1导通的同时关断整流开关Q2。
在开关周期开始时，软启动信号ss_down＝1，待机状态信号NCL＝1(也即功率开关Q1和整流开关Q2均关断)。由于此时电容C1的电压Vt小于基准电压Vref1，时钟信号clk'＝1。因此，门电路NAND此时输出的信号为低电平，开关K1关断，电流源I1向电容C1充电，电容C1上的电压Vt逐渐上升至基准电压Vref1使得时钟信号clk'＝0。应理解，基准电压Vref1用于表征开关变换器的待机时间的预设时间。也即，在电容C1上的电压Vt上升到大于基准电压Vref1时，表明开关变换器当前的待机时间大于预设时间，也即开关变换器当前工作于超音频模式下。
时钟信号clk'经过反相器inv后获得高电平的时钟信号clk，使得RS触发器312被置位，输出端Q输出有效的强制导通控制信号ForceL至逻辑电路34，逻辑电路34根据有效的强制导通控制信号ForceL使得开关控制信号GL置高，控制整流开关Q2导通。在触发功率开关Q1导通时(也即功率开关Q1的开关控制信号GH置高时)，RS触发器312被复位，强制导通控制信号ForceL无效，从而关断整流开关Q2，至此整流开关Q2导通的第一时间结束。此时，待机状态信号NCL无效，门电路NAND输出的信号为高电平从而控制开关K1导通，电容C1释放电荷，并重新对下一个待机时间开始计时。
当待机时间小于预定时间时，电容C1上的电压Vt始终小于基准电压Vref1，则时钟信号clk’始终为1，从而使得强制导通控制信号ForceL始终为0，不会强制整流开关Q2导通。在另一种实施方式中，强制导通控制电路31的输出可以直接与整流开关Q2的控制端连接以控制整流开关Q2导通。
由图4及上述内容可知，定时电路311定时的时间t1＝Vref1*C1/I1。通过设定定时电路311的时间可以设定开关变换器的开关周期与超音频工作频率(也即开关频率大于20kHz)相对应，以保证系统待机时间保持在预设时间，不会超出音频范围所对应的时间，从而避免设备出现音频噪声。
开关控制电路32包括导通触发电路321、导通时间控制电路322、开关控制信号生成电路323和分压电路324。其中，分压电路324包括电阻R1和电阻R2，用于获取输出反馈信号Vfb。在另一种实施方式中，可以省略分压电路324，以在输出端直接采集获取输出反馈信号Vfb。如图3所示，在一个可选的实现方式中，开关控制信号生成电路323包括RS触发器323b。
导通触发电路321包括误差放大电路321a、加法器sum2、加法器sum2和比较器cmp。在一种可选的实现方式中，误差放大电路321a包括误差放大器gm和加法器sum1。误差放大器gm输入端输入输出反馈信号Vfb和用于表征输出电压期望值的基准信号Vref，输出端输出补偿信号Vcorr至加法器sum1。加法器sum1使得补偿信号Vcorr和基准电压Vref叠加后输出补偿基准信号Vref_corr至比较器cmp的一个输入端(例如，同相输入端)。加法器sum2和sum3用于在输出反馈信号Vfb上叠加随电感L的电流同步变化的纹波信号Vramp和调节信号Vslope以生成反馈叠加信号Vfb_plus。比较器cmp的输入端输入补偿基准信号Vref_corr和反馈叠加信号Vfb_plus，输出端输出导通触发信号set。其中，导通触发电路321被配置为在反馈叠加信号Vfb_plus下降到补偿基准信号Vref_corr时将导通触发信号set置为有效。在导通触发信号set有效时，RS触发器323b被置位以将功率开关Q1的开关控制信号GH置高从而控制功率开关Q1导通。同时，导通触发信号set还与强制导通控制电路31中RS触发器312的复位端R相连，此时控制RS触发器312复位，使得强制导通信号ForceL无效，以控制整流开关的关断，整流开关Q2在开关周期内第一次导通的第一时间结束。
调节信号生成电路35被配置为生成与输出电压Vout相关的调节信号Vslope以调节整流开关Q2在每个开关周期内第一次导通的第一时间，从而提高输出电压的稳定性。其中，调节信号Vslope与输出电压Vout相关。在强制导通控制电路31使得整流开关Q2强制导通开始，调节信号生成电路35受控于有效的强制导通控制信号ForceL生成一个斜率跟随输出电压Vout变化的调节信号Vslope。在功率开关Q1导通，整流开关Q2关断时，调节信号生成电路35受控将调节信号Vslope清零以使得负载快速跳变至脱离超音频模式时消除调节信号Vslope对系统动态性能的影响。
