CN103312170B - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源装置。课题是，已知根据检测出的反馈电压，在轻负载时使开关频率降低而使损失降低的技术，但是没有充分抑制重负载时的开关元件的峰值电流、使使用部件小型化。本发明的开关电源装置使用电压-电流转换电路作为开关信号的频率控制电路，具备根据输出电压检测电路的输出电压判定负载与正常负载相比为轻负载的第一设定电路，和根据输出电压检测电路的输出电压判定负载与正常负载相比为重负载的第二判定电路，在判定为负载是轻负载的情况下使开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率低，在判定为负载是重负载的情况下使开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率高。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及通过半导体开关的开关动作从直流电源转换为电压不同的其他直流的开关电源装置，特别涉及根据负载的大小来控制开关频率、实现装置的高效率化和应用的部件的小型化的控制电路技术。

背景技术

图6表示了专利文献1中周知的根据负载的变动而使开关频率变化、通过减少损失实现高效率化和通过抑制开关元件的峰值电流实现使用部件的小型化的电路例子。主电路方式是回扫式（flyback），控制方式是电流模式控制方式。

主电路结构是：与作为直流电源的电容Ci并联连接包括变压器T的初级线圈P1、作为半导体开关的MOSFETQ1和电流检测电阻Rs的串联电路，与变压器T的次级线圈S1并联连接包括整流二极管D1和平滑电容器Co的整流平滑电路，平滑电容器Co的两端与直流输出端子Po（正极输出端子）、No（负极输出端子）连接。

控制电路在电流模式控制方式下，主要部单片集成为集成电路（IC）。该控制方式将直流输出电压与基准值进行比较，控制初级侧MOSFETQ1中流动的电流的峰值，使得直流输出电压与基准值的偏差为零。

直流输出电压是将使用电阻Ro1和Ro2分压后的电压值对分路分压器（ShuntRegulator）D2的控制端子输入，用与偏差相应的电流驱动光电耦合器PC1的二极管，将与初级侧控制电路连接的光电晶体管的电流通过负载电阻转换为电压，将其作为反馈电压。

另一方面，振荡电路用控制电路的基准电源电压Vreg经由电阻R1对振荡用电容器C2充电，用比较器CP2判定电容器C2的电压达到了用电阻R2和R3分压后的电压，使晶体器Q2导通。晶体管Q2导通时，电容器C2的电荷被放电，同时晶体管Q2自身也断开，触发器（flipflop）FF被设置，MOSFETQ1通过“或非”门NOR、驱动电路、电阻R7而导通。MOSFETQ1导通时，电流IQ1以由直流输入电压值与变压器的电感值决定的斜度上升。将该电流检测为分路电阻Rs的电压，用比较器CP1检测该电压值达到了上述反馈电压值（FB端子的电压值），使触发器FF复位。其结果是，MOSFETQ1断开。通过反复进行这样的动作，直流输出电压被控制为固定值的恒定电压。

在电阻R1和振荡用电容器C2的连接点与输出MOSFETQ1用的开关信号的OUT端子之间，连接由电阻R8、R9和电容器C3构成的平均化电路。驱动MOSFETQ1用的开关信号的导通占空比（on-duty）根据连接在直流输出端子（Po、No）的负载的大小而变化。即，负载轻（轻负载）时导通占空比小，负载大（重负载）时导通占空比大。其结果是，振荡用电容器C2的充电时间在重负载时缩短，开关频率升高。此外，在轻负载时电容器C2的充电时间延长，开关频率降低。因为轻负载时使开关频率降低，所以损失降低，装置的转换效率提高。此外，因为重负载时频率上升，所以MOSFETQ1的电流IQ1的峰值电流被抑制，MOSFETQ1、变压器T、二极管D1等使用部件能够小型化。

