CN106487225B - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源装置，将第一DC电压转换为第二DC电压并且通过导通和截止连接在输入电源与电感器之间的开关元件而输出所述第二DC电压，所述开关电源装置包括：驱动单元，所述驱动单元基于驱动信号驱动所述开关元件；控制单元，所述控制单元执行间歇振荡控制；以及误差信号生成器，所述误差信号生成器基于对应于所述第二DC电压的电压与基准电压之间的误差生成误差信号，其中，所述控制单元基于表示所述误差信号与阈值之间的比较结果的信号和基于所述驱动信号的所述开关元件的截止时间，控制所述间歇振荡控制中允许所述开关元件的导通的时刻。

Description

开关电源装置
技术领域
此公开涉及开关电源装置。
背景技术
作为生成低于输入电压的稳定电压的方法，广泛使用非绝缘型降压斩波电路。在降压斩波电路中，由于甚至在诸如等待时间的轻负荷状态下也连续执行开关操作，所以随着负荷变轻，电源转换效率降低。
美国专利No.5481178公开了一种开关电源装置，其从通过比较输出电压与基准电压而生成的误差信号检测轻负荷状态，并且转变到间歇振荡控制，在间歇振荡控制中，在轻负荷状态下允许开关元件的驱动的时段和禁止开关元件的驱动的时段交替重复。
在此开关电源装置中，通过在间歇振荡控制中随着输出电流减小而降低开关元件的开关频率，减少了开关元件中的开关损失和驱动电流，因此提高了轻负荷状态下的效率。
发明内容
在此开关电源装置中，由于随着输出电流减小而无限制地降低间歇振荡控制中的开关频率，所以开关电源装置在人类可听频带中(通常等于或低于16kHz)操作。
相应地，当陶瓷电容器用作输出电容器时，由于可听频带中的间歇振荡操作，从陶瓷电容器生成鸣音。作为应对措施，发布了通过设计形状而抑制鸣音的陶瓷电容器，但是缺点是其成本高。
本公开是考虑上述情形而作出的，要提供一种开关电源装置，甚至当在间歇振荡控制中输出电流减小时，也能以低成本防止从电容器生成鸣音。
此公开的开关电源装置将从输入电源供应的第一DC电压转换为第二DC电压，并且通过导通和截止连接在所述输入电源与电感器之间的开关元件而输出所述第二DC电压。所述开关电源装置包括：驱动单元，所述驱动单元基于驱动信号驱动所述开关元件；控制单元，所述控制单元执行交替重复禁止通过所述驱动单元导通所述开关元件的时段和允许通过所述驱动单元导通所述开关元件的时段的间歇振荡控制；以及误差信号生成器，所述误差信号生成器基于对应于所述第二DC电压的电压与基准电压之间的误差生成误差信号，其中，所述控制单元基于表示所述误差信号与阈值之间的比较结果的信号和基于所述驱动信号的所述开关元件的截止时间，控制所述间歇振荡控制中允许所述开关元件的导通的时刻。
根据此公开，能提供一种开关电源装置，甚至当在间歇振荡控制中输出电流减小时，也能以低成本防止从电容器生成鸣音。
附图说明
根据参考附图考虑的下面详细描述，此公开的之前和附加的特征和特性将变得更明显，其中：
图1是示意性例示根据此公开的实施方式的开关电源装置的构造的电路图；
图2是例示过零检测电路的内部构造示例的电路图；
图3是例示定时器电路的内部构造示例的电路图；
图4是例示下频率限制器的内部构造示例的电路图；
图5是例示图1中例示的开关电源装置的操作的时序图；
图6是例示图1中例示的开关电源装置的操作的时序图；
图7是例示图1中例示的开关电源装置的效果的图；
图8是例示图1中例示的开关电源装置的第一变形例的图；
图9是例示图8中例示的开关电源装置的操作的时序图；
图10是例示图8中例示的开关电源装置的效果的图；
图11是例示图8中例示的开关电源装置的效果的图；
图12是图1中例示的开关电源装置的第二变形例的图；
图13是图12中例示的开关电源装置的操作的时序图。
具体实施方式
下文中，将参考附图描述此公开的实施方式。
图1是示意性例示根据此公开的实施方式的开关电源装置的构造的电路图。
图1中例示的开关电源装置包括连接到供应第一DC电压的输入电源Vin的作为开关元件的高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21、连接到高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的电感器9、以及输出电容器10，通过交替导通和截止高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21来将第一DC电压转换为作为第二DC电压的输出电压Vout并且将输出电压输出到负荷电路11。
高侧MOSFET 8的漏极连接到输入电源Vin，高侧MOSFET 8的源极连接到低侧MOSFET 21的漏极。低侧MOSFET 21的源极连接到地端子。高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的连接点定义为SW端子。
电感器9连接在SW端子与负荷电路11之间。
输出电容器10连接在电感器9和负荷电路11的连接点与地端子之间。例如，低成本陶瓷电容器用作输出电容器10。