在一种可选的实施方式中，调节信号生成电路35的电路图如图5所示，本实施例的调节信号生成电路35包括反相器inv1、开关K2、电容C2、受控电流源Islope和受控电压源U1。反相器inv1与开关K2的控制端连接，被配置为将强制导通控制信号ForceL反相后控制开关K2的导通和关断。开关K2和电容C2并联连接在中间端j和接地端之间。受控电流源Islope受控于与输出电压Vout成比例的信号kVout，其与电容C2通过中间端j连接以向电容C2充电。受控电压源U1的控制端连接至中间端j，受控于电容C2上的电压生成调节信号Vslope。若整流开关Q2导通第一时间tq2，则调节信号Vslope＝-Islope*tq2/C2。因此，当输出电压Vout较高时，受控电流源Islope输出的电流值较高，也即调节信号Vslope的斜率更大，使得整流开关Q2导通的第一时间tq2较短，从而避免在占空比较大的情况下由于强制导通整流开关Q2的时间过长，输出电容C释放的电荷量过多而导致的在同一个周期内功率开关Q1不稳定的情况，进而提高系统的稳定性。
进一步地，在整流开关Q2导通第一时间tq2后受控关断时，强制导通控制电路31输出的强制导通控制信号ForceL为低电平，开关K2受控导通，调节信号Vslope下降至零。
当开关变换器脱离超音频模式工作时，系统的休眠时间始终小于或等于预设时间，使得强制导通控制信号ForceL始终为低电平，开关K2保持导通，从而使得电容C2上的电压始终为零，因此调节信号产生电路35产生的调节信号Vslope始终为零。
导通时间控制电路322被配置为使得功率开关Q1导通第二时间后将关断触发信号rst置为有效。本实施例中以功率开关Q1导通固定时间为例，在另一种可选的实施例中，功率开关Q1的导通时间可以调节。开关控制信号生成电路323中的RS触发器323b被有效的关断触发信号rst复位以使得输出的功率开关Q1的开关控制信号GH置低，从而控制功率开关Q1关断。同时，RS触发器323b的输出端Q'输出高电平的控制信号GH'至逻辑电路34，逻辑电路34根据控制信号GH'使得整流开关Q2的开关控制信号GL置高，以控制整流开关Q2导通，开始对电感L的电流进行续流。
在一种可选的实施方式中，导通时间控制电路322的电路图如图6所示，本实施例的导通时间控制电路322包括或门电路OR、开关K3、开关K4、开关K5、电阻R3和R4、电流源Iref、电流源Iramp和比较器cmp2。
在本实施例中，为了防止强制导通整流开关Q2的第一时间而对功率开关Q1的导通时间的影响，在或门电路OR的输入端加入了强制导通控制信号ForceL，以控制开关K4在整流开关Q2或功率开关Q1导通时均导通，从而使得电容C5的电压kVoutB能够表征开关变换器的占空比信息，也即电容C5的电压kVoutB跟随开关变换器的输出电压Vout的平均值变化。因此，功率开关Q1的导通时间在脱离超音频模式工作时不会受到影响，维持在超音频模式下的第二时间。
其中，或门电路OR的输入端输入待机状态信号NCL的反相信号NCL'和强制导通控制信号ForceL，输出端输出控制信号hold以控制开关K4的导通和关断。电流源Iref和开关K3串联至中间端n，电阻R3与开关K4依次串联连接在中间端n和接地端之间，电阻R4与电容C5依次串联后与电容C4并联连接在中间端n和接地端之间，电容C5上的电压kVoutB输入至比较器cmp2的一个输入端(例如，反相输入端)。电流源Iref被配置为给电容C4和C5充电。开关K5和电容C3并联连接在比较器cmp2的另一个输入端(例如，同相输入端)和接地端之间。电流源Iramp被配置为给电容C3充电。比较器cmp2的输入端输入电容C5的电压kVoutB和电容C3的电压Vcap，输出端输出关断触发信号rst。
如图6所示，在本实施例中，在开关变换器中的功率开关Q1或整流开关Q2导通时，也即待机状态信号NCL＝0，NCL'＝1或强制导通控制信号ForceL＝1时，或门电路OR输出高电平的控制信号hold以控制开关K4在开关变换器非待机状态时持续导通，这使得电容C5的电压kVoutB能够表征开关变换器正常输出下的占空比信息。开关K3受控于功率开关Q1的开关控制信号GH，K5受控于功率开关Q1的开关控制信号GH的反相信号GH'，使得在功率开关Q1导通期间(即GH＝1,GH'＝0)电流源Iref给电容C4和电容C5充电，电流源Iramp给电容C3充电。此时，kVoutB＝Iref*R*D，Vcap＝Iramp*t3/C3，t3为电容C3的充电时间。在电容C3的电压Vcap大于电容C5的电压kVoutB时，输出有效的关断触发信号rst，以通过复位RS触发器323b生成低电平的开关控制信号GH，功率开关Q1受控关断。电流源Iref和电流源Iramp可以为恒流源，也可以为受输入电压控制的受控电流源。