作为了控制方式，说明了电流模式控制方式的现有例子，但开关电源的控制方式有电压模式控制方式和电流模式控制方式两种。图7中表示PWM（脉宽调制）控制的区别。如图7（a）所示，电流模式控制方式的PWM波形，因振荡器的导通触发信号而成为导通信号，用比较器CP3对将反馈电压值（FB端子的电压）用负载电阻等电平移位电路转换后的电压和将开关元件（MOSFET）中流动的峰值电流检测值转换为电压后的电压（IS端子的电压）进行比较，峰值电流检测值能够由达到反馈电压值时断开的结构得到。此处，与IS端子连接的LEB（LeadingEdgeBraking），是用于在开关导通时为了不检测IS端子的电压中尖峰电压而屏蔽微少时间的功能。

电压模式控制方式是用比较器CP4对反馈电压值（FB端子的电压）与斜坡电压振荡器Osc的输出电压值进行比较而得到的。作为振荡器也可以使用三角波振荡器等。详情在专利文献3中有说明，所以省略。

接着，图8、图9表示专利文献2中周知的电压模式控制方式的开关电源的现有例子。图8是回扫式的主电路结构，与作为直流电源的电容器Ci并联连接包括变压器T1的初级线圈P和作为半导体开关的MOSFETQ1的串联电路，与变压器T的次级线圈S并联连接包括整流二极管D1和平滑电容器Co的整流平滑电路，平滑电容器Co的两端与直流输出端子Po（正极输出端子）、No（负极输出端子）连接。

控制电路，在负载的恒定状态下用负载状态检测电路LD检测直流输出的负载状态，用光电耦合器PC1将直流电压的状态作为反馈电压发送到初级侧电路，用比较器CP5对该反馈电压和输出三角波形的振荡器OSC的电压进行比较，生成开关波形，通过驱动电路DRV驱动MOSFETQ1。由于反馈电压在负载为轻负载时减小，所以用振荡频率降低电路OFL检测该情况，使振荡器OSC的频率降低。

图9表示振荡频率降低电路OFL和振荡电路OSC2的具体的电路结构。

用比较器CP6将反馈电压与基准值Vref2进行比较，判定是轻负载还是正常负载。正常时使晶体管Q10和Q11导通，轻负载时使晶体管Q10和Q11断开。正常时电容器C4的充电用电流源Ih与Ii的并联电路的电流进行，同样地放电用电流源Ij与Ik的并联电路的电流进行。晶体管Q12和Q13，在电流反射镜电路中晶体管Q12的电流是电流源Ij与Ik的并联电路的电流。另一方面，由于轻负载时使晶体管Q10和Q11断开，所以电容器C4的充电用电流源Ii的电流进行，放电用电流源Ik的电流进行。从而，如图10所示，在轻负载时使开关频率降低，损失减少，装置的转换效率提高。详情在专利文献2中有记载，所以省略。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2002-369514号公报

专利文献2：日本特开平9-98571号公报

专利文献3：日本特开2010-259161号公报

发明内容

发明要解决的课题

如上所述，在现有例子1中，由于用开关元件的驱动信号的占空比使振荡频率变动，所以为了使正常状态下的开关频率稳定，不能够使频率变化的斜率较大。从而，重负载时的开关元件的峰值电流抑制不充分。

此外，现有例子2中，能够减少轻负载时的损失，但不能够抑制重负载时的开关元件的峰值电流。

从而本发明的课题在于提供一种开关电源装置，其能够在正常状态下进行稳定频率的开关，在轻负载时实现低损失化，在重负载时能够抑制开关元件的峰值电流。

用于解决课题的方法

为了解决上述课题，在第一发明中，一种开关电源装置，其特征在于，具备：并联连接在直流电源上的变压器初级线圈与半导体开关的串联电路；整流平滑电路，其连接在上述变压器的次级线圈上；输出电压检测电路，将上述整流平滑电路的输出电压与基准电压的误差放大，将其反馈到上述变压器的初级侧；振荡电路，其使用电容器的充放电动作；和控制电路，其基于上述振荡电路的输出和上述输出电压检测电路的输出，生成驱动上述半导体开关的开关信号，