图1中例示的开关电源装置附加地包括：电流检测电路30，检测在高侧MOSFET 8中流动的漏电流IDH并且输出电流信号Vtrip，电流信号Vtrip是对应于检测的电流的电压信号；过零检测电路(ZERO)22；高侧驱动器4，作为驱动高侧MOSFET 8的驱动单元；低侧驱动器20，作为驱动低侧MOSFET 21的驱动单元；逆流防止二极管6和自举电容器7，向高侧驱动器4供应源电压；调节器电路5，生成用于驱动高侧驱动器4和低侧驱动器20的源电压；开关26，连接到调节器电路5；驱动信号生成器(振荡器1、SR触发器2、第一AND电路3、PWM比较器17、反相器18、NOR电路19)，生成供应到高侧驱动器4和低侧驱动器20的驱动信号；开关25，连接到振荡器1；NAND电路24，控制开关25和开关26的开关；反馈寄存器12和反馈寄存器13，检测输出电压Vout并且输出对应于检测的电压的反馈电压FB；误差信号生成器270，基于反馈电压FB与基准电压Vref1之间的误差生成误差信号COMP2。
此实施方式中描述的开关在控制其开关的信号处于高电平(High)时接通并且在控制开关的信号处于低电平(Low)时断开。
高侧驱动器4基于从驱动信号生成器的第一AND电路3供应的驱动信号Hson控制高侧MOSFET 8的栅电压。高侧驱动器4在驱动信号Hson处于High的时段中导通高侧MOSFET 8并且在驱动信号Hson处于Low的时段中截止高侧MOSFET 8。
高侧驱动器4的电源端子连接到自举电容器7，并且源电压从自举电容器7供应到高侧驱动器4。
自举电容器7经由逆流防止二极管6连接到调节器电路5。
低侧驱动器20基于从驱动信号生成器的NOR电路19供应的驱动信号LSon控制低侧MOSFET 21的栅电压。低侧驱动器20在驱动信号LSon处于High的时段中导通低侧MOSFET 21并且在驱动信号LSon处于Low的时段中截止低侧MOSFET 21。
调节器电路5利用经由开关26从连接到它的偏置电流源供应的偏置电流Ibias1操作。
调节器电路5通过当高侧MOSFET 8截止并且低侧MOSFET 21导通时经由逆流防止二极管6对自举电容器7充电来生成高侧驱动器4的源电压。调节器电路5还连接到低侧驱动器20的电源端子并且将源电压供应到低侧驱动器20。
过零检测电路22基于驱动信号HSon和SW端子的电压信号检测电感器9的再生时段是否终止并且输出过零信号ZERO。过零检测电路22在检测到电感器9的再生时段终止时将过零信号ZERO改变成High。
电感器9的再生终止意味着在高侧MOSFET 8处于导通状态的状态下在电感器9中积累的能量在高侧MOSFET 8截止并且低侧MOSFET 21导通之后从电感器9放出，并且此放出完成。
图2是例示过零检测电路22的内部构造示例的电路图。过零检测电路22包括比较地电平与SW端子的电压信号的比较器221、以及SR触发器222，其中驱动信号Hson输入到SR触发器222的重置端子R，比较器221的输出信号输入到SR触发器222的设置端子S。
根据图2中例示的电路构造，当在驱动信号HSon处于Low的状态下SW端子的电压信号达到地电平时，过零信号ZERO改变成High。
振荡器1利用经由开关25从连接到振荡器1的偏置电流源供应的偏置电流Ibias2操作。振荡器1生成预定频率的脉冲信号。
从振荡器1生成的脉冲信号输入到SR触发器2的设置端子S。从PWM比较器17输出的信号RESET输入到SR触发器2的重置端子R。
从电流检测电路30输出的电流信号Vtrip输入到PWM比较器17的正输入端子。误差信号COMP2输入到PWM比较器17的负输入端子。
PWM比较器17在电流信号Vtrip达到误差信号COMP2时将信号RESET改变成High，并且在电流信号Vtrip小于误差信号COMP2的状态下将信号RESET改变成Low。由PWM比较器17控制高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的导通宽度。
第一AND电路3输入有从SR触发器2的输出端子Q输出的信号和从反相器18输出的信号并输出驱动信号HSon。
从稍后描述的第二AND电路273输出的第二信号SKIP2输入到反相器18。
NOR电路19输入有从第一AND电路3输出的驱动信号Hson、从过零检测电路22输出的过零信号ZERO、以及从稍后描述的第二AND电路273输出的信号SKIP2，并输出驱动信号LSon。
NAND电路24输入有从过零检测电路22输出的过零信号ZERO和从稍后描述的第二AND电路273输出的信号SKIP2，输出BIAS_ON信号，利用BIAS_ON信号控制开关25和开关26的开关。
NAND电路24、开关25和开关26构造驱动停止电路，驱动停止电路在间歇振荡控制中禁止导通高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的时段(信号SKIP2处于High的时段)以及过零检测电路22检测到电感器9的再生时段已终止的时段(过零信号ZERO处于High的时段)中停止振荡器1和调节器电路5。可使用开关25和开关26中的仅任一个并且可省略另一个。
反馈寄存器12和反馈寄存器13串联连接在电感器9和负荷电路11的连接点与地端子之间。
误差信号生成单元270包括：误差放大器14，作为放大反馈电压FB(对应于输出电压Vout的电压)与基准电压Vref1之间的误差、然后输出误差放大信号COMP1的误差放大器；相位补偿寄存器15；相位补偿电容器16；滤波电路271，利用可变时间常数衰减从误差放大器14输出的误差放大信号COMP1，然后输出衰减的误差放大信号作为误差信号COMP2。
误差放大器14的负输入端子连接到反馈寄存器12和反馈寄存器13的连接点，误差放大器14的正输入端子连接到供应基准电压Vref1的电源。相位补偿寄存器15和相位补偿电容器16的串联电路连接在误差放大器14的输出端子与地端子之间。
滤波电路271包括连接到误差放大器14的输出端子的滤波电阻器2711、连接在滤波电阻器2711与地端子之间的滤波电容器2712、连接到滤波电阻器2711的两端的时间常数调整开关2713、控制时间常数调整开关2713的开关的OR电路2715。