在本实施例中，在开关变换器进入待机状态后，强制导通控制信号ForceL＝0，待机状态信号NCL＝1，NCL'＝0，因此控制信号hold为低电平以控制开关K4在开关变换器处于待机状态时关断。此时，电容C5的电压kVoutB电压保持，以保证开关变换器工作在任一模式切换前后功率开关Q1导通的第二时间不会受到影响。
续流控制电路33被配置为在开关变换器中的电感电流过零时控制整流开关Q2关断。在一种可选的实现方式中，续流控制电路33的电路图如图7所示，续流控制电路33包括比较器cmp3、门电路AND1、RS触发器331、RS触发器332和门电路AND2。
其中，比较器cmp3的输入端输入过零检测信号Vlx和过零点电压设定值Vzcp，输出端输出比较信号zc至门电路AND1。其中，过零点电压设定值Vzcp为一个近似为0的值。门电路AND1的输入端分别输入比较信号zc、最小关断时间信号min_off和开关控制信号GH的反相信号GH'，输出端输出信号rs至RS触发器331的置位端S。RS触发器331的输出端Q输出信号NEG至RS触发器332的复位端R。RS触发器332的置位端S输入开关控制信号GH，输出端Q'输出待机状态信号NCL，输出端Q输出待机状态信号NCL的反相信号NCL'至门电路AND2。门电路AND2的输入端输入待机状态信号NCL的反相信号NCL'和开关控制信号GH的反相信号GH'，输出端输出控制信号BAG至逻辑电路34中以生成开关控制信号GL。
在整流开关Q2在开关周期中第二次导通时，也即对电感L的电流进行续流时，功率开关Q1受控关断，其开关控制信号GH＝0，GH'＝1，电感电流IL逐渐下降，在电感电流IL的过零检测信号Vlx达到过零点电压设定值Vzcp时，比较器cmp3输出的比较信号zc＝1，在保证最小关断时间信号min_off＝1后，门电路AND1的输出信号rs＝1。RS触发器331被置位使得信号NEG＝1，使得RS触发器332被复位，待机状态信号NCL＝1，NCL'＝0，门电路AND2输出的控制信号BAG＝0，使得逻辑电路34输出的开关控制信号GL＝0，整流开关Q2受控关断，开关控制电路进入待机状态。
在本实施例中，通过在超音频模式下控制整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发功率开关导通第二时间，并根据与输出电压相关的调节信号调节整流开关导通的第一时间以使得开关变换器的开关周期保持在预定时间，也即开关频率保持在预定值，由此，可以避免开关变换器在超音频模式下出现音频噪声，同时增强了系统的稳定性，避免了开关变换器的输出电压出现失调或功率开关在一个开关周期开通多次使得输出电压出现纹波的情况，提高系统的效率。
图8是本发明实施例的开关变换器在超音频模式下的工作波形图。在一个新的开关周期开始后，强制导通控制电路31在预定时间后输出有效地强制导通控制信号ForceL。如图8所示，在t0时刻，强制导通控制电路31输出有效的强制导通控制信号ForceL，使得开关控制信号GL切换为有效以控制整流开关Q2导通，从而释放输出电容C上的电荷，电感电流IL开始下降。同时，调节信号生成电路35中的开关K2受控关断，调节信号生成电路35生成下降斜率与输出电压Vout相关的调节信号Vslope。反馈叠加信号Vfb_plus逐渐下降并在t1时刻下降至补偿基准信号Vref_corr，导通触发电路321输出有效的导通触发信号set使得RS触发器323b的输出端Q输出有效的开关控制信号GH控制功率开关Q1导通，同时使得强制导通信号ForceL置低，整流开关Q2关断，电感L的电流IL开始上升。
在t1时刻，导通时间控制电路322受控于开关控制信号GH、强制导通控制信号ForceL以及待机状态信号NCL控制功率开关导通第二时间(也即t1时刻-t2时刻)。也即，导通时间控制电路322在t2时刻输出关断触发信号使得RS触发器323b复位，将输出端Q输出的开关控制信号GH置低以控制功率开关Q1关断。同时，输出端Q'输出的信号GH'置高，这使得控制逻辑电路34将开关控制信号GL置高，整流开关Q2导通对电感L的电流进行续流，电感电流IL开始下降。
在本实施例中，通过在导通时间控制电路322中引入强制导通控制信号ForceL可以使得功率开关Q1在模式切换前后导通的第二时间能够保持一致，无需再增设过零切换电路，从而简化了电路结构，并且便于实现。
在t2时刻，续流控制电路33被配置为获取过零检测信号Vlx，并在过零检测信号Vlx达到过零点电压设定值Vzcp时(t3时刻)输出低电平的控制信号BAG以控制逻辑电路34使得开关控制信号GL置低，整流开关Q2关断，开关变换器进入下一个周期的待机状态。