上述开关电源装置在上述整流平滑电路的输出上连接负载，

上述开关信号的频率控制电路，具备：第一设定电路，其根据上述输出电压检测电路的输出电压判定上述负载与正常负载相比为轻负载；和第二设定电路，其根据上述输出电压检测电路的输出电压判定上述负载与正常负载相比为重负载，

并且在判定为上述负载是轻负载的情况下使上述开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率低，在判定为上述负载是重负载的情况下使上述开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率高。

第二发明是，第一发明中的上述频率控制电路具备将上述输出电压检测电路的输出电压转换为上述电容器的充电或者放电的电流的电压-电流转换电路。

第三发明是，第一或者第二发明中的上述频率控制电路将上述输出电压检测电路的输出电压和来自上述第一设定电路的电压作为输入，在上述输出电压检测电路的输出电压小于来自第一设定电路的电压时将上述输出电压检测电路的输出电压转换为上述电容器的充电或者放电的电流，在上述输出电压检测电路的输出电压大于来自第一设定电路的电压时将来自上述第一设定电路的输出电压转换为上述电容器的充电或者放电的电流。

第四发明是，第一～第三发明中的上述频率控制电路，将上述输出电压检测电路的输出电压和来自上述第二设定电路的电压作为输入，在上述输入电压检测电路的输出电压小于来自第二设定电路的电压时将上述输出电压检测电路的输出电压转换为上述电容器的充电或者放电的电流，在上述放大电路的输出电压大于来自第二设定电路的电压时将来自上述第二设定电路的输出电压转换为上述电容器的充电或者放电的电流。

发明的效果

本发明中，作为振荡器的控制电路具备第一设定电路和第二判定电路，上述第一设定电路根据输出电压检测电路的输出电压判定负载与正常负载相比为轻负载，上述第二判定电路根据输出电压检测电路的输出电压判定负载与正常负载相比为重负载，上述振荡器的控制电路在判定为负载是轻负载的情况下使开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率低，在判定为负载是重负载的情况下使开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率高。

其结果是，能够提供一种高效率且能够使用小型的部件的开关电源装置，在轻负载时使损失减少，在正常时能够进行变动较少的稳定的开关动作，在重负载时能够充分地抑制开关元件的峰值电流。

附图说明

图1是表示本发明的实施例的振荡频率控制电路图。

图2是电压-电流转换电路的基本电路图。

图3是图2的FB电压-Iosc特性图。

图4是应用本发明时的FB电压-Fsw的特性图。

图5是应用本发明时的各种特性图。

图6是表示第一现有例子的电路图。

图7是电流模式控制和电压模式控制的PWM电路原理图。

图8是表示第二现有例子的电路图。

图9是图7的振荡电路部的详细图。

图10是图7的FB电压-Fsw的特性图。

符号说明

Ci、Co、C1～C4、Co2、Cfb……电容器

Q1、M0、M1……MOSFETGA1、GA2……放大器

Q2、Q5、Q6、Qx、Qd2……NPN晶体管

Q7、Q8、Q10～Q15、Qa、Qb、Qc、Qd1……PNP晶体管

PC1……光电耦合器LS1、LS2……电平移位器

CP1～CP8……比较器D1、D3～D5……二极管

FF……触发器DRV……驱动电路

NOR……“或非”门SC……选择电路

R1～R9、R12～R14、R11～R14、Ro1～Ro5、Rosc……电阻

Rb1～Rb3、Rd1、Rd2、Rs……电阻

D2……分路分压器T、T1……变压器

Ref1、Ref2……基准电压OFL……振荡频率降低电路

LD……负载状态检测电路Osc1、Osc2……振荡器

Ia～Ik……电流源CM1、CM2……电流反射镜电路

具体实施方式

本发明的要点在于，使用将输出电压检测电路的输出电压作为反馈电压输入的、并将其转换为电容器的充电或者放电的电流的电压-电流转换电路，具备根据输出电压检测电路的输出电压判定负载与正常负载相比为轻负载的第一设定电路，和根据输出电压检测电路的输出电压判定负载与正常负载相比为重负载的第二设定电路，在判定为负载是轻负载的情况下使开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率低，在判定负载为重负载的情况下使上述开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率高。