滤波电路271利用借助滤波电阻器2711的电阻值和滤波电容器2712的电容值而确定的时间常数来衰减误差放大信号COMP1。
在时间常数调整开关2713处于断开状态的状态下，时间常数增大。相应地，衰减特性增强，滤波电路271输出通过极大衰减误差放大信号COMP1而得到的误差信号COMP2。在时间常数调整开关2713处于接通状态的状态下，时间常数减小。相应地，衰减特性减弱，滤波电路271输出大致等于误差放大信号COMP1的误差信号COMP2。
图1中例示的开关电源装置还包括：轻负荷检测比较器23，作为比较误差信号COMP2与可变阈值并且输出表示比较结果的信号SKIP1的比较器；下频率限制器(FLIM)28、定时器电路272、第二AND电路273、第三AND电路274、单触发电路(one-shot circuit)275、电压叠加用开关276、电流源Iripple。
在轻负荷检测比较器23中，误差信号COMP2输入到其负输入端子，可变阈值从电源输入到其正输入端子。在此实施方式中，可变阈值可能设置为3个阶段的Vsk_Lo、Vsk_Md、Vsk_Hi，关系Vsk_Lo<Vsk_Md<Vsk_Hi成立。
当从过零检测电路22输出表示电感器9的再生时段已终止的信号(High的过零信号ZERO)并且从轻负荷检测比较器23输出表示误差信号COMP2小于阈值Vsk_Lo的信号(High的信号SKIP1)时，定时器电路272通过在第一预定时间经过之后将信号SKIP-OK改变成High来允许间歇振荡控制。之后，定时器电路272通过当未从过零检测电路22输出表示电感器9的再生时段已终止的信号的时间达到第二预定时间时将信号SKIP-OK改变成Low来禁止间歇振荡控制。
图3是例示定时器电路272的内部构造示例的电路图。
定时器电路272包括：AND电路2721，被输入过零信号ZERO和信号SKIP1；反相器2728，被输入信号SKIP1；SR触发器2722，AND电路2721的输出信号输入到其设置端子S，反相器2728的输出信号输入到其重置端子R；反相器2724，被输入SR触发器2722的输出信号Discharge；电容器2726，接地；电流源Ichg，连接到调节器电路5；开关2725，布置在电容器2726与电流源Ichg之间，通过反相器2724的输出信号控制其开关；电流源Idis；开关2723，布置在开关2725和电容器2726的连接点之间，通过输出信号Discharge控制其开关；比较器2727，电容器2726的电压输入到其负输入端子，2阶段可变阈值电压输入到其正输入端子。
2阶段可变阈值电压是Vtm_Lo和Vtm_Hi，关系Vtm_Lo<Vtm_Hi成立。
信号SKIP-OK输入到第二AND电路273、第三AND电路274、构造滤波电路271的OR电路2715的反相输入端子、以及连接到轻负荷检测比较器23的正输入端子的电源。
下频率限制器28用作执行交替重复禁止通过高侧驱动器4和低侧驱动器20导通高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的时段和允许通过高侧驱动器4和低侧驱动器20导通高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的时段的间歇振荡控制的控制单元。
具体地，下频率限制器28基于从轻负荷检测比较器23输出的信号SKIP1和基于驱动信号Hson的高侧MOSFET 8的截止时间，输出用于控制允许间歇振荡控制中高侧MOSFET 8的导通的时刻的信号SKIP1b。下频率限制器28响应于信号SKIP1b执行间歇振荡控制。
图4是例示下频率限制器28的内部构造示例的电路图。
下频率限制器28包括：电容器282，接地；开关281，布置在电容器282与调节器电路5之间，通过驱动信号Hson控制其开关；电流源Iflim；开关283，布置在开关281和电容器282的连接点与电流源Iflim之间，通过从轻负荷检测比较器23输出的信号SKIP1控制其开关；比较器284，电容器282的电压输入到其正输入端子，基准电压Vflim输入到其负输入端子；AND电路285，输入有比较器284的输出信号Flim和信号SKIP1，并且输出信号SKIP1b。
在开关281处于接通状态的状态下，电容器282通过调节器电路5充电。在电容器282通过调节器电路5充电的状态下，基准电压Vflim设置为低于电容器282的电压的值。在开关283处于接通状态的状态下，电容器282通过电流源Iflim放电。
比较器284仅在电容器282的电压达到基准电压Vflim时将信号Flim改变成Low并且在条件不满足时保持信号Flim为High。
第二AND电路273输入有从下频率限制器28输出的信号SKIP1b和从定时器电路272输出的信号SKIP-OK，并且输出信号SKIP2。信号SKIP2输入到NAND电路24、反相器18、NOR电路19以及轻负荷检测比较器23的正输入端子。
连接到轻负荷检测比较器23以供应可变阈值的电源基于从定时器电路272输出的信号SKIP-OK和从第二AND电路273输出的信号SKIP2控制供应到轻负荷检测比较器23的阈值电压。
具体地，电源与信号SKIP-OK的上升同步地将阈值设置为Vsk_Hi并且与信号SKIP-OK的下降同步地将阈值设置为Vsk_Lo。在信号SKIP-OK处于High的时段中，电源与信号SKIP2的下降同步地将阈值设置为Vsk_Md并且与信号SKIP2的上升同步地将阈值设置为Vsk_Hi。