其中，在超音频模式下使得充电电荷量q2和放电电荷量q1的关系满足q2＝q1+IL*1/fkHz，其中fkHz>20kHz以避免音频噪声的出现。
当开关变换器脱离超音频模式工作时，整流开关在一个开关周期中仅在功率开关导通第二时间后导通一次，并在电感电流过零时关断。与上述工作过程相比，不同之处在于整流开关不在功率开关导通前被强制导通第一时间，其它工作过程与上述一样，在此不再赘述。
在本实施例中，通过在超音频模式下控制整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发功率开关导通第二时间，并根据与输出电压相关的调节信号调节整流开关导通的第一时间以使得开关变换器的开关周期保持在设定周期，也即开关频率保持在预定值，因此，可以避免开关变换器在超音频模式下出现音频噪声，同时增强了系统的稳定性，提高系统的效率。
图9是本发明实施例的控制方法的流程图。如图9所示，所述方法包括：
在步骤S100，检测开关变换器是否工作于超音频模式。具体地，比较开关变换器的待机时间(也即功率开关和整流开关均处于关断状态的时间)和预设时间。其中，预设时间用于表征开关变换器在超音频模式下预设的设定周期中的待机时间。
在开关变换器当前的待机时间大于预设时间时，开关变换器工作于超音频模式，执行步骤S200。在开关变换器当前的待机时间小于或等于预设时间时，开关变换器脱离超音频模式工作，执行步骤S300。在步骤S200，控制整流开关在每个开关周期导通第一时间。其中，根据与输出电压相关的调节信号调节整流开关导通的第一时间以增强系统的稳定性。
优选地，调节信号在每个所述开关周期的第一时间内为一下降斜率由输出电压控制的斜坡信号，在每个开关周期的其它时间内为零，以使得在负载快速跳变至脱离超音频模式时消除斜坡信号对系统动态性能的影响，从而实现不同模式的平滑切换。
优选地，调节信号在整流开关导通的第一时间内的下降斜率随输出电压的增大而增大，以在占空比较大时使得整流开关的有较短的第一时间，避免由于电容释放的电荷量较多而导致的功率开关不稳定的情况，从而提高输出电压的稳定性。
在步骤S300，若开关变换器工作于超音频模式下，控制功率开关在整流开关导通第一时间后导通第二时间。具体地，根据反馈叠加信号在整流开关在导通第一时间后触发功率开关导通，同时使得整流开关关断，并控制功率开关导通第二时间。其中，反馈叠加信号通过在输出反馈信号上叠加上述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
优选地，在反馈叠加信号下降到补偿基准信号时控制功率开关导通固定时间。其中，补偿基准信号由补偿信号与表征输出电压期望值的基准信号叠加形成，补偿信号用于表征输出电压与输出电压期望值的误差。
若开关变换器脱离超音频模式工作，在待机时间结束后控制功率开关维持导通第二时间。其中，第二时间为一个固定值。进一步地，根据反馈叠加信号控制功率开关导通第二时间。反馈叠加信号通过在输出反馈信号上叠加调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。应理解，在开关变换器脱离超音频模式工作时，调节信号在每个开关周期均为0。
进一步地，在反馈叠加信号下降到补偿基准信号时控制功率开关导通第二时间。其中，补偿基准信号由补偿信号与表征输出电压期望值的基准信号叠加形成。补偿信号用于表征所述输出电压与所述输出电压期望值之间的误差。
在步骤S400，在功率开关导通第二时间并受控关断后，控制整流开关导通第三时间。其中，第三时间为从整流开关在功率开关关断后导通至电感电流下降至零的时间段。
在本实施例中，通过在超音频模式下控制整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发功率开关导通第二时间，并根据与输出电压相关的调节信号调节整流开关导通的第一时间以使得开关变换器的开关周期保持在设定周期，从而在避免开关变换器在超音频模式下出现音频噪声的同时增强了系统稳定性，提高了系统的效率。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (22)

1.一种控制方法，用于控制开关变换器，所述开关变换器包括功率开关和整流开关，其特征在于，所述控制方法包括：
在所述开关变换器工作在超音频模式下时控制所述整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发所述功率开关导通第二时间，以使得所述开关变换器的开关周期保持在设定周期，从而避免音频噪声的产生；