【实施例1】

图1是表示本发明的第一实施例的振荡频率控制电路例子，图2是基于反馈端子FB的电压Vfb和基准电压设定器Ref1的基准电压Vref1，决定用于决定振荡电路的频率的电容器的充电电流Iosc用的频率控制电路例子。

图2中，是在选择电路SC的输入上连接来自反馈端子FB的反馈电压Vfb和基准电压设定器Ref1的基准电压Vref1、在选择电路SC的输出上连接放大器GA1的+输入、在放大器GA1的输出上连接晶体管Qx的基极、在晶体管QX的集电极与控制电路电源VDD之间连接由MOSFETM0和M1构成的电流反射镜电路CM1、在晶体管Qx与控制电源的接地GND之间连接电阻Rosc的电路结构。选择电路SC在反馈电压Vfb大于基准电压Vref1时输出基准电压Vref1，在反馈电压Vfb小于基准电压Vref1时输出反馈电压Vfb。放大器GA1、晶体管Qx和电阻Rosc是将放大器GA1的输入电压转换为电流的电路，电流反射镜电路CM1是用MOSFETM1输出与MOSFETM0中流动的电流相应的电流作为电流Iosc的电路。晶体管Qx的电流是放大器的输出电压除以电阻Rosc的电流。从而，输出电流Iosc如图3所示，在反馈电压Vfb大于基准电压Vref1时输出由基准电压Vref1决定的电流，在反馈电压Vfb小于基准电压Vref1时输出由反馈电压Vfb决定的电流。

图1是基于上述原理的电路结构。Ia～Ig是电流源，CM1、CM2是电流反射镜电路，Qa、Qb、Qc、Qd1、Q7、Q8是PNP晶体管，Qx、Qd2、Q5、Q6是NPN晶体管，GA2是放大器，Rb1～Rb3、Rd1、Rd2、Rosc是电阻。Vref_L是判定负载为轻负载的第一设定电路的输出电压，Vref_H是判定负载为重负载的第二设定电路的输出电压。图4中表示与反馈电压的变化相对的开关频率Fsw的变化。此处，能够认为开关频率Fsw与图1的电路的输出即Iosc对应。

图4的决定区间a的电路是将晶体管Qa的基极电压作为第二设定电压Vref_H的电路，决定区间b的电路是由放大器、晶体管Qb、电阻Rb1～Rb3构成的电路，决定区间c的电路是将晶体管Qc的基极电压作为第一设定电路Vref_L的电路，决定区间d的电路是由晶体管Qd1、Qd2、电阻Rd1、Rd2构成的电路。反馈电压Vfb升高、晶体管Qb的基极电压VGA2超过Vref_H时，晶体管Qa导通，晶体管Qx的基极电压成为Vref_H。此时，晶体管Qx中流动的电流IQx成为Vref_H除以电阻Rosc的电流，决定振荡器的频率的电容器的充电电流Iosc成为与其相应的电流。

反馈电压Vfb降低、晶体管Qb的基极电压VGA2小于Vref_H时，晶体管Qa断开，与反馈电压Vfb相应的电压以放大器GA2→晶体管Qb→晶体管Q5→晶体管Q7的路径施加在晶体管Qx的基极上。此时，晶体管Qx中流动的电流IQx是放大器GA2的输出电压VGA2除以电阻Rosc的电流，决定振荡器的频率的电容器的充电电流Iosc成为与其相应的电流。

反馈电压Vfb降低、放大器GA2的输出电压VGA2低于第一设定电压Vref_L时，晶体管Qc导通，以晶体管Q6→晶体管Q6→晶体管Q7的路径，晶体管Qx的基极电压成为Vref_L。此时，晶体管Qx中流动的电流IQx成为第一设定电压Vfb_L除以电阻Rosc的电流，决定振荡器的频率的电容器的充电电流Iosc成为与其相应的电流。