轻负荷检测比较器23在误差信号COMP2达到Vsk_Lo时将信号SKIP1设置为High，然后在误差信号COMP2达到Vsk_Hi时将信号SKIP1设置为Low，并且在信号SKIP1处于Low的时段中误差信号COMP2达到Vsk_Md时将信号SKIP1设置为High。
在执行间歇振荡控制的状态下，高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的开关频率随着输出电流Iout的减小而降低。间歇振荡控制中开关频率的降低意味着延长了图4中例示的开关281接通之后下次接通开关281之前的时间。
在图4中例示的电路中，基准电压Vflim以及电容器282的电容和放电特性设计为使得，当开关281接通之后下次接通开关281之前的时间(即，高侧MOSFET 8的截止时段)变为特定时间阈值时，电容器282的电压变得等于或小于基准电压Vflim并且信号Flim变为低电平。
换言之，基准电压Vflim以及电容器282的电容和放电特性设计为使得，在驱动信号Hson处于High的时段中充电的电容器282的电压通过电流源Iflim而放电至成为基准电压Vflim所需的时间达到时间阈值。
当信号Film改变成Low时，信号SKIP1b改变成Low，然后第二AND电路273的输出改变成Low并且反相器18的输出改变成High。即，允许高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的开关控制。
通过时间阈值的倒数得到的频率转换值设置为高于人类可听频带的上限(大约16kHz或更少)的任意频率。相应地，控制频率限制，使得间歇振荡控制中高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的最低开关频率(下限频率)达到该任意频率。
第三AND电路274输入有从PWM比较器17输出的信号RESET和从定时器电路272输出的信号SKIP-OK并且向单触发电路275输出信号RESET2。
当从第三AND电路274输出的信号RESET2改变成High时，单触发电路275输出在预定时间内处于High的信号Ripple_ON。信号Ripple_ON输入到电压叠加用开关276以及滤波电路271的OR电路2715的非反相输入端子。
电压叠加用开关276布置在电流源Iripple与误差放大器14的负输入端子之间，并且通过信号Ripple_ON控制其开关。
当在信号SKIP-OK处于High(信号RESET改变成High)的间歇振荡控制允许时段中驱动信号将高侧MOSFET 8从导通状态切换为截止状态时，第三AND电路274、单触发电路275、电压叠加用开关276用作将电压信号叠加在误差放大器14的输入端子上达预定时间的电压叠加电路。
下面将描述图1中例示的开关电源装置的操作。
图5和6是例示图1中例示的开关电源装置的操作的时序图。在图5和6中，“SW”表示SW端子的电压信号。图5中的“TM”表示图3中例示的电容器2726的电压。图5中的“BIAS_OFF”表示开关25和开关26断开的时段。图6中的“SET”表示从振荡器1向RS触发器2的设置端子S输入的信号。
首先，将描述稳定负荷状态下(Iout>Iskip＿in)的区域中的操作。
在稳定负荷状态下，开关273断开，滤波电路271的衰减特性减弱，基本上等于误差放大信号COMP1的误差信号COMP2从滤波电路271输出。误差信号COMP2输入到PWM比较器17的反相输入端子和轻负荷检测比较器23的反相输入端子。
当阈值Vsk_Lo输入到轻负荷检测比较器23的非反相输入端子并且输出电流Iout足够高时，COMP2>Vsk_Lo成立，因此从轻负荷检测比较器23输出的信号SKIP1改变成Low。相应地，Low的信号SKIP2经由第二AND电路273输出到反相器18、NOR电路19、NAND电路24的输入端子。相应地，禁止间歇振荡操作。
振荡器1基于恒定电流Ibias2生成设置脉冲SET并且向SR触发器2的设置端子S输出设置脉冲SET。调节器电路5向低侧驱动器20和高侧驱动器4供应驱动电压。
当SR触发器2处于设置状态时，通过经由第一AND电路3驱动高侧驱动器4而导通高侧MOSFET 8。此时，SW端子电压增大至接近输入电压Vin的电压并且对应于SW端子与Vout端子之间的电压差的漏电流IDH在电感器9中流动，从而能量供应至输出电容器10和负荷电路11。
另一方面，当在高侧MOSFET 8导通的时段中电流信号Vtrip大于误差信号COMP2时，High的信号RESET输入到SR触发器2的重置端子R。相应地，当SR触发器2变为重置状态时，经由第一AND电路3关闭高侧驱动器4，经由NOR电路19开启低侧驱动器20。
通过将高侧MOSFET 8从导通状态切换到截止状态并且将低侧MOSFET 21从截止状态切换到导通状态，再生电流IDL从低侧MOSFET 21的源极经由其漏极供应到电感器9。
在其中在振荡器1中确定的振荡时段中电感器9的再生不终止的电流连续操作中，再次设置SR触发器2，低侧MOSFET 21截止，高侧MOSFET 8导通。
通过重复上述操作序列，执行降压斩波操作。
下面将描述从稳定负荷状态到轻负荷状态(Iout＝Iskip_in)的转变的操作。
当输出电流Iout减小时，误差放大信号COMP1和误差信号COMP2减小，因此高侧MOSFET 8的漏电流IDH的峰值被控制以减小。
在轻负荷检测比较器23中，相互比较误差信号COMP2和阈值Vsk_Lo，并且当误差信号COMP2等于或小于阈值Vsk_Lo时，信号SKIP1从Low切换成High。