其中，通过在表征输出电压的输出反馈信号上叠加调节信号以调节所述第一时间，从而增强系统的稳定性，所述调节信号在每个所述开关周期的所述第一时间内为一个下降斜率随所述输出电压增大而增大的斜坡信号。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述功率开关导通的第二时间为固定值。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述方法还包括在所述功率开关关断后，控制所述整流开关导通，并当所述开关变换器的电感电流下降至零时，关断所述整流开关。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，判断所述开关变换器工作在所述超音频模式下的步骤为：
比较所述开关变换器的待机时间和预设时间；以及
根据比较结果产生强制导通控制信号，以强制所述整流开关进行开关动作，其中
当所述开关变换器的待机时间大于所述预设时间时，所述开关变换器在所述超音频模式下工作；当所述开关变换器的待机时间小于或等于所述预设时间时，所述开关变换器脱离所述超音频模式工作。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述开关变换器脱离所述超音频模式工作时控制所述功率开关维持导通所述第二时间后控制所述整流开关导通，并当所述开关变换器的电感电流下降至零时，关断所述整流开关。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在所述开关变换器工作在超音频模式下时，所述调节信号在每个所述开关周期除第一时间以外的其它时间内为零。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当所述开关变换器脱离所述超音频模式工作时，所述调节信号在每个开关周期均为零。
8.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，在超音频模式下控制所述整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发所述功率开关导通第二时间包括：
根据反馈叠加信号在所述整流开关导通所述第一时间后触发所述功率开关导通，同时使得所述整流开关关断，并控制所述功率开关导通所述第二时间，其中所述反馈叠加信号通过在输出反馈信号上叠加所述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
9.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，在所述开关变换器脱离所述超音频模式时控制所述功率开关维持导通所述第二时间包括：
根据反馈叠加信号控制所述功率开关导通所述第二时间，其中所述反馈叠加信号通过在输出反馈信号上叠加所述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
10.根据权利要求8或9所述的控制方法，其特征在于，根据反馈叠加信号控制所述功率开关导通所述第二时间包括：
在所述反馈叠加信号下降到补偿基准信号时控制所述功率开关导通第二时间，其中，所述补偿基准信号由补偿信号与表征输出电压期望值的基准信号叠加形成，所述补偿信号用于表征所述输出电压与所述输出电压期望值之间的误差。
11.一种控制器，用于控制开关变换器，所述开关变换器包括功率开关和整流开关，其特征在于，所述控制器包括开关控制电路，所述开关控制电路被配置为在所述开关变换器工作在超音频模式下时控制所述整流开关在每个开关周期导通第一时间后触发所述功率开关导通第二时间，以使得所述开关变换器的开关周期保持在设定周期，从而避免音频噪声的产生；
其中，通过在表征输出电压的输出反馈信号上叠加调节信号以调节所述第一时间，从而增强系统的稳定性，所述调节信号在每个所述开关周期的所述第一时间内为一个下降斜率随所述输出电压增大而增大的斜坡信号。
12.根据权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述功率开关导通的第二时间为固定值。
13.根据权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述控制器包括续流控制电路，被配置为在所述功率开关关断后控制所述整流开关导通，当所述开关变换器的电感电流过零时，控制所述整流开关关断。
14.根据权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括强制导通控制电路，被配置为输出强制导通控制信号，以强制所述整流开关进行开关动作。