反馈电压Vfb小于第一设定电压Vref_L时，电流以晶体管Qd1→晶体管Qd2→电阻Rd2的路径流动，与该电流相应的电流在电流反射镜电路CM2中流动，晶体管Q8的基极电压成为与反馈电压Vfb相应的电压。此时，晶体管Qx中流动的电流IQx成为反馈电压Vfb*Rd1/Rd2除以电阻Rosc的电流，决定振荡器的频率的电容器的充电电流Iosc成为与其相应的电流。通过如上所述的动作，与反馈电压Vfb相对的开关元件的开关频率Fsw成为如图4所示。

即，在轻负载时开关频率降低，在重负载时开关频率升高。

图5是应用本发明的情况下的各种特性图。图5（a）是与装置的输出电流Iout相对的反馈电压特性，图5（b）是与装置的输出电流Iout相对的开关元件的开关频率特性，图5（c）是与装置的输出电流Iout相对的开关元件的峰值电流特性。可知开关频率在轻负载时降低，在正常负载时固定（正常），在重负载时升高。此外，可知开关元件的重负载时的峰值电流与现有技术相比得到了抑制。

其中，上述实施例中表示了应用于回扫式的开关电源电路的例子，但是主电路方式不限于回扫式，对于正向式也能够同样应用。

工业上的可利用性

本发明涉及开关电源的频率控制，能够应用于各种机器的电源电路、电源电路用集成电路（IC）等。

Claims (3)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：

并联连接在直流电源上的变压器初级线圈与半导体开关的串联电路；

整流平滑电路，其连接在所述变压器的次级线圈上；

输出电压检测电路，将所述整流平滑电路的输出电压与基准电压的误差放大，将其反馈到所述变压器的初级侧；

振荡电路，其使用电容器的充放电动作；和

控制电路，其基于所述振荡电路的输出和所述输出电压检测电路的输出，生成驱动所述半导体开关的开关信号，

所述开关电源装置在所述整流平滑电路的输出上连接负载，

所述开关信号的频率控制电路，具备：

第一设定电路，其根据所述输出电压检测电路的输出电压判定所述负载与正常负载相比为轻负载；

第二设定电路，其根据所述输出电压检测电路的输出电压判定所述负载与正常负载相比为重负载；和

将所述输出电压检测电路的输出电压转换为所述电容器的充电或者放电的电流的电压-电流转换电路，

所述频率控制电路，将所述输出电压检测电路的输出电压和来自所述第一设定电路的电压作为输入并在所述输出电压检测电路的输出电压小于来自所述第一设定电路的电压时判定为所述负载是轻负载，将所述输出电压检测电路的输出电压转换为所述电容器的充电或者放电的电流来使所述开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率低，

所述频率控制电路，将所述输出电压检测电路的输出电压和来自所述第二设定电路的电压作为输入并在所述输出电压检测电路的输出电压大于来自第二设定电路的电压时判定为所述负载是重负载，将来自所述第二设定电路的输出电压转换为所述电容器的充电或者放电的电流来使所述开关信号的频率比正常负载时的开关信号的频率高。

2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：

所述频率控制电路，将所述输出电压检测电路的输出电压和来自所述第一设定电路的电压作为输入，在所述输出电压检测电路的输出电压大于来自第一设定电路的电压时将来自所述第一设定电路的输出电压转换为所述电容器的充电或者放电的电流。

3.如权利要求1或者2所述的开关电源装置，其特征在于：

所述频率控制电路，将所述输出电压检测电路的输出电压和来自所述第二设定电路的电压作为输入，在所述输出电压检测电路的输出电压小于来自第二设定电路的电压时将所述输出电压检测电路的输出电压转换为所述电容器的充电或者放电的电流。