之后，当输出电流Iout进一步减小并且电感器电流IL的谷值电流达到0时，执行电流不连续操作。此时，SW端子电压的极性从负切换为正。过零检测电路22利用比较器221检测SW端子电压的极性切换并且将SR触发器222设置为设置状态。相应地，低侧MOSFET 21通过NOR电路19和低侧驱动器20截止并且表示过零检测状态的高电平的过零信号ZERO输入到定时器电路272。
在定时器电路272中，当信号SKIP1和过零信号ZERO变为High时，SR触发器2722经由AND电路2721变为设置状态并且开关2723接通。然后，开关2725经由反相器2724断开，因此电容器2726通过恒定电流Idis放电。
比较器2727将电容器2726的电压与阈值Vtm_Lo进行比较，当电容器2726的电压达到阈值Vtm_Lo时，将信号SKIP-OK从Low切换成High并且将阈值Vtm_Lo切换成Vtm_Hi。相应地，操作模式切换到允许间歇振荡操作的模式。
随着从比较器2727输出的信号SKIP-OK的上升，轻负荷检测比较器23的阈值从阈值Vsk_Lo切换到阈值Vsk_Hi。
下面将描述轻负荷下间歇振荡的第一控制时段(No_Load<<Iout<Iskip_in)中的操作。
在信号SKIP-OK处于High并且允许间歇振荡控制的状态下，当信号SKIP1处于High时，第二AND电路273通过将信号SKIP2切换成High，经由反相器18、第一AND电路3和高侧驱动器4强制截止高侧MOSFET 8。
之后，当过零检测电路22检测到电感器9的再生时段终止并且过零信号ZERO从Low切换成High时，低侧MOSFET 21经由NOR电路19和低侧驱动器20截止，开关25和开关26经由NAND电路24断开。相应地，由于停止向振荡器1和调节器电路5供应偏置，电路电流减小，因此能实现效率提高。
之后，当在间歇振荡的开关操作停止时段(禁止高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的导通的时段)中输出电容器10的电荷通过输出电流Iout而放电时，输出电压Vout略微减小。当反馈电压FB与基准电压Vref之间的电势差增大时，误差放大信号COMP1增大，因此误差信号COMP2也增大。
当误差信号COMP2达到阈值Vsk_Hi时，信号SKIP1通过轻负荷检测比较器23从High切换成Low，信号SKIP2也从High切换成Low，并且阈值Vsk_Hi切换成阈值Vsk_Md。
此时，信号BIAS_ON从Low切换成High，使得偏置供应到振荡器1和调节器电路5，开始电路操作。此外，反相器18的输出从Low切换成High，使得重启开关操作。
之后，当高侧MOSFET 8的漏电流IDH和电流信号Vtrip达到误差信号COMP2时，High的信号RESET从PWM比较器17输入到SR触发器2，因此高侧MOSFET 8截止。此时，经由第三AND电路274将信号RESET2供应到单触发电路275。
在单触发电路275中，如图6的时序图中例示的，响应于信号RESET2，在预定时段内，信号Ripple_ON从Low切换成High。相应地，由于开关276接通，恒定电流Irippe供应到误差放大器14的反相输入端子，并且反馈电压FB瞬间增大。此时，开关2713接通，滤波电路271的时间常数减小，衰减效应减弱。
当反馈电压FB迅速增大时，与基准电压Vref的电压差增大，误差放大信号COMP1瞬间减小，误差信号COMP2相应地减小。
当误差信号COMP2减小并且达到阈值Vsk_Md时，轻负荷检测比较器23再次将信号SKIP1从Low切换成High，以停止高侧MOSFET 8的开关操作，并且将阈值从Vsk_Md切换成Vsk_Hi。
当预定时段经过之后信号Ripple_ON从High切换成Low时，开关276和开关2713断开。此时，存在误差放大信号COMP1中出现过冲(overshoot)并且轻负荷检测比较器23将造成错误的检测的可能性，但是开关2713断开，因此增强了滤波电路271的衰减特性。相应地，能防止误差信号COMP2中出现过冲。
当输出电容器10的电荷通过输出电流Iout放电时，输出电压Vout略微减小，误差信号COMP2达到阈值Vsk_Hi，信号SKIP1从High切换成Low，信号BIAS_ON从Low切换成High。相应地，开关25和开关26接通，重启振荡器1和调节器电路5的操作，从而重启高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的开关操作。
通过重复上述操作序列执行间歇振荡操作，输出电流Iout变得越低，间歇振荡时段被控制变得越长。在间歇振荡控制中允许高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21的导通的时段中，通过在高侧MOSFET 8的导通时间末尾将纹波暂时叠加在反馈电压FB上，误差信号COMP2迅速减小。相应地，通过防止高侧MOSFET 8连续执行开关操作，能将每间歇振荡时段的开关操作次数抑制到一次。
相应地，因为可能减小电感器9中累积的能量的量，所以能够防止间歇振荡频率过度降低并且防止当陶瓷电容器用作输出电容器10时生成的鸣音以及输出电压纹波的过度增大。
下面将描述轻负荷下间歇振荡的第二控制时段(No_Load<Iout<<Iskip_in)中的操作。
通过在误差信号COMP2达到阈值Vsk_Hi并且重启开关操作的时刻将电流信号Vtrip与误差信号COMP2进行比较，确定间歇振荡操作中高侧MOSFET 8的峰值电流IDH。也就是说，高侧MOSFET 8的峰值电流IDH基于阈值Vsk_Hi具有固定值。
这里，通过下式表示间歇振荡操作中的开关频率Fskip，其中L是电感器9的电感。
Fskip＝{2×Iout×Vout×(Vin-Vout)}/(L×IDH2×Vin)
在图1中例示的开关电源装置中，通过下频率限制器28的功能控制开关频率Fskip不等于或小于人类可听频带的上限(16kHz)。
下频率限制器28通过在驱动信号HSon处于High的时段中接通开关281而对电容器282迅速充电，并且通过当驱动信号HSon切换成Low并且信号SKIP1切换成High时接通开关283而利用恒定电流Iflim使电容器282放电。当电容器282的电势达到基准电压Vflim时，比较器284的输出信号Flim切换成Low，从AND电路285输出的信号SKIP1b切换成Low。相应地，信号SKIP2切换成Low，强制重启开关操作。
通过重启开关操作，向电感器9供应过多能量，并且输出电压Vout略微增大，但是通过反馈控制而控制使误差信号COMp2减小。通过比较误差信号COMP2与电流信号Vtrip，高侧MOSFET 8的峰值电流IDH被控制为低于第一控制时段中的峰值电流IDH。通过此操作序列，甚至当如图7中例示的输出电流Iout减小时，也能以高于可听频带的上限的开关频率执行间歇振荡控制。
最后，下面将描述从轻负荷状态返回稳定负荷状态(Iout≥Iskip_out)的操作。
自从随着输出电流Iout的增加在间歇振荡控制中开关元件的截止时段中输出电压Vout减小的时段，间歇振荡控制中的开关时段缩短。然后，当操作模式转变为电感器电流IL的谷值电流等于或大于0A的连续模式时，过零信号ZERO固定为Low，因此SR触发器2722处于重置状态。
相应地，开关2725接通，开关2723断开，电容器2726的充电开始。当电容器2726的电势达到阈值Vtm_Hi时，比较器2727反转，将信号SKIP-OK从High切换成Low，将阈值从Vtm_Hi切换成Vsk_Lo，并且轻负荷操作返回正常操作。
图8是例示图1中例示的开关电源装置的第一变形例的图。除了向电流信号Vtrip添加偏移Voffset的偏移电路31布置在电流检测电路30的输出端子与PWM比较器17的正输入端子之间以外，图8中例示的开关电源装置的电路构造与图1中例示的开关电源装置相同。图8中例示的开关电源装置的操作与图1中例示的开关电源装置的操作的不同在于增加了间歇振荡的第三控制。
在图1中例示的开关电源装置中，PWM比较器17通过将误差信号COMP2与被添加偏移Voffset的电流信号Vtrip比较而控制高侧MOSFET 8的导通宽度。
在第二控制中，高侧MOSFET 8的导通宽度达到通过电路等的传播延迟确定的最小导通宽度，高侧MOSFET 8的导通宽度不可能再被进一步减小，因此输出电压Vout略微增大。
在图8中例示的开关电源装置中，抑制输出电流Iout非常小的超轻负荷状态下的输出电压Vout的变化，以改进负荷调节。
图8中例示的开关电源装置的第一控制操作和第二控制操作与图1中例示的开关电源装置相同，其描述将不重复。现在，将参照图9-11描述轻负荷下间歇振荡的第三控制状态(Iout≈No_Load)中的操作。
在间歇振荡的第二控制状态中，通过根据输出电流Iout控制高侧MOSFET 8的导通宽度使得间歇振荡频率变得高于可听频带的上限，控制高侧MOSFET 8的峰值电流IDH。在第二控制状态中，当高侧MOSFET 8的导通宽度达到通过电路等的传播延迟确定的最小导通宽度时，输出电压Vout略微增大，控制状态切换成间歇振荡的第三控制。
在第三控制中，执行反馈控制以将输出电压Vout保持在恒定值并且误差放大器14进一步减小误差放大信号COMP1。当随着误差放大信号COMP1减小误差信号COMP2变得等于或小于偏移Voffset时，PWM比较器17将输入到SR触发器2的信号RESET切换成High。相应地，SR触发器2不处于设置状态，妨碍高侧MOSFET 8的导通。
之后，当误差信号COMP2大于偏移Voffset时，允许SR触发器2的设置因此高侧MOSFET 8导通。通过利用此重复控制禁止高侧MOSFET 8的导通的OFF时段，即使在接近无负荷的超轻负荷区域中也能保持输出电压Vout恒定(见图11)。
在第三控制中，如图10中例示的，开关频率属于可听频带。然而，由于高侧MOSFET8的峰值电流IDH被抑制得低，所以输出纹波电压低。相应地，陶瓷电容器的反压电效应缓和，并且鸣音被抑制到非烦扰级别。
图12是例示图1中例示的开关电源装置的第二变形例的图。除了增加超轻负荷检测电路29以外，图12中例示的开关电源装置具有与图1中例示的开关电源装置相同的构造。图12中例示的开关电源装置的操作与图1中例示的开关电源装置的操作的不同在于增加了间歇振荡的第三控制状态。
超轻负荷检测电路29包括：超轻负荷检测比较器291，其中误差信号COMP2输入到其正输入端子，阈值电压Vextremly_Lo输入到负输入端子；以及AND电路292，被输入从超轻负荷检测比较器291输出的SET禁止信号和从振荡器1生成的脉冲信号SET。AND电路292的输出信号输入到SR触发器2的设置端子S。
下面将参考图13描述图12中例示的开关电源装置中的轻负荷下间歇振荡的第三控制状态(Iout≈No_Load)中的操作。
在间歇振荡的第二控制中，通过根据输出电流Iout控制高侧MOSFET 8的导通宽度，使得间歇振荡频率变得高于可听频带的上限，并且控制高侧MOSFET 8的峰值电流IDH。
在第二控制状态中，当高侧MOSFET 8的导通宽度达到通过电路等的传播延迟确定的最小导通宽度时，输出电压Vout略微增大并且控制状态切换到间歇振荡的第三控制。
此时，执行反馈控制以将输出电压Vout保持在恒定值，并且误差放大器14进一步减小误差放大信号COMP1。当随着误差放大信号COMP1的减小误差信号COMP2变得等于或小于阈值电压Vextremly_Lo时，超轻负荷检测比较器291的输出切换成Low，因此通过AND电路292防止SR触发器2切换到设置状态。相应地，禁止高侧MOSFET 8的导通操作。
之后，当误差信号COMP2大于阈值电压Vextremly_Lo时，允许SR触发器2的设置，因此高侧MOSFET 8导通。通过利用此重复控制OFF时段，甚至在接近无负荷的超轻负荷中，也能保持输出电压Vout恒定。
在第三控制中，开关频率属于可听频带。然而，由于高侧MOSFET 8的峰值电流IDH被抑制得低，输出纹波电压低。相应地，陶瓷电容器的反压电效应缓和并且鸣音被抑制到非烦扰级别。
应该理解，上述实施方式在所有观点方面是示例性的，而非限制性的。本发明的范围不由以上描述限定，而由所附权利要求限定，并且在不脱离权利要求的等同概念和范围的情况下包括所有变形。
例如，图1中例示的开关电源装置利用高侧MOSFET 8和低侧MOSFET 21转换电压，但是本发明可能以相同方式应用于通过控制一个MOSFET的开关转换电压的开关电源装置。
如上所述，在此说明书中公开了以下构造。
公开的开关电源装置是一种开关电源装置，所述开关电源装置将从输入电源供应的第一DC电压转换为第二DC电压，并且通过导通和截止连接在所述输入电源与电感器之间的开关元件而输出所述第二DC电压，所述开关电源装置包括：驱动单元，所述驱动单元基于驱动信号驱动所述开关元件；控制单元，所述控制单元执行交替重复禁止通过所述驱动单元导通所述开关元件的时段和允许通过所述驱动单元导通所述开关元件的时段的间歇振荡控制；以及误差信号生成器，所述误差信号生成器基于对应于所述第二DC电压的电压与基准电压之间的误差生成误差信号，其中，所述控制单元基于表示所述误差信号与阈值之间的比较结果的信号和基于所述驱动信号的所述开关元件的截止时间，控制所述间歇振荡控制中允许所述开关元件的导通的时刻。
在公开的开关电源装置中，在基于所述驱动信号的所述开关元件的截止时间变为预定时间阈值并且所述间歇振荡控制中所述误差信号小于所述阈值的情况下，所述控制单元可允许所述开关元件的导通。
在公开的开关电源装置中，所述控制单元可包括：电容器，所述电容器在所述驱动信号中包括的用于导通所述开关元件的ON信号的供应时段中充电，并且在所述误差信号小于所述阈值的状态下通过电流源放电；以及比较器，所述比较器将所述电容器的电压与放电基准电压进行比较，其中，在所述电容器的电压通过所述电流源放电并且等于或低于所述放电基准电压的时段中，所述控制单元允许所述开关元件的导通，并且其中，通过所述电流源使在所述ON信号的供应时段中充入的所述电容器的电压放电至变为所述放电基准电压所需的时间被设置为所述时间阈值。
在公开的开关电源装置中，所述时间阈值可设置为使所述间歇振荡控制中所述开关元件的最低开关频率高于16kHz的值。
公开的开关电源装置还可包括：振荡器，所述振荡器生成所述驱动信号；调节器电路，所述调节器电路驱动所述驱动单元；过零检测电路，所述过零检测电路检测所述电感器的再生时段是否已经终止；以及驱动停止单元，所述驱动停止单元在所述间歇振荡控制中禁止所述开关元件的导通并且检测到所述过零检测电路已经检测到所述电感器的再生时段的时段中停止所述振荡器和所述调节器电路中的至少一个。
公开的开关电源装置还可包括：电流检测电路，所述电流检测电路检测在所述开关元件中流动的电流并输出检测到的电流信号；偏移电路，所述偏移电路将偏移添加到从所述电流检测电路输出的所述电流信号；以及驱动信号生成器，所述驱动信号生成器基于从所述振荡器供应的脉冲信号和所述偏移电路的输出信号与所述误差信号之间的比较输出来生成所述开关元件的所述驱动信号，其中，当所述误差信号等于或小于所述偏移时，驱动信号生成单元停止生成用于导通所述开关元件的所述驱动信号。
公开的开关电源装置还可包括：电流检测电路，所述电流检测电路检测在所述开关元件中流动的电流并输出检测到的电流信号；以及驱动信号生成器，所述驱动信号生成器基于从所述振荡器供应的脉冲信号和所述电流信号与所述误差信号之间的比较输出来生成所述开关元件的所述驱动信号，其中，当所述误差信号等于或小于第二阈值时，驱动信号生成单元停止生成用于导通所述开关元件的所述驱动信号。
在公开的开关电源装置中，所述误差信号生成单元可包括：误差放大器，所述误差放大器放大对应于所述第二DC电压的电压与基准电压之间的误差并输出误差放大信号；以及滤波电路，所述滤波电路用可变时间常数衰减所述误差放大信号并输出所述误差信号，并且其中，所述开关电源装置还包括：电流检测电路，所述电流检测电路检测在所述开关元件中流动的电流并输出检测到的电流信号；驱动信号生成器，所述驱动信号生成器基于从所述振荡器供应的脉冲信号和所述电流信号与所述误差信号之间的比较输出来生成所述开关元件的所述驱动信号；以及电压叠加电路，当在所述控制单元执行所述间歇振荡控制的状态下驱动信号生成单元生成用于将所述开关元件的导通状态切换成截止状态的信号时，所述电压叠加电路在所述误差放大器的输入端子上叠加电压信号达预定时间。
在公开的开关电源装置中，所述滤波电路可将在所述误差放大器的所述输入端子上叠加所述电压信号的时段中所述滤波电路的时间常数设置为小于除了所述时段以外的时段中所述滤波电路的时间常数。
公开的开关电源装置还可包括：比较器，所述比较器将所述误差信号与阈值进行比较，并输出表示比较结果的信号；过零检测电路，所述过零检测电路检测所述电感器的再生时段是否已经终止；以及定时器电路，其中，当从所述过零检测电路输出表示所述电感器的再生时段已经终止的信号并且从所述比较器输出表示所述误差信号小于所述阈值的信号时，所述定时器电路在第一预定时间经过之后允许由所述控制单元进行所述间歇振荡控制，并且其中，当未从所述过零检测电路输出表示所述电感器的所述再生时段已经终止的信号的时间达到第二预定时间时，所述定时器电路禁止由所述控制单元进行所述间歇振荡控制。

Claims (9)

1.一种开关电源装置，所述开关电源装置将从输入电源供应的第一DC电压转换为第二DC电压，并且通过导通和截止连接在所述输入电源与电感器之间的开关元件而输出所述第二DC电压，所述开关电源装置包括：
驱动单元，所述驱动单元基于驱动信号驱动所述开关元件；
控制单元，所述控制单元执行交替重复禁止通过所述驱动单元导通所述开关元件的时段和允许通过所述驱动单元导通所述开关元件的时段的间歇振荡控制；以及
误差信号生成器，所述误差信号生成器基于对应于所述第二DC电压的电压与基准电压之间的误差生成误差信号，
其中，所述控制单元基于表示所述误差信号与阈值之间的比较结果的信号和基于所述驱动信号的所述开关元件的截止时间，控制所述间歇振荡控制中允许所述开关元件的导通的时刻，
在基于所述驱动信号的所述开关元件的截止时间变为预定时间阈值并且所述间歇振荡控制中所述误差信号小于所述阈值的情况下，所述控制单元允许所述开关元件的导通。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，
其中，所述控制单元包括：
电容器，所述电容器在所述驱动信号中包括的用于导通所述开关元件的导通信号的供应时段中充电，并且在所述误差信号小于所述阈值的状态下通过电流源放电；以及
比较器，所述比较器将所述电容器的电压与放电基准电压进行比较，
其中，在所述电容器的电压通过所述电流源放电并且等于或低于所述放电基准电压的时段中，所述控制单元允许所述开关元件的导通，并且
其中，通过所述电流源使在所述导通信号的供应时段中充入的所述电容器的电压放电至变为所述放电基准电压所需的时间被设置为所述时间阈值。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，
其中，所述时间阈值被设置为使所述间歇振荡控制中所述开关元件的最低开关频率高于16kHz的值。
4.根据权利要求1所述的开关电源装置，所述开关电源装置还包括：
振荡器，所述振荡器生成所述驱动信号；
调节器电路，所述调节器电路驱动所述驱动单元；
过零检测电路，所述过零检测电路检测所述电感器的再生时段是否已经终止；以及
驱动停止单元，所述驱动停止单元在所述间歇振荡控制中禁止所述开关元件的导通并且检测到所述过零检测电路已经检测到所述电感器的再生时段的时段中停止所述振荡器和所述调节器电路中的至少一个。
5.根据权利要求1所述的开关电源装置，所述开关电源装置还包括：
电流检测电路，所述电流检测电路检测在所述开关元件中流动的电流并输出检测到的电流信号；
偏移电路，所述偏移电路将偏移添加到从所述电流检测电路输出的所述电流信号；以及
驱动信号生成器，所述驱动信号生成器基于从振荡器供应的脉冲信号和所述偏移电路的输出信号与所述误差信号之间的比较输出来生成所述开关元件的所述驱动信号，
其中，当所述误差信号等于或小于所述偏移时，所述驱动信号生成器停止生成用于导通所述开关元件的所述驱动信号。
6.根据权利要求1所述的开关电源装置，所述开关电源装置还包括：
电流检测电路，所述电流检测电路检测在所述开关元件中流动的电流并输出检测到的电流信号；以及
驱动信号生成器，所述驱动信号生成器基于从振荡器供应的脉冲信号和所述电流信号与所述误差信号之间的比较输出来生成所述开关元件的所述驱动信号，
其中，当所述误差信号等于或小于第二阈值时，所述驱动信号生成器停止生成用于导通所述开关元件的所述驱动信号。
7.根据权利要求1所述的开关电源装置，
其中，所述误差信号生成器包括：
误差放大器，所述误差放大器放大对应于所述第二DC电压的电压与基准电压之间的误差并输出误差放大信号；以及
滤波电路，所述滤波电路用可变时间常数衰减所述误差放大信号并输出所述误差信号，并且
其中，所述开关电源装置还包括：
电流检测电路，所述电流检测电路检测在所述开关元件中流动的电流并输出检测到的电流信号；
驱动信号生成器，所述驱动信号生成器基于从振荡器供应的脉冲信号和所述电流信号与所述误差信号之间的比较输出来生成所述开关元件的所述驱动信号；以及
电压叠加电路，当在所述控制单元执行所述间歇振荡控制的状态下所述驱动信号生成器生成了用于将所述开关元件的导通状态切换成截止状态的信号时，所述电压叠加电路在所述误差放大器的输入端子上叠加电压信号达预定时间。
8.根据权利要求7所述的开关电源装置，
其中，所述滤波电路将在所述误差放大器的所述输入端子上叠加所述电压信号的时段中所述滤波电路的时间常数设置为小于所述时段以外的时段中所述滤波电路的时间常数。
9.根据权利要求8所述的开关电源装置，所述开关电源装置还包括：
比较器，所述比较器将所述误差信号与阈值进行比较，并输出表示比较结果的信号；
过零检测电路，所述过零检测电路检测所述电感器的再生时段是否已经终止；以及
定时器电路，
其中，当从所述过零检测电路输出了表示所述电感器的再生时段已经终止的信号并且从所述比较器输出了表示所述误差信号小于所述阈值的信号时，所述定时器电路在第一预定时间经过之后允许由所述控制单元进行所述间歇振荡控制，并且
其中，当未从所述过零检测电路输出表示所述电感器的所述再生时段已经终止的信号的时间达到第二预定时间时，所述定时器电路禁止由所述控制单元进行所述间歇振荡控制。
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