15.根据权利要求14所述的控制器，其特征在于，所述强制导通控制电路还包括定时电路，用于检测所述开关变换器的待机时间，其中当所述待机时间大于预设时间时，使所述强制导通控制信号有效，所述开关变换器工作在超音频模式；当所述待机时间小于或等于所述预设时间时，使所述强制导通控制信号无效，所述开关变换器脱离所述超音频模式工作。
16.根据权利要求14所述的控制器，其特征在于，所述控制器还包括调节信号生成电路，被配置为受所述强制导通控制信号控制，以产生所述调节信号。
17.根据权利要求16所述的控制器，其特征在于，当所述开关变换器工作在所述超音频模式时，所述调节信号生成电路控制所述调节信号为在所述第一时间内产生所述调节信号，在每个所述开关周期的其它时间内为零。
18.根据权利要求16所述的控制器，其特征在于，当所述开关变换器脱离所述超音频模式工作时，所述调节信号生成电路控制所述调节信号在每个所述开关周期内均为零。
19.根据权利要求14所述的控制器，其特征在于，所述开关控制电路包括：
导通触发电路，被配置为生成导通触发信号，以触发所述功率开关导通，同时使得所述强制导通控制信号无效；
导通时间控制电路，被配置为受所述强制导通信号控制，并控制所述功率开关导通所述第二时间后产生关断触发信号；以及
开关控制信号生成电路，根据所述导通触发信号和所述关断触发信号输出第一开关控制信号，所述第一开关控制信号用于表征所述功率开关的导通时序。
20.根据权利要求19所述的控制器，其特征在于，所述导通时间控制电路受所述强制导通控制信号控制以使得所述功率开关的导通时间在所述开关变换器脱离所述超音频模式时保持不变。
21.根据权利要求19所述的控制器，其特征在于，所述导通触发电路包括：
误差放大电路，其被配置为根据所述输出反馈信号和表征输出电压期望值的基准信号获得补偿信号，并将所述补偿信号和所述基准信号叠加输出所述补偿基准信号；以及
比较器，被配置为根据反馈叠加信号和所述补偿基准信号输出所述导通触发信号，其中所述反馈叠加信号通过所述输出反馈信号叠加所述调节信号和随电感电流同步变化的纹波信号获得。
22.一种开关变换器，其特征在于，包括：
功率开关；
整流开关；以及
如权利要求11-21中任一项所述的控制器。
CN201810821865.2A 2018-07-24 2018-07-24 控制方法、控制器及开关变换器 Active CN108832816B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810821865.2A CN108832816B (zh) 2018-07-24 2018-07-24 控制方法、控制器及开关变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201810821865.2A CN108832816B (zh) 2018-07-24 2018-07-24 控制方法、控制器及开关变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108832816A CN108832816A (zh) 2018-11-16
CN108832816B true CN108832816B (zh) 2020-05-12

Family

ID=64140309

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810821865.2A Active CN108832816B (zh) 2018-07-24 2018-07-24 控制方法、控制器及开关变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN108832816B (zh)

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8253403B2 (en) * 2008-12-16 2012-08-28 Green Solution Technology Co., Ltd. Converting circuit and controller for controlling the same
US8912773B2 (en) * 2011-01-20 2014-12-16 International Rectifier Corporation Synchronous buck converter including multi-mode control for light load efficiency and related method
US9136763B2 (en) * 2013-06-18 2015-09-15 Intersil Americas LLC Audio frequency deadband system and method for switch mode regulators operating in discontinuous conduction mode
CN103701323B (zh) * 2013-12-30 2016-06-15 成都芯源系统有限公司 恒定导通时长控制的开关电源及其控制电路和控制方法
CN106712511B (zh) * 2016-12-30 2019-01-29 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 超音频模式控制电路、开关变换器及其控制电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN108832816A (zh) 2018-11-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6679851B2 (ja) 力率改善コンバータ
TWI627824B (zh) Control circuit and control method of power converter
JP5458686B2 (ja) 降圧型コンバータ
US7872458B2 (en) DC-to-DC converter
CN100492861C (zh) 形成电源控制的方法及其设备
JP6175147B2 (ja) ソフトスタート回路および技法
US9106132B2 (en) Boundary conduction mode switching regulator and driver circuit and control method thereof
US7723967B2 (en) Step-up converter having an improved dynamic response
KR101677728B1 (ko) 역률 보상 회로 및 역률 보상 회로의 구동 방법
JP6225602B2 (ja) スイッチング電源装置
US8773099B2 (en) Methods to reduce output voltage ripple in constant on-time DC-DC converters
WO2019055724A1 (en) ENHANCED TOPOLOGY OF SWITCHING REGULATOR WITH ADAPTIVE SERVICE CONTROL AND TRANSITION WITHOUT DISCONTINUITY OF OPERATING MODES
US9660534B2 (en) Control circuit for multiphase switching converter to reduce overshoot and associated control method
CN108667291B (zh) 开关型变换器及其控制电路
JP2002281742A (ja) カレントモードｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2010259257A (ja) スイッチングレギュレータ及びその動作制御方法
KR101812703B1 (ko) 과전압 반복 방지 회로 및 그 방법, 그리고 이를 이용한 역률 보상 회로
CN109067179B (zh) 集成电路、开关变换器及其控制方法
US20060214647A1 (en) DC-DC converter
TWI796869B (zh) 準恆定導通時間控制電路及其開關變換器和方法
JP2010011617A (ja) スイッチングレギュレータ及びそのスイッチングレギュレータを備えた半導体装置
CN113872421B (zh) 一种电压转换电路的控制电路及其控制方法
JP2012253953A (ja) 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ
CN108880245B (zh) 控制器、控制方法及开关变换器
JP2007037297A (ja) 力率改善回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant